JP2019083672A

JP2019083672A - インバータ並びにモータの駆動制御方法

Info

Publication number: JP2019083672A
Application number: JP2017211481A
Authority: JP
Inventors: 肇久保; Hajime Kubo
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2017-11-01
Filing date: 2017-11-01
Publication date: 2019-05-30

Abstract

【課題】モータの駆動制御において、補償電流制御のためのルックアップテーブルの大容量化を抑制すると共に制御装置の小型化と制御コストの低減を図る。【解決手段】モータ３を駆動制御するインバータ２は、モータ３のトルク指令値と回転角とに応じたｄ軸電流指令値が引き出される第一のルックアップテーブルと、前記トルク指令値と前記回転角とに応じたｑ軸電流指令値が引き出される第二のルックアップテーブルと備える。インバータ２は、ｄ軸電流検出値と前記ｄ軸電流指令値とに基づきデッドビート電流制御を行い、ｄ軸電圧指令値を算出する。また、ｑ軸電流検出値と前記ｑ軸電流指令値とに基づきデッドビート電流制御を行い、ｑ軸電圧指令値を算出する。そして、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値とに基づき前記モータに供する電圧を生成する。【選択図】図１

Description

本発明は、インバータにより駆動されるモータ（同期電動機）の空間高調波リプルを抑制する補償電流の制御に関する。

モータの空間高調波に由来するトルクリプルを抑制するために補償電流指令を生成する技術は以下の二つの方式に大別される。すなわち、軸トルク検出手段を備えて補償電流指令をモータ運用時に学習する方式（特許文献１）と、予め用意したリプル補償用ルックアップテーブルに基づきフィードフォワード的に補償電流指令を与える方式（特許文献２）とに大別される。特に、後者の方式は、テーブル作成時のみ軸トルクの検出を行う一方で、モータ運用時には軸トルクの検出を必要としない。

O. Kukrer. "Discrete-time current control of voltage-fed three-phase pwm inverters." IEEE Transactions on Power Electronics, 11:260-269, 1996. Lothar Springob and Jachim Holth. "High-bandwidth current control for torque-ripple compensation in pm synchronous machines." IEEE Transactions on Industrial Electronics, 45:713-721, 1998. Hyung-Tae Moon, Myung-Joong Youn and Hyun-Soo Kim. "A discrete-time predictive current control for pmsm." IEEE Transactions on Power Electronics, 18:464-472, 2003. 山本康弘，小玉貴志，山田哲夫，市岡忠士，丹羽亨，"PWM同期電流サンプルによる誘導電動機のディジタル電流制御法"，電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌），Vol.112(1992)，No.7，P.613-622

特開２０１３−１９８２２１号公報特開２０１１−５０１１８号公報

モータの空間高調波に由来するリプルはモータの回転角（位置）に応じて周期的に発生するので、補償用ルックアップテーブルもモータの回転角を入力として補償電流指令を生成する。したがって、高次のトルク脈動や高速回転時に発生するトルク脈動を補償する場合は補償電流指令も高周波数となり、インバータの電流制御の帯域が問題になる。

一般に電流制御は高周波数になるほど、ボード線図での振幅（ゲイン）は減衰し、位相遅れは大きくなる。このため補償電流指令が高周波数になったとき補償電流指令波形と実際の出力電流波形の間のずれが拡大し、正確にリプルを補償できなくなる。

これに対し、特許文献２の方式では、ルックアップテーブルの作成時に回転角速度（回転周波数）に応じた振幅の減衰や位相の遅れの情報も学習させ、ルックアップテーブルに含めることで補償している。この方法はモータの機械的な構造だけでなくインバータの遅れ特性まで含めてルックアップテーブルを学習しているため、正確な補償が可能となる利点がある。

しかしながら、ルックアップテーブルの学習に用いたインバータと同じ電流制御のゲインや無駄時間を持つインバータでなければ補償できない。

また、回転角速度に応じて変化する遅れ量もルックアップテーブルで補償するため、ルックアップテーブルのサイズ（容量）が大きくなるという問題もある。

さらに、高速回転に対応したルックアップテーブルを作成するためには、高周波数のトルク脈動を検出できる広帯域な軸トルク検出手段が必要となる。

本発明は、上記の事情の鑑み、モータの駆動制御において、補償電流制御のためのルックアップテーブルの大容量化を抑制すると共に制御装置の小型化と制御コストの低減を図ることを課題とする。

そこで、本発明の一態様は、モータを駆動制御するインバータであって、モータのトルク指令値と回転角とに応じたｄ軸電流指令値が引き出される第一のルックアップテーブルと、前記トルク指令値と前記回転角とに応じたｑ軸電流指令値が引き出される第二のルックアップテーブルと、現在の時刻に計測されたｄ軸電流検出値と前回のｄ軸電圧指令値と前回のｄ軸外乱電圧推定値とから前記モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のｄ軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のｄ軸電流予測値と前記モータの巻線抵抗、回転角速度及び永久磁石磁束とに基づき当該次の時刻のｄ軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のｄ軸外乱電圧推定値と前記算出された次の時刻のｄ軸電流予測値と前記引き出された前記ｄ軸電流指令値とに基づき当該次の時刻のｄ軸電圧指令値を算出する第一の制御部と、現在の時刻に計測されたｑ軸電流検出値と前回のｑ軸電圧指令値と前回のｑ軸外乱電圧推定値とから前記モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のｑ軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のｑ軸電流予測値と前記モータの巻線抵抗、回転角速度及び永久磁石磁束とに基づき当該次の時刻のｑ軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のｑ軸外乱電圧推定値と前記算出された次の時刻のｑ軸電流予測値と前記引き出された前記ｑ軸電流指令値とに基づき当該次の時刻のｑ軸電圧指令値を算出する前記第二の制御部とを有し、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値とに基づき前記モータに供する電圧を生成する。

本発明の一態様は、前記インバータにおいて、前記第一のルックアップテーブルと前記第二のルックアップテーブルに供される回転角に前記モータの回転角速度と電流制御の周期の２倍値との積を加算する加算部をさらに備える。

本発明の一態様は、モータのトルク指令値と回転角とに応じたｄ軸電流指令値が引き出される第一のルックアップテーブルと、前記トルク指令値と前記回転角とに応じたｑ軸電流指令値が引き出される第二のルックアップテーブルとを有するインバータによるモータの駆動制御方法であって、現在の時刻に計測されたｄ軸電流検出値と前回のｄ軸電圧指令値と前回のｄ軸外乱電圧推定値とから前記モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のｄ軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のｄ軸電流予測値と前記モータの巻線抵抗、回転角速度及び永久磁石磁束とに基づき当該次の時刻のｄ軸外乱電圧推定値を推定し、この算出された次の時刻のｄ軸外乱電圧推定値と前記算出された次の時刻のｄ軸電流予測値と前記引き出された前記ｄ軸電流指令値とに基づき当該次の時刻のｄ軸電圧指令値を算出する過程と、現在の時刻に計測されたｑ軸電流検出値と前回のｑ軸電圧指令値と前回のｑ軸外乱電圧推定値とから前記モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のｑ軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のｑ軸電流予測値と前記モータの巻線抵抗、回転角速度及び永久磁石磁束とに基づき当該次の時刻のｑ軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のｑ軸外乱電圧推定値と前記算出された次の時刻のｑ軸電流予測値と前記引き出された前記ｑ軸電流指令値とに基づき当該次の時刻のｑ軸電圧指令値を算出する過程と、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値とに基づき前記モータに供する電圧を生成する過程とを有する。

以上の本発明によれば、モータの駆動制御において、補償電流制御のためのルックアップテーブルの大容量化を抑制すると共に制御装置の小型化と制御コストの低減を図ることができる。

本発明の一態様であるインバータを備えたモータ駆動システムのブロック構成図。図１のインバータにおける補償電流制御装置のブロック構成図。図２の補償電流制御装置におけるデッドビート電流制御部のブロック構成図。（ａ）はデッドビート電流制御器（DB）とPI（比例積分）電流制御器(PI)のゲイン（gain[dB]）を比較したBode線図、（ｂ）はデッドビート電流制御器（DB）とPI電流制御器(PI)の位相遅れ(phase[degree])を比較したBode線図。（ａ）は位相の遅れ補償を適用しなかった場合のd軸電流波形図、（ｂ）は当該場合のq軸電流波形図、（ｃ）は当該場合のトルク波形図。（ａ）は位相の遅れ補償を適用した場合のd軸電流波形図、（ｂ）は当該場合のq軸電流波形図、（ｃ）は当該場合のトルク波形図。

以下に図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

図１に例示されたモータ駆動システム１は、本発明の一態様であるインバータ２が適用されたインバータシステムであって、インバータ２とモータ３は三相電線５で接続され、モータ３は負荷４にカップリングされている。

インバータ２は、外部から与えられたトルク指令値T_e ^*がモータ３の軸に生じるように三相電線５に流れる電流を制御することにより、モータ３を駆動制御する。以下にインバータ２の各機能部について説明する。

回転角・回転角速度検出部２０は、モータ３に具備された回転角センサ６から供されたモータ３の回転角θとこの回転角θに基づく回転角速度ωとをトルク・電流制御部２１に出力する。

トルク・電流制御部２１は、外部からのトルク指令値T_e ^*と、回転角・回転角速度検出部２０からの回転角θ及び回転角速度ωと、座標変換部２２からのd軸電流検出値i_d及びq軸電流検出値i_qとに基づき、d軸電流指令値i_d ^*及びq軸電流指令値i_q ^*を出力する。

座標変換部２２は、三相電線５に付帯された電流センサ７から供された三相電流検出値i_u，i_v，i_wを回転角・回転角速度検出部２０からの回転角θに基づく座標変換によりd軸電流検出値i_d及びq軸電流検出値i_qに変換する。

座標変換部２３は、トルク・電流制御部２１から供されたd軸電圧指令値v_d ^*及びq軸電圧指令値v_q ^*を回転角・回転角速度検出部２０からの回転角θに基づく座標変換により三相電圧指令値v_u ^*，v_v ^*，v_w ^*に変換する。

PWM部２４は、PWM部２４内にある各相のスイッチング素子をオンオフ制御することにより、座標変換部２３からの三相電圧指令値v_u ^*，v_v ^*，v_w ^*に基づく電圧を生成し、三相電線５を介してモータ３に出力する。

また、トルク・電流制御部２１は、モータ空間高調波由来のトルクリプルを抑制するための図２に示す補償電流制御装置１０を実装する。

（補償電流制御装置１０の態様例）
補償電流制御装置１０は、図２に示されたように、加算部１１、二次元ルックアップテーブル１２ｄ，１２ｑ及びデッドビート電流制御器１３ｄ，１３ｑを実装する。

加算部１１は、回転角・回転角速度検出部２０から回転角θ及び回転角速度ωを受けると、位相遅れ補償として、回転角速度ωと電流制御の周期Tsの２倍値との積を回転角θに加算する。この積が加算された回転角θは、二次元ルックアップテーブル１２ｄ，１２ｑを利用したデッドビート電流制御器１３ｄ，１３ｑでの電流制御に供される。

二次元ルックアップテーブル１２ｄ，１２ｑは、外部からの同期座標系のd軸、q軸についてのトルク指令値T_e ^*と加算部１１からの回転角θとに応じて引き出される電流指令値（d軸電流指令値i_d ^*、q軸電流指令値i_q ^*）を各々予め学習して格納したものである。尚、二次元ルックアップテーブル１２ｄは本発明の第一のルックアップテーブルに相当し、二次元ルックアップテーブル１２ｑは本発明の第二のルックアップテーブルに相当する。

デッドビート電流制御器１３ｄ，１３ｑは、座標変換部２２を介した電流センサ７からの「d軸電流検出値i_d」，「q軸電流検出値i_q」と、二次元ルックアップテーブル１２ｄ，１２ｑからの「d軸電流指令値i_d ^*」，「q軸電流指令値i_q ^*」とに基づき、「d軸電圧指令値v_d ^*」，「q軸電圧指令値v_q ^*」を出力する。尚、デッドビート電流制御器１３ｄは本発明の第一の制御部に相当し、デッドビート電流制御器１３ｑは本発明の第二の制御部に相当する。

d軸電圧指令値v_d ^*とq軸電圧指令値v_q ^*は、図１の座標変換部２３を介してPWM部２４に供される。PWM部２４の出力側では、三相電線５に付帯された電流センサ７から、三相電流検出値i_u，i_v，i_wが出力される。電流センサ７は非特許文献４の電流検出方式により三相電流検出値i_u，i_v，i_wを算出する。そして、この三相電流検出値i_u，i_v，i_wは、座標変換部２２により「d軸電流検出値i_d」,「q軸電流検出値i_q」に変換された後、トルク・電流制御部２１にフィードバックされることによりd，q軸電流が制御される。

また、デッドビート電流制御器１３ｄ，１３ｑは、ディジタル制御のサンプル時刻kにおいて次のサンプル時刻k+1の電流値を予測する。そして、この電流値に基づき算出した電圧指令値を時刻k+1からk+2にかけて座標変換部２３を介してPWM部２４に出力することにより、時刻k+2の電流を電流指令値に一致させる（例えば、非特許文献１−４）。

デッドビート電流制御器１３ｄ，１３ｑは、図３に例示されたように、電流予測部１３１、外乱電圧推定部１３２及び電圧指令計算部１３３を実装する。

図示の態様では、時刻kに開始され、時刻k+1から時刻k+2にかけて座標変換部２３を介してPWM部２４に供される電圧指令値v^* _dq,k+1が計算される。

電流予測部１３１は、「現在の時刻kに計測された電流値」と「前回の電圧指令値」と「前回の外乱電圧推定値」とから同期電動機（モータ３）の離散化モデルに基づく以下の式（１）の演算により「次の時刻k+1の電流予測値」を算出する。

外乱電圧推定部１３２は、前記算出された「次の時刻k+1の電流予測値」と「モータ３の巻線抵抗と回転角速度及び永久磁石磁束」とから以下の式（２）の演算により「次の時刻k+1の外乱電圧推定値」を算出する。

電圧指令計算部１３３は、前記算出された「時刻k+1の外乱電圧推定値」と前記算出された「次の時刻k+1の電流予測値」と二次元ルックアップテーブル１２ｄ，１２ｑから引き出されたトルク指令値T_e ^*と回転角θとに応じた「時刻kの電流指令値」とから以下の式（３）の演算により「時刻k+1の電圧指令値」を算出する。

この「時刻k+1の電圧指令値」は、時刻k+1からk+2にかけて座標変換部２３を介してPWM部２４に出力される。

以上のように、「現在の時刻kにセットされた電流指令値」は時刻k+2に実現されることになり、電流は指令値に２サンプル周期遅れで追従するよう制御される。

（本実施形態の動作例）
本実施形態のデッドビート電流制御器１３は、ゲインが高周波数領域まで一定である、位相遅れがどの周波数においても電流制御の周期Tsの２倍で一定であるという特徴を利用して、トルクリプルを補償する電流指令波形をずれなく出力する。

図４は本態様のデッドビート電流制御器（DB）とPI（比例積分）電流制御器(PI)のBode線図である。

図４（ａ）はデッドビート電流制御器（DB）及びPI電流制御器(PI)のゲイン（gain[dB]）を比較したものである。PI電流制御器（PI）のゲインが周波数の上昇にしたがって減衰するのに対し、デッドビート電流制御器（DB）のゲインは高周波数領域まで一定となる。したがって、デッドビート電流制御器（DB）では高周波数の領域でも指令値通りの振幅の電流波形を出力できる。

図４（ｂ）はデッドビート電流制御器（DB）及びPI電流制御器(PI)の位相遅れ(phase[degree])を比較したものである。PI電流制御器の位相遅れは制御器の比例・積分ゲインの設定に応じて変化するのに対し、デッドビート電流制御器の位相遅れは２×Tsで一定である。図４では周期Tsが100μsに設定されており、例えば、横軸の値1400Hzの時の遅れは1400×360×2×100×10^-6=100.8°となる。モータが回転角速度ωで回転しているとき、位相遅れを補償せずに電流制御した場合は回転角θからルックアップテーブルで生成された電流指令値が実際に出力されるのは2×Ts後となり、この時の回転角はすでにθではなくθ+2×ω×Tsとなっている。そこで、図２に示したように回転角速度ωに2×Tsをかけた位相を補償すれば二次元ルックアップテーブル１２ｄ，１２ｑの各々の回転角に一致させて電流を出力することができる。

図５に位相の遅れ補償を適用しなかった場合のd軸電流波形（ａ）、q軸電流波形（ｂ）、トルク波形（ｃ）を示す。また、図６に位相の遅れ補償を適用した場合のd軸電流波形（ａ）、q軸電流波形（ｂ）、トルク波形（ｃ）を示す。補償を入れなかった場合は電流と回転角の関係がルックアップテーブルで指定したものから２×ω×Tsずれているため、空間高調波を正確に補償できず大きなトルクリプルが発生している。補償を入れた場合はルックアップテーブルで指定した通りの回転角と電流の関係が保たれるため、空間高調波に由来するトルクリプルが抑制されている。

（本実施形態の効果）
従来の制御方式（例えば、特許文献２）は、ルックアップテーブル（トルクリプル補償電流テーブル）の学習にインバータと同じ電流制御のゲインや無駄時間等が適用され、インバータの特性に依存することになる。

これに対して、本実施形態のインバータ２とこれによるモータ３の駆動制御方法に供される二次元ルックアップテーブル１２ｄ，１２ｑは、モータ３の回転角のみに依存し、インバータ２の特性に依存しない。したがって、新規設計のモータについて、二次元ルックアップテーブル１２ｄ，１２ｑを作成すれば、特定のインバータに限定することなく、様々なインバータに対応できる。

また、従来の制御方式は、回転角速度に応じて変化する遅れ量もルックアップテーブルで補償するため、ルックアップテーブルのサイズが大きくなる。

これに対して、本実施形態のインバータ２とこれによるモータ３の駆動制御方法は、回転角速度に応じて変化する遅れ量については、ルックアップテーブルではなく、ω×2×Tsの演算により補償するので、ルックアップテーブルのサイズが小さくて済む。これにより、本システムの制御装置を小型化、低コスト化できる。

さらに、従来の制御方式は、周波数に応じたインバータの遅れ特性まで含めてルックアップテーブルを学習するため、インバータの無駄時間や電流制御のゲインにテーブルが依存する。

これに対して、本実施形態のインバータ２とこれによるモータ３の駆動制御方法は、位相遅れは電流制御２周期で一定であるというデッドビート電流制御の特徴を利用する。したがって、周波数に応じた位相遅れ補償やインバータや電流制御器のゲインに合わせた遅れ補償の調整は不要となる。よって、制御構成が簡素となり、本システムの制御装置を低コスト化できる。また、制御器の調整工数を低減できる。

また、従来の制御方式では、高速回転に対応したルックアップテーブルを作成するためには、高周波数のトルク脈動を検出できる広帯域な軸トルク検出手段が必要となる。

これに対して、本実施形態のインバータ２とこれによるモータ３の駆動制御方法は、回転角速度のルックアップテーブルを要しない。したがって、ルックアップテーブル生成時のモータの回転角速度は軸トルクメータの帯域内の低速で良いにも関わらず、モータ運用時には軸トルクメータで検出不可能な高速域の高周波トルクまでも同様に補償可能である。さらに、回転角速度毎のルックアップテーブルを作成する必要がないため、ルックアップテーブル作成時の試験工数を低減できる。

本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、本発明の特許請求の範囲内で様々な態様で実施が可能である。

１…モータ駆動システム
２…インバータ
３…モータ
４…負荷
５…三相電線
１０…補償電流制御装置
１１…加算部
１２ｄ…二次元ルックアップテーブル（第一のルックアップテーブル）、１２ｑ…二次元ルックアップテーブル（第二のルックアップテーブル）
１３…デッドビート電流制御器、１３ｄ…デッドビート電流制御器（第一の制御部）、１３ｑ…デッドビート電流制御器（第二の制御部）
１３１…電流予測部、１３２…外乱電圧推定部、１３３…電圧指令計算部

Claims

モータを駆動制御するインバータであって、
モータのトルク指令値と回転角とに応じたｄ軸電流指令値が引き出される第一のルックアップテーブルと、
前記トルク指令値と前記回転角とに応じたｑ軸電流指令値が引き出される第二のルックアップテーブルと、
現在の時刻に計測されたｄ軸電流検出値と前回のｄ軸電圧指令値と前回のｄ軸外乱電圧推定値とから前記モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のｄ軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のｄ軸電流予測値と前記モータの巻線抵抗、回転角速度及び永久磁石磁束とに基づき当該次の時刻のｄ軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のｄ軸外乱電圧推定値と前記算出された次の時刻のｄ軸電流予測値と前記引き出された前記ｄ軸電流指令値とに基づき当該次の時刻のｄ軸電圧指令値を算出する第一の制御部と、
現在の時刻に計測されたｑ軸電流検出値と前回のｑ軸電圧指令値と前回のｑ軸外乱電圧推定値とから前記モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のｑ軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のｑ軸電流予測値と前記モータの巻線抵抗、回転角速度及び永久磁石磁束とに基づき当該次の時刻のｑ軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のｑ軸外乱電圧推定値と前記算出された次の時刻のｑ軸電流予測値と前記引き出された前記ｑ軸電流指令値とに基づき当該次の時刻のｑ軸電圧指令値を算出する前記第二の制御部と
を有し、
前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値とに基づき前記モータに供する電圧を生成することを特徴とするインバータ。
前記第一のルックアップテーブルと前記第二のルックアップテーブルに供される回転角に前記モータの回転角速度と電流制御の周期の２倍値との積を加算する加算部をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
モータのトルク指令値と回転角とに応じたｄ軸電流指令値が引き出される第一のルックアップテーブルと、前記トルク指令値と前記回転角とに応じたｑ軸電流指令値が引き出される第二のルックアップテーブルとを有するインバータによるモータの駆動制御方法であって、
現在の時刻に計測されたｄ軸電流検出値と前回のｄ軸電圧指令値と前回のｄ軸外乱電圧推定値とから前記モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のｄ軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のｄ軸電流予測値と前記モータの巻線抵抗、回転角速度及び永久磁石磁束とに基づき当該次の時刻のｄ軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のｄ軸外乱電圧推定値と前記算出された次の時刻のｄ軸電流予測値と前記引き出された前記ｄ軸電流指令値とに基づき当該次の時刻のｄ軸電圧指令値を算出する過程と、
現在の時刻に計測されたｑ軸電流検出値と前回のｑ軸電圧指令値と前回のｑ軸外乱電圧推定値とから前記モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のｑ軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のｑ軸電流予測値と前記モータの巻線抵抗、回転角速度及び永久磁石磁束とに基づき当該次の時刻のｑ軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のｑ軸外乱電圧推定値と前記算出された次の時刻のｑ軸電流予測値と前記引き出された前記ｑ軸電流指令値とに基づき当該次の時刻のｑ軸電圧指令値を算出する過程と、
前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値とに基づき前記モータに供する電圧を生成する過程と
を有することを特徴とするモータの駆動制御方法。