JP6479602B2 - Radar apparatus and radar signal processing method thereof - Google Patents

Description

本実施形態は、レーダ装置及びそのレーダ信号処理方法に関する。   The present embodiment relates to a radar device and a radar signal processing method thereof.

レ−ダ装置では、システム利得を向上させるために、送信ペンシルビームを観測範囲に向けて、その方向に受信ペンシルビームを向ける手法がある。この手法では、所定の観測範囲内で送信ペンシルビームを走査させ、それに合わせて受信ペンシルビームも走査させる。この場合、観測範囲を広げる場合には観測時間が増大してしまい、観測時間に制約がある場合には観測範囲が制限されてしまうという問題があった。また、目標方向に送信ペンシルビームを向けるため、目標からレーダの送信を検知されやすいという問題があり、送信方向に電波干渉の影響を与える問題もあった。また、例えば偏波や周波数帯の異なるアンテナを同じ開口に配置して、ダイバーシティ効果を得ることもあるが、アンテナの設置スペースに制約がある場合には、その実施は困難であった。   In the radar system, in order to improve the system gain, there is a method of directing the transmission pencil beam to the observation range and directing the reception pencil beam in that direction. In this method, the transmitting pencil beam is scanned within a predetermined observation range, and the receiving pencil beam is also scanned accordingly. In this case, when the observation range is extended, the observation time increases, and there is a problem that the observation range is limited when the observation time is restricted. In addition, since the transmission pencil beam is directed to the target direction, there is a problem that it is easy to detect the transmission of the radar from the target, and there is also a problem that radio interference affects the transmission direction. Further, for example, antennas with different polarizations or frequency bands may be arranged in the same opening to obtain a diversity effect, but it is difficult to implement when the installation space of the antennas is limited.

ＭＩＭＯ処理、JIAN LI, PETER STOICA, ‘MIMO RADAR SIGNAL PROCESSING’, WILEY, pp.1-5(2009)MIMO processing, JIAN LI, PETER STOICA, ‘MIMO RADAR SIGNAL PROCESSING ', WILEY, pp. 1-5 (2009) 位相モノパルス（位相比較モノパルス）方式、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.262-264(1996)Phase monopulse (phase comparison monopulse) method, 'revised radar technology', The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp. 262-264 (1996) テイラー分布、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.134-135(1996)Taylor distribution, Yoshida, 'revised radar technology', The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp. 134-135 (1996) パルス圧縮、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.278-280(1996)Pulse compression, Yoshida, 'revised radar technology', The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp. 278-280 (1996) ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.87-89(1996)CFAR (Constant False Alarm Rate) processing, Yoshida, 'Revision radar technology', The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp. 87-89 (1996) ＭＵＳＩＣ、ＥＳＰＲＩＴ、菊間、‘アダプティブアンテナ技術’、オーム社、pp.137-164(2003)MUSIC, ESPRIT, Kikuma, 'Adaptive Antenna Technology', Ohmsha, pp. 137-164 (2003) ＥＳＰＲＩＴ、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp.211-220(1999)ESPRIT, Kikuma, 'Adaptive signal processing with array antenna', Science and Technology Publishing, pp. 211-220 (1999) 位相によるパターン成形、Robert C. Voges, ‘Phase Optimization of Antenna Array Gain with Constrained Amplitude Excitation’, IEEE Trans. Antennas & Propagation, AP-20, No.4, pp.432-436(1972)Patterning by phase, Robert C. Voges, Phase Optimization of Antenna Array Gain with Constrained Amplitude Excitation ', IEEE Trans. Antennas & Propagation, AP-20, No. 4, pp. 432-436 (1972)

以上述べたように、送受信ビームにペンシルビームを多用するレーダ装置あっては、観測時間の増加または観測範囲の限定を招くことがあった。また、アンテナ設置スペースの制約により、異なるアンテナを同じ開口に配置して、ダイバーシティ効果を得ることは、構成上困難であった。   As described above, in the case of a radar apparatus that uses pencil beams for transmission and reception beams frequently, the observation time may increase or the observation range may be limited. In addition, due to the restriction of the antenna installation space, it is difficult to arrange different antennas in the same opening to obtain a diversity effect.

本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、送受信ビームにペンシルビームを使用して観測範囲を走査する場合でも、観測時間の増加または観測範囲の限定を招くことなく、また、アンテナ設置スペースに制約があっても、異なるアンテナを同じ開口に配置して、ダイバーシティ効果を得ることのできるレーダ装置とそのレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。   The present embodiment has been made in view of the above problems, and even when using a pencil beam as a transmit and receive beam to scan the observation range, without increasing the observation time or limiting the observation range, it is possible to use the antenna installation space. It is an object of the present invention to provide a radar apparatus and its radar signal processing method capable of obtaining diversity effects by arranging different antennas at the same aperture even if there is a limitation.

上記の課題を解決するために、本実施形態は、第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備する。前記送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、前記受信レーダは、前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標が存在する範囲を選定する第１の処理を備え、前記第１の処理で選定された範囲に向けてＳＩＭＯ（Single Input Multiple Output ）ビームを形成して、前記ＳＩＭＯビームの受信出力から目標を観測出力する。   In order to solve the above-mentioned problems, the present embodiment is characterized in that a transmission radar provided with N (N is 2 or more) transmission antennas arranged in one dimension of a first axis, and a second different from the first axis And a receiving radar comprising M (M is 2 or more) rows of receiving antennas arranged in one dimension of the axis of. The transmission radar divides the modulated signal within the entire frequency band of the radar allocation band into N frequency bands, and modulates the antenna aperture plane into N corresponding subarrays (number of elements ≧ 1). , And the receiving radar divides the aperture plane of the transmitting antenna into M (one or more) subarrays (number of elements 1 1), and receives the N frequency bands of transmission for each of the subarrays The signal is divided, beam combining of M channels is performed for each of the divided N frequency band signals, then converted into the same frequency band, and compression processing is performed using the modulation signal corresponding to each frequency band, N It comprises a first process of obtaining a MIMO (Multiple Input Multiple Output) beam output of EL surface Nbel lines × AZ plane Nbaz lines of which beam synthesis is performed for the channel, and selecting a range in which a target exists from each beam output, Second Forming a SIMO (Single Input Multiple Output) beams toward a range that is selected in the process, the target observed output from the reception output of the SIMO beam.

第１の実施形態に係るレーダ装置の送信レーダの構成を示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a transmission radar of the radar device according to the first embodiment. 第１の実施形態に係るレーダ装置の受信レーダの構成を示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a reception radar of the radar device according to the first embodiment. 図１Ｂに示す受信レーダのＭＩＭＯ処理部の構成を示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a MIMO processing unit of the reception radar shown in FIG. 1B. 図１Ｂに示す受信レーダのＳＩＭＯ処理部の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the SIMO process part of the receiving radar shown to FIG. 1B. 図１Ｂに示す受信レーダの処理の流れを示すフローチャート。The flowchart which shows the flow of processing of the receiving radar shown to FIG. 1B. 第１の実施形態に係るレーダ装置の送信及び受信のアンテナ座標系を示す図。FIG. 2 is a view showing an antenna coordinate system of transmission and reception of the radar device according to the first embodiment. 第１の実施形態に係るレーダ装置の送信アンテナと受信アンテナの配置例を示す図。FIG. 2 is a view showing an arrangement example of transmission antennas and reception antennas of the radar device according to the first embodiment. 第１の実施形態に係るレーダ装置の周波数分割による送信信号の生成手法と送信ビームの変調の様子を示す図。FIG. 3 is a view showing a transmission signal generation method by frequency division of the radar device according to the first embodiment and a state of modulation of a transmission beam. 第１の実施形態に係るレーダ装置のＳＩＭＯビームとＭＩＭＯビ−ムの形成手法の概要を示す図。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The figure which shows the outline | summary of the formation method of SIMO beam of the radar apparatus concerning 1st Embodiment, and MIMO beam. 第１の実施形態に係るレーダ装置において、角度分解能を高めるための周波数抽出処理を示す図。FIG. 6 is a diagram showing frequency extraction processing for enhancing angular resolution in the radar device according to the first embodiment. 図９に示す周波数抽出処理時のＤＢＦ処理及びＰＣ処理の概念を示す図。FIG. 10 is a view showing the concept of DBF processing and PC processing at the time of frequency extraction processing shown in FIG. 9; 第２の実施形態に係るレーダ装置の受信レーダの構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the receiving radar of the radar apparatus which concerns on 2nd Embodiment. 図１１に示す受信レーダの処理の流れを示すフローチャート。The flowchart which shows the flow of processing of the receiving radar shown in FIG. 第２の実施形態に係るレーダ装置において、ＭＵＳＩＣ処理を含む全体の処理を説明するための概念図。The radar apparatus which concerns on 2nd Embodiment WHEREIN: The conceptual diagram for demonstrating the whole process including a MUSIC process. 第２の実施形態に係るレーダ装置において、レンジ高分解能処理部の具体的な構成を示すブロック図。In the radar installation concerning a 2nd embodiment, the block diagram showing the concrete composition of the range high resolution processing part. 図１４に示すレンジ高分解能処理部の処理の流れを示すフローチャート。FIG. 15 is a flowchart showing the flow of processing of a high-range-resolution processor shown in FIG. 14; FIG. 図１４に示すレンジ高分解能処理部において、基準ビームとスクイトビームの関係に基づく角度−誤差電圧特性を示す図。The figure which shows the angle-error voltage characteristic based on the relationship of a reference beam and a squite beam in the range high resolution processing part shown in FIG. 第３の実施形態に係るレーダ装置の実施例１の受信レーダの構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the receiving radar of Example 1 of the radar apparatus concerning 3rd Embodiment. 第３の実施形態に係るレーダ装置のＭＩＭＯ処理１の処理内容を示す図。A figure showing processing contents of MIMO processing 1 of a radar installation concerning a 3rd embodiment. 第３の実施形態に係るレーダ装置のＭＩＭＯ処理２の処理内容を示す図。The figure which shows the processing content of the MIMO processing 2 of the radar apparatus concerning 3rd Embodiment. 第３の実施形態に係るレーダ装置の実施例２の受信レーダの構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the receiving radar of Example 2 of the radar apparatus concerning 3rd Embodiment. 図２０に示す受信レーダの処理の流れを示すフローチャート。FIG. 21 is a flowchart showing the flow of processing of a reception radar shown in FIG. 図２０に示す受信レーダの処理の概要を示す図。FIG. 21 is a diagram showing an outline of processing of the reception radar shown in FIG. 第４の実施形態に係るレーダ装置の受信レーダの構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the receiving radar of the radar apparatus which concerns on 4th Embodiment. 図２３に示す受信レーダの処理の流れを示すフローチャート。FIG. 24 is a flowchart showing the flow of processing of the reception radar shown in FIG. 23; 図２３に示す受信レーダの処理の概要を示す図。The figure which shows the outline | summary of a process of the receiving radar shown in FIG. 第５の実施形態に係るレーダ装置の配列方式の一例を示す図。The figure which shows an example of the arrangement | sequence system of the radar apparatus concerning 5th Embodiment. 第５の実施形態に係るレーダ装置のアンテナ配列方式の他の一例を示す図。FIG. 16 is a view showing another example of the antenna array system of the radar device according to the fifth embodiment. 第１乃至第４の実施形態の場合のアンテナ配列方式の一例を示す図。The figure which shows an example of the antenna arrangement | sequence system in the case of the 1st thru | or 4th embodiment. 第１乃至第４の実施形態の場合のアンテナ配列方式の一例を示す図。The figure which shows an example of the antenna arrangement | sequence system in the case of the 1st thru | or 4th embodiment. 第５の実施形態でのアンテナ配列方式の一例を示す図。The figure which shows an example of the antenna arrangement | sequence system in 5th Embodiment. 第５の実施形態でのアンテナ配列方式の一例を示す図。The figure which shows an example of the antenna arrangement | sequence system in 5th Embodiment.

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。   Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings. In the description of each embodiment, the same parts will be denoted by the same reference numerals, and overlapping descriptions will be omitted.

（第１の実施形態）（ＭＩＭＯ−ＳＩＭＯによるレンジ−角度高分解能）
図１Ａ、図１Ｂ、図２乃至図１０を参照して第１の実施形態に係るレーダ装置を説明する。このレーダ装置は、送信機能のみを搭載する送信レーダ１及び受信機能のみを搭載する受信レーダ２が互いに連携するシステム構成とする。ここでは、送信変調信号を周波数帯で分割して生成する周波数分割方式ＦＤＭＭ（Frequency Division MIMO）を用いた場合について説明する。
図１Ａ、図１Ｂ、図２及び図３は、それぞれ第１の実施形態に係るレーダ装置のシステム構成を示すもので、図１Ａは送信レーダ１の構成、図１Ｂは受信レーダ２の構成、図２は受信レーダ２のＭＩＭＯ処理部の構成、図３は受信レーダ２のＳＩＭＯ処理部の構成を示している。 First Embodiment (Range-Angle High Resolution by MIMO-SIMO)
A radar apparatus according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1A, 1B, and 2 to 10. This radar apparatus has a system configuration in which a transmission radar 1 having only a transmission function and a reception radar 2 having only a reception function cooperate with each other. Here, the case of using a frequency division scheme FDMM (Frequency Division MIMO) in which a transmission modulation signal is generated by dividing the transmission modulation signal in a frequency band will be described.
FIG. 1A, FIG. 1B, FIG. 2 and FIG. 3 show the system configuration of the radar apparatus according to the first embodiment, and FIG. 1A shows the configuration of the transmission radar 1 and FIG. 1B shows the configuration of the reception radar 2 2 shows the configuration of the MIMO processing unit of the reception radar 2 and FIG. 3 shows the configuration of the SIMO processing unit of the reception radar 2.

図１Ａに示す送信レーダ１において、参照信号発生部１１は、所定の周波数帯域の全域を用いた参照信号（チャープ、符号化コード等）を発生する。この参照信号はＮ（Ｎ≧２）系統に分配され、レンジ軸ＦＦＴ処理部１２１〜１２Ｎに送られる。各系統では、レンジ軸ＦＦＴ処理部１２１〜１２Ｎで参照信号をレンジ軸に沿ってＦＦＴ処理して周波数軸の信号に変換し、周波数フィルタ１３１〜１３Ｎで互いに異なるＮ系統の周波数帯に分割し、レンジ軸逆ＦＦＴ処理部１４１〜１４Ｎでレンジ軸に沿って逆ＦＦＴ処理することで時間軸の信号に変換する。次に、ＲＦ信号変調部１５１〜１５Ｎで時間軸に戻された参照信号によってＲＦ（パルス）信号を変調し、移相器１６１〜１６Ｎで変調されたＲＦ信号に対して所定の移相量を与え、増幅器１７１〜１７Ｎで電力増幅して、アンテナ１８１〜１８Ｎから送信する。ここで、ビーム制御部１９を通じて上記移相器１６１〜１６Ｎに送信ビームの指向方向に対する移相量を与えることで、任意の方向に送信ビームを指向させる。   In the transmission radar 1 shown in FIG. 1A, the reference signal generator 11 generates a reference signal (chirp, coding code, etc.) using the entire area of a predetermined frequency band. This reference signal is distributed to N (N ≧ 2) systems and sent to the range axis FFT processing units 121 to 12N. In each system, the range axis FFT processing units 121 to 12 N perform FFT processing on the reference signal along the range axis to convert it into a signal on the frequency axis, and the frequency filters 131 to 13 N divide the signal into N different frequency bands. A range axis inverse FFT processing unit 141 to 14N performs inverse FFT processing along the range axis to convert it into a time axis signal. Next, an RF (pulse) signal is modulated by the reference signal returned to the time axis by the RF signal modulation units 151 to 15N, and a predetermined phase shift amount is generated for the RF signal modulated by the phase shifters 161 to 16N. The power is amplified by the amplifiers 171 to 17N and transmitted from the antennas 181 to 18N. Here, the phase shift amount with respect to the directivity direction of the transmission beam is given to the phase shifters 161 to 16N through the beam control unit 19 to direct the transmission beam in an arbitrary direction.

一方、図１Ｂに示す受信レーダ２では、アンテナ素子２１１〜２１Ｍにおいて目標から反射した信号を受信すると、各系統（１〜Ｍｃｈ）の受信信号をそれぞれ増幅器２２１〜２２Ｍで低雑音増幅し、送信波形と同様のローカル信号により周波数変換器２３でベースバンドに周波数変換し、ＡＤ変換器２４によりディジタル信号に変換する。そして、各系統の受信信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部２５１〜２５Ｍに振り分け、レンジ軸についてＦＦＴ処理することで周波数軸の信号に変換してＭＩＭＯ処理部２６に送る。   On the other hand, in the reception radar 2 shown in FIG. 1B, when the antenna elements 211 to 21M receive the signals reflected from the target, the reception signals of the respective systems (1 to Mch) are respectively amplified by the amplifiers 221 to 22M with low noise and transmitted waveform The frequency converter 23 converts the frequency to a base band according to the same local signal as in the above, and the AD converter 24 converts it to a digital signal. Then, the reception signals of the respective systems are distributed to the range axis FFT processing units 251 to 25M, and the range axis is subjected to FFT processing to convert the signals into frequency axis signals, which are sent to the MIMO processing unit 26.

ＭＩＭＯ処理部２６では、図２に示すように、周波数抽出部Ａ１１〜Ａ１Ｎ，…，ＡＭ１〜ＡＭＮでそれぞれＮ個の送信信号に対応した周波数帯を抽出した後に同じ周波数帯に変換し、全部でＮ×ＭｃｈのＭＩＭＯ信号に変換する。この際、抽出した周波数帯を、Ｎ分割のうちいずれか１つの同じ帯域に変換する。これによれば、ＭＩＭＯ合成後の出力の周波数帯域が狭くなり、レンジ分解能は低下するが、ＭＩＭＯ素子位置の広がりが最大（全ＭＩＭＯ素子を使用）になるため、角度分解能が向上する。   In the MIMO processing unit 26, as shown in FIG. 2, the frequency extracting units A11 to A1N,..., AM to AMN respectively extract frequency bands corresponding to N transmission signals, and then convert the same into the same frequency band. Convert to N × Mch MIMO signal. At this time, the extracted frequency band is converted into any one of the N divided bands. According to this, although the frequency band of the output after the MIMO combining becomes narrow and the range resolution decreases, the spread of the MIMO element position becomes maximum (using all the MIMO elements), so the angle resolution is improved.

続いて、ＭＩＭＯΣ＆Δウェイト設定部（Ｍｃｈ）Ｂ１〜ＢＮにおいて、それぞれＭチャンネルのＭＩＭＯ信号にΣビーム及びΔビーム形成のための複素ウェイトを設定し、ＭＩＭＯΣ＆Δビーム形成部（Ｍｃｈ合成）Ｃ１〜ＣＮにおいて設定ウェイトに基づくモノパルス測角（非特許文献２参照）用のΣビーム及びΔビームを形成する。ここで、複数ヒットによるＰＲＩ（パルス繰り返し周期：Pulse Repetition Interval）信号を送受信する場合は、Σビームの出力をＰＲＩ−ＦＦＴ処理部Ｄ１〜ＤＮにてドップラー周波数軸の信号に変換する。   Subsequently, in the MIMO && Δ weight setting units (Mch) B1 to BN, complex weights for Σ beam forming and Δ beam forming are respectively set to the M channel MIMO signal, and set in the MIMO && Δ beam forming units (Mch combining) C1 to CN Form Σ and Δ beams for monopulse angle measurement based on weights (see Non-Patent Document 2). Here, when a PRI (Pulse Repetition Interval: Pulse Repetition Interval) signal is transmitted and received by a plurality of hits, the output of the Σ beam is converted to a signal of the Doppler frequency axis by the PRI-FFT processing units D1 to DN.

一方、参照信号発生部Ｅ１〜ＥＮで発生される参照信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部Ｆ１〜ＦＮで周波数軸に変換した信号と乗算部Ｇ１〜ＧＮで乗算することで相関処理し、レンジ軸逆ＦＦＴ処理部Ｈ１〜ＨＮにより時間軸の信号に変換する。この処理はパルス圧縮処理（非特許文献４参照）と同様である。次に、ＤＢＦ処理部ＩにおいてＮｃｈ分のＤＢＦ処理を行い、図１Ｂに示すＣＦＡＲ処理部２７においてＣＦＡＲ処理（非特許文献５参照）を施して、所定のスレショルドにより目標を検出する。同様の処理をΔ系にも実行し、Δ系セルのうちΣ系で検出したセルを抽出し、測角部２８においてΣとΔ信号により測角し、検出セルの時間から算出した距離と合わせて、目標の距離と角度を出力する。   On the other hand, correlation processing is performed by multiplying the reference signals generated by the reference signal generation units E1 to EN by the signals converted to the frequency axis by the range axis FFT processing units F1 to FN by the multiplication units G1 to GN. The signals are converted to time axis signals by the processing units H1 to HN. This process is similar to the pulse compression process (see Non-Patent Document 4). Next, DBF processing unit I performs DBF processing for Nch, CFAR processing unit 27 shown in FIG. 1B performs CFAR processing (refer to Non-patent document 5), and a target is detected by a predetermined threshold. The same processing is performed for the Δ system, and a cell detected in the 系 system of the Δ system cells is extracted, and angle measurement is performed with the 測 and Δ signals in the angle measurement unit 28, and the distance is calculated from the time of the detection cell. Output the target distance and angle.

ここで、上記測角部２８で得られたＭＩＭＯ信号に基づくレンジ及び角度の情報は、ビーム方向抽出部２９に送られる。このビーム方向抽出部２９は、入力情報から送信ビームを目標に向けるための指向方向を抽出し、送信レーダ１のビーム制御部１９に指示を送る。   Here, the information on the range and angle based on the MIMO signal obtained by the angle measurement unit 28 is sent to the beam direction extraction unit 29. The beam direction extraction unit 29 extracts a pointing direction for directing the transmission beam to a target from the input information, and sends an instruction to the beam control unit 19 of the transmission radar 1.

また、上記レンジ軸ＦＦＴ処理部２５１で得られたＮチャンネルの周波数信号は、ＳＩＭＯ処理部３１にも供給される。このＳＩＭＯ処理部３１では、図３に示すように、周波数抽出部Ｊ１〜ＪＮでそれぞれＮ個の送信信号に対応した周波数帯を抽出し、全部でＭｃｈのＳＩＭＯ信号に変換する。続いて、Σ＆Δウェイト設定部（Ｍｃｈ）Ｋにおいて、ＭチャンネルのＳＩＭＯ信号にΣビーム及びΔビーム形成のための複素ウェイトを設定し、Σ＆Δビーム形成部（Ｍｃｈ合成）Ｌにおいて設定ウェイトに基づくモノパルス測角（非特許文献２参照）用のΣビーム及びΔビームを形成する。ここで、複数ヒットによるＰＲＩ（パルス繰り返し周期：Pulse Repetition Interval）信号を送受信する場合は、Σビームの出力をＰＲＩ軸ＦＦＴ処理部Ｍにてドップラー周波数軸の信号に変換する。   Further, the frequency signal of N channels obtained by the range axis FFT processing unit 251 is also supplied to the SIMO processing unit 31. In the SIMO processing unit 31, as shown in FIG. 3, the frequency extraction units J1 to JN extract frequency bands corresponding to N transmission signals, respectively, and convert the frequency bands into MCH SIMO signals. Subsequently, in the && Δ weight setting unit (Mch) K, complex weights for forming Σ beams and Δ beams are set in the SIMO signal of M channel, and in the Σ & Δ beam forming unit (Mch composition) L, monopulse measurement based on the setting weights Form Σ and Δ beams for corners (see Non-Patent Document 2). Here, when a PRI (Pulse Repetition Interval: Pulse Repetition Interval) signal is transmitted and received by a plurality of hits, the output of the Σ beam is converted into a signal of the Doppler frequency axis by the PRI axis FFT processing unit M.

一方、参照信号発生部Ｎで発生される参照信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部Ｏで周波数軸に変換した信号と乗算部Ｐで乗算することで相関処理し、レンジ軸逆ＦＦＴ処理部Ｑにより時間軸の信号に変換する。この処理はパルス圧縮処理（非特許文献４参照）と同様である。次に、図１Ｂに示すＣＦＡＲ処理部３２においてＣＦＡＲ処理（非特許文献５参照）を施して、所定のスレショルドにより目標を検出する。同様の処理をΔ系にも実行し、Δ系セルのうちΣ系で検出したセルを抽出し、測角部３３においてΣとΔ信号により測角し、検出セルの時間から算出した距離と合わせて、目標の距離と角度をレンジ−角度軸相関処理部３０に出力する。レンジ−角度軸相関処理部３０では、上記ＭＩＭＯ処理によって求められた距離と角度の情報とＳＩＭＯ処理によって求められた距離と角度の情報について互いに相関をとって目標位置における距離及び角度を高精度に算出する。   On the other hand, correlation processing is performed by multiplying the reference signal generated by the reference signal generation unit N by the signal converted into the frequency axis by the range axis FFT processing unit O by the multiplication unit P, and the range axis inverse FFT processing unit Q Convert to a signal of This process is similar to the pulse compression process (see Non-Patent Document 4). Next, CFAR processing (see Non-Patent Document 5) is performed in the CFAR processing unit 32 shown in FIG. 1B, and a target is detected by a predetermined threshold. The same processing is performed on the Δ system, and the cells detected in the 系 system of the Δ system cells are extracted, and the angle measurement unit 33 measures the angles using Σ and Δ signals, and matches with the distance calculated from the time of the detection cell. The target distance and angle are output to the range-angle axis correlation processing unit 30. The range-angle axis correlation processing unit 30 correlates the distance and angle information obtained by the above-mentioned MIMO processing and the distance and angle information obtained by the SIMO processing with each other to make the distance and angle at the target position highly accurate. calculate.

上記構成によるレーダ装置では、図４に示すフローチャートに従って処理を行う。まず、ＭＩＭＯ処理用にレーダビームの送受信を行い（ステップＳ１１）、その受信信号についてＭＩＭＯ処理を行い（ステップＳ１２）、ビームpos（Position Orientation System:位置指向処理）が終了か判断し（ステップＳ１３）、終了していなければ（ＮＯ）、ビームposを変化させて（ステップＳ１４）、ステップＳ１１のＭＩＭＯ処理を実行し、終了していれば（ＹＥＳ）、目標検出範囲を選定して（ステップＳ１５）、ＳＩＭＯ処理に移行する。   The radar apparatus according to the above configuration performs processing in accordance with the flowchart shown in FIG. First, radar beams are transmitted / received for MIMO processing (step S11), MIMO processing is performed on the received signal (step S12), and it is determined whether or not beam pos (Position Orientation System) is completed (step S13) If it is not completed (NO), the beam pos is changed (step S14), the MIMO processing of step S11 is executed, and if it is completed (YES), the target detection range is selected (step S15) Transfer to SIMO processing.

ＳＩＭＯ処理では、まずＳＩＭＯ処理用にレーダビームの送受信を行い（ステップＳ１６）、その受信信号についてＳＩＭＯ処理を行い（ステップＳ１７）、ビームpos（Position Orientation System:位置指向処理）が終了か判断し（ステップＳ１８）、終了していなければ（ＮＯ）ビームposを変化させて（ステップＳ１９）、ステップＳ１７のＭＩＭＯ処理を実行し、終了していれば（ＹＥＳ）相関処理（処理１、ＳＩＭＯ）を実行して目標の距離及び角度を算出し（ステップＳ２０）、次の周期の処理に移行する。   In SIMO processing, first, radar beams are transmitted and received for SIMO processing (step S16), SIMO processing is performed on the received signal (step S17), and it is determined whether or not beam pos (Position Orientation System) ends. Step S18), if not completed (NO), change the beam pos (step S19), execute the MIMO processing of step S17, and if completed (YES) execute correlation processing (Process 1, SIMO) Then, the target distance and angle are calculated (step S20), and the process shifts to processing of the next cycle.

図５に本実施形態における送信及び受信のアンテナ座標系を示す。このアンテナ座標系では、送信レーダ（ＲＤＲ１）のアンテナ素子位置ベクトルが（x2n，y2n,ｚ2n）で表され、受信レーダ（ＲＤＲ２）のアンテナ素子位置ベクトルが（x1n，y1n，ｚ1n）で表され、観測ベクトルＲ２がＫ＝（cosEL・cosAZ，cosEL・sinAZ，sinEL）で表される。   FIG. 5 shows a transmitting and receiving antenna coordinate system in the present embodiment. In this antenna coordinate system, the antenna element position vector of the transmission radar (RDR1) is represented by (x2n, y2n, z2n), and the antenna element position vector of the reception radar (RDR2) is represented by (x1n, y1n, z1n), The observation vector R2 is represented by K = (cosEL · cosAZ, cosEL · sinAZ, sinEL).

図６に送信アンテナ（Ｎ段）と受信アンテナ（Ｍ列）の配置例を示す。各々のアンテナは複数素子を合成したサブアレイでもよい。このような配置例によれば、ＭＩＭＯ処理を行うと、図６に示すように仮想的にＮ×Ｍ素子による送受信アレイを形成できる。そこで、この仮想アレイのディジタル信号による複素信号の重み付け演算により、ＭＩＭＯ送受信ビームを形成することができる。   FIG. 6 shows an example of arrangement of transmitting antennas (N stages) and receiving antennas (M columns). Each antenna may be a sub-array in which a plurality of elements are combined. According to such an arrangement example, when MIMO processing is performed, as shown in FIG. 6, it is possible to virtually form a transmission / reception array by N × M elements. Therefore, it is possible to form a MIMO transmission / reception beam by weighting operation of a complex signal by the digital signal of this virtual array.

図７に、周波数分割による送信信号の生成手法と送信ビームの変調の様子を示す。送信ｃｈ間の分離は、全帯域チャープ信号を送信チャンネル数のＮで分割することにより、高い分離度を得る。   FIG. 7 shows a transmission signal generation method by frequency division and modulation of a transmission beam. The separation between the transmission channels is achieved by dividing the full band chirp signal by N of the number of transmission channels to obtain a high degree of separation.

図７（ａ）は参照信号発生部１１で発生される全帯域チャープで変調されたパルス波形の参照信号を示している。この参照信号を入力したレンジ軸ＦＦＴ処理部１２１〜１２Ｎでは、参照信号をレンジ軸に沿ってＦＦＴ処理し、これによって図７（ｂ）に示すように周波数領域のチャープ帯域内にＮ系統の周波数バンクが形成された送信信号を得る。周波数フィルタ１３１〜１３Ｎでは、送信信号の全周波数帯域における個々の周波数バンクΔＢｎを取り出すために、図７（ｃ）に示すように隣接バンクの利得を低下させ、図７（ｄ）に示すように予め割り当てられた周波数バンクΔＢｎを選定する。レンジ軸逆ＦＦＴ処理部１４１〜１４Ｎでは、それぞれ対応する周波数フィルタ１３１〜１３Ｎで抽出された周波数帯域の送信信号を逆ＦＦＴ処理する。これにより、図７（ｅ）に示すように特定の周波数チャープにより変調されたパルス波形の送信信号が得られる。   FIG. 7A shows a reference signal of a pulse waveform modulated by the full band chirp generated by the reference signal generation unit 11. In the range axis FFT processing units 121 to 12N to which this reference signal is input, the reference signal is subjected to FFT processing along the range axis, whereby N frequencies of frequencies within the chirp band of the frequency domain are obtained as shown in FIG. A transmit signal in which a bank is formed is obtained. As shown in FIG. 7 (c), in the frequency filters 131 to 13N, the gains of the adjacent banks are reduced to extract individual frequency banks ΔBn in the entire frequency band of the transmission signal, as shown in FIG. 7 (d). A preassigned frequency bank ΔB n is selected. The range axis inverse FFT processing units 141 to 14N perform inverse FFT processing on the transmission signals of the frequency bands extracted by the corresponding frequency filters 131 to 13N. As a result, as shown in FIG. 7E, a transmission signal of a pulse waveform modulated by a specific frequency chirp can be obtained.

図８（ａ），（ｂ）は、それぞれＳＩＭＯビームとＭＩＭＯビ−ムの形成手法の概要を示す。例えば図８（ａ）の場合のＳＩＭＯビームでは、ＡＺ面ファンビームの送信ビームをＥＬ軸で順次走査しながら、ＥＬ面ファンビ−ムでＡＺ面にマルチビームを形成し、クロスする方向にペンシルビーム（送信ペンシルビーム×受信ペンシルビーム）相当を形成する。この場合、ＥＬ面では、ポジション数Ｐ分の時間を要する。一方、図８（ｂ）の場合のＭＩＭＯビームでは、Ｎ×Ｍの送受信素子を任意に制御可能とし、Ｎ×Ｍの仮想面アレイによってペンシルビームによる送受信マルチビームを形成できるため、１回の送受信により、ＡＺ面及びＥＬ面の全空間に送受信ペンシルビームを形成することができる。この場合、ＳＩＭＯに比べて１／Ｐの捜索時間で済む長所がある。   FIGS. 8 (a) and 8 (b) show an outline of a method of forming SIMO beams and MIMO beams, respectively. For example, in the case of the SIMO beam in the case of FIG. 8A, a multibeam is formed on the AZ plane by the EL plane fan beam while sequentially scanning the transmission beam of the AZ plane fan beam by the EL axis, and a pencil beam in the cross direction (Transmission pencil beam × reception pencil beam) A corresponding one is formed. In this case, it takes time for the number of positions P on the EL surface. On the other hand, in the case of the MIMO beam in the case of FIG. 8B, the N × M transmission / reception elements can be arbitrarily controlled, and transmission / reception multi-beams by pencil beams can be formed by the N × M virtual plane array. By this, it is possible to form transmission and reception pencil beams in the entire space of the AZ surface and the EL surface. In this case, there is an advantage that it takes only 1 / P search time compared to SIMO.

以上、本実施形態のＭＩＭＯ処理について述べたが、ここで定式化を行う。ＭＩＭＯ処理では、送信において、サブアレイ毎（素子数１以上、サブアレイ数Ｎ）に異なる変調信号で変調して送信し、受信ではサブアレイ毎（サブアレイ数Ｍ）に受信した信号を周波数変換後にＡＤ変換し、Ｎ通りの変調信号で復調してＮ×Ｍの信号を得る。本実施形態では、変調信号として全帯域のチャープ信号等とし、それを周波数分割してＮｃｈの信号を得ており、Ｎｃｈの変調信号を得ることについては同じである。   As mentioned above, although the MIMO process of this embodiment was described, formulation is performed here. In MIMO processing, in transmission, each sub-array (element number 1 or more, sub-array number N) is modulated with different modulation signal and transmitted, and in reception, received signal per sub-array (sub-array number M) is frequency-converted and AD converted Demodulate with N modulation signals to obtain an N × M signal. In this embodiment, a chirp signal or the like in the entire band is used as a modulation signal, which is frequency-divided to obtain an Nch signal, and the same applies to obtaining an Nch modulation signal.

以下にＭＩＭＯビーム形成手法について定式化する（非特許文献１参照）。送信アンテナと受信アンテナの複素ウェイトをそれぞれＡ，Ｂと表すと次式となる。

The MIMO beamforming method is formulated below (see Non-Patent Document 1). If the complex weights of the transmitting antenna and the receiving antenna are represented as A and B, respectively, the following equation is obtained.

これより、各要素は次式となる。

From this, each element becomes following Formula.

次に、各送受信素子信号を行列の要素で表現すると、次式となる。

Next, when each transmitting and receiving element signal is expressed by an element of a matrix, it becomes the following expression.

送受信ビーム出力は、（４）式の要素にサイドローブ低減用のウェイトと、サイドローブ低減用のテーラーウェイト（非特許文献３参照）等を乗算後に加算することとなり、次式となる。

The transmit / receive beam output is obtained by multiplying the element of the equation (4) by the weight for side lobe reduction, the trailer weight for side lobe reduction (see non-patent document 3) and the like and multiplying them by the following equation.

ＭＩＭＯビームでは、Ｍ×Ｎの全チャンネルを用いて、角度分解能の高いビーム形成を行う。そこで、本実施形態では、周波数帯域により送信Ｎｃｈの分離度を高めており、ＭＩＭＯ素子全体の開口合成を行い、開口長の逆数に比例する角度分解能を高めるためには、周波数抽出部Ａ１１〜ＡＭＮにおいて、図９の処理１に示すように、送信チャンネル毎にパルス圧縮し、受信帯域をＮｃｈのうち１ｃｈのみの同一周波数に変換して合成する必要がある。この場合は、角度分解能は高いが、周波数帯域がＮｃｈのうち１ｃｈ分になるため、周波数帯域の逆数に比例するレンジ分解能は低下する。この場合のＤＢＦ処理及びＰＣ（phase Control：位相制御）処理の概念を図１０に示す。   With MIMO beams, beam forming with high angular resolution is performed using all M × N channels. Therefore, in the present embodiment, the degree of separation of transmission Nch is increased by the frequency band, and aperture synthesis of the entire MIMO element is performed to increase the angular resolution proportional to the reciprocal of the aperture length. In the above, as shown in process 1 of FIG. 9, it is necessary to perform pulse compression for each transmission channel, convert the reception band to the same frequency of only one of Nch, and combine them. In this case, although the angular resolution is high, since the frequency band corresponds to one ch of Nch, the range resolution proportional to the reciprocal of the frequency band is reduced. The concept of DBF processing and PC (phase control) processing in this case is shown in FIG.

この対策として、本実施形態では、ＭＩＭＯビームにより、目標が存在する範囲を選定し、その選定した方向にＳＩＭＯビームを向けるものである。ＳＩＭＯビームでは、ＭＩＭＯビームのように、送信素子を分離するために周波数帯域を分割する処理が不要である。このため、全周波数帯域を使ったレンジ分解能の高いビームを形成することができる。ただし、ＭＩＭＯビームのように、送受信の仮想アレイではなく、受信のマルチビームのみであるため、自由度が低い。しかしながら、ＭＩＭＯビームで目標存在方向を限定できれば、その方向のみにビーム形成すればよいので、両者の特性を生かした効率的な運用ができる。   As a countermeasure against this, in the present embodiment, the range in which the target exists is selected by the MIMO beam, and the SIMO beam is directed in the selected direction. The SIMO beam does not require a process of dividing a frequency band to separate transmitting elements, like a MIMO beam. Therefore, it is possible to form a beam with high range resolution using the entire frequency band. However, the degree of freedom is low because it is not a virtual array of transmission and reception but only a multi-beam of reception as in MIMO beams. However, if the target presence direction can be limited by the MIMO beam, beam forming can be performed only in that direction, and efficient operation can be performed by making use of the characteristics of both.

この場合の処理は、図４に示したように、ＭＩＭＯビームによる処理（処理１）とＳＩＭＯビームによる処理結果により、目標の振幅、距離、角度、速度等を出力し、それぞれの諸元が似通った値（例えば、両者の差分が所定のスレショルド以下）であれば、同一の目標として、振幅による重み付け平均等の値を算出する相関処理（レンジ−角度軸相関処理部３０）を行い、目標諸元を出力する。   In this case, as shown in FIG. 4, the target beam amplitude, distance, angle, velocity, etc. are output according to the MIMO beam process (process 1) and the SIMO beam process result, and the respective specifications are similar. If the target value (for example, the difference between the two is less than a predetermined threshold), the same target is subjected to correlation processing (range-angle axis correlation processing unit 30) to calculate a value such as weighted average by amplitude. Output the original.

以上のように、本実施形態によれば、ＭＩＭＯ送受信ビームにより短時間に捜索範囲を選定し、選定した捜索範囲にＳＩＭＯ送受信ビームを向けることで、レンジ−角度軸で分解能を高くして目標の出力を得ることができ、捜索時間を短縮化することができる。また、小目標の場合には、ＭＩＭＯビームによる捜索時間の余裕分を使って積分ヒット数を多くし、その積み上げによりＳＮを向上させて目標を観測することもできる。   As described above, according to the present embodiment, the search range is selected in a short time by the MIMO transmit / receive beam, and the SIMO transmit / receive beam is directed to the selected search range, thereby increasing the resolution in the range-angle axis Output can be obtained and search time can be shortened. Also, in the case of a small target, it is possible to increase the number of integrated hits by using the search time margin by the MIMO beam and to improve the SN by the accumulation thereof to observe the target.

（第２の実施形態）（ＭＩＭＯ−ＭＵＳＩＣによるレンジ−角度高分解能））
第１の実施形態では、受信レーダ２において、ＳＩＭＯビームによりレンジ−角度軸の高分解能化を図る手法について述べた。本実施形態では、受信レーダ２において、検出した目標範囲についてレンジ軸の高分解能化を図る手法について、図１１に示す受信レーダの系統と図１２に示す処理フローに沿って説明する。尚、レンジ軸高分解能化を図る手法としては、ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）処理（非特許文献６参照）やＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotation Invariance Techniques）処理（非特許文献７参照）が利用されるが、ここでは、一例としてＭＵＳＩＣ処理の場合について述べる。本実施形態において、送信レーダ１の構成は第１の実施形態と同様であるため、ここでは説明を割愛する。また、図１１において、図１Ｂと同一部分には同一符号を付して示し、図１２において、図４と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。 Second Embodiment (Range-Angle High Resolution by MIMO-MUSIC)
In the first embodiment, the method of achieving high resolution of the range-angle axis by the SIMO beam in the reception radar 2 has been described. In this embodiment, a method for achieving high resolution of the range axis in the detected target range in the reception radar 2 will be described along the system of the reception radar shown in FIG. 11 and the processing flow shown in FIG. As a method for achieving high resolution in the range axis, MUSIC (Multiple Signal Classification) processing (see Non-Patent Document 6) and ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotation Invariance Techniques) processing (see Non-Patent Document 7) are used. However, here, the case of MUSIC processing will be described as an example. In the present embodiment, the configuration of the transmission radar 1 is the same as that of the first embodiment, so the description will be omitted here. Also, in FIG. 11, the same parts as FIG. 1B are shown with the same reference numerals, and in FIG. 12, the same parts as FIG. 4 are shown with the same reference numerals.

図１１において、ＣＦＡＲ処理部２７によってＭＩＭＯ送受信ビームにおけるΣビームからスレショルドを超える信号の極大値が抽出されると、Σ＆Δ抽出部３４はΣビームにより検出されるレンジセルの周囲のセルとの和（Σ）と差（Δ）を抽出する。レンジ高分解能処理部３５は、図１２に示すように、ステップＳ１５でＭＩＭＯ処理によって目標検出範囲が選定された後、レンジ軸についてΣ、Δの抽出結果からレンジ軸の高分解能を実現する素子を定めてＭＵＳＩＣ処理を実行した後（ステップＳ２１）、ビームposが終了か判断し（ステップＳ２２）、終了していなければ（ＮＯ）ビームposを変化させて（ステップＳ２３）、ステップＳ２１のＭＵＳＩＣ処理を実行し、終了していれば（ＹＥＳ）、相関処理（処理１、ＭＵＳＩＣ）を実行して目標の距離及び角度を算出し（ステップＳ２４）、次の周期の処理に移行する。   In FIG. 11, when the local maximum value of the signal exceeding the threshold is extracted from the Σ beam in the MIMO transmission / reception beam by the CFAR processing unit 27, the & & Δ extraction unit 34 sums with the cells around the range cell detected by the ビ ー ム beam (Σ ) And the difference (Δ). As shown in FIG. 12, after the target detection range is selected by the MIMO processing in step S15, the range high resolution processing unit 35 obtains an element that realizes high resolution of the range axis from the extraction results of に つ い て and Δ for the range axis. After the MUSIC processing has been determined (step S21), it is determined whether the beam pos has ended (step S22), and if it has not ended (NO), the beam pos is changed (step S23), and the MUSIC processing in step S21 is performed. If the process is completed (YES), the correlation process (process 1, MUSIC) is executed to calculate the target distance and angle (step S24), and the process shifts to the process of the next cycle.

本実施形態において、以下に、入力信号からの処理の流れを定式化する。まず、入力信号sig(t)をＦＦＴ処理することによって周波数軸ωの信号に変換する。

In the present embodiment, the flow of processing from the input signal is formulated below. First, the input signal sig (t) is converted into a signal of the frequency axis ω by FFT processing.

一方、参照信号（線形チャープ信号の場合）を表現すると、次式となる。

On the other hand, when the reference signal (in the case of a linear chirp signal) is expressed, the following equation is obtained.

この参照信号としては、非線形チャープ信号、符号変調等、他の変調方式でもよい（非特許文献１、２参照）。この参照信号Sref（t）のサンプル長を、入力信号に合わせて０埋めした信号に置き換える。

The reference signal may be another modulation method such as non-linear chirp signal and code modulation (see non-patent documents 1 and 2). The sample length of the reference signal Sref (t) is replaced with a signal that is zero-filled according to the input signal.

これをＦＦＴ処理して参照信号の周波数軸の信号を得る。

This is subjected to FFT processing to obtain a signal of the frequency axis of the reference signal.

これにより、周波数領域での入力信号と参照信号の乗算後の信号は、次式となる。

Thus, the signal after multiplication of the input signal and the reference signal in the frequency domain is expressed by the following equation.

次に、パルス圧縮後のレンジサイドローブを低減するためのウェイトを算出する。ウェイトは、レンジサイドローブの設定に応じて、一様ウェイト、テイラーウェイト（非特許文献３参照）等を選定すればよい。

Next, weights for reducing the range side lobe after pulse compression are calculated. As the weights, uniform weights, Taylor weights (see Non-Patent Document 3), and the like may be selected according to the setting of the range side lobes.

次に、このSw(ω)（信号Ｘに対応、周波数軸）を用いて、ＭＵＳＩＣ処理（非特許文献６参照）を実施する。レーダの送受信による複数の目標信号は、互いに相関をもつため、参照信号Swの相関行列Rxxの相関成分を抑圧する必要がある。そこで、参照信号Swの信号長のうち、順にNrセルずつ抽出し、そのたびに相関行列Rxxの算出を行う。

Next, MUSIC processing (see Non-Patent Document 6) is performed using this Sw (ω) (corresponding to signal X, frequency axis). Since a plurality of target signals transmitted and received by the radar have correlation with each other, it is necessary to suppress the correlation component of the correlation matrix Rxx of the reference signal Sw. Therefore, Nr cells are sequentially extracted from the signal length of the reference signal Sw, and the correlation matrix Rxx is calculated each time.

次に、忘却係数を用いた平均処理を実施することにより相関行列Rxx(n,ω)を算出する。

Next, the correlation matrix Rxx (n, ω) is calculated by performing averaging processing using a forgetting factor.

この相関行列Rxx(n,ω）を用いて、ＭＵＳＩＣスペクトルを算出する。

The MUSIC spectrum is calculated using this correlation matrix Rxx (n, ω).

以上の処理の概要を図１３に示す。すなわち、本実施形態に係るレーダ装置では、図１３（ａ）に示すようにＮパルスを送受信し、図１３（ｂ）に示すようにＮパルスのＰＲＩ軸方向にＦＦＴ処理し、さらに図１３（ｃ）に示すようにパルス圧縮した後の信号を用いてＣＦＡＲ処理によりＰ個の極値を持つ周波数バンクを選定し、図１３（ｄ）に示すように、各周波数バンクに対するレンジ軸の信号の中で、Ｐ個のレンジセルを中心に±Pｒ個のレンジに対応する信号をＦＦＴ処理して周波数領域に変換し、Nｒポイントの信号を抽出して周波数軸の相関行列Rxxを生成し、それをMｒセルずつスライディングさせて、図１３（ｅ）に示すように、忘却係数により加算平均したRxxを用いるＭＵＳＩＣ処理により、レンジ軸で目標を分離して検出する。このように、ＦＦＴ処理によりＳＮ（Signal to Noise ratio）を向上させ、ＣＦＡＲ処理によりバンクを抽出し、そのバンクのレンジ軸の信号の中で、レンジ範囲を選定し、レンジ軸の信号に対してＦＦＴ処理することで周波数軸の信号に変換し、この周波数軸の信号に対して、本実施形態のＭＵＳＩＣ手法を適用してスペクトルSmusicを算出する。   The outline of the above process is shown in FIG. That is, in the radar apparatus according to the present embodiment, N pulses are transmitted and received as shown in FIG. 13A, and FFT processing is performed in the PRI axis direction of N pulses as shown in FIG. As shown in c), a frequency bank having P extreme values is selected by CFAR processing using the signal after pulse compression, and as shown in FIG. 13 (d), the signal of the range axis for each frequency bank is selected. In the above, signals corresponding to ± Pr ranges are processed by FFT around P range cells and converted to the frequency domain, signals at Nr points are extracted, and a correlation matrix Rxx of the frequency axis is generated. By sliding the Mr cells one by one, as shown in FIG. 13E, the target is separated and detected on the range axis by MUSIC processing using Rxx averaged by the forgetting factor. Thus, SN (Signal to Noise ratio) is improved by FFT processing, a bank is extracted by CFAR processing, a range range is selected among the signals of the range axis of the bank, and the signal of the range axis is selected. The signal is converted into a signal of the frequency axis by FFT processing, and the MUSIC method of this embodiment is applied to the signal of the frequency axis to calculate the spectrum Smusic.

このスペクトルSmusicにおいて、例えばＣＦＡＲ処理（非特許文献４参照）によりスレショルドを超える信号の極大値ωt を抽出し、次式の換算により目標レンジRtを算出する。

In this spectrum Smusic, for example, the local maximum value ωt of the signal exceeding the threshold is extracted by CFAR processing (see Non-Patent Document 4), and the target range Rt is calculated by conversion of the following equation.

次に、このＭＵＳＩＣ処理結果の測角手法について述べる。上記レンジ高分解能処理部３５の具体的な構成を図１４に、その処理フローを図１５に示す。   Next, an angle measurement method of the MUSIC processing result will be described. The specific configuration of the range high resolution processor 35 is shown in FIG. 14 and its process flow is shown in FIG.

図１４において、Σ＆Δ抽出部３４にてΣビームにより検出されるレンジセルの周囲のセルとの和（Σ）と差（Δ）の信号を入力すると、Σｃｈ１・Σｃｈ２生成部３５１はΣ信号及びΔ信号から開口２分割の第１の信号Σch1と第２の信号Σch2を生成して、それぞれ第１の系統、第２の系統に出力する（図１５：ステップＳ２５）。   In FIG. 14, when signals of the sum (Σ) and the difference (Δ) with the cells around the range cell detected by the ビ ー ム beam by the && Δ extraction unit 34 are input, the chch 1 Σch 2 generation unit 351 outputs the Σ signal and the Δ signal. The first signal .SIGMA.ch1 and the second signal .SIGMA.ch2 of the two-aperture division are generated from the first to the second system (FIG. 15: step S25).

第１の系統では、Σ1 形成部３５２で基準ビームΣ1を形成して第１の信号Σch1からΣ1 信号を生成し（図１５：ステップＳ２６）、レンジ軸ＦＦＴ処理部３５３でレンジ軸方向にＦＦＴ処理する（図１５：ステップＳ２７）。続いて、平均相関行列演算部３５４で周波数セルを移動させて平均相関行列Rxx を演算し（図１５：ステップＳ２８，Ｓ２９）、移動終了後にＭＵＳＩＣ処理部３５５でＭＵＳＩＣアルゴリズムによるレンジ軸の高分解能処理を実行し（図１５：ステップＳ３０）、ＣＦＡＲ検出部３５６で極大検出処理を実行する（図１５：ステップＳ３１）。   In the first system, the 11 forming unit 352 forms the reference beam 11 to generate the Σ1 signal from the first signal chch1 (FIG. 15: step S26), and the range axis FFT processing unit 353 performs FFT processing in the range axis direction (FIG. 15: step S27). Subsequently, the average correlation matrix operation unit 354 moves frequency cells to calculate an average correlation matrix Rxx (FIG. 15: steps S28 and S29), and after the end of movement, the MUSIC processing unit 355 performs high resolution processing of the range axis by the MUSIC algorithm. (FIG. 15: step S30), and the CFAR detection unit 356 executes maximum detection processing (FIG. 15: step S31).

第２の系統では、Σ2形成部３５７でスクイントビームΣ2 を形成して第２の信号Σch2からΣ2 信号を生成した後（図１５：ステップＳ３２）、第１の系統と同様に、レンジ軸ＦＦＴ処理部３５８でレンジ軸方向にＦＦＴ処理する（図１５：ステップＳ３３）。続いて、平均相関行列演算部３５９で周波数セルを移動させて平均相関行列Rxx を演算し（図１５：ステップＳ３４，Ｓ３５）、移動終了後にＭＵＳＩＣ処理部３５ＡでＭＵＳＩＣアルゴリズムによるレンジ軸の高分解能処理を実行し（図１５：ステップＳ３６）、ＣＦＡＲ検出部３５Ｂで極大検出処理を実行する（図１５：ステップＳ３７）。   In the second system, after the 22 forming unit 357 forms a squirt beam 22 to generate a Σ2 signal from the second signal chch2 (FIG. 15: step S32), the range axis FFT is performed similarly to the first system. The processor 358 performs FFT processing in the range axis direction (FIG. 15: step S33). Subsequently, the frequency cell is moved by the average correlation matrix calculation unit 359 to calculate the average correlation matrix Rxx (FIG. 15: steps S34 and S35), and after the movement ends, high resolution processing of the range axis by the MUSIC algorithm is performed by the MUSIC processing unit 35A. (FIG. 15: step S36), and the CFAR detection unit 35B executes the maximum detection process (FIG. 15: step S37).

上記第１の系統、第２の系統で得られた極大値検出結果はレンジ・測角算出部３５Ｃに送られる。このレンジ・測角算出部３５Ｃは、各系統で得られた極大値検出結果を比較して目標を検出し、その検出セルから距離及び測角値を算出する（図１５：ステップＳ３８）。   The maximum value detection results obtained in the first system and the second system are sent to the range / angle measurement unit 35C. The range / angle measurement unit 35C detects the target by comparing the maximum value detection results obtained in the respective systems, and calculates the distance and the angle measurement value from the detection cell (FIG. 15: step S38).

上記構成による処理の流れをさらに定式化して説明する。   The flow of processing according to the above configuration will be further formulated and described.

まず、入力信号としては、図１４において、ＭＩＭＯ送受信ビームにおけるΣビ−ムにより検出したレンジセルの周囲の抽出セルのΣとΔの出力である。これを用いて、次式により、基準ビームΣ1 とスクイントビームΣ2 を形成する。

First, in FIG. 14, the input signals are the outputs of 周 囲 and Δ of the extraction cell around the range cell detected by the Σ beam in the MIMO transmission / reception beam. Using this, the reference beam .SIGMA.1 and the squat beam .SIGMA.2 are formed according to the following equation.

このΣ1 とΣ2 にそれぞれビーム指向方向を決める位相を設定すれば、異なる指向方向を持つb1ビームとb2ビームを形成できる。

By setting the phases for determining the beam pointing direction to 決 め る 1 and Σ2, respectively, it is possible to form b1 and b2 beams having different pointing directions.

このb1ビームとb2ビームの信号を入力信号として（６）〜（１４）式の手法で各々のＭＵＳＩＣスペクトルの極値により、レンジｒを算出し、このｒの値を用いて、次式により電力（b1, b2に対応してS1とS2）を算出する（非特許文献６参照）。

Range r is calculated from the extrema of each MUSIC spectrum by the method of equations (6) to (14) with the signals of b1 beam and b2 beam as input signals, and the value of r is used to calculate the power by the following equation (S1 and S2 corresponding to b1 and b2) are calculated (see Non-Patent Document 6).

この行列S（S1とS2）の第ｐ番目の対角成分から、ｐ番目の目標に対する受信電力（P1とP2）が得られ、この平方根により受信振幅（E1とE2）が得られる。これを用いて、次式により誤差電圧εを算出する（非特許文献２参照）。

From the p-th diagonal component of this matrix S (S1 and S2), the received power (P1 and P2) for the p-th target is obtained, and the received amplitude (E1 and E2) is obtained by this square root. Using this, the error voltage ε is calculated by the following equation (see Non-Patent Document 2).

この誤差電圧εと角度については、図１６（ａ）に示す基準ビームΣ1 とスクイトビームΣ2 の関係において、図１６（ｂ）に示すように、予め角度に対する誤差電圧εをテーブル化しておき、誤差電圧テーブルを作成しておく。（１９）式により算出した誤差電圧εにより、テーブルを用いて角度θを算出する。ＭＩＭＯビームによる処理（処理１）に対して、ＭＵＳＩＣ処理結果によるレンジと測角結果を用いて、差分が小さい目標として相関のとれた目標をＭＵＳＩＣ処理結果に置き換えて、目標諸元を出力する。   Regarding the error voltage ε and the angle, in the relationship between the reference beam 11 and the squite beam 22 shown in FIG. 16A, as shown in FIG. Create a table. The angle θ is calculated using the table from the error voltage ε calculated by the equation (19). For processing with MIMO beam (Process 1), using the range and angle measurement results from the MUSIC processing result, the target correlated as the target with a small difference is replaced with the MUSIC processing result, and the target specification is output.

以上のように、第２の実施形態によれば、ＭＩＭＯ送受信ビームによる角度分解能で目標を検出し、さらに、レンジ軸の高分解能処理を実行するようにしているので、捜索時間を短縮し、レンジ−角度軸の高分解能な処理ができる。   As described above, according to the second embodiment, since the target is detected with the angular resolution by the MIMO transmission / reception beam and the high resolution processing of the range axis is executed, the search time is shortened and the range is reduced. -High resolution processing of the angle axis is possible.

尚、３次元レーダの場合は、ＡＺ面及びＥＬ面に対して、それぞれ、上述の方式を用いればよい。また、本実施形態はＭＵＳＩＣ手法について述べたが、処理規模削減のために、既知の手法であるＲＯＯＴ−ＭＵＳＩＣや、ＥＳＰＲＩＴ（非特許文献７参照）法等を用いてもよい。   In the case of the three-dimensional radar, the above-described method may be used for each of the AZ surface and the EL surface. Moreover, although this embodiment described the MUSIC method, you may use ROOT-MUSIC which is a known method, the ESPRIT (refer nonpatent literature 7) method, etc., for processing scale reduction.

（第３の実施形態）（角度＋距離高分解能）
第１の実施形態では、ＭＩＭＯ送受信ビームにおいて、Ｎｃｈの周波数を同じ帯域に変換することで、角度高分解能化を図る手法について述べた。第３の実施形態では、角度分解能は低いが、レンジ高分解能化を実現する手法について２つの実施例を示して述べる。 (Third Embodiment) (Angle + Distance High Resolution)
The first embodiment has described a method for achieving high angle resolution by converting the Nch frequency into the same band in the MIMO transmission and reception beams. In the third embodiment, although the angular resolution is low, two examples of a method for achieving high range resolution are shown and described.

（実施例１）
第３の実施形態に係るレーダ装置において、図１７に受信レーダの実施例１の系統図を示し、図１８及び図１９にそれぞれ処理１、処理２の処理内容を示す。送信レーダについては第１の実施形態と同様であるので、ここでは説明を省略する。また、図１７において、図１Ｂと同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省力する。 Example 1
In the radar device according to the third embodiment, FIG. 17 shows a system diagram of the first embodiment of the reception radar, and FIGS. 18 and 19 show the processing contents of processing 1 and processing 2, respectively. The transmission radar is the same as that of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted here. Further, in FIG. 17, the same parts as those in FIG. 1B are denoted by the same reference numerals, and the redundant description is omitted here.

図１７に示す受信レーダでは、ＭＩＭＯ処理部２６として第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａと第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂを並列させている。第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａでは、第１の実施形態と同様に、第１８（ａ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯のうちいずれか１つの周波数帯に変換し、図１８（ｂ）に示すように周波数毎に合成した上でＭＩＭＯ処理を実行する。また、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂでは、第１９（ａ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯をそのまま保持し、図１９（ｂ）に示すようにそれぞれの周波数帯の信号を抽出して合成し、ＭＩＭＯ処理を実行する。このようにして第１、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ａ，２６ＢのＭＩＭＯ出力をそれぞれＣＦＡＲ処理部２７Ａ、２７Ｂで極大値を検出し、測角部２８Ａ，２８ＢでΣ系及びΔ系それぞれの測角演算を行って、レンジ−角度軸相関処理部３０で両者の相関をとって目標の距離及び角度を算出する。   In the reception radar shown in FIG. 17, as the MIMO processing unit 26, the first MIMO processing unit 26A and the second MIMO processing unit 26B are arranged in parallel. In the first MIMO processing unit 26A, as shown in the eighteenth (a), as in the first embodiment, the first MIMO processing unit 26A converts it into any one of the N-divided frequency bands, as shown in FIG. 18 (b). MIMO processing is performed after combining for each frequency as shown in FIG. The second MIMO processing unit 26B holds the frequency band divided into N as it is as shown in 19 (a), and extracts the signal of each frequency band as shown in FIG. 19 (b). Combine and perform MIMO processing. Thus, the local maximum values of the MIMO outputs of the first and second MIMO processing units 26A and 26B are detected by the CFAR processing units 27A and 27B, respectively, and the angle measuring units 28A and 28B measure the angles of the Σ system and the Δ system, respectively. The calculation is performed, and the range-angle axis correlation processing unit 30 correlates the two to calculate the target distance and angle.

このように、実施例１において、第１の実施形態と異なる点は、周波数抽出部２６ｉ（ｉ＝１１〜ＭＮ）であり、第１の実施形態の周波数抽出部２６ｉでは、Ｎ分割のうちいずれか１つの周波数帯域に変換したが、実施例１では、Ｎ分割した周波数帯をそのまま保持するように変換する。これにより、ＭＩＭＯ出力における周波数帯域が広くなるため、レンジ分解能が向上する。但し、ＭＩＭＯ素子位置の広がりが各変調信号に対してＭｃｈ分のみの広がりになるため、角度分解能が低下することを考慮する必要がある。   As described above, the first embodiment is different from the first embodiment in the first embodiment in the frequency extraction unit 26i (i = 11 to MN), and in the frequency extraction unit 26i of the first embodiment, any one of N divisions is possible. Although the frequency band is converted into one frequency band, in the first embodiment, the frequency band divided into N is converted as it is. As a result, the frequency band at the MIMO output becomes wider, and the range resolution is improved. However, since the spread of the MIMO element position is spread by only Mch with respect to each modulation signal, it is necessary to consider that the angular resolution is lowered.

（実施例２）
第３の実施形態に係るレーダ装置において、図２０に受信レーダの実施例２の系統図を示し、図２１にその処理フローを示す。送信レーダについては第１の実施形態と同様であるので、ここでは説明を省略する。また、図２０において、図１Ｂ及び図１７と同一部分には同一符号を付して示し、図２１において図４と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省力する。 (Example 2)
In the radar device according to the third embodiment, FIG. 20 shows a system diagram of a second embodiment of the reception radar, and FIG. 21 shows a process flow thereof. The transmission radar is the same as that of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted here. Further, in FIG. 20, the same parts as FIGS. 1B and 17 are shown with the same reference numerals, and in FIG. 21 the same parts as FIG. 4 are shown with the same reference numerals. .

図２０に示す受信レーダでは、ＭＩＭＯ処理部２６として第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａと第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂを並列させ、さらに第１の実施形態に示したＳＩＭＯ処理部３１を並列させている。実施例１と同様に、第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａでは、処理１によるＭＩＭＯ処理としてＭＩＭＯビームを送受信し（図２１のステップＳ１１）、第２２（ａ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯のうちいずれか１つの周波数帯に変換し、周波数毎に合成した上でＭＩＭＯ処理（処理１）を実行する（図２１のステップＳ１２）。また、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂでは、図２２（ｂ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯をそのまま保持し、それぞれの周波数帯の信号を抽出して合成し、ＭＩＭＯ処理（処理２）を実行する（図２１のステップＳ４０）。ここで、ビームposの終了を判断し（図２１のステップＳ１３）、ビームposが終了していない場合には（ＮＯ）、ＭＩＭＯビームの方向を変化させる（図２１のステップＳ１４）。ステップＳ１３でビームposが終了している時（ＹＥＳ）、第１、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ａ，２６ＢのＭＩＭＯ出力をそれぞれＣＦＡＲ処理部２７Ａ，２７Ｂで極大値を検出し、測角部２８Ａ，２８ＢでΣ系及びΔ系それぞれの測角演算を行って、目標検出範囲を選定する（図２１のステップＳ１５）。   In the reception radar shown in FIG. 20, the first MIMO processing unit 26A and the second MIMO processing unit 26B are arranged in parallel as the MIMO processing unit 26, and the SIMO processing units 31 described in the first embodiment are arranged in parallel. . As in the first embodiment, the first MIMO processing unit 26A transmits and receives a MIMO beam as MIMO processing according to processing 1 (step S11 in FIG. 21), and an N-divided frequency band as shown in 22 (a). After converting into one of the frequency bands and combining for each frequency, MIMO processing (processing 1) is executed (step S12 in FIG. 21). Further, as shown in FIG. 22 (b), the second MIMO processing unit 26B holds the frequency band divided into N as it is, extracts and combines signals of the respective frequency bands, and performs MIMO processing (processing 2). Is executed (step S40 in FIG. 21). Here, the end of the beam pos is determined (step S13 in FIG. 21), and if the beam pos is not ended (NO), the direction of the MIMO beam is changed (step S14 in FIG. 21). When the beam pos ends in step S13 (YES), the CFAR processing units 27A and 27B detect the maximum values of the MIMO outputs of the first and second MIMO processing units 26A and 26B, respectively, and the angle measuring unit 28A, At 28 B, angle measurement calculation of each of Σ system and Δ system is performed to select a target detection range (step S 15 in FIG. 21).

一方、ＳＩＭＯ処理部３１では、第１の実施形態と同様に、第１のＭＩＭＯ処理部２６ＡのＭＩＭＯ送受信ビームにより選定される目標が存在する範囲に向けてＳＩＭＯ送受信ビームを形成し（図２１のステップＳ１６）、そのＳＩＭＯ出力をＣＦＡＲ処理部３２で極大値検出し、測角部３３でΣ系及びΔ系それぞれの測角演算を行う（図２１のステップＳ１７）。ここで、ビームposの終了を判断し（図２１のステップＳ１８）、ビームposが終了していない場合には（ＮＯ）、ＳＩＭＯビームの方向を変化させる（図２１のステップＳ１９）。ステップＳ１８でビームposが終了している時（ＹＥＳ）、レンジ−角度軸相関処理部３０において、ＭＩＭＯビームによる処理（処理１、処理２）とＳＩＭＯビームによる処理結果により、目標の振幅、距離、角度、速度等を出力し、それぞれの諸元が似通った値（例えば、両者の差分が所定のスレショルド以下）であれば、同一の目標として、振幅による重み付け平均等の値を算出する相関処理を行い、目標諸元を出力する（図２１のステップＳ４１）。   On the other hand, in the SIMO processing unit 31, as in the first embodiment, the SIMO transmission / reception beam is formed toward the range in which the target selected by the MIMO transmission / reception beam of the first MIMO processing unit 26A exists (FIG. Step S16), the SIMO output is detected by the CFAR processing unit 32 for maximum value detection, and the angle measurement unit 33 performs angle measurement calculation for each of the Σ system and Δ system (step S17 in FIG. 21). Here, the end of the beam pos is judged (step S18 in FIG. 21), and when the beam pos is not ended (NO), the direction of the SIMO beam is changed (step S19 in FIG. 21). When the beam pos ends in step S 18 (YES), the range-angle axis correlation processing unit 30 determines the target amplitude, distance, and the like based on the processing (processing 1 and processing 2) with the MIMO beam and the processing result with the SIMO beam. Outputs the angle, velocity, etc., and if the specifications are similar values (eg, the difference between the two is less than a predetermined threshold), the correlation processing to calculate a value such as weighted average by amplitude as the same target The target specification is output (step S41 in FIG. 21).

この様子を図２２に示す。処理系統を、ＭＩＭＯ処理１（図２２（ａ））による系統１とＭＩＭＯ処理２（図２２（ｂ））による系統２の２系統とし、両者の出力結果のレンジ−角度軸で、所定のゲート幅内にある目標を同じ目標とする相関処理を行う。ここで、ＭＩＭＯビーム合成参照信号との相関では、ＭＩＭＯ処理１の場合、図２２（ｃ）に示すようにレンジ分解能が低い特性となり、ＭＩＭＯ処理２の場合、図２２（ｄ）に示すように、レンジ分解能が高い特性となる。一方、ＳＩＳＯ処理では、図２２（ｅ）に示すように角度−レンジ分解能が極めて高い。   This situation is shown in FIG. The processing system includes two systems of system 1 by MIMO process 1 (FIG. 22 (a)) and system 2 by MIMO process 2 (FIG. 22 (b)), and the predetermined gate is the range-angle axis of both output results. Perform correlation processing that targets targets within the same range. Here, in correlation with the MIMO beam synthesis reference signal, in the case of MIMO processing 1, the range resolution becomes low as shown in FIG. 22C, and in the case of MIMO processing 2, as shown in FIG. The range resolution is high. On the other hand, in the SISO process, as shown in FIG. 22 (e), the angle-range resolution is extremely high.

ＭＩＭＯ処理１，２による検出目標を高角度分解能・高レンジ分解能で観測する。ここで、ＭＩＭＯ処理１，２のレンジ−角度軸相関を行った場合、図２２（ｆ）に示すようにレンジ−角度軸双方の分解能が向上する。また、ＳＩＭＯ処理を加えてレンジ−角度相関を行った場合、図２２（ｇ）に示すようにレンジ−角度軸双方の分解能が向上する。   The target detected by the MIMO processing 1 and 2 is observed with high angular resolution and high range resolution. Here, when the range-angle axis correlation of the MIMO processing 1 and 2 is performed, the resolution of both the range-angle axis is improved as shown in FIG. When range-angle correlation is performed by adding SIMO processing, the resolution of both the range-angle axis is improved as shown in FIG.

具体的には、例えば、系統１のレンジ−角度軸の観測値の周囲に所定のゲート幅を設定し、系統２のレンジ−角度軸の観測値がそのゲート幅内にあれば、系統１の角度と系統２のレンジを目標出力とすれば、角度軸及びレンジ軸ともに精度の高い目標位置を得ることができる。また、系統１と系統２の観測値の結果を用いて相関処理し、精度の高い結果を得る手法であることが主旨であるので、系統２の観測値を中心に所定のゲートを設定する手法や、相関の際に振幅値を用いて、同等の振幅値の場合のみに相関処理をして誤相関を防ぐ等、他の相関処理手法でもよい。   Specifically, for example, if a predetermined gate width is set around the observation value of the range-angle axis of the grid 1, and if the observation value of the range-angle axis of the grid 2 is within the gate width, If the angle and the range of the system 2 are set as the target output, it is possible to obtain a target position with high accuracy in both the angle axis and the range axis. In addition, the main idea is to obtain high-precision results by performing correlation processing using the results of observed values of system 1 and system 2, and therefore, a method of setting a predetermined gate centering on the observed values of system 2 Alternatively, other correlation processing methods may be used, such as using an amplitude value at the time of correlation, and performing correlation processing only in the case of equivalent amplitude values to prevent false correlation.

このＭＩＭＯ送受信ビームを用いた捜索により、目標検出角度範囲を抽出し、ＳＩＭＯビ−ムをその方向に向けて、目標を高角度分解能及び高レンジ分解能で観測する。その検出した結果を用いて、ＭＩＭＯ送受信による検出結果を相関をとることで、より高角度分解能・精度、高レンジ分解能・精度で観測することができる。相関処理としては、レンジ−角度軸において、相関処理により、同じ目標である場合には、各目標信号のＳＮに応じて重み付けをしてレンジ−角度を出力すればよい。   The target detection angle range is extracted by searching using this MIMO transmission / reception beam, and the SIMO beam is directed to observe the target with high angular resolution and high range resolution. By correlating the detection result by MIMO transmission and reception using the detected result, observation can be performed with higher angular resolution, higher accuracy, higher range resolution, higher accuracy. As the correlation processing, if the same target is obtained by the correlation processing on the range-angle axis, weighting may be performed according to the SN of each target signal, and the range-angle may be output.

以上のように、本実施形態によれば、ＭＩＭＯ処理１，２の送受信ビームにより、捜索範囲を選定後、選定した範囲にＳＩＭＯビームを向け、ＭＩＭＯビームとＳＩＭＯビームの検出結果の相関処理により、捜索時間を短縮化し、角度−レンジ軸で高分解能な処理ができる。   As described above, according to the present embodiment, the SIMO beam is directed to the selected range after the search range is selected by the transmit and receive beams of MIMO processing 1 and 2, and correlation processing of the detection results of the MIMO beam and SIMO beam is performed. The search time can be shortened and high resolution processing can be performed on the angle-range axis.

（第４の実施形態）（角度＋距離高分解能）
第２の実施形態では、角度高分解能のＭＩＭＯビームとレンジ高分解能処理（ＭＵＳＩＣ等）を組み合わせて、レンジ−角度で高分解化する手法について述べた。本実施形態では、第３の実施形態のＭＩＭＯビームによるレンジ−角度高分解能処理とレンジ高分解能処理（ＭＵＳＩＣ等）を用いて、レンジ−角度軸でさらに分解能及び精度を向上させる手法について、図２３に示す受信レーダの系統と図２４に示す処理フローに沿って説明する。尚、図２３において、図１Ｂ、図９、図１７と同一部分には同一符号を付して示し、図２４において、図１２及び図２１と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。 (Fourth embodiment) (angle + distance high resolution)
In the second embodiment, a method of high resolution at range-angle by combining the high resolution angular resolution MIMO beam and the range high resolution processing (MUSIC etc.) has been described. In the present embodiment, a method for further improving the resolution and accuracy in the range-angle axis by using the range-angle high resolution processing and the range high resolution processing (MUSIC etc.) by the MIMO beam of the third embodiment will be described with reference to FIG. This will be described in accordance with the system of reception radar shown in FIG. In FIG. 23, the same parts as in FIG. 1B, FIG. 9, and FIG. 17 are given the same reference numerals, and in FIG. 24, the same parts as in FIG. 12 and FIG. I will omit duplicate explanations.

本実施形態の受信レーダ２は、ＭＩＭＯ処理部２６として第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａと第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂを並列させている。第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａでは、処理１によるＭＩＭＯ処理としてＭＩＭＯビームを送受信し（図２４のステップＳ１１）、第２５（ａ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯のうちいずれか１つの周波数帯に変換し、周波数毎に合成した上でＭＩＭＯ処理（処理１）を実行する（図２４のステップＳ１２）。また、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂでは、図２５（ｂ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯をそのまま保持し、それぞれの周波数帯の信号を抽出して合成し、ＭＩＭＯ処理（処理２）を実行する（図２４のステップＳ４０）。ここで、ビームposの終了を判断し（図２４のステップＳ１３）、ビームposが終了していない場合には（ＮＯ）、ＭＩＭＯビームの方向を変化させる（図２４のステップＳ１４）。ステップＳ１３でビームposが終了している時（ＹＥＳ）、第１、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ａ，２６ＢのＭＩＭＯ出力をそれぞれＣＦＡＲ処理部２７Ａ，２７Ｂで極大値を検出し、測角部２８Ａ，２８ＢでΣ系及びΔ系それぞれの測角演算を行って、目標検出範囲を選定する（図２１のステップＳ１５）。   In the reception radar 2 of the present embodiment, a first MIMO processing unit 26A and a second MIMO processing unit 26B as a MIMO processing unit 26 are arranged in parallel. The first MIMO processing unit 26A transmits and receives a MIMO beam as MIMO processing according to processing 1 (step S11 in FIG. 24), and as shown in 25 (a), any one frequency of N divided frequency bands After converting into bands and combining for each frequency, MIMO processing (processing 1) is executed (step S12 in FIG. 24). Further, as shown in FIG. 25 (b), the second MIMO processing unit 26B holds the frequency band divided into N as it is, extracts and combines signals of the respective frequency bands, and performs MIMO processing (processing 2). Are executed (step S40 in FIG. 24). Here, the end of the beam pos is judged (step S13 in FIG. 24), and when the beam pos is not ended (NO), the direction of the MIMO beam is changed (step S14 in FIG. 24). When the beam pos ends in step S13 (YES), the CFAR processing units 27A and 27B detect the maximum values of the MIMO outputs of the first and second MIMO processing units 26A and 26B, respectively, and the angle measuring unit 28A, At 28 B, angle measurement calculation of each of Σ system and Δ system is performed to select a target detection range (step S 15 in FIG. 21).

レンジ高分解能処理部３５は、ステップＳ１５でＭＩＭＯ処理によって目標検出範囲が選定された後、レンジ軸についてΣ、Δの抽出結果からレンジ軸の高分解能を実現する素子を定めてＭＵＳＩＣ処理を実行した後（ステップＳ２１）、ビームposが終了か判断し（ステップＳ２２）、終了していなければ（ＮＯ）ビームposを変化させて（ステップＳ２３）、ステップＳ２１のＭＵＳＩＣ処理を実行し、終了していれば（ＹＥＳ）、相関処理（処理１、処理２、ＭＵＳＩＣ）を実行して目標の距離及び角度を算出し（ステップＳ４２）、次の周期の処理に移行する。   After the target detection range is selected by the MIMO process in step S15, the range high resolution processing unit 35 executes the MUSIC process by defining an element for realizing high resolution of the range axis from extraction results of Σ and Δ for the range axis. After that (step S21), it is judged whether the beam pos is finished (step S22), and if it is not finished (NO), the beam pos is changed (step S23), the MUSIC process of step S21 is executed, and it is finished (YES), the correlation process (process 1, process 2, MUSIC) is executed to calculate the target distance and angle (step S42), and the process shifts to the process of the next cycle.

この様子を図２５に示す。処理系統を、ＭＩＭＯ処理１（図２５（ａ））による系統１とＭＩＭＯ処理２（図２５（ｂ））による系統２の２系統とし、両者の出力結果のレンジ−角度軸で、所定のゲート幅内にある目標を同じ目標とする相関処理を行う。ここで、ＭＩＭＯビーム合成参照信号との相関では、ＭＩＭＯ処理１の場合、図２５（ｃ）に示すようにレンジ分解能が低い特性となり、ＭＩＭＯ処理２の場合、図２５（ｄ）に示すように、レンジ分解能が高い特性となる。一方、ＳＩＳＯ処理では、図２５（ｅ）に示すように角度−レンジ分解能が極めて高い。   This situation is shown in FIG. The processing system is divided into two systems of the system 1 by MIMO process 1 (FIG. 25A) and the system 2 by MIMO process 2 (FIG. 25B), and the predetermined gate is the range-angle axis of the output result of both. Perform correlation processing that targets targets within the same range. Here, in correlation with the MIMO beam synthesis reference signal, the range resolution becomes low as shown in FIG. 25 (c) in the case of MIMO processing 1, and as shown in FIG. 25 (d) in the case of MIMO processing 2. The range resolution is high. On the other hand, in the SISO process, as shown in FIG. 25 (e), the angle-range resolution is extremely high.

ＭＩＭＯ処理１，２による検出目標を高角度分解能・高レンジ分解能で観測する。ここで、ＭＩＭＯ処理１，２のレンジ−角度軸相関を行った場合、図２５（ｆ）に示すようにレンジ−角度軸双方の分解能が向上する。また、ＳＩＭＯ処理を加えてレンジ−角度相関を行った場合、図２５（ｇ）に示すようにレンジ−角度軸双方の分解能が向上する。   The target detected by the MIMO processing 1 and 2 is observed with high angular resolution and high range resolution. Here, when the range-angle axis correlation of the MIMO processing 1 and 2 is performed, the resolution of both the range-angle axis is improved as shown in FIG. When range-angle correlation is performed by adding SIMO processing, the resolution of both the range-angle axis is improved as shown in FIG. 25 (g).

角度−レンジ高分解能化したＭＩＭＯビーム処理は第３の実施形態と同様であり、またＭＵＳＩＣ処理によるレンジ高分解能化と測角については、第１の実施形態と同様である。図２２に示すように、２系統のＭＩＭＯビーム出力とＭＵＳＩＣ処理の多数の結果を用いた相関により、角度−レンジ軸でより高分解能／高精度な目標出力を得ることができる。   The angle-range high resolution MIMO beam processing is the same as that of the third embodiment, and the range resolution improvement and angle measurement by the MUSIC processing are the same as those of the first embodiment. As shown in FIG. 22, by correlation using two systems of MIMO beam output and many results of MUSIC processing, it is possible to obtain a higher resolution / high accuracy target output on the angle-range axis.

例えば、処理１と処理２のレンジ−角度相関結果と、ＭＵＳＩＣ処理のレンジ−角度相関結果を用いて、レンジ高分解能処理部３５で、レンジ、角度、振幅等による相関処理をして、相関がとれれば、処理１と処理２のレンジ、角度の結果をＭＵＳＩＣ処理結果のレンジ、角度に置き換えれば、高分解能なレンジ−角度を出力することができる。   For example, using the range-angle correlation results of processing 1 and processing 2 and the range-angle correlation result of MUSIC processing, the range high resolution processing unit 35 performs correlation processing by range, angle, amplitude, etc. If the range and angle results of processing 1 and processing 2 are replaced with the range and angle of the MUSIC processing result, high resolution range-angle can be output.

以上のように、本実施形態によれば、ＭＩＭＯ送受信ビームにより、角度分解能に目標を検出し、さらに、レンジ軸高分解能処理をすることで、捜索時間を短縮し、角度−レンジ軸で高分解能な処理ができる。   As described above, according to the present embodiment, the target is detected at angular resolution by the MIMO transmission / reception beam, and further, by performing range axis high resolution processing, search time is shortened and high resolution is achieved at the angle-range axis. Processing can be done.

（第５の実施形態）（角度＋距離高分解能）
本実施形態では、送信装置及び受信装置からなるレーダ装置を１セットとして、偏波、周波数等を変えたＰセットのレーダ装置を、同一アンテナ開口面に共用配列したレーダ装置について述べる。 (Fifth embodiment) (angle + distance high resolution)
In this embodiment, a radar apparatus in which P sets of radar apparatuses having different polarizations, frequencies, and the like are changed in a common arrangement on the same antenna aperture plane will be described.

配列方式としては、図２６に示すようにＮ×Ｍ素子の送受信仮想アレイについて、種別１の送信Ｎ段、種別２の送信Ｎ段、種別１の受信Ｍ列、種別２の受信Ｍ列をＬ字型に配列する場合や、図２７に示すように種別Ｔ１の送信Ｎ段、種別Ｔｐの送信Ｎ段、種別Ｒｐの受信Ｍ列、種別Ｒ１の受信Ｍ列をＴ字型に配列する場合等、限られたスペースを有効に活用できる配列であればよい。この配列は、直線である必要はなく、曲線に配列にしてもよい。   As an arrangement method, as shown in FIG. 26, N stages of transmission of type 1, transmission N of type 2, reception M of type 1 and reception M of type 2 are L for a transmission / reception virtual array of N × M elements. When arranging in letter shape, as shown in FIG. 27, when transmitting N stages of type T1, transmitting N stage of type Tp, receiving M sequence of type Rp, and receiving M sequence of type R1 in T shape, etc. The arrangement should just be able to effectively utilize the limited space. This arrangement need not be linear, but may be arranged in a curve.

この配列により、第１乃至第４の実施形態の手法を適用すると、共用開口で複数の偏波や周波数帯を適用できるレーダ装置を提供することができ、コスト低減、低送信出力、低消費電力等の効果を得ることができる。また、共用開口においては、Ｌ字型やＴ字型等の配列で生じた空きスペースを利用して、受信専用等のアンテナや光波の光センサ等の他のセンサ等を配置することができる。   According to this arrangement, by applying the methods of the first to fourth embodiments, it is possible to provide a radar apparatus to which a plurality of polarizations and frequency bands can be applied with a common aperture, cost reduction, low transmission output, low power consumption Etc. can be obtained. In addition, in the common opening, it is possible to dispose an antenna for reception only, another sensor such as an optical sensor for light waves, and the like by utilizing an empty space generated in an arrangement of L-shape, T-shape or the like.

以上のように、第５の実施形態によれば、偏波や周波数の異なるレーダ装置を、スペースに制約のあるアンテナ開口面に共用して配置することができる。   As described above, according to the fifth embodiment, radar devices with different polarizations and frequencies can be shared and disposed at the antenna aperture plane with limited space.

（他の実施形態）
以上の第１乃至第４の実施形態及び第５の実施形態では、基本的な構成の場合について述べたが、他の構成に対する応用例として、アンテナ構成を追記しておく。 (Other embodiments)
In the first to fourth embodiments and the fifth embodiment described above, the case of the basic configuration has been described, but an antenna configuration is additionally described as an application example to other configurations.

まず、第１乃至第４の実施形態の場合において、限定された捜索または追跡範囲において、送信出力、送信及び受信の利得の最大化を図るためには、アンテナ開口を有効に用いるために、図２８に示すように、送受共用開口（各素子が送信及び受信の移相器を保有）とする場合が考えられる。この場合は、例えばＬ字型ＭＩＭＯ（送信縦、受信横）にするには、所定の観測範囲を覆うように、Ｎ段の送信移相器それぞれの位相制御によるパターン成形（非特許文献８参照）を行うか、列数を制御して、各段毎の送信ビームを形成する。受信は、Ｍ列の各列の受信移相器の位相制御によるパターン成形を行うか、位相制御せずに段数を制御して、各列毎の受信ビームを形成する。このＮ段送信ビームとＭ列受信ビームを用いて、ＭＩＭＯ送受信により捜索し、目標存在方向を抽出する。その方向に向けて、Ｎ段×Ｍ列の全開口または、必要に応じて部分開口を用いて、ＳＩＭＯビームを形成すればよい。 First, in the case of the first to fourth embodiments, in order to maximize the transmission power, the transmission and reception gains in the limited search or tracking range, in order to effectively use the antenna aperture, as shown in FIG. As shown in FIG. 28, a case may be considered in which a transmission / reception shared aperture (each element has a transmission and reception phase shifter). In this case, for example, in order to make L-shaped MIMO (transmission vertical, reception horizontal), pattern formation by phase control of each of N transmission phase shifters so as to cover a predetermined observation range (see Non-Patent Document 8) Or control the number of columns to form a transmit beam for each stage. In reception, pattern formation is performed by phase control of the reception phase shifters of M columns, or the number of stages is controlled without phase control to form reception beams for each column. The N-stage transmit beam and the M-row receive beam are used to search for the target presence direction by MIMO transmission and reception. The SIMO beam may be formed by using N stages × M rows of full apertures or partial apertures as needed.

図２８は、アンテナ全開口を活用する場合であるが、捜索及び追跡のシステム利得により、部分開口でも満足する場合がある。この実施例として、図２９の構成が考えられる。この場合は、図２８の場合において、送信の各段及び受信の各列の素子数が少ない場合に相当し、ＭＩＭＯビーム及びＳＩＭＯビームの形成方式は同様である。   FIG. 28 shows the case of utilizing the antenna full aperture, but the search and tracking system gains may satisfy even the partial aperture. The configuration of FIG. 29 can be considered as this embodiment. In this case, the case of FIG. 28 corresponds to the case where the number of elements in each transmission stage and each reception column is small, and the formation method of the MIMO beam and the SIMO beam is the same.

次に、第５の実施形態のように、複数の周波数帯や複数の偏波共用の場合の例について述べる。図３０は、送信出力や利得を極力大きくするために、送信部分の開口を大きくする場合の例である。この場合も送信の各段毎に位相成形や列数制御を行って、所定の範囲に捜索用の送信ビームを形成して、ＭＩＭＯビームにより捜索し、目標存在方向を抽出して、送信の全体開口を用いて追尾ビームを形成することにより、システム利得の高い追尾ビームを形成することができる。これを、例えばＦ１帯とＦ２帯の周波数帯について行うこととにより、周波数ダイバーシティ効果を得ることができる。   Next, as in the fifth embodiment, an example in the case of sharing a plurality of frequency bands and a plurality of polarizations will be described. FIG. 30 shows an example in which the aperture of the transmission part is increased in order to maximize the transmission output and gain. Also in this case, phase shaping and row number control are performed for each stage of transmission to form a transmission beam for search within a predetermined range, and search is performed using a MIMO beam to extract a target existing direction, and the entire transmission is performed. By forming the tracking beam using the aperture, it is possible to form a tracking beam with high system gain. By performing this for, for example, the frequency bands of the F1 band and the F2 band, a frequency diversity effect can be obtained.

また、第５の実施形態の応用構成として、図３１に示すように、周波数帯Ｆ１のＬ字型ＭＩＭＯ構成と、周波数Ｆ２帯のＳＩＭＯ構成を配置する方式がある。この場合も捜索はＭＩＭＯビームを形成し、限定した範囲に、Ｆ１帯やＦ２帯のＳＩＭＯビームを形成して、周波数ダイバーシティ効果を得ることができる。 Further, as an applied configuration of the fifth embodiment, as shown in FIG. 31, there is a method of arranging an L-shaped MIMO configuration of a frequency band F1 and a SIMO configuration of a frequency F2 band. Also in this case, the search can form a MIMO beam, and form a SIMO beam of the F1 band or the F2 band in a limited range to obtain a frequency diversity effect.

さらに、図３０と図３１では、複数の周波数帯の送信及び受信モジュールは別素子の場合において示しているが、アンテナ開口を有効に使うために、複数の周波数帯が同じ開口を共用する場合にも同様の手法が適用できる。   Furthermore, although the transmission and reception modules of a plurality of frequency bands are shown in the case of separate elements in FIGS. 30 and 31, in the case where a plurality of frequency bands share the same opening in order to effectively use the antenna opening. The same method can be applied.

また、第１乃至第５の実施形態のＳＩＭＯビームには、ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）ビームが含まれ、ＳＩＳＯビームが必ずしもＤＢＦ構成ではなく、アナログビーム合成でもよい。   The SIMO beams of the first to fifth embodiments include a single input single output (SISO) beam, and the SISO beam may not necessarily have a DBF configuration, and may be analog beam synthesis.

上述したように本実施形態のレーダ装置は、広範囲の目標を捜索時間を短縮するか、または限定した捜索時間の中で積分して高いＳＮで観測し、高精度／高分解能に観測し、スペースの制約のあるアンテナ開口面に偏波や周波数の異なるアンテナを実装することができる。   As described above, the radar apparatus according to the present embodiment shortens the search time for a wide range target or integrates it within a limited search time and observes with high SN, and observes with high accuracy / high resolution, space Antennas of different polarizations and frequencies can be mounted on the antenna aperture with the following limitations.

その他、本実施形態は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。   In addition, the present embodiment is not limited to the above embodiment as it is, and at the implementation stage, the constituent elements can be modified and embodied without departing from the scope of the invention. In addition, various inventions can be formed by appropriate combinations of a plurality of constituent elements disclosed in the above embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, components in different embodiments may be combined as appropriate.

１…送信レーダ、１１…参照信号発生部、１２１〜１２Ｎ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、１３１〜１３Ｎ…周波数フィルタ、１４１〜１４Ｎ…レンジ軸逆ＦＦＴ処理部、１５１〜１５Ｎ…ＲＦ信号変調部、１６１〜１６Ｎ…移相器、１７１〜１７Ｎ…増幅器、１８１〜１８Ｎ…アンテナ、１９…ビーム制御部、
２…受信レーダ、２１１〜２１Ｍ…アンテナ素子、２２１〜２２Ｍ…増幅器、２３…周波数変換器、２４…ＡＤ変換器、２５１〜２５Ｍ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、
２６，２６Ａ，２６Ｂ…ＭＩＭＯ処理部、Ａ１１〜Ａ１Ｎ，…，ＡＭ１〜ＡＭＮ…周波数抽出部、Ｂ１〜ＢＮ…ＭＩＭＯΣ＆Δウェイト設定部（Ｍｃｈ）、Ｃ１〜ＣＮ…ＭＩＭＯΣ＆Δビーム形成部（Ｍｃｈ合成）、Ｄ１〜ＤＮ…ＰＲＩ−ＦＦＴ処理部、Ｅ１〜ＥＮ…参照信号発生部、Ｆ１〜ＦＮ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、Ｇ１〜ＧＮ…乗算部、Ｈ１〜ＨＮ…レンジ軸逆ＦＦＴ処理部、Ｉ…ＤＢＦ処理部、
２７，２７Ａ，２７Ｂ…ＣＦＡＲ処理部、２８，２８Ａ，２８Ｂ…測角部、２９…ビーム方向抽出部、３０…レンジ−角度軸相関処理部、
３１…ＳＩＭＯ処理部、Ｊ１〜ＪＮ…周波数抽出部、Ｋ…Σ＆Δウェイト設定部（Ｍｃｈ）、Ｌ…Σ＆Δビーム形成部（Ｍｃｈ合成）、Ｍ…ＰＲＩ軸ＦＦＴ処理部、Ｎ…参照信号発生部、Ｏ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、Ｐ…乗算部、Ｑ…レンジ軸逆ＦＦＴ処理部、
３２…ＣＦＡＲ処理部、３３…測角部、３４…Σ＆Δ抽出部、３５…レンジ高分解能処理部、３５１…Σｃｈ１・Σｃｈ２生成部、３５２…Σ1 形成部、３５３…レンジ軸ＦＦＴ処理部、３５４…平均相関行列演算部、３５５…ＭＵＳＩＣ処理部、３５６…ＣＦＡＲ検出部、３５７…Σ2形成部、３５８…レンジ軸ＦＦＴ処理部、３５９…平均相関行列演算部、３５Ａ…ＭＵＳＩＣ処理部、３５Ｂ…ＣＦＡＲ検出部、３５Ｃ…レンジ・測角算出部。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Transmission radar, 11 ... Reference signal generation part, 121-12 N ... Range axis FFT process part, 131-13 N ... Frequency filter, 141-14 N ... Range axis inverse FFT process part, 151-15 N ... RF signal modulation part, 161 ... 16 N: phase shifter, 171 to 17 N: amplifier, 181 to 18 N: antenna, 19: beam control unit,
2 ... reception radar, 211 to 21 M ... antenna element, 221 to 22 M ... amplifier, 23 ... frequency converter, 24 ... AD converter, 251 to 25 M ... range axis FFT processing unit,
26, 26A, 26B: MIMO processing unit, A11 to A1N, ..., AM1 to AMN: frequency extraction unit, B1 to BN: MIMO && Δ weight setting unit (Mch), C1 to CN ... MIMO && Δ beam forming unit (Mch composition), D1 ... DN: PRI-FFT processing unit, E1 to EN: reference signal generating unit, F1 to FN: range axis FFT processing unit, G1 to GN: multiplication unit, H1 to HN: range axis inverse FFT processing unit, I: DBF processing Department,
27, 27A, 27B: CFAR processing unit 28, 28, 28A, 28B: angle measurement unit, 29: beam direction extraction unit, 30: range-angle axis correlation processing unit,
31 SIMO processing unit J1 to JN frequency extraction unit K && Δ weight setting unit (Mch) L && Δ beam forming unit (Mch combination) M ... PRI axis FFT processing unit N ... reference signal generation unit O: range axis FFT processing unit, P: multiplication unit, Q: range axis inverse FFT processing unit,
32 ... CFAR processing unit, 33 ... angle measurement unit, 34 ... && Δ extraction unit, 35 ... range high resolution processing unit, 351 ... chch1 · chch 2 generation unit, 352 ... Σ1 formation unit, 353 ... range axis FFT processing unit, 354 ... Average correlation matrix calculation unit 355: MUSIC processing unit 356: CFAR detection unit 357: Σ 2 formation unit 358: Range axis FFT processing unit 359: Average correlation matrix calculation unit 35A: MUSIC processing unit 35B: CFAR detection Part, 35C ... range and angle measurement calculation part.

Claims (6)

第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備し、
前記送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、
前記受信レーダは、前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標が存在する範囲を選定する第１の処理を備え、前記第１の処理で選定された範囲に向けてＳＩＭＯ（Single Input Multiple Output ）ビームを形成して、前記ＳＩＭＯビームの受信出力から目標を観測出力するレーダ装置。 A transmission radar provided with N (N is 2 or more) transmission antennas arranged in one dimension of a first axis, and M (M is two or more) arranged in one dimension of a second axis different from the first axis And a receiver radar with a row of receive antennas,
The transmission radar divides the modulated signal within the entire frequency band of the radar allocation band into N frequency bands, and modulates the antenna aperture plane into N corresponding subarrays (number of elements ≧ 1). Send
The reception radar divides the aperture plane of the transmission antenna into M (one or more) subarrays (number of elements 素 子 1), and divides the reception signal according to N frequency bands of transmission for each of the subarrays. After beam synthesis for M channels is performed for each of the divided N frequency band signals, the signals are converted to the same frequency band, compressed with a modulation signal corresponding to each frequency band, and N channels of beams The first processing is provided including a first process of obtaining a MIMO (Multiple Input Multiple Output) beam output of synthesized EL plane Nbel lines x AZ plane Nbaz lines and selecting a range in which a target exists from each beam output, and the first process The radar apparatus which forms a SIMO (Single Input Multiple Output) beam toward the range selected in and observes and outputs a target from the reception output of the SIMO beam. 第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備し、
前記送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、
前記受信レーダは、前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標が存在する範囲を選定する第１の処理を備え、前記第１の処理により選定された範囲についてレンジ軸に対する高分解能処理を施して目標を観測出力するレーダ装置。 A transmission radar provided with N (N is 2 or more) transmission antennas arranged in one dimension of a first axis, and M (M is two or more) arranged in one dimension of a second axis different from the first axis And a receiver radar with a row of receive antennas,
The transmission radar divides the modulated signal within the entire frequency band of the radar allocation band into N frequency bands, and modulates the antenna aperture plane into N corresponding subarrays (number of elements ≧ 1). Send
The reception radar divides the aperture plane of the transmission antenna into M (one or more) subarrays (number of elements 素 子 1), and divides the reception signal according to N frequency bands of transmission for each of the subarrays. After beam synthesis for M channels is performed for each of the divided N frequency band signals, the signals are converted to the same frequency band, compressed with a modulation signal corresponding to each frequency band, and N channels of beams The first processing is provided including a first process of obtaining a MIMO (Multiple Input Multiple Output) beam output of synthesized EL plane Nbel lines x AZ plane Nbaz lines and selecting a range in which a target exists from each beam output, and the first process A radar device that performs high-resolution processing on the range axis for the range selected by and observes and outputs a target. 第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備し、
前記送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、
前記受信レーダは、
前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標の観測値を取得すると共に、前記目標が存在する範囲を選定する第１の処理と、
前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ全周波数帯に周波数合成して、全周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理してＭＩＭＯビーム出力を得て、各ビーム出力から目標の観測値を取得する第２の処理と、
前記第１及び第２の処理それぞれの観測値による相関処理により、角度−レンジ軸における高分解能出力を取得し、前記第１の処理で選定された範囲に向けてＳＩＭＯ（Single Input Multiple Output ）ビームを形成して、前記ＳＩＭＯビームの受信出力から目標を観測出力して前記高分解能出力と相関処理して前記目標のレンジ及び角度を演算出力するレーダ装置。 A transmission radar provided with N (N is 2 or more) transmission antennas arranged in one dimension of a first axis, and M (M is two or more) arranged in one dimension of a second axis different from the first axis And a receiver radar with a row of receive antennas,
The transmission radar divides the modulated signal within the entire frequency band of the radar allocation band into N frequency bands, and modulates the antenna aperture plane into N corresponding subarrays (number of elements ≧ 1). Send
The receiving radar is
The aperture plane of the transmitting antenna is divided into M (one or more) subarrays (number of elements 1 1), and the received signal is divided according to N frequency bands of transmission for each of the subarrays, and N divided After beam synthesis for M channels is performed for each signal in the frequency band, each is converted to the same frequency band, compressed with a modulation signal corresponding to each frequency band, and EL plane on which beam synthesis is performed for N channels A first process of obtaining Nbel book × AZ plane Nbaz MIMO (Multiple Input Multiple Output) beam outputs, acquiring target observation values from each beam output, and selecting a range in which the targets exist.
The aperture plane of the transmitting antenna is divided into M (one or more) subarrays (number of elements 1 1), and the received signal is divided according to N frequency bands of transmission for each of the subarrays, and N divided The beam synthesis for M channels is performed for each signal in the frequency band, frequency synthesis is performed for each frequency band, compression processing is performed with modulation signals corresponding to the entire frequency band, and MIMO beam output is obtained. A second process of obtaining target observation values from
A high resolution output on the angle-range axis is acquired by correlation processing using observed values of each of the first and second processing, and a SIMO (Single Input Multiple Output) beam is directed toward the range selected in the first processing. A radar apparatus for observing and outputting a target from the reception output of the SIMO beam, performing correlation processing with the high resolution output, and calculating and outputting a range and an angle of the target. 第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備し、
前記送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、
前記受信レーダは、
前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標の観測値を取得すると共に、前記目標が存在する範囲を選定する第１の処理と、
前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ全周波数帯に周波数合成して、全周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理してＭＩＭＯビーム出力を得て、各ビーム出力から目標の観測値を取得する第２の処理と、
前記第１及び第２の処理それぞれの観測値による相関処理により、角度−レンジ軸における高分解能出力を取得し、さらにレンジ軸に対する高分解能処理を施して目標を観測出力するレーダ装置。 A transmission radar provided with N (N is 2 or more) transmission antennas arranged in one dimension of a first axis, and M (M is two or more) arranged in one dimension of a second axis different from the first axis And a receiver radar with a row of receive antennas,
The transmission radar divides the modulated signal within the entire frequency band of the radar allocation band into N frequency bands, and modulates the antenna aperture plane into N corresponding subarrays (number of elements ≧ 1). Send
The receiving radar is
The aperture plane of the transmitting antenna is divided into M (one or more) subarrays (number of elements 1 1), and the received signal is divided according to N frequency bands of transmission for each of the subarrays, and N divided After beam synthesis for M channels is performed for each signal in the frequency band, each is converted to the same frequency band, compressed with a modulation signal corresponding to each frequency band, and EL plane on which beam synthesis is performed for N channels A first process of obtaining Nbel book × AZ plane Nbaz MIMO (Multiple Input Multiple Output) beam outputs, acquiring target observation values from each beam output, and selecting a range in which the targets exist.
The aperture plane of the transmitting antenna is divided into M (one or more) subarrays (number of elements 1 1), and the received signal is divided according to N frequency bands of transmission for each of the subarrays, and N divided The beam synthesis for M channels is performed for each signal in the frequency band, frequency synthesis is performed for each frequency band, compression processing is performed with modulation signals corresponding to the entire frequency band, and MIMO beam output is obtained. A second process of obtaining target observation values from
A radar apparatus which acquires a high resolution output on an angle-range axis by performing correlation processing using observed values of the first and second processes, and further performs high resolution processing on the range axis to observe and output a target. 請求項１乃至請求項４いずれか記載のレーダ装置であり、送受信パラメータの異なる複数セットのレーダ装置について同一アンテナ開口面に共用配列した共用アンテナ装置に接続されるレーダ装置。   The radar apparatus according to any one of claims 1 to 4, wherein a plurality of sets of radar apparatuses having different transmission / reception parameters are connected to a common antenna apparatus shared and arranged on the same antenna aperture plane. 第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備するレーダ装置に用いられ、
前記送信レーダ側は、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、
前記受信レーダ側は、前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標が存在する範囲を選定し、選定された範囲に向けてＳＩＭＯ（Single Input Multiple Output ）ビームを形成して、前記ＳＩＭＯビームの受信出力から目標を観測出力するレーダ装置のレーダ信号処理方法。 A transmission radar provided with N (N is 2 or more) transmission antennas arranged in one dimension of a first axis, and M (M is two or more) arranged in one dimension of a second axis different from the first axis Used in a radar system comprising a receiving radar comprising a series of receiving antennas,
The transmission radar side divides the signal modulated in the entire frequency band of the radar allocation band into N frequency bands, and modulates the antenna aperture plane corresponding to a subarray (number of elements 1 1) divided into N. Send a signal,
The reception radar side divides the aperture plane of the transmission antenna into M (one or more) subarrays (number of elements 1 1), and divides the reception signal according to N frequency bands of transmission for each of the subarrays Then, beam synthesis is performed for M channels for each of the divided N frequency band signals, then converted to the same frequency band, and compression processing is performed using the modulation signal corresponding to each frequency band. Obtain beam output of EL surface Nbel's × AZ surface Nbaz's MIMO (Multiple Input Multiple Output) beam output, select the range where the target exists from each beam output, and direct SIMO (Single) to the selected range (Input Multiple Output) A radar signal processing method for a radar device, which forms a beam and observes and outputs a target from the reception output of the SIMO beam.

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