JP2018100887A - Radar system and radar signal processing method thereof - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To achieve a high resolution of an angle axis by expansion array processing while preventing a hardware scale from increasing without generating any false target.SOLUTION: A radar system performs expansion array processing at each of signals of two different axes (axis A and axis B) after discriminating target reflection points on a range-Doppler axis so as to achieve a high resolution of an angle axis without generating any false target even when there is a correlation such as a radar target.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本実施形態は、拡張アレイ処理を適用したレーダ装置及びそのレーダ信号処理方法に関する。   The present embodiment relates to a radar apparatus to which extended array processing is applied and a radar signal processing method thereof.

従来のＲＦ（高周波数）のアナログ合成器を用いたアレイアンテナやＤＢＦ（Digital Beam Forming、非特許文献１参照）では、角度分解能は開口長で決まる。このため、角度分解能を向上させるためには、アンテナの開口を大きくするしかない。また、規模に制約がある場合に角度分解能を向上させる手法として、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）やＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational）（非特許文献５参照）があるが、これらの手法を用いると、信号処理規模が増大してしまう。また、相関のある目標を識別して検出する場合には、空間平均処理（非特許文献６参照）が必要であるが、この処理を適用するためにはＤＢＦの素子数を増やす必要がある。   In an array antenna using a conventional RF (high frequency) analog synthesizer or DBF (Digital Beam Forming, see Non-Patent Document 1), the angular resolution is determined by the aperture length. For this reason, the only way to improve the angular resolution is to increase the aperture of the antenna. In addition, there are MUSIC (MUltiple SIgnal Classification) and ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational) (see Non-Patent Document 5) as methods for improving the angular resolution when the scale is limited. The signal processing scale will increase. In addition, when a correlated target is identified and detected, a spatial averaging process (see Non-Patent Document 6) is necessary. However, in order to apply this process, it is necessary to increase the number of DBF elements.

上記の対策のために、従来では、ＫＲ積アレイ（非特許文献７参照）等による拡張アレイ処理が適用されている。しかしながら、レーダ目標の場合には、反射点間で相関があるため、拡張アレイ処理の実行によって偽目標が発生することがあった。   For the above measures, conventionally, an extended array process using a KR product array (see Non-Patent Document 7) or the like is applied. However, in the case of a radar target, since there is a correlation between reflection points, a false target may occur due to the execution of the extended array process.

ＤＢＦ（Digital Beam Forming）、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.289-291(1996)DBF (Digital Beam Forming), Yoshida, "Revised Radar Technology", IEICE, pp.289-291 (1996) テーラー分布、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.134-135(1996)Taylor distribution, Yoshida, 'Revised radar technology', IEICE, pp.134-135 (1996) マルチビ−ム、電子情報通信学会編、アンテナ工学ハンドブック第２版、Ohmsha、pp.419-424(2008)Multi-beam, edited by IEICE, Antenna Engineering Handbook 2nd Edition, Ohmsha, pp.419-424 (2008) 位相によるパターン成形、Robert C.Voges,‘Phase Optimization of Antenna Array Gain with Constrained Amplitude Excitation’, IEEE Trans. Antennas & Propagation, AP-20, No.4, pp.432-436(1972)Pattern shaping by phase, Robert C. Voges, ‘Phase Optimization of Antenna Array Gain with Constrained Amplitude Excitation’, IEEE Trans. Antennas & Propagation, AP-20, No.4, pp.432-436 (1972) ＭＵＳＩＣ、ＥＳＰＲＩＴ、菊間、アダプティブアンテナ技術、Ohmsha、pp.137-164(2003)MUSIC, ESPRIT, Kikuma, Adaptive antenna technology, Ohmsha, pp.137-164 (2003) 空間平均法、菊間、アレーアンテナによる適応信号処理、科学技術出版、pp.163-170(1999)Spatial averaging, Kikuma, adaptive signal processing with array antenna, Science and Technology Publishing, pp. 163-170 (1999) 拡張アレイ（ＫＲ積アレイ）、Wing-Kin Ma, ‘DOA Estimation of Quasi-Stationary Signals With Less Sensors Than Sources and Unkown Spatial Noise Covariance: A Khatri-Rao Subspace Approach’,IEEE Trans. Signal Process., vol.58, no.4, pp.2168-2180, April(2010)Extended array (KR product array), Wing-Kin Ma, 'DOA Estimation of Quasi-Stationary Signals With Less Sensors Than Sources and Unkown Spatial Noise Covariance: A Khatri-Rao Subspace Approach', IEEE Trans. Signal Process., Vol.58 , no.4, pp.2168-2180, April (2010) パルス圧縮、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.278-280(1996)Pulse compression, Yoshida, 'Revised radar technology', IEICE, pp.278-280 (1996) ＣＦＡＲ処理、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.87-89(1996)CFAR processing, Yoshida, 'Revised radar technology', IEICE, pp.87-89 (1996) ＦＭＣＷ方式（アップチャープとダウンチャープ）、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.274-275(1996)FMCW system (up-chirp and down-chirp), Yoshida, "Revised radar technology", IEICE, pp.274-275 (1996) ＦＭＩＣＷ, FRED E.Nathanson, 'RADAR DESIGN PRINCIPLES second edition', Scitech, pp452-454(1999)FMICW, FRED E. Nathanson, 'RADAR DESIGN PRINCIPLES second edition', Scitech, pp452-454 (1999)

以上述べたように、従来のレーダ装置において、角度分解能を向上させるには、アンテナを大開口にする必要があり、ＤＢＦの場合でも空間平均処理を適用するために素子数を増やす必要があり、ハードウェア規模が増える問題があった。この対策のために拡張アレイ処理を適用すると、レーダ目標の場合には、反射点間で相関があるため、偽目標が発生する場合があった。   As described above, in the conventional radar apparatus, in order to improve the angular resolution, the antenna needs to have a large aperture, and even in the case of DBF, it is necessary to increase the number of elements in order to apply the spatial averaging process, There was a problem that the hardware scale increased. When the extended array processing is applied for this measure, in the case of a radar target, a false target may occur because there is a correlation between reflection points.

本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、ハードウェア規模を増大を抑えつつ、偽目標を発生させることなく、拡張アレイ処理によって高い角度軸分解能が得られるレーダ装置及びそのレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。   The present embodiment has been made in view of the above problems, and provides a radar apparatus and a radar signal processing method thereof capable of obtaining a high angular axis resolution by extended array processing without generating a false target while suppressing an increase in hardware scale. The purpose is to provide.

上記の課題を解決するために、本実施形態に係るレーダ装置は、第１軸に沿ってアンテナ素子を配置し、前記第１軸とは異なる第２軸に沿ってアンテナ素子を配置してなる平面アレイによるアンテナと、前記第１軸、前記第２軸それぞれのアンテナ素子の出力をアナログ合成するアナログ合成手段と、前記アナログ合成された前記第１軸、第２軸それぞれのアンテナ素子の出力を周波数変換してディジタル信号に変換し、少なくともいずれか一方の信号を、所定のウェイトを乗算して合成してビーム出力を得て、fast-time軸とslow-time軸の少なくともいずれか一方の軸で目標を検出し、その反射点のfast-time軸及びslow-time軸のレンジ−ドップラセルに対応するセルを抽出し、前記第１軸及び前記第２軸の各々において拡張アレイ処理を実施し、これによって得られた素子信号を用いて観測範囲を覆うようにビーム走査を含む所定の複素ウェイトを乗算して前記第１軸及び前記第２軸のマルチビームを形成し、または両者を乗算して観測範囲に狭ビーム幅のマルチビームを形成し、振幅加算して画像を得る信号処理手段とを具備する。   In order to solve the above-described problem, the radar apparatus according to the present embodiment includes an antenna element disposed along a first axis and an antenna element disposed along a second axis different from the first axis. The antenna by the planar array, the analog combining means for analog combining the outputs of the antenna elements of the first axis and the second axis, and the outputs of the antenna elements of the first axis and the second axis combined with the analog Frequency conversion and conversion to a digital signal, at least one of the signals is multiplied by a predetermined weight and synthesized to obtain the beam output, and at least one of the fast-time axis and slow-time axis The target is detected at, the cells corresponding to the fast-time axis and the slow-time axis range-Doppler cell of the reflection point are extracted, and the extended array processing is performed on each of the first axis and the second axis, this Thus, using the obtained element signal, a predetermined complex weight including beam scanning is multiplied so as to cover the observation range to form the first axis and the second axis multi-beam, or both are multiplied and observed. Signal processing means for forming a multi-beam having a narrow beam width in the range and adding the amplitudes to obtain an image;

すなわち、異なる２軸信号の各々において、レンジ−ドップラ軸で目標反射点を分離した後、各々で拡張アレイ処理することにより、レーダ目標のように相関のある場合でも、偽目標を発生させずに、角度軸高分解化を図ることができる。   That is, in each of the different biaxial signals, the target reflection point is separated by the range-Doppler axis, and then extended array processing is performed on each, so that even if there is a correlation like a radar target, a false target is not generated. Further, it is possible to achieve high resolution of the angle axis.

第１の実施形態に係るレーダ装置の概略構成を示すブロック図。1 is a block diagram showing a schematic configuration of a radar apparatus according to a first embodiment. 第１の実施形態において、アンテナの細部系統を示すブロック図。The block diagram which shows the detailed system | strain of the antenna in 1st Embodiment. 第１の実施形態において、仮想アレイ処理の処理系統を示すブロック図。The block diagram which shows the processing system of virtual array processing in 1st Embodiment. 第１の実施形態において、複数反射点を分離する処理の流れを示す概念図。The conceptual diagram which shows the flow of the process which isolate | separates several reflective points in 1st Embodiment. 第１の実施形態において、ビーム形成を説明するための座標系を示す概念図。The conceptual diagram which shows the coordinate system for demonstrating beam formation in 1st Embodiment. 第１の実施形態において、拡張アレイが形成される様子を示す概念図。The conceptual diagram which shows a mode that an extended array is formed in 1st Embodiment. 第１の実施形態において、拡張アレイによるビーム形成を説明するための概念図。The conceptual diagram for demonstrating the beam formation by an expansion array in 1st Embodiment. 第１の実施形態において、高分解能マルチビームが形成される様子を示す概念図。The conceptual diagram which shows a mode that a high resolution multi-beam is formed in 1st Embodiment. 第２の実施形態に係るレーダ装置の概略構成を示すブロック図。The block diagram which shows schematic structure of the radar apparatus which concerns on 2nd Embodiment. 第２の実施形態において、アンテナの細部系統を示すブロック図。The block diagram which shows the detailed system | strain of an antenna in 2nd Embodiment. 第２の実施形態において、仮想アレイの概略構成を示す概念図。The conceptual diagram which shows schematic structure of a virtual array in 2nd Embodiment. 第３の実施形態に係るレーダ装置において、仮想アレイ処理の処理系統を示すブロック図。The block diagram which shows the processing system of a virtual array process in the radar apparatus which concerns on 3rd Embodiment. 第４の実施形態に係るレーダ装置のアンテナの細部系統を示すブロック図。The block diagram which shows the detailed system | strain of the antenna of the radar apparatus which concerns on 4th Embodiment. 第４の実施形態において、仮想アレイ処理の処理系統を示すブロック図。The block diagram which shows the processing system of virtual array processing in 4th Embodiment. 第４の実施形態において、送信信号に用いる連続波スイープ信号を示す波形図。The wave form diagram which shows the continuous wave sweep signal used for a transmission signal in 4th Embodiment. 第４の実施形態において、複数反射点を分離する処理の流れを示す概念図。The conceptual diagram which shows the flow of the process which isolate | separates multiple reflective points in 4th Embodiment. 第５の実施形態に係るレーダ装置の仮想アレイ処理の処理系統を示すブロック図。The block diagram which shows the processing system of the virtual array process of the radar apparatus which concerns on 5th Embodiment. 第５の実施形態において、近距離〜遠距離まで目標を観測する場合の分割処理を説明するためのタイミング波形図。In 5th Embodiment, the timing waveform figure for demonstrating the division | segmentation process in the case of observing a target from a short distance to a long distance.

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。   Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings. In the description of each embodiment, the same portions are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.

（第１の実施形態）ＲＤ軸分離後、拡張アレイ処理
図１乃至図８を参照して、第１の実施形態に係るレーダ装置を説明する。 (First Embodiment) Extended Array Processing after RD Axis Separation A radar apparatus according to the first embodiment will be described with reference to FIGS.

図１は本実施形態に係るレーダ装置の概略構成を示すブロック図、図２はアンテナの細部系統を示すブロック図、図３は仮想アレイ処理器の具体的な処理系統を示すブロック図、図４は複数反射点を分離する処理の流れを示す概念図である。   1 is a block diagram showing a schematic configuration of a radar apparatus according to the present embodiment, FIG. 2 is a block diagram showing a detailed system of an antenna, FIG. 3 is a block diagram showing a specific processing system of a virtual array processor, and FIG. FIG. 4 is a conceptual diagram showing a flow of processing for separating a plurality of reflection points.

本実施形態に係るレーダ装置は、図１に示すように、アンテナ１００の出力のＡ軸（Ｎach）とＢ軸（Ｎbch）の信号を用いて、それぞれ仮想アレイ処理器２００で仮想アレイ処理（２００ａ，２００ｂ）を実行してマルチビームを形成し、Ａ軸とＢ軸のマルチビームを乗算器３００で乗算することで、ペンシルビームによる全体マルチビームを形成し、出力処理器４００で高分解能角度軸データを生成し出力する。   As shown in FIG. 1, the radar apparatus according to the present embodiment uses a virtual array processor 200 to perform virtual array processing (200a) using the A-axis (Nach) and B-axis (Nbch) signals of the output of the antenna 100, respectively. , 200b) to form a multi-beam, and the multi-beam of the A axis and the B axis is multiplied by the multiplier 300 to form the entire multi-beam by the pencil beam, and the output processor 400 forms a high resolution angle axis Generate and output data.

上記アンテナ１００において、送信系では、図２に示すように、送信信号生成器１１でパルス変調した信号を生成し、送信分配器１２でＮb系統の送信分配器１３１〜１３Ｎbに分配し、各送信分配器１３１〜１３ＮbでＮa系統の送信移相器１４１１〜１４ＮaＮbに分配して、ビ−ム制御器１５でビーム指向方向に対応する移相量を設定した後、送信増幅器１６１１〜１６ＮaＮbで電力増幅し、サーキュレータ１７１１〜１７ＮaＮbを経由して、アンテナ素子１８１１〜１８ＮaＮbから送信する。また、受信系では、目標からの反射信号をアンテナ素子１８１１〜１８ＮaＮbで捕捉し、サーキュレータ１７１１〜１７ＮaＮbを経由して、受信増幅器１９１１〜１９ＮaＮbで低雑音増幅し、受信移相器１Ａ１１〜１ＡＮaＮbで受信ビームに対応する移相量を与え、Ａ軸用の受信合成器１Ｂ１〜１ＢＮbで縦合成、Ｂ軸用の受信合成器１Ｃ１〜１ＣＮaで横合成して、仮想アレイ処理器２００（Ａ軸は２００ａ、Ｂ軸は２００ｂ）に送る。   In the antenna 100, in the transmission system, as shown in FIG. 2, a pulse-modulated signal is generated by the transmission signal generator 11, distributed to Nb transmission distributors 131 to 13Nb by the transmission distributor 12, and each transmission is performed. After distributing to Na transmission phase shifters 1411 to 14NaNb by distributors 131 to 13Nb and setting a phase shift amount corresponding to the beam directing direction by beam controller 15, power amplification is performed by transmission amplifiers 1611 to 16NaNb. Then, the data is transmitted from the antenna elements 1811 to 18NaNb via the circulators 1711 to 17NaNb. In the receiving system, the reflected signal from the target is captured by the antenna elements 1811 to 18NaNb, amplified by the receiving amplifiers 1911 to 19NaNb through the circulators 1711 to 17NaNb, and received by the receiving phase shifters 1A11 to 1ANaNb. A phase shift amount corresponding to the beam is given, and vertical synthesis is performed by the A-axis reception synthesizers 1B1 to 1BNb, and horizontal synthesis is performed by the B-axis reception synthesizers 1C1 to 1CNa, and the virtual array processor 200 (A axis is 200a). , B-axis is sent to 200b).

上記仮想アレイ処理器２００では、図３に示すように、受信合成器１Ｂ１〜１ＢＮb，１Ｃ１〜１ＣＮaからの受信合成信号をタイミング制御器２０８によるタイミング制御に従って周波数変換器２０１に取り込んでＩＦ帯に周波数変換し、ＡＤ変換器２０２でディジタル信号に変換し、レンジ圧縮器２０３によるレンジ圧縮とＦＦＴ処理器２０４によるslow-time軸（ＰＲＩ間）のＦＦＴ処理を実施して、レンジ−ドップラデータ（ＲＤデータ）としてデータ保存器２０５に保存する。ここで、ＦＦＴ処理結果からビーム形成器２０９でビーム形成を行い、セル抽出器２１０で抽出されるセルのＲＤデータをデータ保存器２０５から出力させる。続いて、データ保存器２０５から出力されるデータについて、拡張アレイ処理器２０６で拡張アレイ処理を行い、その処理結果についてビーム形成器２０７でビーム形成を行ってマルチビーム出力を得る。   In the virtual array processor 200, as shown in FIG. 3, the received synthesized signals from the receiving synthesizers 1B1 to 1BNb, 1C1 to 1CNa are taken into the frequency converter 201 according to the timing control by the timing controller 208 and are transferred to the IF band. The signal is converted into a digital signal by the AD converter 202, the range compression by the range compressor 203 and the FFT processing of the slow-time axis (between PRI) by the FFT processor 204 are performed, and the range-Doppler data (RD data) ) To the data storage unit 205. Here, beam forming is performed by the beam former 209 from the FFT processing result, and the RD data of the cell extracted by the cell extractor 210 is output from the data storage 205. Subsequently, the data output from the data storage unit 205 is subjected to extended array processing by the extended array processor 206, and the beam forming unit 207 performs beam forming on the processing result to obtain a multi-beam output.

以下に定式化する。まずレンジ圧縮（２０３）について述べる（非特許文献９参照）。レンジ圧縮は、入力信号とレンジ圧縮用信号の相関処理であり、これを周波数領域で行う場合について定式化すると次の通りである。

Formulated below. First, range compression (203) will be described (see Non-Patent Document 9). Range compression is a correlation process between an input signal and a range compression signal. The case of performing this in the frequency domain is formulated as follows.

また、参照信号sref（線形チャープ信号）は次式で表現できる。

The reference signal sref (linear chirp signal) can be expressed by the following equation.

この参照信号sref(t)を、そのサンプル長を入力信号に合わせて０埋めした信号に置き換える。

The reference signal sref (t) is replaced with a signal whose sample length is zero-padded according to the input signal.

時間軸上にするには、このsを逆フーリエ変換すればよい。

In order to make it on the time axis, this s may be inverse Fourier transformed.

次にクロスレンジ圧縮を行うために、ＦＦＴ処理（２０４）でslow-time軸のフーリエ変換を行う。

Next, in order to perform cross-range compression, a Fourier transform of the slow-time axis is performed by FFT processing (204).

このレンジ−ドップラ軸のデータ（ＲＤデータ）には、図４（ａ）に示すように、複数の目標反射点がある場合がある。このまま、以下に述べる拡張アレイ処理を実行すると、複数反射点間における相関のため、偽目標が発生する。その対策のために、図４（ｂ），（ｃ）に示すように、複数反射点を分離する処理を行う。 This range-Doppler axis data (RD data) may have a plurality of target reflection points as shown in FIG. If the extended array processing described below is executed as it is, a false target is generated due to the correlation between a plurality of reflection points. As a countermeasure, as shown in FIGS. 4B and 4C, a process of separating a plurality of reflection points is performed.

具体的には、まずＲＤデータにおいて、ＳＮ（信号対雑音電力）を向上するために、図５に示すように、ビーム形成器２０９で所定のビーム方向に指向するビームを生成して、ビーム出力におけるＲＤデータを得る。次に、ＣＦＡＲ等（非特許文献１０参照）による所定の振幅スレショルドを超えるセル（Ｐ個）をセル抽出（２１０）し、抽出セルに対応したセルのデータをデータ保存器２０５から抽出する。このデータを用いて拡張アレイ処理（２０６）した素子データを用いてビーム形成（２０７）することにより、角度軸で高分解能化したデータが得られる。この処理をＡ軸及びＢ軸に適用すれば、図６に示すように仮想の拡張アレイを形成し、Ｎａ（Ｎｂ）素子（サブアレイ）列を２Ｎａ−１（２Ｎｂ−１）列に拡張することができる。   Specifically, in order to improve SN (signal-to-noise power) in the RD data, a beam directed to a predetermined beam direction is generated by a beam former 209 as shown in FIG. RD data at is obtained. Next, cells (P cells) exceeding a predetermined amplitude threshold according to CFAR or the like (see Non-Patent Document 10) are extracted (210), and data of cells corresponding to the extracted cells are extracted from the data storage unit 205. By performing beam forming (207) using element data subjected to the extended array processing (206) using this data, data with high resolution on the angle axis can be obtained. If this processing is applied to the A-axis and the B-axis, a virtual extended array is formed as shown in FIG. 6, and the Na (Nb) element (subarray) column is expanded to 2Na-1 (2Nb-1) column. Can do.

Ｐ個の信号の各々について、Ａ軸とＢ軸のアレイ信号（ＸaとＸb）を抽出し、拡張アレイ処理を行う部分を定式化する。まず、観測方向（AZ,EL）を含めた２軸の入力信号を、それぞれＸa、Ｘbと表すと、図５の座標系により次式となる。なお、位相中心は、Ａ軸とＢ軸で一致する。

For each of the P signals, A-axis and B-axis array signals (Xa and Xb) are extracted, and a portion for performing the extended array processing is formulated. First, when the biaxial input signals including the observation directions (AZ, EL) are expressed as Xa and Xb, respectively, the following equations are obtained from the coordinate system of FIG. The phase center coincides with the A axis and the B axis.

以上より、仮想平面アレイの位相中心に入力される信号をＸinとすると、２軸の信号ＸaとＸbは次式となる。

From the above, when the signal input to the phase center of the virtual plane array is Xin, the biaxial signals Xa and Xb are expressed by the following equations.

次にこの信号（Xa,Xb）を用いて、拡張アレイ処理としてＫＲ積アレイ処理を行う。

Next, using this signal (Xa, Xb), KR product array processing is performed as extended array processing.

この左端と上端の要素をベクトル化すると、次式となる。

When the left and upper end elements are vectorized, the following equation is obtained.

このＸkra，Ｘkrbを新しい拡張アレイの素子信号（Ｘa，Ｘb）として、受信ビームを形成すればよい。この拡張アレイのデータの様子を図７に示す。ここで、図７（ａ）はＡ軸仮想アレイ（EL-DBF）、図７（ｂ）はＢ軸仮想アレイ（AZ-DBF）を示し、図７（ｃ）は高分解能マルチビーム（乗算による）を示している。   A reception beam may be formed by using Xkra and Xkrb as element signals (Xa, Xb) of the new expansion array. The state of the data in this extended array is shown in FIG. 7A shows an A-axis virtual array (EL-DBF), FIG. 7B shows a B-axis virtual array (AZ-DBF), and FIG. 7C shows a high-resolution multi-beam (by multiplication). ).

受信ビーム出力は、ビーム形成器（２０９）において、（１４）式の要素にサイドローブ低減用のウェイトとして、テーラーウェイト（非特許文献２参照）等を乗算し、ビーム指向方向制御用の複素ウェイトを乗算した後、ＤＢＦ（Digital Beam Forming、非特許文献１参照）による加算を行う。この結果、次式となる。

In the beamformer (209), the received beam output is multiplied by a tailor weight (see Non-Patent Document 2) or the like as a weight for reducing the side lobe by the element of equation (14), and a complex weight for controlling the beam pointing direction. After the multiplication, addition by DBF (Digital Beam Forming, see Non-Patent Document 1) is performed. As a result, the following equation is obtained.

ビーム指向方向制御用のウェイトＷapnm,Ｗbpnmは次式で表現できる。

The weights Wapnm and Wbpnm for beam direction control can be expressed by the following equations.

Ａ軸及びＢ軸の仮想アレイによるビームは、それぞれ図７（ａ），（ｂ）に示すようになり、図８の座標系に示すように、高分解能マルチビーム（非特許文献３参照）が形成される。このＡ軸とＢ軸のマルチビームを乗算することにより、図７（ｃ）に示すようなペンシルビームが得られる。この際、Ａ軸とＢ軸の乗算前のビーム幅を広げる必要がある場合には、移相器により、位相成形ビーム（非特許文献４参照）を形成するための移相量を設定すればよい。   The beams by the virtual arrays of the A axis and the B axis are as shown in FIGS. 7A and 7B, respectively. As shown in the coordinate system of FIG. 8, a high-resolution multi-beam (see Non-Patent Document 3) It is formed. By multiplying the A-axis and B-axis multi-beams, a pencil beam as shown in FIG. 7C is obtained. At this time, when it is necessary to widen the beam width before multiplication of the A axis and the B axis, a phase shift amount for forming a phase shaped beam (see Non-Patent Document 4) is set by a phase shifter. Good.

本手法は、ビーム出力Ya（Yb）は、ＡＺ面（ＥＬ面）はアナログ合成で、ＥＬ面（ＡＺ面）は自由度が高いＤＢＦである。本実施形態では、アナログ合成とＤＢＦによる２軸（Ａ軸とＢ軸）のビーム形成を組み合わせることで、２次元のフルＤＢＦ相当の機能性能を発揮することに特徴がある。   In this method, the beam output Ya (Yb) is a DBF in which the AZ plane (EL plane) is analog synthesis and the EL plane (AZ plane) is highly flexible. This embodiment is characterized by exhibiting functional performance equivalent to a two-dimensional full DBF by combining analog synthesis and DBF two-axis (A-axis and B-axis) beam forming.

なお、本実施形態では２軸の仮想アレイによるマルチビームを乗算する構成について述べたが、乗算せずにそのまま出力する場合でもよい。乗算しない場合は、例えば図７（ａ），（ｂ）に示すビームがそのまま出力されることになる。   In the present embodiment, the configuration for multiplying multi-beams by a two-axis virtual array has been described. However, the multi-beam may be output without being multiplied. When the multiplication is not performed, for example, the beams shown in FIGS. 7A and 7B are output as they are.

以上のように、本実施形態に係るレーダ装置は、所定の１軸（Ａ軸）はＮa素子（Ｎa段）、それと異なる１軸（Ｂ軸）におけるＮb素子（Ｎb列）のＮa×Ｎb素子の平面アレイにおいて、Ａ軸の各々の段において、必要に応じて移相器Ｐam（ｍ＝１〜Ｎb）により位相を制御した後、アナログ合成（合成数≧１）し、Ｂ軸の各々の列において、必要に応じてＡ軸と同じか、異なる移相器Ｐbn（ｎ＝１〜Ｎa）により位相を制御した後、アナログ合成（合成数≧１）した出力を、それぞれＡ軸のＮ素子受信アレイＸA（Ｘan、ｎ＝１〜Ｎa）と、Ｂ軸の一次元に配列したＭ素子受信アレイＸB（Ｘbm、ｍ＝１〜Ｎb）とする。そして、周波数変換及びＡＤ変換によりアレイディジタル信号に変換し、ＸAとＸBの少なくともいずれか一方の信号を、所定のウェイトを乗算した後合成してビーム出力を得る。続いて、fast-time軸とslow-time軸の少なくともいずれか一方の軸で目標を検出し、その反射点Tp（p=1〜Np）のfast-time軸及びslow-time軸のレンジ−ドップラセル（Np点）に対応するＸAとＸBのセルを抽出し、Ａ軸及びＢ軸の各々において拡張アレイ処理をして得た（２Ｎa−１）と（２Ｎb−１）の素子信号を用いて、観測範囲を覆うようにビーム走査を含む所定の複素ウェイトを乗算して得たＡ軸及びＢ軸のマルチビームをそのまま出力するか、必要に応じて乗算して、観測範囲に狭ビーム幅のマルチビームを形成し、Ｎp点分、振幅加算して画像を得る。   As described above, in the radar apparatus according to the present embodiment, a predetermined one axis (A axis) is an Na element (Na stage), and a different one axis (B axis) is an Nb element (Nb column) Na × Nb element. In the planar array, the phase is controlled by the phase shifter Pam (m = 1 to Nb) as necessary at each stage of the A axis, and then analog synthesis (composition number ≧ 1) is performed. In the column, the phase is controlled by the phase shifter Pbn (n = 1 to Na) which is the same as or different from that of the A axis as necessary, and then the analog combined (combined number ≧ 1) is output to each of the N elements of the A axis. It is assumed that the receiving array XA (Xan, n = 1 to Na) and the M element receiving array XB (Xbm, m = 1 to Nb) arranged one-dimensionally on the B axis. Then, it is converted into an array digital signal by frequency conversion and AD conversion, and at least one of XA and XB is multiplied by a predetermined weight and then combined to obtain a beam output. Subsequently, the target is detected on at least one of the fast-time axis and the slow-time axis, and the range-Doppler cell of the fast-time axis and the slow-time axis at the reflection point Tp (p = 1 to Np). Using the element signals (2Na-1) and (2Nb-1) obtained by extracting the XA and XB cells corresponding to (Np point) and performing the extended array processing on each of the A axis and B axis, The A-axis and B-axis multi-beams obtained by multiplying a predetermined complex weight including beam scanning so as to cover the observation range are output as they are, or multiplied as necessary, and a multi-beam with a narrow beam width is added to the observation range. A beam is formed, and an amplitude is added for Np points to obtain an image.

すなわち、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）信号の各々において、レンジ−ドップラ軸で目標反射点を分離した後、各々で拡張アレイ処理することにより、レーダ目標のように相関のある場合でも、偽目標を発生させずに、角度軸高分解化を図ることができる。   That is, in each of different two-axis (A-axis and B-axis) signals, the target reflection point is separated by the range-Doppler axis and then subjected to an extended array process, so that even when there is a correlation like a radar target, High resolution of the angle axis can be achieved without generating a false target.

（第２の実施形態）
図９乃至図１１を参照して、第２の実施形態に係るレーダ装置を説明する。
第１の実施形態では、Ａ軸とＢ軸アレイを用いた拡張アレイ処理について述べた。本実施形態では、部分開口を使った場合の２軸のリニアアレイを用いた受信による方式について述べる。本実施形態において、全体の概略系統を図９に示し、アンテナの細部系統を図１０に示し、仮想アレイの概略構成を図１１に示す。 (Second Embodiment)
A radar apparatus according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. 9 to 11.
In the first embodiment, the extended array processing using the A-axis and B-axis arrays has been described. In the present embodiment, a method by reception using a biaxial linear array when a partial aperture is used will be described. In this embodiment, the overall schematic system is shown in FIG. 9, the detailed system of the antenna is shown in FIG. 10, and the schematic configuration of the virtual array is shown in FIG.

本実施形態のレーダ装置は、第１の実施形態と異なり、図9に示すようにアンテナ１００の開口は部分開口を用いている。   Unlike the first embodiment, the radar apparatus of the present embodiment uses a partial opening as the opening of the antenna 100 as shown in FIG.

図１０に示すアンテナ１００の系統では、Ａ軸の信号ＸA1〜ＸANaとＢ軸の信号ＸB1〜ＸBNbが出力され、これらは、Ａ軸とＢ軸のそれぞれ、図３の系統に入力され、それ以降は第１の実施形態と同様である。なお、図１０では、Ａ軸アレイは横１列、Ｂ軸アレイは縦１列の場合で、受信移相器が不要な場合について述べた。ＳＮを向上させるために、Ａ軸は横Ｍa列、Ｂ軸は縦Ｍb列のサブアレイの場合は、受信移相器を用いてサブアレイ合成してもよい。拡張アレイによる仮想アレイの様子を図１１に示す。
以上のように、本実施形態に係るレーダ装置は、アンテナ部分開口を用いて、Ａ軸とＢ軸のアレイを形成する。すなわち、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）のアナログ合成後のＳＮ（信号対雑音電力比）の高いアレイディジタル信号を用いて、２軸の拡張アレイ処理により、角度軸高分解能化を図ることができる。 10, the A-axis signals XA1 to XANa and the B-axis signals XB1 to XBNb are output to the A-axis and B-axis systems shown in FIG. 3, respectively. Is the same as in the first embodiment. In FIG. 10, the case where the A-axis array is one horizontal row and the B-axis array is one vertical column and the reception phase shifter is unnecessary is described. In order to improve the SN, in the case where the A axis is a horizontal Ma column and the B axis is a vertical Mb column sub-array, sub-array synthesis may be performed using a reception phase shifter. A state of the virtual array by the extended array is shown in FIG.
As described above, the radar apparatus according to the present embodiment forms an array of the A axis and the B axis using the antenna partial aperture. That is, by using an array digital signal with a high SN (signal-to-noise power ratio) after analog synthesis of two different axes (A axis and B axis), high resolution of the angle axis is achieved by two-axis extended array processing. Can do.

（第３の実施形態）
図１２を参照して、第３の実施形態に係るレーダ装置を説明する。
第１及び第２の実施形態の拡張アレイ処理では、１回ＫＲ積処理を実施している。ＫＲ積アレイでは、（１２）、（１３）式に示すように、１回の処理で波源信号Ｘinが実数（振幅）になるため、複数回繰り返しても波源信号は実数のままであり、ＳＮ以外の影響はない。このため、所定のＳＮ以上であれば、ＫＲ積アレイ処理を複数回繰り返すと、さらに角度軸高分解能化を図ることができる。この仮想アレイ処理の処理系統を図１２に示す。拡張アレイ処理の部分の回数が増えるための変更である。初期アレイ長をＮとすると、１回のＫＲ積アレイ処理により、アレイ長（素子数）は２Ｎ−１になるため、例えば、３回繰り返すと、アレイ長（素子数）は、次のようになる。

(Third embodiment)
A radar apparatus according to the third embodiment will be described with reference to FIG.
In the extended array processing of the first and second embodiments, the KR product processing is performed once. In the KR product array, as shown in equations (12) and (13), the wave source signal Xin becomes a real number (amplitude) in a single process, so that the wave source signal remains a real number even if it is repeated multiple times. There is no influence other than. For this reason, if it is more than predetermined SN, if the KR product array process is repeated a plurality of times, it is possible to further increase the resolution of the angle axis. The processing system of this virtual array processing is shown in FIG. This is a change to increase the number of times of the extended array processing. Assuming that the initial array length is N, the array length (number of elements) becomes 2N-1 by one KR product array processing. For example, if the array length is repeated three times, the array length (number of elements) is as follows: Become.

素子数が増えると角度軸の高分解能化が図られるのと等価である。   This is equivalent to increasing the resolution of the angle axis when the number of elements increases.

以上のように、本実施形態に係るレーダ装置では、拡張アレイ処理を、必要に応じて振幅規格化を含めてＮkr回実施する。すなわち、拡張アレイ処理を複数繰り返すことにより、角度軸分解能をさらに向上させることができる。   As described above, in the radar apparatus according to the present embodiment, the extended array processing is performed Nkr times including amplitude normalization as necessary. That is, the angular axis resolution can be further improved by repeating the extended array process a plurality of times.

（第４の実施形態）
図１３乃至図１６を参照して、第４の実施形態に係るレーダ装置を説明する。
図１３は第４の実施形態に係るレーダ装置のアンテナの細部系統を示すブロック図、図１４は仮想アレイの概略構成を示すブロック図、図１５は送信信号に用いる連続波スイープ信号を示す波形図、図１６は、複数反射点を分離する処理の流れを示す概念図である。 (Fourth embodiment)
A radar apparatus according to the fourth embodiment will be described with reference to FIGS. 13 to 16.
13 is a block diagram showing a detailed system of an antenna of a radar apparatus according to the fourth embodiment, FIG. 14 is a block diagram showing a schematic configuration of a virtual array, and FIG. 15 is a waveform diagram showing a continuous wave sweep signal used for a transmission signal. FIG. 16 is a conceptual diagram showing a flow of processing for separating a plurality of reflection points.

複数反射点による拡張アレイ処理では、複数反射点の相関を極力低減することが重要となる。このための手法には、広帯域信号を送受信して、レンジ分解能を向上させる手法がある。ただし、広帯域信号に対応するには、レンジサンプリング速度を高くする必要があり、処理規模が増える。   In the extended array processing using a plurality of reflection points, it is important to reduce the correlation between the plurality of reflection points as much as possible. As a technique for this purpose, there is a technique for improving the range resolution by transmitting and receiving a broadband signal. However, in order to deal with wideband signals, it is necessary to increase the range sampling speed, which increases the processing scale.

この対策のために、図１５に示す連続波スイープ信号（非特許文献１０参照）か、パルス変調したステップ周波数（非特許文献１１参照）を送信し、受信はローカル信号をスイープして、ビート周波数による観測にする手法がある。送信信号生成器１１ａにおいてスイープ信号を生成する。ビート周波数ｆbは、次式で与えられる。

For this measure, the continuous wave sweep signal shown in FIG. 15 (see Non-Patent Document 10) or a pulse-modulated step frequency (see Non-Patent Document 11) is transmitted, and the reception is performed by sweeping the local signal to obtain the beat frequency. There is a method to make observations. The transmission signal generator 11a generates a sweep signal. The beat frequency fb is given by the following equation.

ビート周波数は、目標距離成分と目標速度成分から決まる。受信ロ−カル信号もスイープすることにより、受信信号の周波数は差分となる。このことから、目標距離や目標速度が所定の値以下であれば、スイープ周波数帯域よりもビート周波数の方が小さくなるため、受信器は小型になる。 The beat frequency is determined from the target distance component and the target speed component. By sweeping the reception local signal, the frequency of the reception signal becomes a difference. For this reason, if the target distance or target speed is equal to or less than a predetermined value, the beat frequency is smaller than the sweep frequency band, and thus the receiver is small.

ビート周波数による観測の場合、図１５に示すように、スイープ時間軸をfast-time、スイープ間の軸をslow-timeとすると、図１４の系統で示すように、Fast-time FFT処理器２０３ａでFast-time FFT処理し、さらにSlow-time FFT処理器２０４ａでSlow-time FFT処理して、ビーム形成器２０９、セル抽出器２１０によりレンジ（Fast-time）軸−ドップラ（Slow-time）軸でＮ点の反射点を抽出することができる（図１６（ａ），（ｂ））。この抽出した反射点の各々について、拡張アレイ処理器２０６で拡張アレイ処理し、ビーム形成器２０７で高分解能のビーム形成をすることができる（図１６（ｃ））。   In the case of observation by beat frequency, if the sweep time axis is fast-time and the axis between sweeps is slow-time, as shown in FIG. 15, the fast-time FFT processor 203a performs as shown in the system of FIG. Fast-time FFT processing, Slow-time FFT processing by the slow-time FFT processor 204a, and beam-former 209 and cell extractor 210 on the range (Fast-time) axis-Doppler (Slow-time) axis. N reflection points can be extracted (FIGS. 16A and 16B). Each of the extracted reflection points can be subjected to extended array processing by the extended array processor 206, and high-resolution beam forming can be performed by the beam former 207 (FIG. 16C).

以上のように、第４の実施形態に係るレーダ装置は、連続波スイープ信号、またはパルス変調したステップ周波数信号を送受信して、ビート周波数を観測する。すなわち、連続スイープ信号を用いてビート周波数を観測にするようにしているので、レンジ分解能を向上させるために広帯域信号を用いる場合でも、ビ−ト周波数は低いため、ＨＷ規模を増やさずに、拡張アレイ処理による角度軸高分解能化を図ることができる。   As described above, the radar apparatus according to the fourth embodiment transmits and receives a continuous wave sweep signal or a pulse-modulated step frequency signal to observe a beat frequency. In other words, since the beat frequency is observed using the continuous sweep signal, even when a wideband signal is used to improve the range resolution, the beat frequency is low, so the expansion can be performed without increasing the HW scale. The resolution of the angle axis can be increased by array processing.

（第５の実施形態）
図１７及び図１８を参照して、第５の実施形態に係るレーダ装置を説明する。
図１７は第５の実施形態に係るレーダ装置の仮想アレイ処理の処理系統を示すブロック図、図１８は第５の実施形態において、近距離〜遠距離まで目標を観測する場合の分割処理を説明するためのタイミング波形図である。 (Fifth embodiment)
A radar apparatus according to the fifth embodiment will be described with reference to FIGS. 17 and 18.
FIG. 17 is a block diagram showing the processing system of the virtual array processing of the radar apparatus according to the fifth embodiment, and FIG. 18 explains the division processing when the target is observed from a short distance to a long distance in the fifth embodiment. FIG.

第４の実施形態では、ビート周波数による観測手法について述べた。この場合、目標距離による遅延時間により、遠距離の場合には、ビート周波数が高くなり、連続波を使うことによる受信周波数帯域の低減の効果が小さくなる。   In the fourth embodiment, the observation method using the beat frequency has been described. In this case, due to the delay time depending on the target distance, the beat frequency becomes high in the case of a long distance, and the effect of reducing the reception frequency band by using the continuous wave becomes small.

この対策のため、本実施形態では、図１７に示すように、タイミング制御器２０８ａにおいて、ローカル周波数の開始時間を時間方向にずらす。ずらす時間Ｔdとしては、目標観測距離範囲を決めて、ビート周波数幅が所定値以下になるようにすればよい。目標距離の算出の際には、時間Ｔd分の距離を補正して目標周波数を算出する。   As a countermeasure, in this embodiment, as shown in FIG. 17, the timing controller 208a shifts the start time of the local frequency in the time direction. As the shift time Td, a target observation distance range may be determined so that the beat frequency width becomes a predetermined value or less. When calculating the target distance, the target frequency is calculated by correcting the distance corresponding to the time Td.

図１８は、近距離〜遠距離まで目標を観測する場合である。目標の観測距離範囲が広い場合には、観測ビート周波数幅が所定の値以下になるように、目標の観測距離範囲を分割し、受信系を分割数分用意して、ローカル周波数の時間遅延を設定すればよい。分割したローカル信号の重複期間については、重複したローカル信号の各々で処理した目標受信振幅のうち、最も大きい振幅について目標の距離を算出すればよい。   FIG. 18 shows a case where the target is observed from a short distance to a long distance. When the target observation distance range is wide, divide the target observation distance range so that the observation beat frequency width is less than the predetermined value, prepare the receiving system for the number of divisions, and reduce the local frequency time delay. You only have to set it. For the overlapping period of the divided local signals, the target distance may be calculated for the largest amplitude among the target reception amplitudes processed by each of the overlapping local signals.

また、目標距離が遠距離のみ等に限定できる場合は、時間Ｔdを調整してその観測時間範囲のみにローカル信号を設定してもよい。   In addition, when the target distance can be limited to only a long distance, the time Td may be adjusted to set the local signal only in the observation time range.

以上のように、第５の実施形態に係るレーダ装置では、ビート周波数の観測時に、スイープ毎に受信する近距離目標と、時間遅延（Ｔd）後の各スイープ毎に受信する遠距離目標を分離し、遠距離目標については、Ｔd分に相当するビ−ト周波数ずれを含めてビ−ト周波数を算出して、狭帯域受信器でも、遠距離目標を観測する。すなわち、遠距離目標の場合には、距離に対する時間遅延後のスイープにおいて受信されるが、スイープ毎に受信される近距離目標と分離して、時間遅延分ビート周波数を補正する。これにより、遠距離目標のビート周波数を正しく算出できるため、ビート周波数を低くして狭帯域受信器を用いる場合でも、ＨＷ規模を増やさずに、拡張アレイ処理による角度軸高分解能化を図ることができる。   As described above, the radar apparatus according to the fifth embodiment separates the short-distance target received for each sweep from the long-distance target received for each sweep after the time delay (Td) when the beat frequency is observed. For the long-distance target, the beat frequency is calculated including the beat frequency shift corresponding to Td, and the long-distance target is observed even with the narrowband receiver. That is, in the case of a long-distance target, it is received in a sweep after a time delay with respect to the distance, but the beat frequency is corrected by the time delay separately from the short-distance target received for each sweep. As a result, the beat frequency of the long-distance target can be correctly calculated, so that even when the beat frequency is lowered and a narrowband receiver is used, the resolution of the angle axis can be increased by expanding array processing without increasing the HW scale. it can.

なお、本発明は上記実施形態をそのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。   Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the components without departing from the scope of the invention in the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

１００…アンテナ、２００（２００ａ，２００ｂ）…仮想アレイ処理器、３００…乗算器、４００…出力処理器、
１１，１１ａ…送信信号生成器、１２，１３１〜１３Ｎb…送信分配器、１４１１〜１４ＮaＮb…送信移相器、１５…ビ−ム制御器、１６１１〜１６ＮaＮb…送信増幅器、１７１１〜１７ＮaＮb…サーキュレータ、１８１１〜１８ＮaＮb…アンテナ素子、１９１１〜１９ＮaＮb…受信増幅器、１Ａ１１〜１ＡＮaＮb…受信移相器、１Ｂ１〜１ＢＮb，１Ｃ１〜１ＣＮa…受信合成器、
２０１…周波数変換器、２０２…ＡＤ変換器、２０３…レンジ圧縮器、２０３ａ…Fast-time FFT処理器、２０４…ＦＦＴ処理器、２０４ａ…Slow-time FFT処理器、２０５…データ保存器、２０６…拡張アレイ処理器、２０７…ビーム形成器、２０８，２０８ａ…タイミング制御器、２０９…ビーム形成器、２１０…セル抽出器、 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 ... Antenna, 200 (200a, 200b) ... Virtual array processor, 300 ... Multiplier, 400 ... Output processor,
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11, 11a ... Transmission signal generator, 12, 131-13Nb ... Transmission distributor, 1411-14NaNb ... Transmission phase shifter, 15 ... Beam controller, 1611-16NaNb ... Transmission amplifier, 1711-17NaNb ... Circulator, 1811 -18NaNb ... antenna element, 1911-19NaNb ... receiving amplifier, 1A11-1ANaNb ... receiving phase shifter, 1B1-1 BNb, 1C1-1CNa ... receiving synthesizer,
DESCRIPTION OF SYMBOLS 201 ... Frequency converter, 202 ... AD converter, 203 ... Range compressor, 203a ... Fast-time FFT processor, 204 ... FFT processor, 204a ... Slow-time FFT processor, 205 ... Data storage, 206 ... Extended array processor, 207 ... Beamformer, 208, 208a ... Timing controller, 209 ... Beamformer, 210 ... Cell extractor,

Claims (6)

第１軸に沿ってアンテナ素子を配置し、前記第１軸とは異なる第２軸に沿ってアンテナ素子を配置してなる平面アレイによるアンテナと、
前記第１軸、前記第２軸それぞれのアンテナ素子の出力をアナログ合成するアナログ合成手段と、
前記アナログ合成された前記第１軸、第２軸それぞれのアンテナ素子の出力を周波数変換してディジタル信号に変換し、少なくともいずれか一方の信号を、所定のウェイトを乗算して合成してビーム出力を得て、fast-time軸とslow-time軸の少なくともいずれか一方の軸で目標を検出し、その反射点のfast-time軸及びslow-time軸のレンジ−ドップラセルに対応するセルを抽出し、前記第１軸及び前記第２軸の各々において拡張アレイ処理を実施し、これによって得られた素子信号を用いて観測範囲を覆うようにビーム走査を含む所定の複素ウェイトを乗算して前記第１軸及び前記第２軸のマルチビームを形成し、または両者を乗算して観測範囲に狭ビーム幅のマルチビームを形成し、振幅加算して画像を得る信号処理手段と
を具備するレーダ装置。 An antenna with a planar array in which antenna elements are arranged along a first axis and antenna elements are arranged along a second axis different from the first axis;
Analog synthesizing means for analog synthesizing the output of each antenna element of the first axis and the second axis;
The analog synthesized outputs of the antenna elements of the first axis and the second axis are converted into digital signals by frequency conversion, and at least one of the signals is multiplied by a predetermined weight and synthesized to output a beam The target is detected on at least one of the fast-time axis and slow-time axis, and the cell corresponding to the fast-time axis and slow-time axis range-Doppler cell of the reflection point is extracted. In each of the first axis and the second axis, an extended array process is performed, and an element signal obtained thereby is multiplied by a predetermined complex weight including a beam scan so as to cover the observation range. A radar apparatus comprising: signal processing means for forming a multi-beam of one axis and the second axis or multiplying both to form a multi-beam having a narrow beam width in an observation range and adding an amplitude to obtain an image. 前記アンテナは、部分アンテナ開口を用いて前記第１軸と前記第２軸のアレイを形成する請求項１記載のレーダ装置。   The radar apparatus according to claim 1, wherein the antenna forms an array of the first axis and the second axis using a partial antenna aperture. 前記信号処理手段は、前記拡張アレイ処理で、必要に応じて振幅規格化を含めて複数回実施する請求項１または２に記載のレーダ装置。   The radar apparatus according to claim 1, wherein the signal processing unit performs the extended array processing a plurality of times including amplitude normalization as necessary. 前記信号処理手段は、前記拡張アレイ処理で、連続スイープ信号またはパルス変調したステップ周波数信号を送受信して、ビート周波数で目標を観測する請求項１乃至３いずれか記載のレーダ装置。   The radar apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein the signal processing means transmits and receives a continuous sweep signal or a pulse-modulated step frequency signal in the extended array processing, and observes a target at a beat frequency. 前記信号処理手段は、前記ビート周波数観測時に、スイープ毎に受信する近距離目標と、所定時間遅延後のスイープ毎に受信する遠距離目標とを分離し、遠距離目標については、遅延時間分に相当するビ−ト周波数ずれを含めてビ−ト周波数を算出して、狭帯域受信器でも、遠距離目標を観測する請求項４記載のレーダ装置。   The signal processing means separates a short-distance target received for each sweep and a long-distance target received for each sweep after a predetermined time delay when observing the beat frequency. The radar apparatus according to claim 4, wherein a beat frequency is calculated including a corresponding beat frequency deviation, and a long-range target is observed even by a narrow band receiver. 第１軸に沿ってアンテナ素子を配置し、前記第１軸とは異なる第２軸に沿ってアンテナ素子を配置して平面アレイによるアンテナを形成し、
前記第１軸、前記第２軸それぞれのアンテナ素子の出力をアナログ合成し、
前記アナログ合成された前記第１軸、第２軸それぞれのアンテナ素子の出力を周波数変換してディジタル信号に変換し、
少なくともいずれか一方の信号を、所定のウェイトを乗算して合成してビーム出力を得て、fast-time軸とslow-time軸の少なくともいずれか一方の軸で目標を検出し、
その反射点のfast-time軸及びslow-time軸のレンジ−ドップラセルに対応するセルを抽出し、
前記第１軸及び前記第２軸の各々において拡張アレイ処理を実施し、
これによって得られた素子信号を用いて観測範囲を覆うようにビーム走査を含む所定の複素ウェイトを乗算して前記第１軸及び前記第２軸のマルチビームを形成し、または両者を乗算して観測範囲に狭ビーム幅のマルチビームを形成し、
振幅加算して画像を得るレーダ装置のレーダ信号処理方法。 An antenna element is disposed along the first axis, and the antenna element is disposed along a second axis different from the first axis to form an antenna with a planar array,
Analogly combining the outputs of the antenna elements of the first axis and the second axis,
The analog synthesized outputs of the antenna elements of the first axis and the second axis are converted into digital signals by frequency conversion,
At least one of the signals is multiplied by a predetermined weight and combined to obtain a beam output, and a target is detected on at least one of the fast-time axis and the slow-time axis,
Extract the cell corresponding to the range-Doppler cell of the fast-time axis and slow-time axis of the reflection point,
Performing an expanded array process on each of the first axis and the second axis;
The element signal obtained thereby is multiplied by a predetermined complex weight including beam scanning so as to cover the observation range to form the first axis and the second axis multi-beam, or both are multiplied. A multi-beam with a narrow beam width is formed in the observation range,
A radar signal processing method of a radar apparatus that obtains an image by adding amplitudes.

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