JP2019075949A - 共振インバータ装置 - Google Patents
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Abstract
Description
上記入力電力を測定する入力電力測定部(3)と、
上記主回路部の動作制御をする制御部(4)とを備え、
該制御部は、
外部から、上記出力電力の目標値である出力目標値(PO *)が入力される被入力部(41)と、
上記主回路部の電力損失(W)又は回路効率(η)を、上記主回路部の変換ロスパラメータとして導出する導出部(42)と、
上記変換ロスパラメータを用いて上記出力目標値を増加させた値を、上記入力電力の目標値(PI *)として算出する入力電力算出部(43)と、
算出した上記入力電力が入力されるように上記主回路部を動作させる動作指令部(44)と、を備える共振インバータ装置(1)にある。
そのため、出力電力を出力目標値に近づけることができる。例えば、変換ロスパラメータとして電力損失を採用した場合、出力目標値に電力損失を加えた値を、入力電力の目標値とすることができる。この入力電力を主回路部に投入すると、入力電力から上記電力損失を減算した値が出力電力として発生する。そのため、出力目標値に近い出力電力を発生させることができる。
また、変換ロスパラメータとして回路効率を採用した場合、出力目標値を回路効率で除した値を、入力電力の目標値とすることができる。この入力電力を主回路部に投入すると、入力電力に回路効率を乗じた値が出力電力として発生する。そのため、出力目標値に近い出力電力を発生させることができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
上記共振インバータ装置に係る実施形態について、図1〜図7を参照して説明する。図1に示すごとく、本形態の共振インバータ装置1は、主回路部2と、入力電力測定部3と、制御部4とを備える。主回路部2は、直流電源7から供給される入力電力PIを交流電力に変換し、該交流電力を出力電力POとして共振負荷8に供給する。入力電力測定部3は、入力電力PIを測定する。制御部4は、主回路部2の動作制御を行う。
そのため、出力電力POを出力目標値PO *に近づけることができる。例えば、上記変換ロスパラメータとして電力損失Wを採用した場合、出力目標値PO *に電力損失Wを加えた値を、入力電力PIの目標値PI *とすることができる。この入力電力PIが主回路部2に投入された場合、入力電力PIから電力損失Wを減算した値が出力電力POとして発生する。そのため、出力目標値PO *に近い出力電力POを発生させることができる。
また、変換ロスパラメータとして回路効率ηを採用した場合、出力目標値PO *を回路効率ηで除した値を、入力電力PIの目標値PI *とすることができる。この入力電力PIが主回路部2に投入された場合、入力電力PIに回路効率ηを乗じた値が出力電力POとして発生する。そのため、出力目標値PO *に近い出力電力POを発生させることができる。
この場合には、上記情報から変換ロスパラメータを読み取るため、変換ロスパラメータを算出する場合と比べて、短時間で変換ロスパラメータを取得することができる。
本形態は、導出部42の構成を変更した例である。実施形態1と同様に、本形態の導出部42(図1参照)は、記憶部420を備える。記憶部420は、主回路部の制御変数d,f,bと変換ロスパラメータとの関係式を記憶している。導出部42は、この関係式と制御変数d,f,bとを用いて、変換ロスパラメータを算出する。
Wd=mdd+ba
直流電源7の電圧VBとデューティdは反比例の関係にある。そのため、図8に示すごとく、デューティdが高くなると(すなわち電圧VBが低くなると)、電力損失Wdが低下する。
Wf=mf1f3+mf2f2+mf3f+ba
周波数fが高くなると、スイッチング素子21のスイッチング損失が増加する。そのため、図9に示すごとく、周波数fが増加するとWfが高くなる。
間欠動作を行っていないとき Wb=0
間欠動作を行っているとき Wb=bb
間欠動作を行っていないとき
W=mdd(mf1f3+mf2f2+mf3f+ba)
間欠動作を行っているとき
W=mdd(mf1f3+mf2f2+mf3f+ba)+bb
これらの式を、上記記憶部420に記憶させることができる。そして、動作変数d,f,bと上記式とを用いて、電力損失Wを算出することができる。
ηd=kdd+a
上述したように、直流電源7の電圧VBとデューティdは反比例の関係にある。そのため、図13に示すごとく、デューティdが高くなると(すなわち電圧VBが低くなると)、主回路部2の発熱量が低下し、回路効率ηdが高くなる。
ηf=kf1f3+kf2f2+kf3f+a
周波数fが高くなると、スイッチング損失が増加する。そのため、図14に示すごとく、周波数fが高くなると、主回路部2の発熱量が増加し、回路効率ηfが低下する。
間欠動作を行っているときは、ηbは下記式のように、間欠率bの一次関数として表すことができる(図15参照)。
ηb=kbb+ab
間欠動作を行っていないとき
η=kdd(kf1f3+kf2f2+kf3f+a)
間欠動作を行っているとき
η=kdd(kf1f3+kf2f2+kf3f+a)+kbb+ab
これらの式を、上記記憶部420に記憶させることができる。そして、制御変数d,f,bと上記式とを用いて、回路効率ηを算出することができる。
このようにすると、実施形態1のように、変換ロスパラメータと制御変数d,f,bとの関係を全て記憶させる場合と比べて、記憶させるデータの量を少なくすることができる。そのため、記憶容量の小さな記憶部420を用いることができる。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、制御部4の構成を変更した例である。図18に示すごとく、本形態では、電圧センサ31Vによる、直流電源7の電圧VBの測定値を、導出部42に入力している。そして、電圧VBの測定値を用いて、変換ロスパラメータW,ηを導出している。変換ロスパラメータの導出方法としては、例えば実施形態1のように、記憶部420に変換ロスパラメータと電圧VBの関係を記憶しておき、この記憶した情報から、電圧VBに対応する変換ロスパラメータを読み出す方法を採用できる。また、実施形態2のように、変換ロスパラメータと電圧VBの関係式を記憶しておき、この関係式を用いて変換ロスパラメータを算出してもよい。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、変換ロスパラメータの導出方法を変更した例である。図19に示すごとく、本形態では、スイッチング素子21にスイッチ用電流センサ23SWを設けてある。スイッチ用電流センサ23SWとしては、シャント抵抗を利用したものや、ホール素子、カレントトランス等を用いることができる。本形態では、このスイッチ用電流センサ23SWを用いて、スイッチング素子21の電流を測定している。測定した電流値は、導出部42に入力される。導出部42は、電流の測定値を用いて、主回路部2の電力損失Wを算出する。
Wsw=2VB{IswonTswon+IswoffTswoff}/6・f
Won=2Iswrms 2RonTonf
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、変換ロスパラメータの導出方法を変更した例である。図21に示すごとく、本形態では、トランス22にトランス用電流センサ23TRを取り付けてある。このトランス用電流センサ23TRを用いて、トランス22の一次電流Itr1を測定している。導出部42は、この一次電流ITR1の測定値を用いて、トランス22の損失WTRを算出する。
Wcorr1=2Itr1 2Rtr1
また、トランス22の鉄損Wironは、以下の式によって表すことができる。
Wiron=KBafbVe
B=VBd/f/Np/Ae
ここで、Npは一次コイル221の巻数であり、Aeはコア223の実効断面積である。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、変換ロスパラメータの導出方法を変更した例である。図22に示すごとく、本形態では、スイッチング素子21の温度Tswを測定するスイッチ用温度センサ24SWと、トランス22の温度Ttrを測定するトランス用温度センサ24TRと、共振インバータ1内の空気の温度Taを測定する室内温度センサ24Aとを設けてある。これらの温度センサ24としては、サーミスタや光ファイバー温度計等を用いることができる。導出部42は、上記温度センサ24の測定値を用いて、主回路部2の電力損失Wを算出する。
Wsw=(Tsw−Ta)/θswa
Wtr=(Ttr−Ta)/θtra
上記式において、θswaはスイッチング素子21と空気との間の熱抵抗であり、θtraはトランス22と空気との間の熱抵抗である。導出部22は、上記式を用いて、スイッチング素子21の損失Wswと、トランス22の損失Wtrとを算出する。そして、これらを加算して、主回路部2全体の電力損失W(=Wsw+Wtr)とする。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、導出部42の構成を変更した例である。図23に示すごとく、本形態の導出部42は、主導出部421と、補助導出部422とを備える。主導出部421は、スイッチング素子21のデューティdを用いて、変換ロスパラメータW,ηを導出する。補助導出部422は、主回路部2の、デューティd及び電圧VB以外の情報を用いて、変換ロスパラメータW,ηを補正する。そして、この補正した変換ロスパラメータW,ηを用いて、入力目標値PI *を算出する。
W=mdd+ba
主導出部421は、電力損失Wを約100ms毎に算出している。すなわち、主導出部421の制御周期は約100msとされている。
ΔW=mf1f3+mf2f2+mf3f+ba
補助導出部422は、補正量ΔWを約12.5μs毎に算出している。すなわち、補助導出部422の制御周期は約12.5μsとされている。
なお、上記式におけるmd,ba等の意味は、実施形態2と同様である。
そのため、導出部42の処理を分散させることができ、導出部42全体の負荷を低減できる。また、主導出部421は、デューティdを用いて変換ロスパラメータを導出する。デューティdは、変換ロスパラメータに大きく寄与する制御変数である。そのため、デューティdを用いることにより、変換ロスパラメータの近似値を算出することができる。また、算出に用いる変数の数を少なくすることができる(本形態では1個)ため、主導出部421の負荷を低減できる。
そのため、主導出部421の負荷をより低減できる。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、変換ロスパラメータの導出方法を変更した例である。図26に示すごとく、本形態の共振インバータ装置1は、実施形態7と同様に、主導出部421と、補助導出部422とを備える。主導出部421には、デューティdが入力される。主導出部421は、デューティdを用いて、変換ロスパラメータW,ηを算出する。また、主回路部2には、実施形態5と同様に、スイッチング素子用電流センサ23swと、トランス用電流センサ23TR(図21参照)とが設けられている。これらの電流センサ23SW,23TRによって、スイッチング素子21の電流ISW、及びトランス22の一次電流Itr1を測定し、その測定値を補助導出部422へ入力する。また、補助導出部422には、デューティdも入力される。
W=mdd+ba
主導出部421は、この式を用いて、電力損失Wを算出する。主導出部421の制御周期は、実施形態7と同様に約100msとされている。
Wcorr=2ΔItr1 2Rtr1
Rtr1は、一次コイル221の抵抗である。また、補助導出部422の制御周期は、実施形態7と同様に、約12.5μsとされている。
なお、電流検出基準値ISTDとは、デューティd(∝直流電源電圧)に対し、事前にマップ取りした各部(スイッチング素子21、トランス22)の電流値を意味する。主演算(100ms周期)の初期では、デューティdを基に電流検出基準値ISTDを選択し、損失を演算する。その後、次回主演算までの周期間で実施される補正演算(12.5μs周期)にて、実検出した電流値と電流検出基準値ISTDとの差分に応じた補正損失Wcorrを算出し、主演算での損失に補正を掛ける。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
2 主回路部
3 電力測定部
4 制御部
41 被入力部
42 導出部
43 動作指令部
PI 入力電力
PO 出力電力
PO * 出力目標値
Claims (8)
- 直流電源(7)から供給される入力電力(PI)を交流電力に変換し、該交流電力を出力電力(PO)として共振負荷(8)に供給する主回路部(2)と、
上記入力電力を測定する入力電力測定部(3)と、
上記主回路部の動作制御をする制御部(4)とを備え、
該制御部は、
外部から、上記出力電力の目標値である出力目標値(PO *)が入力される被入力部(41)と、
上記主回路部の電力損失(W)又は回路効率(η)を、上記主回路部の変換ロスパラメータとして導出する導出部(42)と、
上記変換ロスパラメータを用いて上記出力目標値を増加させた値を、上記入力電力の目標値(PI *)として算出する入力電力算出部(43)と、
算出した上記入力電力が入力されるように上記主回路部を動作させる動作指令部(44)と、を備える共振インバータ装置(1)。 - 上記導出部は、上記主回路部の制御変数(d,f,b)と上記変換ロスパラメータとの関係を記憶した記憶部(420)を有し、その記憶した情報から、上記制御変数に対応する上記変換ロスパラメータを読み出すよう構成されている、請求項1に記載の共振インバータ装置。
- 上記導出部は、上記主回路部の制御変数と上記変換ロスパラメータとの関係式を記憶した記憶部を有し、上記関係式と上記制御変数とを用いて上記変換ロスパラメータを算出するよう構成されている、請求項1に記載の共振インバータ装置。
- 上記直流電源の電圧(VB)を測定する電圧センサ(31V)を備え、上記導出部は、上記電圧センサによる上記電圧の測定値を用いて、上記変換ロスパラメータを導出するよう構成されている、請求項1に記載の共振インバータ装置。
- 上記主回路部は、上記制御部によって動作制御されるスイッチング素子(21)と、該スイッチング素子の電流を測定するスイッチ用電流センサ(23SW)とを備え、上記導出部は、上記スイッチ用電流センサによる上記電流の測定値を用いて、上記変換ロスパラメータを導出するよう構成されている、請求項1に記載の共振インバータ装置。
- 上記主回路部は、上記スイッチング素子に電気接続したトランス(22)と、該トランスの一次電流を測定するトランス用電流センサ(23TR)とを備え、上記導出部は、上記スイッチ用電流センサと上記トランス用電流センサとの双方の電流センサ(23)の測定値を用いて、上記変換ロスパラメータを導出するよう構成されている、請求項5に記載の共振インバータ装置。
- 上記主回路部は、上記制御によって動作制御されるスイッチング素子と、該スイッチング素子に接続したトランスと、上記スイッチング素子と上記トランスとの少なくとも一方の温度を測定する温度センサ(23)とを備え、上記導出部は、上記温度センサによる温度の測定値を用いて、上記変換ロスパラメータを導出するよう構成されている、請求項1に記載の共振インバータ装置。
- 上記主回路部は、上記制御部によって動作制御されるスイッチング素子を備え、上記導出部は、上記スイッチング素子のデューティ(d)又は上記直流電源の電圧の測定値を用いて上記変換ロスパラメータを導出する主導出部(421)と、上記主回路部の、上記デューティ及び上記電圧以外の情報を用いて、上記変換ロスパラメータを補正する補助導出部(422)とを備える、請求項1に記載の共振インバータ装置。
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