JP2018201118A

JP2018201118A - 光送受信システム

Info

Publication number: JP2018201118A
Application number: JP2017104735A
Authority: JP
Inventors: 藤原　正満; Masamitsu Fujiwara; 正満藤原; 遼胡間; Ryo Koma
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2017-05-26
Filing date: 2017-05-26
Publication date: 2018-12-20
Anticipated expiration: 2037-05-26
Also published as: JP6767310B2

Abstract

【課題】最適値計算を精度よく行うこと。【解決手段】周波数変調光信号を受信し、局部発振光に基づいて、周波数変調光信号をホモダイン検波して、同相成分と直交成分の電気信号を出力し、同相成分と直交成分の電気信号の各々をサンプリングしてデジタルの同相成分のサンプリング信号と直交成分のサンプリング信号に変換し、同相成分と直交成分のサンプリング信号を差動検波し、差動検波によって得られる信号に含まれる各信号点の出現頻度が均一、または、ほぼ均一である固定パターンに基づいて、位相平均値を算出し、位相平均値に基づいて、同相成分と直交成分のサンプリング信号の位相を逆回転させる。【選択図】図４

Description

本発明は、光送受信システムに関する。

光加入者システムでは、ＩＥＥＥ(The Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc.)やＩＴＵ−Ｔ(International Telecommunication Union Telecommunication Standardization Sector)で標準化されているＰＯＮ(Passive Optical Network)方式のシステムが広く用いられている。ＰＯＮシステムは、複数の加入者線終端装置（以下「ＯＮＵ」（Optical Network Unit）という）の各々が、収容局外に設置された光スプリッタを介して、一本の光ファイバに結合されて、収容局の加入者線端局装置（以下「ＯＬＴ」（Optical Line Terminal)という）に接続されるネットワーク構成を有している。

ＰＯＮシステムでは、上り信号と下り信号とが異なる波長により、同一光ファイバ上で双方向に伝送される。下り信号は、複数の加入者宅の各々に設置されるＯＮＵ宛ての信号が、時分割多重（以下「ＴＤＭ」(Time Division Multiplexing)という）技術を用いて多重された連続信号である。ＯＮＵは、光スプリッタにおいて分岐された連続信号から、自装置に割り当てられたタイムスロットの信号を取り出して受信する。上り信号は、ＯＮＵが間欠的に送信するバースト信号であり、光スプリッタで結合されてＴＤＭ信号となりＯＬＴが受信する。このように、ＰＯＮシステムでは、収容局のＯＬＴから光スプリッタまでの光ファイバ及び収容局に配置されるＯＬＴを、複数の加入者で共用化できることから、ギガを超える高速の光アクセスサービスを経済的に提供することができる。

既に商用システムとして利用されているＰＯＮシステムにおいて、許容伝送路損失の拡大が大きな課題の１つと考えられている。許容伝送路損失の拡大が実現できれば、分岐数の大きな光スプリッタを活用した収容加入者数の増大、伝送距離の長延化による収容エリアの拡大等、単一システムでより効率的な加入者の収容が可能となる。

この課題を解決するために、光増幅器をＯＬＴに配置し、この光増幅器をポストアンプとして用いて送信器の出力強度を増加する一方、この光増幅器をプリアンプとして用いて受信器の感度を改善して、許容伝送路損失を拡大する手法が広く検討されている。しかし、光増幅器のポストアンプとしての出力強度の増加に比べて、プリアンプとしての受信感度の改善の効果は小さい。そのため、下り信号と同等の許容伝送路損失を得るためには、上り信号の更なる受信感度の改善が必要となる。

上り信号の受信感度の改善を実現するために、デジタルコヒーレント伝送技術をＰＯＮシステムに適用することが検討されている（例えば、非特許文献１参照）。デジタルコヒーレント伝送技術における受信技術を適用することにより、これまでＰＯＮシステムで用いられてきた強度変調直接検波方式と比較して大幅に受信感度を改善させることができる。

また、強度変調信号の代わりに位相変調信号を用いることにより更に受信感度を３ｄＢ向上させることが可能である。近年、４値の位相変調信号、すなわち、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）信号が、大容量の中継伝送システムで用いられている。ＱＰＳＫの信号生成は、ニオブ酸リチウム(ＬｉＮｂＯ_３)マッハツェンダ変調器（以下「ＬＮ変調器」という）を用いて行われる。ＬＮ変調器は、変調帯域や光ファイバとの結合の面で優れた特性を有するため、長距離伝送システムに適したデバイスである。しかし、このデバイスは、数センチメートルオーダの長さを有するため、加入者ネットワークへの適用、特にＯＮＵに適用することは現実的でない。

ＬＮ変調器に代わる小型の変調器として、インジウムリン(ＩｎＰ)半導体マッハツェンダ変調器（以下「ＩｎＰ変調器」という）の開発が進められており、商用化され始めている。ＩｎＰ変調器では、位相変調をもたらす材料の屈折率変化が、ＬｉＮｂＯ_３よりも大きいため、ミリメートルオーダの長さでデバイスを作製することができる。また、ＩｎＰ変調器は、半導体デバイスであるため、半導体レーザや半導体光増幅器（ＳＯＡ（Semiconductor Optical Amplifier)）等の光部品とモノリシック集積し、送受信器をより小型化することも可能である。しかし、ＩｎＰ変調器は、現状、歩留り等の問題があり、アクセスシステムに適用するには更なる低コスト化技術の開発が必要である。

これらの高価なマッハツェンダ変調器を用いることなく位相変調信号を生成する手法として、半導体レーザの駆動電流を送信信号で駆動する直接変調方式がある。ただし、送信信号で直接的に変調することができるのは、半導体レーザから出力される光の位相ではなく周波数である。この周波数変調は、半導体レーザのバイアス電流を高く設定して断熱チャープが支配的な領域で半導体レーザを駆動することにより実現される。

例として、２値のデジタルベースバンド信号により半導体レーザを直接変調した際の光スペクトルを図１４（ａ）に示す。図１４（ａ）に示すように、駆動電流の大きい「１」信号（以下「マーク」という）は、中心周波数（ｆ_０）に対してΔｆだけ高周波側に偏移し、駆動電流の小さい「０」信号（以下「スペース」という）は、Δｆだけ低周波側に偏移する。実際には、半導体レーザの駆動電流を変化させることによりその出力強度も同時に変化するため、光スペクトルは図１４（ｂ）に示されるように、マーク側に対してスペース側の光強度が若干低下する。

後述する差動検波によって信号受信が可能となるように、周波数変化により生じる一定時間経過後の位相変化がπ、またはゼロとなるよう周波数変化量を調整してデータを送信する。その際、前のビットとの位相差がπ、またはゼロのときに、それぞれ、マーク、またはスペースを受信するように前もって送信信号を差動符号化する必要がある。このように、半導体レーザの駆動電流を送信信号で駆動する直接変調方式により生成される信号は、表面的には周波数変調信号であるが、位相変調信号として用いることができる信号である。

この周波数変調を利用した位相変調信号の生成手法として、連続位相周波数偏移変調（以下「ＣＰＦＳＫ」（Continuous Phase Frequency Shift Keying)という）という手法と、慣習的に位相変調、すなわちＰＳＫ（Phase Shift Keying）とよばれる手法がある。後者のＰＳＫは、前述のマッハツェンダ変調器を用いて送信信号に対応した位相変調信号を直接的に生成する一般的な位相変調手法との混同を避けるため、以下においては、直接変調による位相変調、すなわちＤＭ−ＰＳＫ（Direct Modulation-PSK）という。

ＤＭ−ＰＳＫとＣＰＦＳＫとの関係を図１５に示す。図１５において、横軸は周波数変調の変調指数（図１５では、ＦＭ変調指数と記載）を表し、縦軸はデューティ比を表す。以下、ＤＭ−ＰＳＫとＣＰＦＳＫの違いを簡単に示すため、２値のデジタルデータを送信する場合を例として説明する。信号のビットレートをＢとすると、変調指数ｍは、次式（１）で定義される。

図１６及び図１７に、ＤＭ−ＰＳＫの動作原理を示す。図１６に示すように、マーク区間にデューティ比（Ｄ）にしたがった光パルスが出力され、光パルスの終了時に光位相が前のビットに対してπだけ変化するように周波数変調の変調指数、または光パルスの強度を調整する（例えば、非特許文献２参照）。光パルス終了後、光位相は変化しないため、１ビット時間経過時の光位相変化はπのままである。このとき、変調指数（ｍ）とデューティ比（Ｄ）の間には、次式（２）の関係がある。

図１６に示す方式では、光位相は、時間経過とともに増加し続ける。これに対して、図１７に示すように、マーク区間の光パルスの強度をスペース区間の強度に対して大きくなるビットと小さくなるビットを交互に出力するようにしてもよい（例えば、非特許文献３参照）。図１７に示す方式では、光位相は、時間経過とともに増加せず、ゼロまたはπのいずれかの位相となる。ここで、ビットレートをＢとすると、信号受信は、図１６及び図１７のいずれの方式においても、１ビット時間、すなわち１／Ｂだけ遅延させた信号列を用いた差動検波により行うことができる。

これに対して、図１５に示すように、ＣＰＦＳＫでは、デューティ比（Ｄ）が、変調指数（ｍ）によらず常に１となる。つまり、ＣＰＦＳＫでは、１ビット時間経過時の光位相変化は、変調指数（ｍ）が０．５を超える場合、πを超えることになり、差動検波に要する遅延時間（Ｔ）が１ビット時間、すなわち１／Ｂではなく、次式（３）で示される（例えば、非特許文献４参照）。

変調指数（ｍ）が０．５の場合、最小の周波数偏移量、すなわちＢ／４で復調可能な位相変調信号を生成することになり、１ビット時間、すなわち１／Ｂの差動検波により信号受信が行われる。この場合を、特に、最小シフトキーイング（以下「ＭＳＫ」（Minimum Shift Keying)という）といい、図１５に示すように、デューティ比が１のＤＭ−ＰＳＫということもできる。

上述したように、ＣＰＦＳＫやＤＭ−ＰＳＫのように直接変調により生成した位相変調信号は、差動検波により信号を受信することができる。しかし、ホモダイン検波によりコヒーレント受信を行う場合、信号光と、局部発振光（以下「局発光」という）の周波数差が問題となる。以下、ＣＰＦＳＫの場合を例として、数式を参照しつつ詳細に説明する。なお、以下の数式により示す処理は、９０度光ハイブリッド検波器を用いてホモダイン検波することにより生成されるＩ（In-phase）成分とＱ（Quadrature）成分の信号の各々を、ＡＤ（Analog to Digital）変換器によりサンプリングしてデジタル化することによって得られる信号に対して行われる処理である。

サンプリング周波数は、シャノンのサンプリング定理に基づき、信号のビットレートＢの２倍以上の値に設定される。なお、多値信号の場合、Ｂはシンボルレートとなる。一般に、中心周波数が、ｆ_０の局発光とｆ_１の信号光を、９０度光ハイブリッド検波器に入射してホモダイン検波すると、９０度光ハイブリッド検波器から出力される信号電流のＩ成分及びＱ成分は、それぞれ次式（４）、（５）で表されることになる。

式（４）、（５）において、ｆ_ｍは局発光と信号光の周波数差（ｆ_ｍ＝ｆ_０−ｆ_１）であり、φは位相差である。また、ｔは時間であり、Ａは余弦関数（ｃｏｓ）及び正弦関数（ｓｉｎ）を光電流量に関連付けるための係数である。式（４）及び式（５）を複素数によりオイラー表記すると次式（６）となる。

ＣＰＦＳＫでは、マークとスペースの各々に対して、Δｆ及び−Δｆの周波数偏移が与えられるため、マークの受信信号電流は式（７）で示され、スペースの受信信号電流は式（８）で示される。

式（７）及び式（８）を用いると、マークからマークに遷移する場合、差動検波後の出力は、次式（９）で示される。

同様にして、マークからスペースに遷移する場合の差動検波後の出力は式（１０）で示され、スペースからスペースに遷移する場合の差動検波後の出力は式（１１）で示され、スペースからマークに遷移する場合の差動検波後の出力は式（１２）で示される。

式（７）及び式（８）は、ｔ＝０で位相がφとなり一致する。したがって、式（１０）及び式（１２）は、ｔ＝０で位相連続を保ちつつ符号が遷移する場合を示しており、信号の識別はｔ＝Ｔで行われることになる。式（１０）及び式（１２）にｔ＝Ｔを代入すると、式（１３）及び式（１４）が得られる。なお、Δｆとして、式（１）を変形して得られる値を適用し、Ｔとして、式（３）の値を適用した。

まず、ｆ_ｍ＝０の場合を考える。式（９）及び式（１４）はマークを受信した場合であり、前のビットの符号に関係なく、Ｉ−Ｑ平面上で（０，Ａ^２）の位置に受信信号が収束する。また、式（１１）及び式（１３）はスペースを受信した場合であり、前のビットの符号に関係なく、Ｉ−Ｑ平面上で（０，−Ａ^２）の位置に受信信号が収束する。

ただし、前のビットに対して符号が反転する場合は、式（１０）及び式（１２）から明らかなように、受信信号コンスタレーションの円周上を、それぞれ、４πΔｆ及び−４πΔｆの角速度で移動する。図１８（ａ）は、この様子を示す図である。

次に、ｆ_ｍ≠０の場合、図１８（ｂ）に示すように、受信信号コンスタレーションは、図１８（ａ）の場合に対して、Ｉ−Ｑ平面上で２πｆ_ｍｔだけ位相回転する。

実際のところ、使用する半導体レーザや９０度光ハイブリッド検波器の帯域不足により、差動検波後の受信信号コンスタレーションは劣化しているため、図１８（ａ）に示す所定の信号点である（０，Ａ^２）、（０，−Ａ^２）の位置に受信信号が収束することはない。受信信号コンスタレーションの劣化を補償するために、デジタルコヒーレント伝送では、デジタル信号処理技術を用いる。

一般的によく用いられる信号処理アルゴリズムとして、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）がある。ＣＭＡを用いれば、受信信号コンスタレーションの振幅が所定の値、例えば、図１８（ａ）では、（０，Ａ^２）、（０，−Ａ^２）に収束するようにＦＩＲ(Finite Impulse Response)フィルタのタップ係数を適応的にフィードバック制御する。フィードバック制御により得られるタップ係数の最適値を代入したＦＩＲフィルタで受信信号をフィルタリングすることにより、使用デバイスの帯域不足を補償、すなわち適応等化することができる。

しかしながら、ＣＭＡが効果を発揮するのは、受信信号の帯域不足の影響により、受信信号コンスタレーションの円周半径が縮小する場合である。例えば、マッハツェンダ変調器を用いて生成したＱＰＳＫを送信信号として用いる場合がこれに該当する。

これに対して、ＣＰＦＳＫやＤＭ−ＰＳＫでは、使用デバイスの帯域不足の影響が生じても、受信信号コンスタレーションの円周半径は縮小しない。最も高い周波数成分が生成される異符号が交互に現れる場合であっても、受信信号は、図１８（ａ）に示される所定の信号点には辿り着かないものの同じ円周上に留まる。この場合、ＣＭＡを用いても使用デバイスの帯域不足を補償することはできない。

そのため、ＣＰＦＳＫやＤＭ−ＰＳＫの場合、ＬＭＳ(Least Mean Square)アルゴリズムを適用する必要がある。ＬＭＳアルゴリズムを用いる場合、Ｉ−Ｑ平面上の所定の信号点を目標値として最小二乗法によりＦＩＲフィルタのタップ係数の最適値を求める。目標値として、送信信号列に周期的に埋め込まれた固定パターン信号であるトレーニング信号を用いるのが一般的である。

Dayou Qian, Eduardo Mateo, Ming-Fang Huang, "A 105km Reach Fully Passive 10G-PON using a Novel Digital OLT", Tu.1.B.2, ECOC(European Conference on Optical Communication) Technical Digest, 2012, OSA. "4 Gbitls, 233-km OPTICAL FIBRE TRANSMISSION EXPERIMENT USING NEWLY PROPOSED DIRECT-MODULATION PSK" R.S. VODHANEL, "5 Gbit/s Direct Optical DPSK Modulation of a 1530-nm DFB Laser", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 1, No. 8, AUGUST 1989, pp.218-220. Katsushi Iwashita, Takao Matsumoto, "Modulation and Detection Characteristics of Optical Continuous Phase FSK Transmission System", JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY. VOL. LT-5, NO. 4, APRIL 1987, pp.452-460.

しかしながら、ＣＰＦＳＫやＤＭ−ＰＳＫに対してＬＭＳアルゴリズムを用いる場合、上述した信号光と局発光の周波数差により生じる受信信号コンスタレーションの位相回転が問題となる。この位相回転がなければ、図１８（ａ）の例では、（０，Ａ^２）、または（０，−Ａ^２）を目標とする信号点としてＬＭＳアルゴリズムを動作させればよい。これに対して、図１８（ｂ）のように受信信号コンスタレーションが位相回転していると、位相回転量に応じて目標とする信号点との距離が変化するため、ＬＭＳアルゴリズムを用いたＦＩＲフィルタのタップ係数の最適値計算が不安定になってしまうという問題があった。

上記事情に鑑み、本発明は、最適値計算を精度よく行うことができる技術の提供を目的としている。

本発明の一態様は、光信号を送信する光送信器と、前記光信号を受信する光受信器とを備える光送受信システムであって、前記光送信器は、半導体レーザを有し、送信データに対して、予め定められる複数の信号点の固定パターンであって各信号点の出現頻度が均一、または、ほぼ均一である固定パターンを付加して生成された送信信号を駆動信号として前記半導体レーザを駆動して周波数変調光信号を生成して送信する周波数変調部、を備え、前記光受信器は、局部発振光を出力する局部発振光源と、前記周波数変調光信号を受信し、前記局部発振光に基づいて、前記周波数変調光信号をホモダイン検波して、同相成分と直交成分の電気信号を出力する９０度光ハイブリッド検波器と、前記同相成分と前記直交成分の電気信号の各々をサンプリングしてデジタルの前記同相成分のサンプリング信号と前記直交成分のサンプリング信号に変換するＡＤ変換器と、前記同相成分と前記直交成分のサンプリング信号を差動検波する差動検波部と、差動検波によって得られる信号に含まれる前記信号点の固定パターンに基づいて、位相平均値を算出する位相平均算出部と、前記位相平均値に基づいて、前記同相成分と前記直交成分のサンプリング信号の位相を逆回転させる位相回転部と、を備える光送受信システムである。

本発明の一態様は、上記の光送受信システムであって、前記周波数変調部は、前記駆動信号に対する前記半導体レーザが出力する光信号の強度の変化特性に対して、逆方向の透過強度の変化特性を有する電界吸収型光変調器を備え、前記電界吸収型光変調器は、前記送信信号に基づいて、前記周波数変調光信号に対して強度変調を行う。

本発明の一態様は、上記の光送受信システムであって、前記周波数変調部は、前記駆動信号に対する前記半導体レーザが出力する光信号の強度の変化特性に対して、同一方向の透過強度特性を有する電界吸収型光変調器を備え、前記電界吸収型光変調器は、前記送信信号の極性を反転させた信号に基づいて、前記周波数変調光信号に対して強度変調を行う。

本発明の一態様は、上記の光送受信システムであって、前記光受信器は、タップ係数に基づいてフィルタリングを行うＦＩＲフィルタ部と、前記位相回転部が逆回転した前記同相成分と前記直交成分のサンプリング信号を前記ＦＩＲフィルタ部に与えて復調信号を得て、前記復調信号に含まれるサンプリング信号のＩ−Ｑ平面上での位置と、予め定められる収束の目標値となる複数の所定の信号点の前記Ｉ−Ｑ平面上での位置とに基づいて距離を算出し、算出した距離に基づいて、前記サンプリング信号が、最も近い前記所定の信号点に収束するように前記ＦＩＲフィルタ部のタップ係数の最適値を算出するタップ係数算出部と、をさらに備える。

本発明により、最適値計算を精度よく行うことが可能となる。

本発明の第１の実施形態における光送受信システム１００の構成を示す図である。第１の実施形態における光受信器の構成を示すブロック図である。第１の実施形態における光受信器の送信信号のフレーム構成を示す図である。第１の実施形態における光受信器の構成を示すブロック図である。第１の実施形態における光受信器の他の構成例を示すブロック図である。第１の実施形態における光受信器の他の構成例を示すブロック図である。第１の実施形態における実験結果を示す図（その１）である。第１の実施形態における実験結果を示す図（その２）である。第１の実施形態における実験結果を示す図（その３）である。本発明の第２の実施形態における光受信器の構成を示すブロック図である。第２の実施形態の光受信器の半導体レーザの特性を示すグラフである。第２の実施形態の光受信器のＥＡ変調器の特性を示すグラフである。第２の実施形態の光受信器の他の構成例を示すブロック図である。半導体レーザを用いて直接変調した際の光スペクトルを示す図である。ＣＰＦＳＫとＤＭ−ＰＳＫの関係を示す図である。ＤＭ−ＰＳＫの動作原理を説明するための図（その１）である。ＤＭ−ＰＳＫの動作原理を説明するための図（その２）である。受信信号コンスタレーションを示す図である。

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照しながら説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態における光送受信システム１００の構成を示す図である。以下の説明では、光送受信システム１００を、ＰＯＮシステムに適用した場合を例に説明する。ＰＯＮシステムは、光伝送システムの一態様である。光送受信システム１００は、ＯＮＵ１及びＯＬＴ２を備える。なお、図１では、光送受信システム１００がＯＮＵ１を一台備える構成を示しているが、光送受信システム１００はＯＮＵ１を複数台備えていてもよい。

ＯＮＵ１は、例えば通信サービスの提供を受ける加入者の宅内に設置される。ＯＮＵ１は、光送信器１０を備える。光送信器１０は、光信号を送信する。
ＯＬＴ２は、例えば収容局に設置される。ＯＬＴ２は、光受信器２０を備える。光受信器２０は、光送信器１０から送信された光信号を受信する。

図２は、第１の実施形態における光送信器１０の構成を示すブロック図である。光送信器１０は、周波数変調部１０２を備える。
周波数変調部１０２は、ゲートスイッチ１０２１と、半導体レーザ１０２２とを備える。ゲートスイッチ１０２１は、送信信号とゲート信号とに基づいて、ゲート信号が供給される時間区間に対応する区間の送信信号をバースト信号として半導体レーザ１０２２に出力する。

ここで、送信信号は、図３に示すフレーム構成の信号であり、外部から入力される。送信信号は、連続した信号であり、送信されるバースト信号の部分と、バースト信号の間に重畳され、送信されない固定アイドルパターンの部分とで構成される。バースト信号の部分は、送信データを含むペイロード部分にプリアンブル（以下「ＰＡ」（Preamble）という）部分が付加された構成となっている。

ＰＡの部分は、位相回転量を算出する際に用いられる予め定められるＬ個の信号点のシンボルの固定パターンをＭ回繰り返したパターン（以下、このパターンをＬ×Ｍシンボルの固定パターンともいう）を含んでいる。また、ＰＡのＬ×Ｍシンボルの固定パターン以外の部分は、例えば、後述するトレーニング信号等の固定パターンが含まれている。固定アイドルパターンの部分は、情報を含まない予め定められるパターンで全て埋められている。

Ｌ個の信号点のシンボルの固定パターンとしては、例えば、符号長２^ｎ−１（ｎは、自然数）の擬似ランダム符号系列（ＰＲＢＳ(Pseudo Random Bit Sequence)）等が適用される。また、Ｍは、固定パターンが充分な長さとなるように適宜定められる繰り返し回数であり、Ｌ個の信号点のシンボルの固定パターンが、充分な長さを有しているのであれば、Ｍ＝１、すなわち繰り返しがなくてもよい。
また、ゲート信号は、外部から入力される。ゲート信号が供給される時間区間は、図３におけるバースト信号が存在する区間に対応している。ゲート信号は、間欠的に複数回供給される。そのため、ゲートスイッチ１０２１は、複数のバースト信号を間欠的に半導体レーザ１０２２に出力する。

半導体レーザ１０２２は、ゲートスイッチ１０２１が出力するバースト信号を駆動信号として、断熱チャープが支配的な領域で駆動して直接変調を行い、バースト信号を周波数変調した周波数変調光信号を生成して出力する。ここで、周波数変調光信号は、例えば、上述したＣＰＦＳＫ、またはＤＭ−ＰＳＫの方式により変調された光信号である。

図４は、第１の実施形態における光受信器２０の構成を示すブロック図である。光受信器２０は、局部発振光源２１、９０度光ハイブリッド検波器２２、ＡＤ変換器２３−１〜２３−２及びデジタル信号処理部２４を備える。局部発振光源２１は、受信信号光に干渉させる局発光を出力する。

９０度光ハイブリッド検波器２２は、スプリッタ２２１−１〜２２１−２、π／２遅延器２２２、カプラ２２３−１〜２２３−２及びバランスド受信器２２４−１〜２２４−２を備える。スプリッタ２２１−１は、光送信器１０が送信するバースト信号の周波数変調光信号を受信信号光として受光し、受光した受信信号光を分岐してカプラ２２３−１及び２２３−２に出力する。スプリッタ２２１−２は、局部発振光源２１が出力する局発光を受光し、受光した局発光を分岐して、カプラ２２３−１と、π／２遅延器２２２に出力する。π／２遅延器２２２は、スプリッタ２２１−２が出力した局発光をπ／２分遅延させてカプラ２２３−２に出力する。

カプラ２２３−１は、スプリッタ２２１−１が出力した受信信号光と、スプリッタ２２１−２が出力した局発光とを合波して干渉させることにより干渉光を生成し、生成した干渉光を２つの干渉光に分岐して出力する。カプラ２２３−２は、スプリッタ２２１−１が出力した受信信号光と、π／２遅延器２２２が出力したπ／２分遅延した局発光とを合波して干渉させることにより干渉光を生成し、生成した干渉光を２つの干渉光に分岐して出力する。

バランスド受信器２２４−１は、カプラ２２３−１が出力した２つの干渉光を電気信号に変換し、変換した電気信号の差分を同相成分、すなわちＩ成分として検出して出力する。バランスド受信器２２４−２は、カプラ２２３−２が出力した２つの干渉光を電気信号に変換し、変換した電気信号の差分を直交成分、すなわちＱ成分として検出して出力する。ＡＤ変換器２３−１は、Ｉ成分のアナログ電気信号をサンプリングしてデジタルのサンプリング信号としてデジタル信号処理部２４に出力する。ＡＤ変換器２３−２は、Ｑ成分のアナログ電気信号をサンプリングしてデジタルのサンプリング信号としてデジタル信号処理部２４に出力する。

デジタル信号処理部２４は、ＡＤ変換器２３−１及びＡＤ変換器２３−２から出力されたデジタルのサンプリング信号を入力とし、数値計算アルゴリズムを用いて受信信号を復調する。
光受信器２０が行う処理は、デジタル信号処理部２４が行う処理を除けば、デジタルコヒーレント伝送で用いられる一般的なホモダイン受信器と同様である。デジタル信号処理部２４は、差動検波部２４１、位相平均算出部２４２、位相回転部２４３、トレーニング信号検出部２４４、タップ係数算出部２４５及びＦＩＲフィルタ部２４６を備える。

差動検波部２４１は、ＡＤ変換器２３−１が出力したＩ成分のデジタルのサンプリング信号と、ＡＤ変換器２３−２が出力したＱ成分のデジタルのサンプリング信号とに基づいて差動検波を行ってバースト信号を復調し、復調したバースト信号のＰＡを位相平均算出部２４２に出力する。位相平均算出部２４２は、ＰＡに含まれているＬ×Ｍシンボルの固定パターンのうち、Ｒ回分（ただし、Ｒ≦Ｍである）のＬ個の信号点のシンボルの固定パターンのサンプル点に対して位相平均値を算出する。

位相回転部２４３は、位相平均算出部２４２が算出した位相平均値に相当する位相回転量だけ、ＡＤ変換器２３−１が出力したＩ成分のデジタルのサンプリング信号と、ＡＤ変換器２３−２が出力したＱ成分のデジタルのサンプリング信号とをＩ−Ｑ平面上で逆回転させる。

トレーニング信号検出部２４４は、位相回転部２４３が逆回転させたＩ成分とＱ成分のサンプリング信号のＰＡに含まれているトレーニング信号を検出する。タップ係数算出部２４５は、トレーニング信号検出部２４４が検出したトレーニング信号をＦＩＲフィルタ部２４６に与えることによりトレーニング信号の復調信号を得る。また、タップ係数算出部２４５は、得られた復調信号に含まれるトレーニング信号の位置が、当該トレーニング信号に対して予め定められているＩ−Ｑ平面上の所定の目標値の位置に収束するように、適応的にフィードバック制御してＦＩＲフィルタ部２４６の最適なタップ係数を算出する。また、タップ係数算出部２４５は、トレーニング信号をＩ−Ｑ平面上の所定の目標値の位置に収束させて、タップ係数の最適値を求めていく過程で、ＬＭＳアルゴリズム、すなわち最小二乗法を用いる。

ＦＩＲフィルタ部２４６は、タップ係数算出部２４５が算出した最適値のタップ係数に基づいて、Ｉ成分とＱ成分のサンプリング信号をフィルタリングして復調し、復調したＩ成分信号とＱ成分信号を出力する。

ここで、位相平均算出部２４２による位相平均値の算出手法について説明する。上述したように、ＣＰＦＳＫやＤＭ−ＰＳＫ信号を差動検波した場合、局発光と受信信号光との周波数差によって受信信号コンスタレーションが位相回転する。この位相回転のために、ＬＭＳアルゴリズムを用いたＦＩＲフィルタのタップ係数の最適値計算が不安定になる。

これに対して、位相平均算出部２４２は、差動検波部２４１が出力するＰＡに含まれているＬ×Ｍシンボルの固定パターンのうち、Ｌ×Ｒシンボルのサンプル点に対して、次式（１５）または、次式（１６）の演算を行う。なお、式（１５）と式（１６）のいずれを適用するかは、光受信器２０ごとに予め定められている。

式（１５）及び式（１６）において、ｉはＬ×Ｒシンボル内のｉ番目のサンプル点を示しており、Σ_ｉは算出対象の総数Ｍのサンプル点の総和を算出することを示す。また、２πｆ_ｍＴは局発光と受信信号光の周波数差によって生じるＩ−Ｑ平面上での受信信号コンスタレーションの位相回転量を示している。ここで、ｆ_ｍは、前述したように、局発光の中心周波数をｆ_０、受信信号光の中心周波数をｆ_１とした場合、ｆ_ｍ＝ｆ_０−ｆ_１で表される。Ｔは、式（３）で表される差動検波に要する遅延時間である。φ_ｉは、位相回転がない場合におけるｉ番目のサンプル点のＩ−Ｑ平面上での位相を示す。

すなわち、式（１５）は、オイラー標記されたサンプル点の角度部分の平均値を算出する式であり、式（１６）は、オイラー標記されたサンプル点の指数関数部分の和についての偏角、すなわち角度部分を算出する式ということができる。

式（１５）及び式（１６）と、式（９）から式（１２）とを比較すると、φ_ｉは、π／２、π／２＋４πΔｆｔ、−π／２、−π／２−４πΔｆｔに対応することが分かる。これらのサンプル点の受信信号コンスタレーションは、上述した図１８（ａ）に示した通りとなる。図１８（ａ）は、Ｉ軸を境に対称となっており、また、Ｉ−Ｑ平面上での位相は、Ｉ軸を境に正負の値をとるため、式（１５）及び式（１６）のφ_ｉが関係する部分の平均値はゼロとなる。その結果、式（１５）及び式（１６）の値は、２πｆ_ｍＴに近似し、式（１５）及び式（１６）のφ_ａｖｅを算出することにより位相回転量２πｆ_ｍＴを求めることができる。

位相回転部２４３が、位相平均算出部２４２が算出した位相回転量２πｆ_ｍＴに基づいて、図１８（ｂ）の受信信号コンスタレーションを逆回転させることで、図１８（ａ）の受信信号コンスタレーションが得られる。これにより、タップ係数算出部２４５によるＬＭＳアルゴリズムを用いたＦＩＲフィルタ部２４６のタップ係数の最適値計算が不安定になるという問題を解決することができる。

なお、Ｌ×Ｍシンボルの固定パターンに含まれる信号点の出現頻度のばらつきが大きくなると、図１８（ａ）の受信信号コンスタレーションがＩ軸対象でなくなるため、φ_ｉが関係する部分の平均値がゼロにならず、位相回転量の計算に誤差が生じる。そのため、固定パターン含まれる信号点の出現頻度は、均一か、または、ほぼ均一である必要がある。ほぼ均一の場合、φ_ｉが関係する部分の平均値は、ゼロにはならないが、位相平均値の２πｆ_ｍＴに比べて無視できる程度の誤差の均一性があればよい。また、送信信号が、２値のベースバンド信号の場合、マークの比率が１／２、または、１／２に近い信号点のパターンとしてもよい。また、位相平均算出部２４２は、Ｌ×Ｍシンボルの固定パターンのうち、Ｒ回分を用いて、位相平均値を算出するとしているが、Ｒの値は、Ｒ回に含まれる信号点の出現頻度が、均一か、または、ほぼ均一となるように定められる。

また、Ｌ個の信号点のシンボルの固定パターンとして、例えば、上述した符号長２^ｎ−１の擬似ランダム符号系列を適用した場合、自然数であるｎの値が小さいとマーク率が１／２に近づかない場合がある。この場合、ゼロを１つ追加して符号長を２^ｎとする等の手法を適用してもよい。また、Ｌ個の信号点のシンボルの固定パターンとして、１と０が繰り返されるパターンを適用するようにしてもよい。

また、トレーニング信号検出部２４４がＰＡから検出するトレーニング信号は、Ｌ×Ｍシンボルの固定パターンをトレーニング信号として適用してもよいし、Ｌ×Ｍシンボルの固定パターン以外の固定パターンをトレーニング信号として適用してもよい。Ｌ×Ｍシンボルの固定パターンをトレーニング信号とする場合、ＰＡの部分を全てＬ×Ｍシンボルの固定パターンとしてもよい。また、Ｌ×Ｍシンボルの固定パターン以外の固定パターンをトレーニング信号として適用する場合、上述したように、ＰＡの残りの区間にトレーニング信号を含めることになる。

（実験結果）
図７及び図８に、デジタルデータをオフラインにより信号処理した結果を示す。このデジタルデータは、信号ビットレート１０．０Ｇｂｉｔ／ｓ、変調指数０．６の２値のＣＰＦＳＫ信号を実験により生成し、ホモダイン検波して得られたＩ成分とＱ成分の各々を５０ＧＳ（ＧｉｇａＳａｍｐｌｅ）／ｓでサンプリングして得られたデジタルデータである。

図７（ａ）及び（ｂ）は、局発光と信号光の周波数がほぼ一致している場合であり、それぞれ、差動検波した出力及びＬＭＳアルゴリズムを適用した出力を示す図である。図７（ｂ）に示すように、ＬＭＳアルゴリズムは、安定して動作しており、２値の信号点が明確に分離され復調が正常に行われている。

これに対して、図８（ａ）及び（ｂ）は、局発光と信号光の周波数が約４ＧＨｚずれている場合の差動検波した出力及びＬＭＳアルゴリズムを適用した出力を示す図である。図８（ｂ）に示すように、ＬＭＳアルゴリズムの動作は不安定となり、２値の信号点が分離できず復調に失敗している。

一方、図９は、図８（ａ）と同じデジタルデータに対して、本実施形態における光送受信システム１００の技術を適用した場合の結果である。図９（ａ）に示すように、差動検波後の受信コンスタレーションの位相回転は適切に補償されている。また、図９（ｂ）に示すように、ＬＭＳアルゴリズムを適用した出力においても、２値の信号点が明確に分離され復調が正常に行われている。

以上のように構成された第１の実施形態における光送受信システム１００によれば、光送信器１０において、周波数変調部１０２は、半導体レーザ１０２２を有し、送信データに対して、予め定められる複数の信号点の固定パターンであって各信号点の出現頻度が、均一、または、ほぼ均一である固定パターンを付加して生成された送信信号を駆動信号として半導体レーザ１０２２を駆動して周波数変調光信号を生成し、ゲート信号が示す時間区間に対応する周波数変調光信号を送信する。光受信器２０において、局部発振光源２１は、局発光を出力する。９０度光ハイブリッド検波器２２は、周波数変調光信号を受信し、局発光に基づいて、周波数変調光信号をホモダイン検波して、同相成分と直交成分の電気信号を出力する。ＡＤ変換器２３−１及び２３−２の各々は、同相成分と直交成分の電気信号の各々をサンプリングしてデジタルの同相成分のサンプリング信号と直交成分のサンプリング信号に変換する。デジタル信号処理部２４において、差動検波部２４１は、同相成分と直交成分のサンプリング信号を差動検波する。位相平均算出部２４２は、差動検波によって得られる信号に含まれる信号点の固定パターンに基づいて、位相平均値を算出する。位相回転部２４３は、位相平均値に基づいて、同相成分と直交成分のサンプリング信号の位相を逆回転させる。

上記の構成により、局発光と周波数変調光信号とに周波数差があり、位相回転が起こっている場合であっても、各信号点の出現頻度が、均一、または、ほぼ均一である固定パターンに基づいて位相平均値を算出することで、Ｉ−Ｑ平面上での各信号点の位相成分がゼロとなり、位相平均値が位相回転量を表すことになる。そのため、算出した位相回転量に基づいて位相を逆回転させることで、受信信号コンスタレーションの位置を受信信号光と局発光の周波数に差がない場合の位置に戻すことができる。これにより、タップ係数算出部２４５によるＬＭＳアルゴリズムを用いたＦＩＲフィルタ部２４６のタップ係数の適切な最適値を算出することができる。したがって、半導体レーザ１０２２を直接変調して生成される周波数変調光信号を、９０度光ハイブリッド検波器を用いてホモダイン検波する際、差動検波した際の受信信号コンスタレーションが、信号光と局発光の周波数差によりＩ−Ｑ平面上で位相回転している場合であっても信号の受信を行うことが可能となる。

＜変形例＞
第１の実施形態における光送信器１０は、図５のように構成されてもよい。図５は、第１の実施形態における光送信器１０に替えて適用される光送信器１０ａの構成を示すブロック図である。光送信器１０ａにおいて、光送信器１０と同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。

光送信器１０ａは、周波数変調部１０２ａを備える。周波数変調部１０２ａは、半導体レーザ１０２２及び半導体光増幅器１０２３を備える。半導体光増幅器１０２３は、ゲート信号を受け、ゲート信号により駆動電流を変化させて利得を増加減少させて、半導体レーザ１０２２が出力する連続した周波数変調光信号のうちゲート信号が示す時間区間に対応する周波数変調光信号を出力する。ゲート信号が供給される時間区間は、図３におけるバースト信号が存在する区間に対応している。ゲート信号は、間欠的に複数回供給されるため、半導体光増幅器は、複数のバースト信号を間欠的に出力する。

図２に示す光送信器１０では、バースト信号を駆動信号として半導体レーザ１０２２を駆動して直接変調しているため、バースト信号の立ち上がりにおいて、半導体レーザ１０２２の出力波長が大きくドリフトする場合がある。これに対して、図５に示す光送信器１０ａでは、バースト信号によって半導体レーザ１０２２を駆動させず、連続した送信信号によって駆動させるため、半導体レーザ１０２２の出力波長が安定する。そのため、光送信器１０ａは、高密度の波長間隔で光信号を多重する場合等に好適である。

また、第１の実施形態における光受信器２０は、図６のように構成されてもよい。図６は、第１の実施形態における光受信器２０に替えて適用される光受信器２０ａの構成を示すブロック図である。光受信器２０ａにおいて、光受信器２０と同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。光受信器２０ａは、局部発振光源２１、９０度光ハイブリッド検波器２２、ＡＤ変換器２３−１〜２３−２及びデジタル信号処理部２４ａを備える。デジタル信号処理部２４ａは、差動検波部２４１、位相平均算出部２４２、位相回転部２４３、タップ係数算出部２４５ａ及びＦＩＲフィルタ部２４６を備える。
タップ係数算出部２４５ａは、Ｉ−Ｑ平面上の予め定められる所定の信号点を目標値として収束させてタップ係数の最適値を算出する。

タップ係数算出部２４５ａは、位相回転部２４３が逆回転させたＩ成分とＱ成分のサンプリング信号をＦＩＲフィルタ部２４６に与えることによりサンプリング信号の復調信号を得る。タップ係数算出部２４５ａは、復調信号に含まれるサンプリング信号のＩ−Ｑ平面上での位置、すなわちサンプル点が、いずれの信号点を目標とするかを特定するため、Ｉ−Ｑ平面上におけるサンプル点の位置と、予め定められる複数の所定の信号点の位置との間の距離を算出する。

タップ係数算出部２４５ａは、算出した距離に基づいて、サンプル点の位置に、最も近距離の所定の信号点を、当該サンプル点の目標値の位置として選択する。タップ係数算出部２４５ａは、サンプル点が、選択した目標値の位置に収束するように、ＬＭＳアルゴリズム、すなわち最小二乗法を適用して、適応的にフィードバック制御し、ＦＩＲフィルタ部２４６のタップ係数の最適値を算出する。

図４に示す光受信器２０では、タップ係数算出部２４５が、トレーニング信号検出部２４４が検出したトレーニング信号に基づいてＦＩＲフィルタ部２４６のタップ係数の最適値を算出している。トレーニング信号は、Ｉ−Ｑ平面上のいずれの位置に収束するのかが既知であるため、比較的短時間で最適値の算出を行うことができる。その反面、トレーニング信号検出部２４４によるトレーニング検出に要求される時間位置精度が非常に高いため、この精度を実現するためのデジタル信号処理部２４における信号処理回路に多大なリソースが要求される。これに対して、光受信器２０ａのタップ係数算出部２４５ａは、トレーニング信号を用いずにタップ係数の最適値の算出を行っている。当該手法では、距離計算を行う分だけ最適値の算出に要する時間が増加するが、トレーニング信号を用いないため、デジタル信号処理部２４ａにおける信号処理回路の規模を光受信器２０のデジタル信号処理部２４よりも小さくすることができる。

ＯＮＵ１が備える光送信器１０，１０ａと、ＯＬＴ２が備える光受信器２０，２０ａとの組み合わせは例えば、光送信器１０と光受信器２０、光送信器１０と光受信器２０ａ、光送信器１０ａと光受信器２０、光送信器１０ａと光受信器２０ａのいずれの組み合わせで光送受信システム１００が構成されてもよい。

（第２の実施形態）
第２の実施形態では、光送受信システムの構成のうち光送信器の構成が第１の実施形態における光送受信システム１００と異なる。
図１０は、本発明の第２の実施形態における光送信器１０ｂの構成を示すブロック図である。光送信器１０ｂは、周波数変調部１０２ｂを備える。周波数変調部１０２ｂは、半導体レーザ１０２２、半導体光増幅器１０２３及び電界吸収型変調器１０２４を備える。光送信器１０ｂは、図５に示した第１の実施形態の光送信器１０ａの構成に対して、電界吸収型変調器１０２４を新たに備えた構成である。光送信器１０ａと同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。なお、以下の説明では、電界吸収型変調器１０２４をＥＡ（Electro Absorption）変調器１０２４と記載する。

光送信器１０及び光送信器１０ａにおいて、半導体レーザ１０２２が、駆動電流にしたがって直接変調を行うと、出力光キャリア周波数だけでなく、強度も同時に変調される。そのため、図１４（ａ）のような理想的な周波数変調は行われず、図１４（ｂ）に示すような高周波側に偏移するマークと、低周波側に偏移するスペースの間に強度差が生じることになる。

上記の式（１５）及び式（１６）により、受信コンスタレーションの位相回転量を正確に求めるためには、サンプル点がＩ−Ｑ平面上で同一半径の円周上に存在している必要がある。そのため、図１４（ｂ）に示すマークとスペースの強度差が、大きくなっている場合、位相回転量の計算に誤差が生じることになる。

図１０に示す光送信器１０ｂでは、ＥＡ変調器１０２４を用いることにより光強度差の均一化を行う。光送信器１０ｂにおいて、同一の送信信号、すなわち２値のデジタルベースバンド信号が半導体レーザ１０２２とＥＡ変調器１０２４とに外部から入力される。ＥＡ変調器１０２４は、入力した送信信号を制御信号として半導体レーザ１０２２が出力する周波数変調光信号に対して強度変調を行う。

図１１は、半導体レーザ１０２２に与える駆動信号の電流値（以下「駆動電流」という）と出力光強度との関係を示すグラフである。駆動電流の印加部に電気抵抗を設ければ、電流の代わりに電圧で駆動すること可能であるため、横軸が駆動電圧の場合も併記している。

図１１（ａ）に示すように、駆動電流が正の方向に増加する場合、半導体レーザ１０２２の出力光強度が増加する。また、図１１（ｂ）に示すように、駆動電流が負の方向に増加する場合、半導体レーザ１０２２の出力光強度が増加する。したがって、いずれの場合においても、２値のデジタルベースバンド信号で直接変調すれば、周波数変調とともに不要な強度変調成分が生じることが分かる。これを換言すると、図１１（ａ）に示す駆動電流が正の方向に増加する場合、送信信号の特性に対して同一方向の特性の強度変調成分が生じることになる。図１１（ｂ）に示す駆動電流が負の方向に増加する場合、特性は反転し、送信信号の特性に対して逆方向の特性の強度変調成分が生じることになる。

図１２は、ＥＡ変調器１０２４における制御信号の電圧と透過強度特性の関係を示すグラフである。図１２（ａ）に示すように、制御信号の電圧が正の方向に増加する場合、ＥＡ変調器１０２４の透過強度特性は減少する。これに対して、図１２（ｂ）に示すように、制御信号の電圧が負の方向に増加する場合、ＥＡ変調器１０２４の透過強度特性は減少する。これを換言すると、図１２（ａ）に示す制御信号の電圧が正の方向に増加する場合、印加信号電圧と符号が反転した強度変調が行われる。図１２（ｂ）に示す制御信号の電圧が負の方向に増加する場合、印加信号電圧と同一符号の強度変調が行われる。

したがって、図１１（ａ）の特性を有する半導体レーザ１０２２と、図１２（ａ）の特性を有するＥＡ変調器１０２４を組み合わせることにより、半導体レーザ１０２２において生じる不要な強度変調成分をＥＡ変調器１０２４において除去することができる。また、図１１（ｂ）の特性を有する半導体レーザ１０２２と、図１２（ｂ）の特性を有するＥＡ変調器１０２４を組み合わせても同様の効果が得られることになる。

以上のように構成された第２の実施形態における光送受信器によれば、光送信器１０ｂは、駆動信号に対する半導体レーザ１０２２が出力する光信号の強度の変化特性に対して、逆方向の透過強度の変化特性を有するＥＡ変調器１０２４を備えており、ＥＡ変調器１０２４は、入力された送信信号に基づいて、周波数変調光信号に対して強度変調を行う。

誘電体多層膜等の光フィルタを用いて、マークとスペースの強度を均一化する手法も存在するが、半導体とは異なる部材を用いるため、この手法では、光部品をモノリシック集積により小型化することができない。これに対して第２の実施形態の光送信器１０ｂ，１０ｃでは、ＥＡ変調器１０２４というモノリシック集積可能な光部品を用いてマークとスペースの光強度を均一化することで、小型かつ経済的な構成により変調信号の受信感度を向上させることができる。また、第２の実施形態の光送信器１０ｂ，１０ｃの構成は、上記ＩｎＰ変調器を用いた場合と比べると、必要となる光デバイスの数は同じであるが、ＥＡ変調器１０２４は、汎用光デバイスであり、現時点では、ＩｎＰ変調器よりもはるかに安価である。

＜変形例＞
第２の実施形態における光送信器１０ｂは、図１３のように構成されてもよい。図１３は、第２の実施形態における光送信器１０ｂに替えて適用される光送信器１０ｃの構成を示すブロック図である。光送信器１０ｃは、周波数変調部１０２ｃを備える。周波数変調部１０２ｃは、半導体レーザ１０２２、半導体光増幅器１０２３及びＥＡ変調器１０２４（図１３では、電界吸収型変調器１０２４）を備える。光送信器１０ｃは、図１０に示した光送信器１０ｂの構成に対して、ＥＡ変調器１０２４に入力される制御信号が送信信号の極性を逆にした制御信号である点が異なる。光送信器１０ｂと同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。送信信号、すなわち２値のデジタルベースバンド信号が半導体レーザ１０２２に外部から入力され、当該送信信号の極性を逆にした制御信号がＥＡ変調器１０２４に外部から入力される。

光送信器１０ｃは、駆動信号に対する半導体レーザ１０２２が出力する光信号の強度の変化特性に対して、同一方向の透過強度の変化特性を有するＥＡ変調器１０２４を備えており、ＥＡ変調器１０２４は、入力された送信信号の極性を反転させた信号に基づいて、周波数変調光信号に対して強度変調を行う。これにより、半導体レーザ１０２２を直接変調した際に生じる強度変調成分をＥＡ変調器１０２４により除去することができる。

光送信器１０ｃにおいて、適用する半導体レーザ１０２２とＥＡ変調器１０２４の特性の組み合わせは、図１１（ａ）の特性を有する半導体レーザ１０２２と、図１２（ｂ）の特性を有するＥＡ変調器１０２４とを組み合わせることになる。また、別の組み合わせとして、図１１（ｂ）の特性を有する半導体レーザ１０２２と、図１２（ａ）の特性を有するＥＡ変調器１０２４とを組み合わせても同様の効果が得られることになる。

また、一般に、高速信号を扱うシステムでは互いに極性の異なるデジタルベースバンド信号、すなわち差動信号が用いられることが多く、このような場合に、光送信器１０ｃを適用することが好適である。

また、光送信器１０ｂ及び１０ｃにおいて、半導体光増幅器１０２３をＥＡ変調器１０２４の後に接続しているが、半導体レーザ１０２２とＥＡ変調器１０２４との間に接続するようにしてもよい。

＜第１の実施形態及び第２の実施形態に共通する変形例＞
上記の第１及び第２の実施形態では、送信信号として、主に、２値のデジタルベースバンド信号を適用する例について説明しているが、本発明の構成は、当該実施の形態に限ら得ない。Ｎ値(Ｎは、３以上の整数)のデジタルベースバンド信号を用いて、Ｎ値のＣＰＦＳＫ信号またはＤＭ−ＰＳＫ信号を生成する構成としてもよい。
上記の第１及び第２の実施形態では、光送受信システム１００をＰＯＮシステムに適用する構成を示したが、光送受信システム１００はその他の光伝送システムに適用されてもよい。

１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ…光送信器，１０２、１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ…周波数変調部，１０２１…ゲートスイッチ，１０２２…半導体レーザ，１０２３…半導体光増幅器，１０２４…電界吸収型変調器，２０、２０ａ…光受信器，２１…局部発振光源，２２…９０度光ハイブリッド検波器，２２１−１、２２１−２…スプリッタ，２２２…π／２遅延器，２２３−１、２２３−２…カプラ，２２４−１、２２４−２…バランスド受信器，２３−１、２３−２…ＡＤ変換器，２４…デジタル信号処理部，２４１…差動検波部，２４２…位相平均算出部，２４３…位相回転部，２４４…トレーニング信号検出部，２４５、２４５ａ…タップ係数算出部，２４６…ＦＩＲフィルタ部

Claims

光信号を送信する光送信器と、前記光信号を受信する光受信器とを備える光送受信システムであって、
前記光送信器は、
半導体レーザを有し、送信データに対して、予め定められる複数の信号点の固定パターンであって各信号点の出現頻度が均一、または、ほぼ均一である固定パターンを付加して生成された送信信号を駆動信号として前記半導体レーザを駆動して周波数変調光信号を生成して送信する周波数変調部、
を備え、
前記光受信器は、
局部発振光を出力する局部発振光源と、
前記周波数変調光信号を受信し、前記局部発振光に基づいて、前記周波数変調光信号をホモダイン検波して、同相成分と直交成分の電気信号を出力する９０度光ハイブリッド検波器と、
前記同相成分と前記直交成分の電気信号の各々をサンプリングしてデジタルの前記同相成分のサンプリング信号と前記直交成分のサンプリング信号に変換するＡＤ変換器と、
前記同相成分と前記直交成分のサンプリング信号を差動検波する差動検波部と、
差動検波によって得られる信号に含まれる前記信号点の固定パターンに基づいて、位相平均値を算出する位相平均算出部と、
前記位相平均値に基づいて、前記同相成分と前記直交成分のサンプリング信号の位相を逆回転させる位相回転部と、
を備える光送受信システム。
前記周波数変調部は、
前記駆動信号に対する前記半導体レーザが出力する光信号の強度の変化特性に対して、逆方向の透過強度の変化特性を有する電界吸収型光変調器を備え、
前記電界吸収型光変調器は、前記送信信号に基づいて、前記周波数変調光信号に対して強度変調を行う、請求項１に記載の光送受信システム。
前記周波数変調部は、前記駆動信号に対する前記半導体レーザが出力する光信号の強度の変化特性に対して、同一方向の透過強度特性を有する電界吸収型光変調器を備え、
前記電界吸収型光変調器は、前記送信信号の極性を反転させた信号に基づいて、前記周波数変調光信号に対して強度変調を行う、請求項１に記載の光送受信システム。
前記光受信器は、
タップ係数に基づいてフィルタリングを行うＦＩＲフィルタ部と、
前記位相回転部が逆回転した前記同相成分と前記直交成分のサンプリング信号を前記ＦＩＲフィルタ部に与えて復調信号を得て、前記復調信号に含まれるサンプリング信号のＩ−Ｑ平面上での位置と、予め定められる収束の目標値となる複数の所定の信号点の前記Ｉ−Ｑ平面上での位置とに基づいて距離を算出し、算出した距離に基づいて、前記サンプリング信号が、最も近い前記所定の信号点に収束するように前記ＦＩＲフィルタ部のタップ係数の最適値を算出するタップ係数算出部と、
をさらに備える、請求項１から３のいずれか一項に記載の光送受信システム。