JP2019022061A - 光送信器、変調方法、及び光伝送装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成でクラマース・クローニッヒ検波方式の光伝送を実現する。【解決手段】光送信器は、光源から出力される光を多値変調する光変調器と、送信データがシンボルマッピングされた場合の振幅成分に応じて前記光変調器を駆動する第１駆動電圧と、前記送信データがシンボルマッピングされた場合の位相成分に応じて前記光変調器を駆動する第２駆動電圧を出力するデジタル信号プロセッサと、を有し、前記デジタル信号プロセッサが出力する第２駆動電圧による位相変調の位相偏移は０より大きくπ／２未満となる。【選択図】図４

Description

本発明は、光送信器、変調方法、及び光伝送装置に関する。

デジタルコヒーレント光伝送は、デジタル信号処理により光の強度と位相（さらには偏波）を利用して伝送効率を高め、大容量の長距離伝送を実現する。図１に示すように、デジタル変調では、デジタルデータをＩ軸（搬送波と同相（In-phase）の軸）とＱ軸（搬送波と直交する位相（Quadrature phase）の軸）の直交座標上のシンボル点として表すＩＱ変調が行われる（（Ｃ）図参照）。レーザダイオード（ＬＤ）から出力される光を、ＩＱ変調器で、アナログ電気信号により同相の光信号と直交位相の光信号に変調する（（Ａ）図参照）。アナログ電気信号は、シンボル点の電界情報を表わしている。受信側では、信号光と局発光を干渉させてビート信号を取り出し、受信光の位相と強度の情報を検出する。ビート信号に分散補償等のデジタル信号処理を行って送信信号の波形を識別し再生するので、受信感度が向上する。

一方、最近では、クラマース・クローニッヒ（Kramers-Kronig：以下「ＫＫ」と略称する)検波方式が注目されている（たとえば、非特許文献１及び非特許文献２参照）。ＫＫ検波方式では、信号光は、一定の帯域幅の変調光スペクトルと、変調光スペクトルの片方のエッジで突出する連続光（キャリア）スペクトルを含む信号波形で送信される。受信側では、受信信号が最小位相系を満たすかぎり、フォトダイオード（ＰＤ）の出力強度から位相を復元することができる。ＫＫ検波方式は、直接検波を行いながらも分散補償を可能とし、一般的な直接検波と比較して伝送距離を伸ばすことができる。ＫＫ検波方式を短距離光ネットワークやメトロネットワークに適用することが期待されている。

A． Mecozzi，et al．，"Kramers-Kronig coherent receiver，"Optica 3，1218-1227 (2016) Chen，et al．，"218-Gb/s Single-Wavelength，Single-Polarization，Single-Photodiode Transmission Over 125-km of Standard Singlemode Fiber Using Kramers-Kronig Detection，"OFC 2017，Th5B．6(2017)

ＫＫ検波方式の光伝送で、ＩＱ変調器を用いる送信器構成が報告されている（上記の非特許文献２参照）。図１の（Ｂ）図に示すように、ＩＱ変調器では、一般的に、Ｉ軸とＱ軸のそれぞれでマッハ・ツェンダ（ＭＺ）干渉計型の光変調器が用いられる。ＭＺ干渉計型光変調器では、干渉計を形成する一対の光導波路の近傍に位相変化を加える電極が配置される。ＩＱ変調器は、電極が設けられたＭＺ型変調器を並列で２つ配置し、Ｉ軸とＱ軸の間に９０°の位相差が与えられる。このため、変調部の構成が複雑になる、サイズが大きくなる等の課題がある。

本発明は、簡単な構成でＫＫ検波方式の光伝送を実現する光伝送装置、光送信器及び変調方法を提供することを目的とする。

一つの側面において、光送信器は、
光源から出力される光を多値変調する光変調器と、
送信データがシンボルマッピングされた場合の振幅成分に応じて前記光変調器を駆動する第１駆動電圧と、前記送信データがシンボルマッピングされた場合の位相成分に応じて前記光変調器を駆動する第２駆動電圧を出力するデジタル信号プロセッサと、
を有し、
前記デジタル信号プロセッサが出力する第２駆動電圧による位相変調の位相偏移が０より大きくπ／２未満となる。

簡単な構成でＫＫ方式の光伝送が実現する。

ＩＱ変調器を用いた従来の送信器構成を示す図である。 実施形態の光送信器の基本構成を示す図である。 Ｉ−Ｑ平面へのシンボルマッピングを示す図である。 ＤＳＰの構成例を示す図である。 ＤＳＰの別の構成例を示す図である。 ＤＳＰの別の構成例を示す図である。 ＤＳＰの別の構成例を示す図である。 ダンデム型の光変調器の構成例である。 ダンデム型の光変調器の別の例である。 ダンデム型の光変調器のさらに別の例である。 ひとつのマッハ・ツェンダ型光変調器を用いる例である。 ダンデム型の光変調器にバイアスを付加する構成例である。 最小位相回転量φminと最大位相回転量φmaxを説明する図である ダンデム型の光変調器にバイアスを付加する別の構成例である。 ダンデム型の光変調器にバイアスを付加するさらに別の構成例である。 ダンデム型の光変調器にバイアスを印加するさらに別の構成例である。 実施形態の変調方法のフローチャートである。 実施形態の変調方法のフローチャートである。 実施形態の光送信器が用いられる光伝送装置の模式図である。

図２は、実施形態の光送信器１０の基本構成を示す図である。光送信器１０は、ＫＫ検波方式に対応する変調方式で信号光を変調し、かつ変調部の構成を簡単にする。光送信器１０は、デジタル信号プロセッサ（Digital Signal Processor：ＤＳＰ）１１、デジタル／アナログ変換器（Digital-to-Analog Convertor：ＤＡＣ）１２、光源であるＬＤ１３、及び光変調器１５を有する。

デジタル信号プロセッサ１１は、入力される送信データに応じて、振幅変調するための駆動電圧と、位相変調するための駆動電圧を出力する。このとき、振幅変調及び位相変調の順序、駆動箇所の位置関係は問わない。

ＭＺ干渉計型の変調器は、光変調器１５の一箇所以下で用いられる。ＫＫ検波方式の場合、後述するようにシンボルが消光点を遷移しないので、消光比が多少劣る変調デバイスを用いても、受信信号の強度から位相情報を精度良く復調、再生することができる。したがって、変調部の構成をできるだけ簡単にすることができる。

ＫＫ検波を可能にするために、送信される光信号として、一定の帯域幅を有する変調光スペクトルＳ_Ｍと、変調光スペクトルのエッジで突出するキャリア（搬送波）スペクトルＳ_Ｃを含む波形の光信号を生成する。この例では、データ情報を載せた変調光スペクトルＳ_Ｍの左側（低周波側）のエッジにキャリアスペクトルＳ_Ｃを有する。キャリアスペクトルＳ_Ｃの周波数は、変調光スペクトルＳＭの低周波側エッジの周波数と一致している。この信号スペクトルで、最小位相（minimum phase）が満たされる限り、受信側でＫＫ検波が可能になる。

最小位相とは、応答と逆応答がどちらも因果的、または伝達関数の零点と極がすべて安定であることを意味する。最小位相条件が満たされると、信号エネルギーが時刻０の付近に集まり、群遅延特性が最小になる。受信信号が最小位相を満たすとき、振幅と位相の間にクラマース・クローニッヒの関係が成り立つ。安定な最小位相系では、ヒルベルト変換によって位相特性と振幅特性の一方から、もう一方を得ることができる。

クラマース・クローニッヒの関係は、
Ｈ_i（ω）＝−（１／πω）Ｈ_r（ω）
Ｈ_r（ω）＝−（１／πω）Ｈ_i（ω）
で表され、複素関数の実部と虚部は相互に関係付けられる。ここで、ｉは虚部を表わし、ｒは実部を表わす。この関係式はヒルベルト変換対とも呼ばれる。Ｈ_r（ω）の周波数依存性が分かれば、Ｈ_i（ω）は自動的に決まる。したがって、受信側でＰＤ出力の強度から位相を一意に取り出すことができ、受信信号を復調することができる。この位相と振幅の相関性により、ＫＫ検波方式の場合、Ｉ−Ｑ平面（または複素平面）上にマッピングされるシンボル点は、振幅方向の変調と、位相方向の変調で定義される。

図３は、Ｉ−Ｑ平面へのシンボルマッピングを示す図である。図３（Ａ）は所定の帯域幅を有する変調信号の時間軌跡を示す。灰色のドットは、送信される信号のシンボル点を示す。ここでは、１６ＱＡＭ変調信号を例にとる。シンボルは４つの象限にまたがり、最小位相系を満たさない（零点を遷移し非安定な系となる）。

図３（Ｂ）は、単側波帯信号の時間軌跡（破線）と、その復元信号（実線）を示す。黒色のドットは復元されたシンボルを示す。この信号の中心はπ／４の位置にあるが、信号は何度も原点の周りを回って（破線）、送信信号のシンボルと復元後のシンボルは、ともに単一象限からはみ出している。信号エネルギーが信号中心から拡散して最小位相系が満たされず、復元信号の品質は不十分である。

図３（Ｃ）は、ＫＫ検波方式に対応して変調された信号光の時間軌跡である。図３（Ｂ）と同様に、信号中心はπ／４の位置にあるが、図３（Ｂ）と比較して、より原点から離れている。信号エネルギーが信号中心の周りに集まり、原点を遷移していない。信号中心は、キャリアスペクトルＳ_Ｃのパワーによって決まる。キャリアスペクトルＳ_Ｃのパワーが小さいと、信号中心が原点に近くなり、シンボルは離散して配置される。信号エネルギーは消光点をまたいで拡散し、受信品質が悪くなる。キャリアスペクトルＳ_Ｃのパワーが強いと、シンボルは原点から離れたところに集まりシンボル間の間隔が近くなる。実施形態のＫＫ変調方式では、すべてのシンボルが単一象限内に収まり（最小位相系）、かつシンボル間の識別が正しくできるように、キャリアのパワーと変調光のパワーが配分される。図２の送信波に含まれるキャリアスペクトルＳ_Ｃのパワーは、最小位相が満たされるように十分に大きいパワーに設定されている。最小位相系では、シンボルが消光点（または零点）を遷移しないため、消光比がそれほど高くない変調デバイスを用いても、受信側でヒルベルト変換により信号強度から位相情報が復元される。

＜ＤＳＰの構成例＞
図４は、ＤＳＰ１１の一例として、ＤＳＰ１１Ａの構成を示す。ＤＳＰ１１は、光変調器１５を駆動して最小位相条件を満たす変調光信号を生成するための駆動電圧（電界信号）を生成する。ＤＳＰ１１Ａは、複素平面上に外部からＤＳＰ１１Ａに入力された送信データをマッピングするシンボルマッピング部５１と、位相変調用の駆動電圧及び振幅変調用の駆動電圧を決定する駆動電圧決定部５２を有する。このとき、振幅変調及び位相変調の順序、駆動箇所の位置関係は逆でも良い。駆動電圧決定部５２は、位相変調量を表わす電圧値と振幅変調量を表わする電圧値を出力する。出力された電圧はＤＡＣ１２でアナログ駆動信号（変調信号）に変換されて光変調器１５に入力される。

図５は、ＤＳＰ１１の別の構成例としてＤＳＰ１１Ｂを示す。図４のＤＳＰ１１Ａと同じ構成要素には同じ符号を付けて、重複する説明を省略する。ＤＳＰ１１Ｂは、シンボルマッピング部５１とキャリア成分設定部５３の出力を加算器５４で合成する構成になっているところが、図４のＤＰＳ１１Ａと異なる。

図４のシンボルマッピング部５１では、入力された送信データに基づいて、単一象限内の対応するシンボル点を直接算出した。図５のシンボルマッピング部５１により、例えば信号中心をゼロ（原点）とみなしてシンボル点を計算した後で、キャリア成分設定部５３で設定されるキャリア成分を加算して単一の象限内のシンボル点に変換する。

この構成によっても、送信データは最小位相条件を満たすように単一象限内のシンボル点にマッピングされ、受信側でのＫＫ検波が可能になる。

図６は、ＤＳＰ１１の別の例として、ＤＳＰ１１Ｃの構成を示す。図４と図５では、いったんＩＱ平面上にシンボルマッピングしてから駆動電圧を設定していたが、ＤＳＰ１１Ｃは、直接ＩＱ平面上のシンボル点を表わす振幅電圧と位相電圧を生成する。駆動電圧と位相電圧は、光変調器１５を駆動して最小位相条件を満たす変調光信号を生成するための駆動電圧である。光変調器１５は、この例では振幅変調器１６と位相変調器１７が直列接続されたダンデム型の変調器であるが、これに限定されず、後述するように単一のマッハ・ツェンダ（ＭＺ）型の光変調器であってもよい。

ＤＳＰ１１Ｃは、キャリア光と変調信号光のパワー比を設定するキャリア対信号比（ＣＳＰＲ：Carrier to Signal Power Ratio）設定部５５と、駆動電圧決定部５２を有する。駆動電圧決定部５２には、位相変調用の駆動電圧決定部６２Ａと、振幅変調用の駆動電圧決定部５６が含まれる。外部からＤＳＰ１１Ａに入力された送信データと変調方式のそれぞれは、位相変調用の駆動電圧決定部６２Ａと、振幅変調用の駆動電圧決定部５６に入力される。

ＣＳＰＲ設定部５５は、受信側で最小位相が担保されるパワー比率を設定する。一例として、運用前に受信側で光信号を測定した結果に基づいてパワー比が決定されてもよい。設定されたパワー比に基づいて、ＬＤ１３の出力光パワーは、キャリアスペクトルＳ_Ｃのためのパワーと、変調光スペクトルＳ_Ｍのためのパワーに振り分けられる。ＣＳＰＲ設定部５５に設定されているＣＳＰＲ値は、位相変調用の駆動電圧決定部６２Ａと、振幅変調用の駆動電圧決定部５６に入力される。

位相変調用の駆動電圧決定部６２Ａは、位相変調量算出部６４を有する。位相変調量算出部６４は、ＣＳＰＲ値と、変調方式と、送信データとに基づいて、データ値に対応するシンボルの位相変調量を算出する。１６ＱＡＭの場合、１６個のシンボルのすべてがＩ−Ｑ平面の単一の象限に含まれるように各シンボルの位相変調量が計算される。第１象限の場合は、すべてのシンボルの位相回転量は、０ラジアンより大きく、π／２ラジアンより小さい範囲にある。各シンボルの位相回転量は、信号中心（シンボル群の中心）が原点からどれだけ離れた位置に設定されるかによって変わってくる。信号中心はＣＳＰＲ値、より具体的にはキャリアのパワーによって決まる。計算された位相変調量は、送信データに対応するシンボル点の位相回転を得るための電圧として出力される。

振幅変調用の駆動電圧決定部５６は、キャリア・信号強度算出部５７と、振幅変調量算出部５８と、加算器５９を有する。キャリア・信号強度算出部５７は、ＣＳＰＲ設定部５５から入力されるＣＳＰＲ値に基づいて、キャリアスペクトルＳ_Ｃの強度と、変調光スペクトルＳ_Ｍの強度を計算する。便宜上、キャリアスペクトルＳ_Ｃの強度を「キャリア強度」と呼び、変調光スペクトルＳ_Ｍの強度を「信号強度」と呼ぶ。信号強度は、振幅変調量算出部５８に入力される。振幅変調量算出部５８には変調方式と送信データも入力される。振幅変調量算出部５８は、信号強度と、変調方式と、送信データとに基づいて、単一象限内で送信データに対応するシンボル点の振幅変調量を計算する。算出された振幅変調量は加算器５９にて、キャリア強度と加算される。加算結果は、キャリアスペクトルＳ_Ｃと送信データを載せた変調光スペクトルＳ_Ｍの振幅を得るための電圧として出力される。

位相変調用の駆動電圧決定部６２Ａの出力と振幅変調用の駆動電圧決定部５６の出力は、それぞれＤＡＣ１２により高周波のアナログ電気信号に変換される。振幅変調用のアナログ電気信号は、振幅変調器１６に入力される。位相変調用のアナログ電気信号は、位相変調器１７に入力される。振幅変調用のアナログ電気信号と、位相変調用のアナログ電気信号は、必要に応じて増幅された後に各変調器に入力されてもよい。

ＫＫ検波方式では、送信データは最小位相条件を満たすように単一象限内のシンボル点にマップされ、送信データに対応するシンボル点が位相と振幅によって規定される。振幅変調器１６は、ＬＤ１３から出力される連続光を、ＤＡＣ１２から出力される振幅変調用の駆動電圧で振幅変調する。振幅変調された光は位相変調器１７に入射する。位相変調器１７は、入力光をＤＡＣ１２から出力される位相変調用の駆動電圧で位相変調する。これにより、図２に示す波形スペクトラムで送信データに対応する光信号が出力される。

図７は、ＤＳＰ１１の別の構成例としてＤＳＰ１１Ｄを示す。図６のＤＳＰ１１Ｃと同じ構成要素には同じ符号を付けて、重複する説明を省略する。ＤＳＰ１１Ｄは、位相変調用の駆動電圧決定部６２Ｂの構成が、図６のＤＰＳ１１Ｃと異なる。

位相変調用の駆動電圧決定部６２Ｂは、最大位相変調量算出部６３と、位相変調量算出部６４と加算器６５を有する。図６の位相変調用の駆動電圧決定部６２Ａでは、入力された送信データに基づいて、単一象限内の対応するシンボル点の位相変調量を直接算出した。図７の位相変調用の駆動電圧決定部６２Ｂは、信号中心をゼロ（原点）とみなして位相変調量を計算した後で、固定値を加算して単一の象限内のシンボル点の位相変調量に変換する。たとえば単一の象限を第１象限とする場合は、原点を信号中心して決定されたシンボル点の位相変調量を、信号中心をπ／４とするシンボル点の位相変調量に変換する。

最大位相変調量算出部６３は、ＣＳＰＲ設定部５５から供給されるＣＳＰＲ値に基づいて、最大位相変調量を計算し、計算結果を位相変調量算出部６４に出力する。最大位相変調量は、変調光スペクトルＳ_Ｍに割り振られるパワーによって決まる。位相変調量算出部６４は、最大位相変調量の範囲内で、外部から入力される変調方式と送信データから対応するシンボル点の位相変調量を計算する。計算された位相変調量は加算器６５に入力されて、信号中心を単一の象限内に設定したときの位相変調量に変換するための固定値が加算される。加算器６５の出力値は、位相変調器１７を駆動する電圧値としてＤＡＣ１２に入力される。この構成によっても、送信データは最小位相条件を満たすように単一象限内のシンボル点にマップされ、受信側でのＫＫ検波が可能になる。

＜ダンデム型光変調器による実施例＞
図８は、光送信器１０Ａで用いられるダンデム型の光変調器１５Ａの構成例を示す。光変調器１５Ａは、振幅変調器としてＭＺ干渉計型変調器１６Ａを用いる。ＭＺ干渉計型変調器１６Ａは、たとえばＬｉＮｂＯ_３などの電気光学材料を用いた変調器である。ＭＺ干渉計の一対の光導波路に電圧を加えて屈折率を変化させることで、２つの光導波路を伝搬する光の干渉状態を変化させて、所望の振幅変調をかける。

位相変調器１７は、ＭＺ干渉計型ではない位相器であり、たとえば電気光学結晶を用いる。電気光学結晶に電圧をかけることで屈折率を変化させて、所望の位相回転を生じさせる。振幅変調器としてのＭＺ干渉計型変調器１６Ａと、位相変調器１７を同じ電気光学材料でモノリシックに形成してもよい。また、ＭＺ干渉計型変調器１６Ａと位相変調器１７の配置を逆にしてもよい。光変調器１５Ａの出力は光送信器１０Ａから送信される光信号であり、最小位相系を満たす。

図９は、光送信器１０Ｂで用いられるダンデム型の光変調器１５Ｂの構成例を示す。光変調器１５Ｂは、振幅変調器として電界吸収型（ＥＡ：Electroabsorption）変調器１６Ｂと、位相変調器１７を有する。ＥＡ変調器１６は、半導体の電界吸収効果を利用したもので、量子井戸に電圧を印加することでバンドギャップが変化し光の吸収量が変化する。ＥＡ変調器はＬｉＮｂＯ_３の変調器と比較して小型で駆動電圧が小さい。また、ＬＤ１３との集積化が可能であり、光送信器１０Ｂの小型化に有利である。

図１０は、ダンデム型の光変調器の別の例として、光変調器１９を示す。光変調器１９は、直接変調レーザ（ＤＭＬ：Directly Modulated Laser）１８と位相変調器１７を有する。ＤＭＬ１８は、半導体レーザへ注入する電流をＤＡＣ１２から出力される振幅変調用の駆動電圧で直接変調することで、出力強度（振幅）を変調する。ＤＭＬ１８は、構成と作製が簡単である。電流値の変動にともなう半導体の屈折率変化（チャーピング）により大きな消光比は期待できないが、ＫＫ検波方式と組み合わせることで消光比の問題は解消される。そのため、消光比が高くない変調デバイスでも、小型化、コスト低減、光損失の低減に資する場合は、好適に使用できる。受信側では、ＰＤ出力から直接強度を検出し、振幅から位相情報を正しく取り出すことができる。

＜単一のＭＺ干渉計型変調器による実施例＞
図１１は、光送信器１０Ｄで用いられる単一のＭＺ干渉計型光変調器１５Ｄによる実施例を示す。ＭＺ干渉計型光変調器１５Ｄでは、一対の光導波路の近傍に電極１５１が配置されて光導波路に屈折率変化を与える電圧が印加される（図１１（Ａ））。一対の光導波路に電圧Ｖａを加えて屈折率を変化させることで、２つの光導波路を伝搬する光の干渉状態を変化させて（差動モード）、所望の振幅変調をかける（図１１（Ｂ））。破線の矢印は、逆相の電圧印加を示す。これに対し、一対の光導波路に加わる電圧Ｖｐと変化する屈折率が等しいコモン・モードで動作する場合、所望の位相変調がかかる（図１１（Ｃ））。

振幅変調の駆動電圧Ｖａを差動モード、位相変調の駆動電圧Ｖｐをコモン・モードで変調器に加えることによって、最小位相条件を満たす信号を生成することが可能になる（図１１（Ｄ））。この場合、一方の光導波路には、電圧Ｖｐ＋Ｖａが印加され、他方の光導波路には、電圧Ｖｐ−Ｖａが印加される。

振幅変調の駆動電圧ＶａをＭＺ干渉計型光変調器１５ＤのＲＦ端子１５２に印加し、位相変調の駆動電圧ＶｐをＭＺ干渉計型光変調器１５ＤのＤＣ端子１５３に印加することによっても、最小位相条件を満たす信号を生成することが可能になる（図１１（Ｅ））。このように、振幅変調及び位相変調を同時に発生させる駆動電圧によって、最小位相条件を満たす信号を生成することが可能である。

＜バイアスを付加する構成例１＞
図１２は、ダンデム型の光変調器にバイアスを付加する構成例を示す。光送信器２０は図２（Ａ）の装置構成に加えて、直流（ＤＣ）電源２１と、加算器２２を有する。ＤＡＣ１２から位相変調器１７に供給される駆動電圧は、シンボル点の位相変調量を実現する電圧である。この駆動電圧にバイアス電圧を印加することで、ＤＡＣ１２の出力電圧を抑えることができる。

バイアス電圧を付加しないときの位相変調器１７の光入出力特性は、
Ｅout(t)=Ｅin(t)ｅｘｐ(jδ(t)Δφ)
で表される。ここで、Ｅin(t)は位相変調器１７への入力光信号、Ｅout(t)は位相変調器１７からの出力光信号、δ(t)は位相変調器１７に入力される正規化された入力電圧（すなわち正規化された位相変調用のＤＡＣ出力電圧）、Δφは位相変調器１７自体の可変位相幅である。

位相変調器１７に入力される正規化入力電圧δ(t)は、
（φmin／Δφ）＜δ(t)＜（φmax／Δφ）
の範囲にある。ここで、φminとφmaxは、変調方式とＣＳＰＲ値によって決まる最小の位相回転量と、最大の位相回転量である。

図１３は、最小位相回転量φminと最大位相回転量φmaxを説明する図である。上述のように、ＣＳＰＲ値によって単一象限内での信号中心が決まり、変調方式によってシンボル点の数が決まる。ＣＳＰＲと変調方式により、最小位相回転量φminと、最大位相回転量φmaxが決まる。

図１２に戻って、バイアス電圧を付加したときの位相変調器１７の光入出力特性は、
Ｅout(t)＝Ｅin(t)ｅｘｐ[(j（δ(t)+δbias）Δφ]
で表される。ここで、δbiasは付加されるバイアス電圧である。位相変調器１７に入力される正規化入力電圧δ(t)は、
（φmin／Δφ）−δbias ＜δ(t)＜（φmax／Δφ）−δbias
となり、ＤＡＣ１２の位相変調器１７への出力電圧δ(t)を低減することができる。

＜バイアスを付加する構成例２＞
図１４は、ダンデム型の光変調器にバイアスを付加する別の構成例を示す。この構成例では、振幅変調器１６に印加される駆動電圧に、バイアス電圧を付加する。光送信器２０は、図２（Ａ）の装置構成に加えて、ＤＣ電源２３と加算器２４を有する。ＤＡＣ１２から振幅変調器１６に供給される駆動電圧は、シンボル点の振幅変調量を実現する電圧である。この駆動電圧にバイアス電圧を印加することで、ＤＡＤ１２の出力電圧を抑えることができる。

バイアス電圧を付加しないときの振幅変調器１６の光入出力特性は、
Ｐout(t)＝Ｐin(t)ｃｏｓ²［(π/2)(1/2-ｋ(δ(t)-1/2)）］
で表される。ここで、Ｐin(t)は振幅変調器１６への入力光パワー、Ｐout(t)は振幅変調器１６からの出力光パワー信号、δ(t)は振幅変調器１６に入力される正規化された入力電圧（すなわち正規化された振幅変調用のＤＡＣ出力電圧）、ｋは振幅変調器１６の消光比によって一意に決まる係数である。

振幅変調器１６に入力される正規化入力電圧δ(t)は、

の範囲にある。ここで、ＡminとＡmaxは、変調方式とＣＳＰＲ値によって決まるＰout／Ｐinの最小値と最大値である。Ｐout／Ｐinの値は、単一象限内でのシンボル点の原点からの距離、すなわち振幅と相関する。

バイアス電圧を付加したときの位相変調器１７の光入出力特性は、
Ｐout(t)＝Ｐin(t)ｃｏｓ²［(π/2)(1/2-ｋ(δ(t)+δbias-1/2)）］
で表される。ここで、δbiasは付加されるバイアス電圧である。振幅変調器１６に入力される正規化入力電圧δ(t)は、

となり、ＤＡＣ１２の振幅変調器１６への出力電圧δ(t)を低減することができる。

＜バイアスを付加する構成例３＞
図１５は、ダンデム型の光変調器にバイアスを付加する別の構成例を示す。この構成例では、振幅変調器１６に印加される駆動電圧と、位相変調器１７に印加される駆動電圧にバイアス電圧を付加する。光送信器２０は、図２（Ａ）の装置構成に加えて、振幅変調器１６のためのＤＣ電源２３と加算器２４、及び位相変調器１７のためのＤＣ電源２１と加算器２２を有する。振幅変調器１６へのＤＡＣ出力と位相変調器１７へのＤＡＣ出力の双方で出力電圧を低減することができる。

＜バイアスを付加する構成例４＞
図１６は、ダンデム型の光変調器にバイアスを印加する構成例４を示す。構成例４は構成例２と比べてバイアス電圧を直接供給している点で異なる。例えば、マッハ・ツェンダ（ＭＺ）干渉計型の光変調器を振幅変調器１６として用いた場合、通常のＭＺ干渉計型変調器には端子が２つ(ＲＦ端子、ＤＣ端子)あるので、駆動電圧の他にバイアス電圧を直接印加することが出来る。このような構成にすることによって部品を追加することなく、バイアスの印加を実現することが出来る。

また、位相変調器１７もマッハ・ツェンダ（ＭＺ）干渉計型の光変調器を適用し、直接バイアス電圧を印加することは可能であるが、バイアスを印加するための部品のコストをカットすることのメリットより、位相変調器自体のコストが高くなってしまうデメリットが上回ってしまう。よって、将来、安価で２つ以上の端子をもつ位相変調器が開発されればそのＤＣ端子に駆動電圧及びバイアス電圧を印加することで上述したようなメリットを得ることができる。

＜動作フロー１＞
図１７は、光送信器１０（または２０）が行う変調方法のフローチャートである。この動作フローは、図４及び図５に示したＩＱでシンボルマッピングしてから振幅と位相に分ける構成に適用される。

ＤＳＰ１１は、送信データが入力されると（Ｓ１１でＹＥＳ）、送信データに基づいて、最小位相条件を満たすシンボル点にマッピングする（Ｓ１２）。マッピングされた各シンボルの振幅変調量を表す駆動電圧と位相変調量を表す駆動電圧を算出する（Ｓ１３）。振幅変調量を表わす駆動電圧と位相変調量を表わす駆動電圧で光変調器１５を駆動してＫＫ変調光信号を出力する（Ｓ１４）。光変調器１５から出力される光信号は、図２に示す信号波形を有し、十分に高いパワーのキャリアスペクトルＳ_Ｃと、データを載せた変調光スペクトルＳ_Ｍを含む。光送信器１０の運用中（Ｓ１５でＮＯ）、ステップＳ１２〜Ｓ１５を繰り返す。

＜動作フロー２＞
図１８は、光送信器１０（または２０）が行う変調方法の別の動作フローを示すフローチャートである。この動作フローは、入力データと変調方式とＣＳＰＲに基づいて直接シンボル点に相当する振幅変調量と位相変調量を決める図６及び図７の構成に適用される。ＤＳＰ１１にＣＳＰＲを設定する（Ｓ２１）。ＣＳＰＲは、一例として運用前にテスト信号を用いた受光結果に基づいて決定される。運用中は、ＤＳＰ１１は、送信データが入力されると（Ｓ２２でＹＥＳ）、用いられる変調方式と、送信データと、設定されているＣＳＰＲ値とに基づいて、最小位相条件を満たすシンボル点に相当する振幅変調量と位相変調量を算出する（Ｓ２３）。振幅変調量を表わす駆動電圧で振幅変調器１６を駆動し、位相変調量を表わす駆動電圧で位相変調器１７を駆動してＫＫ変調光信号を出力する（Ｓ２４）。光変調器１５から出力される光信号は、図２に示す信号波形を有し、十分に高いパワーのキャリアスペクトルＳ_Ｃと、データを載せた変調光スペクトルＳ_Ｍを含む。光送信器１０の運用中（Ｓ２５でＮＯ）、ステップＳ１２〜Ｓ１５を繰り返す。

受信側では、図２の信号波形の光信号がＰＤで受光される。ＰＤから出力される光電流Ｉは、受光された信号の電界強度の二乗に比例する。光電流を、たとえば２倍のサンプリングレート（変調光スペクトルＳ_Ｍの帯域幅の２倍の帯域幅）でデジタルサンプリングする。ＤＳＰで電界強度（振幅）を求め、ヒルベルト変換により位相情報を取得する。

この方法により、光変調器１５を簡単な構成とし、光送信器のサイズ、コスト、光損失等を低減することができる。また、シンボルが消光点を遷移しない変調方式なので、消光比がそれほど高くない光デバイスを使用することが可能になり、コスト低減に資する。

上述した例では１６ＱＡＭの変調方式を用いたが、この例に限定されず、本発明は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、ＤＰ−ＱＰＳＫなど、その他の多値変調にも適用可能である。いずれの場合もすべてのシンボル点が単一の象限内に収まるように（最小位相条件を満たすように）振幅と位相が変調される。シンボル点が配置される象限は第１象限に限定されず、たとえば、すべてのシンボル点が第３象限に配置されてもよい。この場合も、最小位相から最大位相までの位相偏移の範囲は０〜π／２の間である。
ＤＰ−ＱＰＳＫの場合は、Ｘ偏波とＹ偏波のそれぞれにダンデム型の光変調器１５を配置することで、ＭＺ干渉計型の光変調器で構成する場合と比較して、サイズ、構成の複雑さを大幅に低減することができる。ダンデム型の光変調器を用いる場合、位相と振幅の配置順序に限定はない。

＜光伝送装置への適用＞
図１９は、実施形態の光送信器１０（または２０）が適用される光伝送装置１の構成例を示すブロック図である。光伝送装置１は、例示的に、光分岐挿入装置（reconfigurable optical add-drop multiplexer，ROADM）を示す。図示を省略しているが、ROADM全体の動作を制御する装置制御部がROADMに備えられていてよい。なお、光伝送装置１は、光ネットワーク（光伝送システム）のエレメント（ＮＥ）の一例である。

受信側の光増幅器（「ＡＭＰ」と標記）１０１は入力光伝送路を伝送されてくる光（ＷＤＭ光）を受信して増幅し、増幅された光信号を波長選択スイッチ（「ＷＳＳ」と標記）１０２に出力する。送信側の光増幅器１０７は、ＷＳＳ１０５から入力される送信光（ＷＤＭ光）を増幅して出力光伝送路へ送信する。光増幅器１０１、１０５は、例えば、エルビウム添加光ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）等の希土類添加光ファイバ増幅器である。

光伝送装置１は、ＷＤＭ光に含まれる、いずれかの波長の光をドロップ、アド及びスルーする機能を有する。例えば、光増幅器１０１から入力された受信ＷＤＭ光を、当該ＷＤＭ光に含まれる光の波長単位で、他の方路（Degree）の光伝送路へ送信したり、光受信器（Ｒｘ）宛てに分岐（ドロップ）したり、光増幅器１０７の方向へスルーしたりすることができる。「他の方路の光伝送路」とは、例示する光伝送路とは異なる方路に対応する光伝送路である。また、光増幅器１０１の方向から入力された受信ＷＤＭ光に、他の方路の光伝送路から受信したＷＤＭ光や光送信器からの送信光を波長単位で挿入（アド）することができる。

光伝送装置１は、図１９に例示するように、ＷＳＳ１０２、ＷＳＳ１０５、デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）１０３、及びマルチプレクサ（ＭＵＸ）１０６を備える。ＷＳＳ１０２は、入力されたＷＤＭ光を分岐し、分岐光をデマルチプレクサ１０３とＷＳＳ１０５に出力する。分岐光の出力先には、他の方路の光伝送路が含まれることもある。デマルチプレクサ１０３に出力される分岐光は、「ドロップ光」と称し、ＷＳＳ１０５に出力される分岐光は、「スルー光」と称する。

ＷＳＳ１０５は、ＷＳＳ１０２から入力されるスルー光、及び、マルチプレクサ１０６から入力されるアド光を、波長単位で選択し出力する。ＷＳＳ１０５での波長選択対象には、他の方路の光伝送路から入力されるＷＤＭ光に含まれるいずれかの波長が含まれてよい。

ＷＳＳ１０２とＷＳＳ１０５の各々は、入力ポートに入力されたＷＤＭ光を、波長単位でいずれかの出力ポートに接続する機能と、波長単位で透過光パワーを調整できる機能とを有する。「透過光パワーの調整」は、光の減衰量（あるいは損失量）を調整することで実施される。

透過光パワーの調整機能（アッテネーション機能）に着目すれば、ＷＳＳは、可変光減衰器（ＶＯＡ）の一例である。ＷＳＳ１０２及びＷＳＳ１０５の光スイッチ機能とアッテネーション機能とは、入力された光（ビーム）の反射方向を空間的に可変して内部的な光経路を変えることのできる素子を用いて実現される。当該素子は、「空間光変調素子」と称する。空間光変調素子の一例としては、ＬＣＯＳ（Liquid Crystal on Silicon）技術やＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）技術を用いた素子が挙げられる。空間光変調素子は、入力された光ビームの空間的な反射方向を調整することで、出力ポートに結合する光ビームの波長や光パワーを調整できる。したがって、空間光変調素子は、出力ポートへの光の透過帯域を可変にでき、また、出力ポートから出力される光のパワーを可変にできる。このような空間光変調素子をＷＳＳ１０２及びＷＳＳ１０５に用いることで、光伝送装置１において、フレキシブルグリッドやカラーレスをサポートすることができる。

デマルチプレクサ１０３は、ＷＳＳから入力されるドロップ光を波長分離して光受信器（Ｒｘ）へ出力する。光受信器（Ｒｘ）がコヒーレント受信可能であれば、光受信器（Ｒｘ）は、異なる複数波長の光が入力されても目的の受信波長の光を選択受信できる。したがって、デマルチプレクサ１０３は、入力ドロップ光を光受信器（Ｒｘ）に分岐する光カプラに代替されてもよい。

マルチプレクサ１０６は、光送信器（Ｔｘ）１０から入力されるアド光を波長多重してＷＳＳへ出力する。なお、デマルチプレクサ及びマルチプレクサの一方又は双方は、ＷＳＳ等の透過帯域可変のフィルタや、光カプラ等を用いて構成してよい。マルチプレクサ１０６は、光送信器（Ｔｘ）１０から入力されるアド光を波長多重してＷＳＳ１０５へ出力する。

なお、デマルチプレクサ１０３とマルチプレクサ１０６の一方又は双方は、ＷＳＳ等の透過帯域可変のフィルタや、光カプラ等を用いて構成してよい。光送信器１０は、例えば、デジタル信号プロセッサ１１（図２参照）と、コヒーレント信号光送信部を備え、コヒーレント信号光送信部に含まれる光変調器１５に本発明は適用可能である。

以上の説明に対し、以下の付記を提示する。
（付記１）
光源から出力される光を多値変調する光変調器と、
送信データがシンボルマッピングされた場合の振幅成分に応じて前記光変調器を駆動する第１駆動電圧と、前記送信データがシンボルマッピングされた場合の位相成分に応じて前記光変調器を駆動する第２駆動電圧を出力するデジタル信号プロセッサと、
を有し、
前記デジタル信号プロセッサが出力する第２駆動電圧による位相変調の位相偏移が０より大きくπ／２未満となることを特徴とする光送信器。
（付記２）
前記光変調器は、前記送信データを載せた変調光スペクトルと、前記変調光スペクトルのエッジに突出するキャリアスペクトルとを含む波形の光信号を出力することを特徴とする付記１に記載の光送信器。
（付記３）
前記デジタル信号プロセッサは、
前記キャリアスペクトルの強度と前記振幅成分に基づき前記第１駆動電圧を出力する
ことを特徴とする付記１又は２に記載の光送信器。
（付記４）
前記光変調器は、
直列接続された振幅変調器と位相変調器を有することを特徴とする付記１乃至３の何れかに記載の光送信器。
（付記５）
前記光変調器は１つのマッハ・ツェンダ型光変調器であることを特徴とする付記１乃至３の何れかに記載の光送信器。
（付記６）
前記デジタル信号プロセッサは、
差動モードで第１駆動電圧を出力し、コモン・モードで第２駆動電圧を出力することを特徴とする付記５に記載の光送信器。
（付記７）
前記デジタル信号プロセッサは、
前記第１駆動電圧をＲＦ端子に出力し、前記第２駆動電圧をＤＣ端子に出力することを特徴とする付記５又は６に記載の光送信器。
（付記８）
前記デジタル信号プロセッサは、
キャリア対信号パワー比を設定する設定部と、
前記キャリア対信号パワー比と、前記送信データと、変調方式とに基づいて、前記第１駆動電圧を決定する第１の駆動電圧決定部と、
前記キャリア対信号パワー比と、前記送信データと、前記変調方式に基づいて、前記第２駆動電圧を決定する第２の駆動電圧決定部と、
を有することを特徴とする付記１又は２に記載の光伝送装置。
（付記９）
前記デジタル信号プロセッサは、
キャリア対信号パワー比を設定する設定部と、
前記キャリア対信号パワー比に基づいて、前記キャリアスペクトルの強度と前記変調光スペクトルの強度を計算し、前記キャリアスペクトルの強度と前記変調光スペクトルの強度から前記第１駆動電圧を決定する第１の駆動電圧決定部と、
を有することを特徴とする付記２に記載の光伝送装置。
（付記１０）
前記第１の駆動電圧決定部は、前記変調光スペクトルの強度と、前記送信データと、変調方式とに基づいて、前記送信データの振幅変調量を計算)することを特徴とする付記９に記載の光伝送装置。
（付記１１）
前記振幅変調器は直接変調レーザであることを特徴とする付記４に記載の光伝送装置。
（付記１２）
送信データがシンボルマッピングされた場合の振幅成分に応じた第１駆動電圧と、前記送信データがシンボルマッピングされた場合の位相成分に応じた第２駆動電圧とに基づいて、前記第２駆動電圧による位相変調の位相偏移が０より大きくπ／２未満となる光信号を生成する光変調方法。
（付記１３）
前記生成された光信号のスペクトルは、前記送信データを載せた変調光スペクトルと、前記変調光スペクトルのエッジに突出するキャリアスペクトルとを含む波形であることを特徴とする付記１２に記載の変調方法。
（付記１４）
設定された変調方式と、キャリア対信号パワー比と、前記送信データとに基づいて、振幅変調量と位相変調量を算出し、
前記振幅変調量から前記第１駆動電圧を決定し、前記位相変調量から前記第２駆動電圧を決定することを特徴とする付記１２または１３に記載の変調方法。
（付記１５）
第１駆動電圧が印加される振幅変調器と、前記振幅変調器と直列接続され第２駆動電圧が印加される位相変調器とを有する送信器を有し、
前記送信器から出力される送信データが変調された変調光スペクトルと、前記変調光スペクトルのエッジに突出するキャリアスペクトルとを含む波形の光信号を出力することを特徴とする光伝送装置。

１ 光伝送装置
１０、２０ 光送信器
１１、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄ ＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）
１２ ＤＡＣ
１３ ＬＤ（光源）
１５、１９ 光変調器
１６ 振幅変調器
１７ 位相変調器
１８ 直接変調レーザ
５１ シンボルマッピング部
５２ 駆動電圧決定部
５３ キャリア成分設定部
５４ 加算器
５５ ＣＳＰＲ設定部
５６ 振幅変調用の駆動電圧決定部
５７ キャリア・信号強度算出部
５８ 振幅変調量算出部
６２Ａ、６２Ｂ 位相変調用の駆動電圧決定部
６４ 位相変調量算出部

Claims (10)

1. 光源から出力される光を多値変調する光変調器と、
   送信データがシンボルマッピングされた場合の振幅成分に応じて前記光変調器を駆動する第１駆動電圧と、前記送信データがシンボルマッピングされた場合の位相成分に応じて前記光変調器を駆動する第２駆動電圧を出力するデジタル信号プロセッサと、
   を有し、
   前記デジタル信号プロセッサが出力する第２駆動電圧による位相変調の位相偏移が０より大きくπ／２未満となることを特徴とする光送信器。
2. 前記光変調器は、前記送信データを載せた変調光スペクトルと、前記変調光スペクトルのエッジに突出するキャリアスペクトルとを含む波形の光信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
3. 前記デジタル信号プロセッサは、
   前記キャリアスペクトルの強度と前記振幅成分に基づき前記第１駆動電圧を出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載の光送信器。
4. 前記光変調器は、
   直列接続された振幅変調器と位相変調器を有することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の光送信器。
5. 前記光変調器は１つのマッハ・ツェンダ型光変調器であることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の光送信器。
6. 前記デジタル信号プロセッサは、
   差動モードで第１駆動電圧を出力し、コモン・モードで第２駆動電圧を出力することを特徴とする請求項５に記載の光送信器。
7. 前記デジタル信号プロセッサは、
   前記第１駆動電圧をＲＦ端子に出力し、前記第２駆動電圧をＤＣ端子に出力することを特徴とする請求項５又は６に記載の光送信器。
8. 送信データがシンボルマッピングされた場合の振幅成分に応じた第１駆動電圧と、前記送信データがシンボルマッピングされた場合の位相成分に応じた第２駆動電圧とに基づいて、前記第２駆動電圧による位相変調の位相偏移が０より大きくπ／２未満となる光信号を生成する光変調方法。
9. 前記生成された光信号のスペクトルは、前記送信データを載せた変調光スペクトルと、前記変調光スペクトルのエッジに突出するキャリアスペクトルとを含む波形であることを特徴とする請求項８に記載の変調方法。
10. 第１駆動電圧が印加される振幅変調器と、前記振幅変調器と直列接続され第２駆動電圧が印加される位相変調器とを有する送信器を有し、
    前記送信器から出力される送信データが変調された変調光スペクトルと、前記変調光スペクトルのエッジに突出するキャリアスペクトルとを含む波形の光信号を出力することを特徴とする光伝送装置。