JP6509675B2 - Antenna device and radar device - Google Patents
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Description
本実施形態は、アンテナ装置及びレーダ装置に関する。 The present embodiment relates to an antenna device and a radar device.
従来のレーダ装置のアンテナでは、許容されるアンテナ開口を有効に使うために、縦Ｎ段、横Ｍ列のＮ×Ｍの全素子について、送信及び受信機能をもつ送受信モジュールを配列して送受共用とする。このため、全Ｎ×Ｍ素子に対応する送受信モジュールの装備によって高コストになる問題があった。また、複数の周波数帯や偏波を共用する場合には、ハードウェア（ＨＷ）構成が複雑になり、更に高コストになる問題があった。 In the antenna of the conventional radar device, in order to effectively use the allowable antenna aperture, transmission / reception modules having transmitting and receiving functions are arranged for all elements of N × M elements in N vertical rows and M horizontal rows to share transmission / reception I assume. For this reason, there is a problem that the cost becomes high due to the provision of the transmission / reception module corresponding to all N × M elements. In addition, in the case of sharing a plurality of frequency bands and polarizations, the hardware (HW) configuration becomes complicated, and there is a problem that the cost is further increased.
以上述べたように、従来のレーダ装置のアンテナでは、許容されるアンテナ開口を有効に使うために、縦Ｎ段、横Ｍ列のＮ×Ｍの全素子について、送信及び受信機能をもつ送受信モジュールを配列するため、高コストになる問題があった。また、複数の周波数帯や偏波を共用する場合には、ハードウェア（ＨＷ）構成が複雑になり、更に高コストになる問題があった。 As described above, in the antenna of the conventional radar device, in order to effectively use the allowable antenna aperture, a transmitting and receiving module having transmitting and receiving functions for all N × M elements of N vertical rows and M horizontal rows There is a problem of high cost because of the arrangement of In addition, in the case of sharing a plurality of frequency bands and polarizations, the hardware (HW) configuration becomes complicated, and there is a problem that the cost is further increased.
本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、アンテナ開口を低コストで有効活用可能なアンテナ装置とレーダ装置を提供することを目的とする。 This embodiment is made in view of the above-mentioned subject, and it aims at providing an antenna device and a radar device which can use antenna opening effectively at low cost.
上記の課題を解決するために、本実施形態に係るアンテナ装置は、第１の軸に沿ってＮ（Ｎは２以上の自然数）個の素子を一次元に配列して素子毎に受信した素子信号Xan（ｎ＝１〜Ｎ）を得る第１の受信アレイと、前記第１の軸と異なる第２の軸に沿ってＭ（Ｍは２以上の自然数）個の素子を一次元に配列して素子毎に受信した素子信号Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）を得る第２の受信アレイとを具備し、前記第１の受信アレイのＮ個の素子信号Xanと前記第２の受信アレイのＭ個の素子信号Xbmとを乗算することでＮ×Ｍ素子による仮想平面アレイの素子信号Xan×Xbmを生成して、その素子信号に所定のウェイトを乗算し加算してアンテナビームを形成する。 In order to solve the above-mentioned subject, the antenna device concerning this embodiment arranges N (N is a natural number of 2 or more) elements one-dimensionally along the 1st axis, and the element received for every element A first receiving array for obtaining a signal Xan (n = 1 to N) and M (M is a natural number of 2 or more) elements are arranged in one dimension along a second axis different from the first axis. A second receiving array for obtaining element signals Xbm (m = 1 to M) received for each element, and N element signals Xan of the first receiving array and M of the second receiving array An element signal Xan × Xbm of a virtual planar array of N × M elements is generated by multiplying each element signal Xbm, and the element signal is multiplied by a predetermined weight and added to form an antenna beam.
また、本実施形態に係るレーダ装置は、第１の軸に沿ってＮ（Ｎは２以上の自然数）個の素子を一次元に配列して素子毎に受信した素子信号Xan（ｎ＝１〜Ｎ）を得る第１の受信アレイと、前記第１の軸と異なる第２の軸に沿ってＭ（Ｍは２以上の自然数）個の素子を一次元に配列して素子毎に受信した素子信号Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）を得る第２の受信アレイとを備え、前記第１の受信アレイのＮ個の素子信号Xanと前記第２の受信アレイのＭ個の素子信号Xbmとを乗算することでＮ×Ｍ素子による仮想平面アレイの素子信号Xan×Xbmを生成して、その素子信号に所定のウェイトを乗算し加算してアンテナビームを形成する受信アンテナと、
前記第１の受信アレイ及び前記第２の受信アレイの周囲に配置される送信アンテナとを具備する。
Further, the radar apparatus according to the present embodiment receives element signals Xan (n = 1 to n) in which N (N is a natural number of 2 or more) elements are arrayed in one dimension along the first axis . N) A first receiving array for obtaining N, and M (M is a natural number of 2 or more) elements arrayed in one dimension along a second axis different from the first axis and received for each element And a second receiving array for obtaining signals Xbm (m = 1 to M) , wherein N element signals Xan of the first receiving array and M element signals Xbm of the second receiving array are multiplied. Generating an element signal Xan × Xbm of a virtual planar array by N × M elements , multiplying the element signal by a predetermined weight, and adding them to form an antenna beam ;
And a transmitting antenna disposed around the first receiving array and the second receiving array.
以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。なお、以下の説明において、アンテナ装置の実施形態はレーダ装置に適用されるものとする。 Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings. In the description of each embodiment, the same parts will be denoted by the same reference numerals, and overlapping descriptions will be omitted. In the following description, the embodiment of the antenna device is applied to a radar device.
（第１の実施形態）（２軸の仮想受信アレイ素子によるビーム形成）
図１乃至図３を参照して、第１の実施形態に係るアンテナ装置について説明する。なお、ここではレーダ装置に適用されるものとする。
(First embodiment) (Beam forming by two-axis virtual receiving array element)
The antenna device according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 3. In addition, it shall apply to a radar apparatus here.
図１は本実施形態に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図１において、１Ａ１〜１ＡＮはＡ軸（図中、縦方向の軸）に配列されるアンテナ素子、１Ｂ１〜１ＢＭはＡ軸とは異なるＢ軸（図中、横方向の軸）に配列されるアンテナ素子である。Ａ軸に配列されるアンテナ素子１Ａ１〜１ＡＮで捕捉された信号は増幅器２Ａ１〜２ＡＮで増幅されて周波数変換器３Ａに送られ、それぞれベースバンドの信号に変換された後、ＡＤ変換器４Ａでデジタル信号に変換されて１〜ＮｃｈのＡ軸受信信号＃Ａ１〜＃ＡＮとして仮想アレイ素子生成器５に送られる。一方、Ｂ軸に配列されるアンテナ素子１Ｂ１〜１ＢＭで捕捉された信号は増幅器２Ｂ１〜２ＢＭで増幅されて周波数変換器３Ｂに送られ、それぞれベースバンドの信号に変換された後、ＡＤ変換器４Ｂでデジタル信号に変換されて１〜ＮｃｈのＢ軸受信信号＃Ｂ１〜＃ＢＮとして仮想アレイ素子生成器５に送られる。
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the antenna device according to the present embodiment. In FIG. 1, 1A1 to 1AN are antenna elements arranged in the A axis (vertical axis in the figure), and 1B1 to 1BM are arranged in the B axis (horizontal axis in the figure) different from the A axis It is an antenna element. The signals captured by the antenna elements 1A1 to 1AN arranged on the A axis are amplified by the amplifiers 2A1 to 2AN, sent to the
上記仮想アレイ素子生成器５は、Ａ軸受信信号＃Ａ１〜＃ＡＮとＢ軸受信信号＃Ｂ１〜＃ＢＮを用いて、素子信号毎の乗算演算を行うことで、１〜Ｎ×Ｍｃｈの仮想アレイ信号＃１〜＃Ｎ×Ｍを生成する。ここで生成された仮想アレイ信号＃１〜＃Ｎ×Ｍはビーム形成器６に送られる。このビーム形成器６は仮想アレイ信号＃１〜＃Ｎ×Ｍから＃１〜＃Ｂのマルチビームを形成する。
The virtual
上記構成において、図２及び図３を参照して、異なる２軸のリニアアレイを用いた受信方式について述べる。図２は、図１に示すアンテナ装置において、受信仮想アレイが形成される様子を示す概念図で、（ａ）はＬ字型に配列される２軸のリニアアレイ、（ｂ）は受信素子信号の乗算により形成される仮想アレイを示している。また、図３は、図１に示すアンテナ装置において、２軸配列のリニアアレイによる観測座標系を示している。 In the above configuration, a reception system using different 2-axis linear arrays will be described with reference to FIG. 2 and FIG. FIG. 2 is a conceptual diagram showing how a receiving virtual array is formed in the antenna device shown in FIG. 1. (a) is a two-axis linear array arranged in an L shape, (b) is a receiving element signal Shows a virtual array formed by multiplication of. Further, FIG. 3 shows an observation coordinate system by a linear array of biaxial alignment in the antenna device shown in FIG.
まず縦方向のＡ軸のリニアアレイについては、アンテナ素子１Ａ１〜１ＡＮの捕捉信号を周波数変換器３Ａでベースバンドに変換し、更にＡＤ変換器４Ｂでデジタル信号に変換する。同様に、横方向のＢ軸のリニアアレイについては、アンテナ素子１Ｂ１〜１ＢＭの捕捉信号を周波数変換器３Ｂでベースバンドに変換し、更にＡＤ変換器４Ｂでデジタル信号に変換する。
First, for the linear array of the A axis in the longitudinal direction, the capture signal of the antenna elements 1A1 to 1AN is converted to the baseband by the
Ａ，Ｂ両軸の信号を用いて、仮想アレイ素子生成器５にて素子信号毎の乗算演算により、Ｎ×Ｍの仮想アレイ信号を生成する。これを定式化する。まず、観測方向（AZ,EL）を含めた２軸の入力信号を、それぞれXa，Xbと表すと次式となる。
（１）式において、an，bmは次式で定義される。
また、（２）式において、ka，kb，dan，dbmは次式で定義される。
なお、上式では、Ａ軸アレイとＢ軸アレイの離隔距離が大きい場合を考えて、ＡＺ角とＥＬ角を添え字のａ,ｂをつけて区分けしているが、離隔距離が小さい場合には、Ａ軸アレイとＢ軸アレイからみたＡＺ角とＥＬ角は等しくなる。 In the above equation, the a and b subscripts are added to the AZ angle and the EL angle in consideration of the case where the separation distance between the A-axis array and the B-axis array is large, but the separation distance is small. Is equal to the AZ angle and the EL angle viewed from the A-axis array and the B-axis array.
以上より、仮想平面アレイの位相中心に入力される信号Xinとすると、２軸の信号XaとXbは次式となる。
この信号を用いて、本実施形態の要点である両ベクトルの乗算を行うと、次式となる。
各要素は次式となる。
ここで、Ａ軸アレイとＢ軸アレイの離隔距離が小さい場合を考えて、ka＝kbとすると、次式となる。
これは、乗算演算により、anとbmの位置ベクトルの加算の位置に仮想素子信号が生成されることを示している。 This indicates that a virtual element signal is generated at the position of addition of the an and bm position vectors by the multiplication operation.
受信ビーム出力は、ビーム形成器６において、（５）式の要素にサイドローブ低減用のウェイトとして、サイドローブ低減用のテーラーウェイト（非特許文献３）等を乗算し、ビーム指向方向制御用の複素ウェイトを乗算した後、ＤＢＦ（Digital Beam Forming、非特許文献１）による加算を行い、次式となる。
（８）式において、ビーム指向方向制御用の複素ウェイトWpnmは次式で表現できる。
（９）式において、kpは次式で定義される。
この仮想アレイ信号Ｘを用いて、マルチビームを形成するには、（８）式のAZp，ELpを複数設定すればよい。 In order to form a multi-beam by using this virtual array signal X, a plurality of AZp and ELp in the equation (8) may be set.
以上のように、本実施形態は、Ａ軸とＢ軸の２軸の受信信号を用いて、乗算演算により仮想アレイ素子信号を生成している。この方式は、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output,非特許文献２）において、Ｎｃｈの送信信号とＭｃｈの受信信号より、Ｎ×Ｍの仮想アレイ信号を得る方式に相当するが、ＭＩＭＯが送信し受信する信号が自動的に乗算演算を実施しているのに対して、本実施形態の方式では受信×受信の乗算演算を行っていることに特徴がある。 As described above, in the present embodiment, virtual array element signals are generated by multiplication using received signals of two axes of the A axis and the B axis. This method corresponds to a method of obtaining an N × M virtual array signal from Nch transmit signals and Mch receive signals in MIMO (Multiple Input Multiple Output, Non-Patent Document 2), but MIMO transmits and receives While the signal automatically performs the multiplication operation, the method of the present embodiment is characterized in that the reception × reception multiplication operation is performed.
なお、乗算信号を用いることにより、各仮想アレイ素子信号間の熱雑音に相関成分が発生するため、無相関の場合に比べて、ビーム出力におけるＳＮ比（信号対熱雑音電力比）が変動する場合もある。これによって所要の利得が不足する場合には、Ａ軸のアンテナ素子１Ａ１〜１ＡＮまたはＢ軸アンテナ素子１Ｂ１〜１ＢＭを、必要な利得を補償できるようにサブアレイ化してもよい。この場合、サブアレイビームを電子走査する必要がある場合には、アンテナ素子の各々に移相器を配備して、それぞれ位相制御することにより走査すればよい。また、ハードウェア規模が許容できるのであれば、アナログ合成のサブアレイではなく、Ａ軸またはＢ軸の列数を必要な利得分増やし、周波数変換器やＡＤ変換器も増やして、ＤＢＦ合成するようにしてもよい。 Note that by using a multiplication signal, a correlation component is generated in thermal noise between each virtual array element signal, so that the SN ratio (signal to thermal noise power ratio) in beam output fluctuates compared to the case of no correlation. In some cases. If the required gain is thereby insufficient, the A-axis antenna elements 1A1 to 1AN or the B-axis antenna elements 1B1 to 1BM may be sub-arrayed so as to compensate for the required gain. In this case, when it is necessary to electronically scan the sub-array beams, phase shifters may be provided for each of the antenna elements, and scanning may be performed by phase control. Also, if the hardware scale is acceptable, increase the number of A-axis or B-axis columns by the necessary gain instead of the analog synthesis sub-array, increase the frequency converter and AD converter, and perform DBF synthesis. May be
すなわち、本実施形態に係るアンテナ装置では、Ａ軸に沿って一次元に配列したＮ素子受信アレイ（Xan、ｎ＝１〜Ｎ）と、それと異なるＢ軸に沿って一次元に配列したＭ素子受信アレイ(Xbm、ｍ＝１〜Ｍ)において、両軸の素子信号の乗算Xan×Xbm（ｎ＝１〜Ｎ、ｍ＝１〜Ｍ）によりＮ×Ｍ素子の仮想アレイ信号を生成して、その素子信号に所定のウェイトを乗算して加算することにより、アンテナビームを形成するようにしている。このため、異なる２軸のＮ段とＭ列のリニアアレイ信号を用いて、仮想的な面アレイのＮ×Ｍの受信素子信号を生成することができ、これによって任意のマルチビームを形成することができ、アンテナ開口を低コストで有効活用することができる。 That is, in the antenna device according to the present embodiment, an N element reception array (Xan, n = 1 to N) arrayed in one dimension along the A axis and an M element arrayed in one dimension along the different B axis In the reception array (Xbm, m = 1 to M), a virtual array signal of N × M elements is generated by multiplication of element signals of both axes Xan × Xbm (n = 1 to N, m = 1 to M), The element signal is multiplied by a predetermined weight and added to form an antenna beam. For this reason, it is possible to generate N × M receiving element signals of a virtual plane array by using linear array signals of N stages and M columns of different two axes, thereby forming arbitrary multi-beams. The antenna aperture can be used effectively at low cost.
（第２の実施形態）（平面アレイによる受信仮想アレイ）
次に、第２の実施形態に係るアンテナ装置について、図４及び図５を参照して説明する。第１の実施形態では、２軸のリニアアレイを用いる方式について述べた。これに対して、第２の実施形態では、受信平面アレイを用いる場合について述べる。これは、通常の平面アレイのビーム形成用のアレイに対して、本実施形態の手法を切り替え適用する場合のためである。
Second Embodiment Receiving Virtual Array by Planar Array
Next, an antenna device according to a second embodiment will be described with reference to FIGS. 4 and 5. In the first embodiment, a scheme using a 2-axis linear array has been described. On the other hand, in the second embodiment, the case of using a receiving plane array will be described. This is for the case where the method of the present embodiment is switched and applied to an array for beam formation of a normal planar array.
図４は、第２の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図、図５は図４に示すアンテナ装置において受信仮想アレイが形成される様子を示す概念図である。
図４において、１１１〜１ＮＭはＮ段、Ｍ列に配列されるアンテナ素子である。各アンテナ素子１１１〜１ＮＭの捕捉信号はそれぞれ受信増幅器２１１〜２ＮＭで増幅された後、２系統に分配される。一方の系統には縦段（Ａ軸）用の受信移相器７Ａ１１〜７ＡＮＭが設けられ、他方の系統には横列（Ｂ軸）用の受信移相器７Ｂ１１〜７ＢＮＭが設けられる。
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the antenna device according to the second embodiment, and FIG. 5 is a conceptual diagram showing how a reception virtual array is formed in the antenna device shown in FIG.
In FIG. 4,
縦段（Ａ軸）の系統の受信信号は、受信移相器７Ａ１１〜７ＡＮＭで位相制御が施され、給電回路構成の縦段（Ａ軸）用の受信合成器８Ａ１〜８ＡＭにより縦段毎に合成されてＭ列の合成信号Ｘｂ１〜ＸｂＭが生成され、図示しない周波数変換器でベースバンドに変換され、ＡＤ変換器でデジタル信号に変換されてＤＢＦ信号として出力される。 Received signals of the vertical stage (A axis) system are subjected to phase control by the reception phase shifters 7A11 to 7ANM, and are received for each vertical stage by the reception combiner 8A1 to 8AM for the vertical stage (A axis) of the feed circuit configuration. The synthesized signals Xb1 to XbM of M columns are generated, converted to a baseband by a frequency converter (not shown), converted to a digital signal by an AD converter, and output as a DBF signal.
同様に、横列（Ｂ軸）の系統の受信信号は、受信移相器７Ｂ１１〜７ＢＮＭで位相制御が施され、給電回路構成の横列（Ｂ軸）用の受信合成器８Ｂ１〜８ＢＮにより横列毎に合成されてＮ段の合成信号Ｘａ１〜ＸａＮが生成され、図示しない周波数変換器でベースバンドに変換され、ＡＤ変換器でデジタル信号に変換されてＤＢＦ信号として出力される。 Similarly, the received signals of the system of the row (B axis) are subjected to phase control by the reception phase shifters 7B11 to 7BNM, and are received for each row by the reception combiner 8B1 to 8BN for the row (B axis) of the feed circuit configuration The signals are combined to generate N combined signals Xa1 to XaN, which are converted to baseband by a frequency converter (not shown), converted to digital signals by an AD converter, and output as DBF signals.
上記構成において、本実施形態の平面アレイによる受信仮想アレイについて、図５を参照して説明する。 In the above configuration, the reception virtual array according to the flat array of the present embodiment will be described with reference to FIG.
図５（ａ）は、Ｎ段受信信号Ｘａ１〜ＸａＮ、Ｍ列受信信号Ｘｂ１〜ＸｂＭのＮ×Ｍ受信アレイを示している。この受信アレイを仮想的に形成するため、図５（ｂ）に示すように各段、各列毎に観測範囲を覆うビームを形成する。ここで、受信素子信号の乗算演算により、図５（ｃ）に示すＮ×Ｍ素子による仮想アレイが形成される。 FIG. 5A shows an N × M reception array of N-stage reception signals Xa1 to XaN and M-column reception signals Xb1 to XbM. In order to form this receiving array virtually, as shown in FIG. 5B, a beam is formed to cover the observation range for each stage and each row. Here, a virtual array of N × M elements shown in FIG. 5C is formed by the multiplication operation of the reception element signals.
具体的には、まず、形成ビームが目的の捜索範囲を覆うように、受信移相器７Ａ１１〜７ＡＮＭ，７Ｂ１１〜７ＢＮＭの位相を設定する。広角範囲にビ−ム形成するには、例えば、開口中央部を中心として、開口端で２次位相を設定する方式がある。Ａ軸及びＢ軸のアレイに対して、ビーム走査角も含めて定式化すると次の通りである。
なお、リニアアレイであるため、Ａ軸はＥＬ角走査、Ｂ軸はＡＺ角走査のみとなる。 In addition, since it is a linear array, A axis | shaft becomes only EL angle scanning and B axis becomes only AZ angle scanning.
上記の処理により、Ａ軸とＢ軸のリニアアレイの信号が得られるため、第１の実施形態と同様の手法で仮想面アレイの信号を生成し、任意のビームを形成することができる。 By the above processing, since signals of linear arrays of A axis and B axis can be obtained, signals of a virtual plane array can be generated and an arbitrary beam can be formed by the same method as the first embodiment.
以上の説明では、Ａ軸とＢ軸の２次位相を設定し、合成回路によりアナログビームを形成した後、仮想アレイ素子信号を得る方式について述べたが、アナログ合成の際に、不要波の方向にヌルを形成する手法等を含む、任意の位相制御を行う方式（非特許文献４）を採用してもよい。 In the above description, the method of obtaining the virtual array element signal after setting the secondary phase of the A axis and the B axis and forming an analog beam by the combining circuit has been described. A method (non-patent document 4) of performing arbitrary phase control may be adopted, including a method of forming a null in the above.
以上のように、本実施形態に係るアンテナ装置は、所定の１軸（Ａ軸）はＮ素子（Ｎ段）、それと異なる１軸（Ｂ軸）におけるＭ素子（Ｍ列）のＮ×Ｍ素子の平面アレイにおいて、Ａ軸の各々の段において移相器Pam（ｍ＝１〜Ｍ）により位相を制御した後にアナログ合成し、Ｂ軸の各々の列において、移相器Pbn（ｎ＝１〜Ｎ）により位相を制御した後にアナログ合成した出力を、それぞれＡ軸のＮ素子受信アレイ（Xan、ｎ＝１〜Ｎ）と、Ｂ軸の一次元に配列したＭ素子受信アレイ(Xbm、ｍ＝１〜Ｍ)として、両軸の素子信号の乗算Xan×Xbm（ｎ＝１〜Ｎ、ｍ＝１〜Ｍ）によりＮ×Ｍ素子の仮想アレイ信号を生成して、その素子信号に所定のウェイトを乗算して加算することにより、アンテナビームを形成する。すなわち、面アレイの場合に、異なる２軸のＮ段とＭ列の合成後のリニアアレイ信号を用いて、仮想的な平面アレイのＮ×Ｍの受信素子信号を生成して、任意のマルチビームを形成することができる。 As described above, in the antenna device according to the present embodiment, the predetermined 1 axis (A axis) is N elements (N stages), and the N × M elements of M elements (M columns) in 1 axis (B axis) different therefrom In the planar array, the phase is controlled by the phase shifter Pam (m = 1 to M) in each stage of the A axis and then analog synthesis is performed, and in each column of the B axis, the phase shifter Pbn (n = 1 to The outputs obtained by analog synthesis after phase control by N) are respectively arranged on an A-axis N-element receive array (Xan, n = 1 to N) and an B-axis M-element receive array (Xbm, m = A virtual array signal of N × M elements is generated by multiplying the element signals of both axes by Xan × Xbm (n = 1 to N, m = 1 to M) as 1 to M), and predetermined weights are given to the element signals Form the antenna beam by multiplying and adding. That is, in the case of a plane array, an N × M reception element signal of a virtual plane array is generated using a linear array signal after combining N stages and M columns of different two axes, and an arbitrary multi-beam is generated. Can be formed.
（第３の実施形態）（間引きを用いた平面アレイによる受信仮想アレイ）
第２の実施形態では、面アレイの信号を用いて、仮想アレイによってビーム形成する手法について述べた。この際に、コスト低減等のために間引きアレイ（非特許文献５）にする方式がある。
Third Embodiment (Received Virtual Array by Flat Array Using Thinning)
In the second embodiment, the method of forming a beam by a virtual array is described using signals of the surface array. At this time, there is a method of using a thinning array (Non-Patent Document 5) for cost reduction and the like.
図６は第３の実施形態に係るアンテナ装置として、間引きアレイ構成を適用した場合の素子配列例を示す概念図である。図６において、（ａ）は間引きアレイの素子配列、（ｂ）は縦列及び横段のリニアアレイ合成による素子配列、（ｃ）は（ｂ）の受信素子信号の乗算により形成される仮想アレイを示している。本実施形態では、図６（ａ）に示すように、各段、各列において素子の間引き位置が異なっている。 FIG. 6 is a conceptual view showing an example of the element arrangement when the thinning array configuration is applied as the antenna apparatus according to the third embodiment. In FIG. 6, (a) is an element arrangement of a thinning array, (b) is an element arrangement by linear array combination of columns and rows, and (c) is a virtual array formed by multiplication of reception element signals of (b). It shows. In this embodiment, as shown in FIG. 6A, the thinning positions of the elements are different in each stage and each column.
間引きアレイでは、一般にグレーティングローブが発生する。しかしながら、本実施形態では、第２の実施形態で説明した手法でＡ軸及びＢ軸給電回路による受信合成器により合成してＡ軸及びＢ軸の信号を得るとき、Ａ軸の各段、Ｂ軸の各列のリニアアレイで間引きの位置が異なるため、その後、仮想アレイ素子信号を生成すると、各素子信号に対するグレーティングローブの影響は軽減されている。このため、その仮想アレイ素子信号を用いてビーム形成しても、間引きアレイの影響は軽減されている。したがって、間引きアレイ構成であっても、第２の実施形態と同様の方式で、グレーティングローブの影響の小さい任意のビームを形成することができる。 In thinning arrays, grating lobes generally occur. However, in the present embodiment, when the A-axis and B-axis signals are obtained by combining with the receiving and combining device with the A-axis and B-axis feeding circuits by the method described in the second embodiment, Since the position of thinning is different in the linear array of each column of axes, when virtual array element signals are subsequently generated, the influence of grating lobes on each element signal is reduced. Therefore, even if beam forming is performed using the virtual array element signal, the influence of the thinning array is reduced. Therefore, even in the thinning array configuration, it is possible to form any beam with small influence of grating lobes in the same manner as in the second embodiment.
以上のように、本実施形態に係るアンテナ装置は、面配列の受信アレイ素子を間引いてコスト低減を図る。このとき、間引きアンテナの面アレイをアナログ合成する際に、間引きによるグレーティングロ−ブ発生の影響を軽減することができる。また、影響が残存する場合でも、仮想アレイ素子により、グレーティングローブ発生の方向のサイドローブを低減することができる。 As described above, in the antenna device according to the present embodiment, cost reduction is achieved by thinning out the reception array elements in the plane arrangement. At this time, the influence of the generation of grating lobes due to thinning can be reduced when the planar array of thinning antennas is analog-synthesized. In addition, even when the influence remains, the virtual array element can reduce side lobes in the direction of grating lobe generation.
（第４の実施形態）（複数種アンテナの共用）
図７及び図８を参照して第４の実施形態に係るアンテナ装置について説明する。ここでは、複数の周波数帯、複数の偏波、複数の受信帯域等において互い共用する場合の例について述べる。
Fourth Embodiment Sharing of Multiple Antennas
An antenna apparatus according to a fourth embodiment will be described with reference to FIGS. 7 and 8. Here, an example will be described in which a plurality of frequency bands, a plurality of polarizations, a plurality of reception bands, and the like are mutually shared.
図７に、第４の実施形態に係るアンテナ装置として、互いに異なる種別１と種別２の受信リニアアレイをＬ字型に配置した場合の構成を示す。このＬ字型のリニアアレイを増やせば、２種別以上の場合にも対応できる。例えば、受信帯域を変える場合には、周波数変換器のローカル信号、ＡＤ変換器のサンプリング速度等を変えたものをＬ字型に配列することになる。以上の方式は異なる２軸であればよい。例えば図８に示すように、種別Ｔ１〜Ｔｐそれぞれを受け持つ受信Ｎ段と種別Ｒ１〜Ｒｐを受け持つＮ×Ｍ素子の受信仮想アレイを配列するようにしてもよい。これらの配置により、同一開口面に複数の種別の仮想アレイを構成することができる。
FIG. 7 shows a configuration in which L-shaped reception linear arrays of
具体的には、本実施形態では、偏波、周波数、受信帯域等を変えたＰセットのアンテナ装置を、同一アンテナ開口面に共用配列する場合を想定している。 Specifically, in the present embodiment, it is assumed that P sets of antenna apparatuses having different polarizations, frequencies, reception bands, and the like are shared and arrayed on the same antenna aperture plane.
すなわち、２軸のリニアアレイでは、２軸のアンテナに平行に偏波、周波数等を変えたＰセットのアンテナを付加することで、同一開口面に偏波または周波数共用アンテナを構成することができる。 That is, in a two-axis linear array, it is possible to configure a polarization or frequency sharing antenna in the same aperture plane by adding P sets of antennas whose polarization, frequency, etc. are changed in parallel to the two-axis antenna. .
（第５の実施形態）（送信及び２軸の仮想受信アレイ素子によるビーム形成）
第１の実施形態では、受信のみの場合について述べた。本実施形態は、レーダ装置のように送信を付加する場合について述べる。
(Fifth embodiment) (Beamforming with transmit and two axis virtual receive array elements)
In the first embodiment, the case of only reception has been described. This embodiment will describe the case where transmission is added like a radar device.
図９Ａ、図９Ｂは第５の実施形態に係るレーダ装置において、それぞれ受信アレイ、送信アレイの構成を示すブロック図で、図９Ａは受信系統、図９Ｂは送信系統を示している。このときの送受信アレイの外観を図１０に示す。 9A and 9B are block diagrams showing the configuration of a receiving array and a transmitting array, respectively, in the radar apparatus according to the fifth embodiment, and FIG. 9A shows a receiving system and FIG. 9B shows a transmitting system. The appearance of the transmitting and receiving array at this time is shown in FIG.
本実施形態の受信系統は、図９Ａに示すように、図１に示した第１の実施形態と同様の構成である。また、本実施形態の送信系統は、図９Ｂに示すように、送信信号を送信分配器１０によってＭ分配してＭ列の送信分配器１１１〜１１Ｍに供給し、各列の送信分配器１１１〜１１ＭによってＮ分配してＮ×Ｍ系統の送信信号を生成し、各系統の送信移相器１２１１〜１２ＮＭで位相を制御し、送信増幅器１３１１〜１３ＮＭで電力増幅した後、アンテナ素子１４１１〜１４ＮＭから送出する。
The reception system of this embodiment has the same configuration as that of the first embodiment shown in FIG. 1, as shown in FIG. 9A. Further, as shown in FIG. 9B, in the transmission system of the present embodiment, the
アレイの配置としては、図１０に示すように、送信面アレイの周囲にＬ字型に受信アレイを配置するのが開口を有効に活用していることになる。ビ−ム形成手法としては、図１０に示すように、送信ビームを所定の観測範囲に形成し、その範囲内に受信マルチビームを形成することにより、同時に広角範囲を観測することができる。 As for the arrangement of the array, as shown in FIG. 10, arranging the receiving array in an L shape around the transmitting surface array effectively utilizes the aperture. As a beam formation method, as shown in FIG. 10, the transmission beam can be formed within a predetermined observation range, and the reception multi-beam can be formed within that range, thereby simultaneously observing the wide angle range.
なお、送信は受信アレイと独立に設定できるため、送信アレイは任意の形状でよく、極端には固体化送信機や電子管の送信機を用いて、アンテナはパラボラアンテナにすることもできる。 Since the transmission can be set independently of the receiving array, the transmitting array may have an arbitrary shape, and the antenna may be a parabola antenna by using a solidifying transmitter or a transmitter of an electron tube at the extreme.
以上のように、第５の実施形態では、送信装置の周囲に、受信アレイを配置する。すなわち、送信装置の周囲に異なる２軸のＮ段とＭ列のリニアアレイ信号を用いて、仮想的な平面アレイのＮ×Ｍの受信素子信号を生成することにより、レーダ装置を構成することができる。 As described above, in the fifth embodiment, the reception array is arranged around the transmitter. That is, a radar apparatus can be configured by generating N × M reception element signals of a virtual planar array by using linear array signals of N stages and M columns of different two axes around the transmission apparatus. it can.
（第６の実施形態）（面アレイによる送信及び受信仮想アレイ）
第２の実施形態では、受信面アレイの場合について述べた。本実施形態では、送信と受信を共用にした面アレイの場合について述べる。
Sixth Embodiment (Transmission and Reception Virtual Array by Plane Array)
In the second embodiment, the case of the receiving surface array has been described. In this embodiment, the case of a plane array sharing transmission and reception will be described.
図１１は、第６の実施形態に係るレーダ装置において、送受信アレイアンテナの構成を示すブロック図、図１２は、図１１に示す送受信アレイアンテナの外観を示す図である。図１１において、送信系は図９Ｂに示す構成と同構成であり、受信系は図４に示す構成と同構成であり、両者はサーキュレータ１５１１〜１５ＮＭによって共用される。
FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of a transmitting and receiving array antenna in the radar apparatus according to the sixth embodiment, and FIG. 12 is a view showing the appearance of the transmitting and receiving array antenna shown in FIG. 11, the transmission system has the same configuration as the configuration shown in FIG. 9B, the reception system has the same configuration as the configuration shown in FIG. 4, and both are shared by the
受信のＡ軸及びＢ軸における受信合成器８１〜８Ｎ、９１〜９Ｍにおいて、受信マルチビームを形成するためには、所定の観測範囲の覆うビームを形成する必要がある。このため、図１２に示すように、Ａ軸用及びＢ軸用の２系統の受信移相器７１１〜７ＮＭが必要となる。送信については、所定の観測範囲を覆うように、面アレイとして送信移相器１１１１〜１１ＮＭを設定する。
In order to form reception multi-beams in the
以上のように、第６の実施形態では、送信アレイと受信アレイを共用するレーダ装置であり、開口面に送信及び受信アレイを共用して、受信は第２の実施形態の方法でビーム形成し、送信は独立にビーム形成することで、レーダ装置を構成することができる。 As described above, in the sixth embodiment, the radar apparatus shares the transmission array and the reception array, shares the transmission and reception arrays on the aperture plane, and receives the beamformed by the method of the second embodiment. The transmission can be beamformed independently to configure a radar apparatus.
（第７の実施形態）（間引きを用いた平面アレイによる送信及び受信仮想アレイ）
第６の実施形態では、面アレイの信号を用いて、仮想アレイによるビーム形成する手法について述べた。この際に、コスト低減等のために間引きアレイにする方式がある。図１３は第７の実施形態に係るレーダ装置のアンテナ装置として、間引きを用いた平面アレイによる送信及び受信仮想アレイの外観を示している。
(Seventh embodiment) (Transmission and reception virtual array by planar array using thinning)
In the sixth embodiment, the method of forming a beam by a virtual array has been described using plane array signals. At this time, there is a method of using a thinning array for cost reduction and the like. FIG. 13 shows the external appearance of a transmitting and receiving virtual array by a planar array using thinning as an antenna device of a radar system according to the seventh embodiment.
受信素子の間引きアレイにしても、第６の実施形態の手法でＡ軸及びＢ軸それぞれの素子出力を合成して、Ａ軸及びＢ軸の信号を得ると、第３の実施形態と同様の効果により、間引きによるグレーティングローブの影響を軽減することができる。 Even in the thinning array of the receiving element, when the element outputs of each of the A axis and the B axis are synthesized by the method of the sixth embodiment to obtain the signals of the A axis and the B axis, similar to the third embodiment The effect can reduce the influence of grating lobes due to thinning out.
また、送信素子の間引きアレイの場合については、送信間引きによるグレーティングローブ発生の方向に、受信仮想アレイ素子を用いたヌル制御ビーム（非特許文献６）を形成して、グレーティングローブの影響を抑圧することができる。 Also, in the case of a thinning array of transmission elements, a null control beam (Non-Patent Document 6) using a reception virtual array element is formed in the direction of grating lobe generation due to transmission thinning to suppress the influence of grating lobes. be able to.
以上のように、第７の実施形態では、少なくとも送信アレイか受信アレイを間引きし、グレーティングローブが発生する方向に、受信仮想アレイによるヌルを形成するレーダ装置を構成しているので、少なくとも送信アレイか受信アレイを間引きし、間引きアンテナを構成した場合でも、間引きによるグレーティングロ−ブの発生の影響を軽減することができ、影響が残存する場合でも、グレーティングローブが発生する方向に、受信仮想アレイによるヌルを形成することにより、間引きした場合でもサイドローブの低いレーダ装置を構成することができる。 As described above, in the seventh embodiment, the radar apparatus is configured to thin out at least the transmission array or the reception array and form nulls by the reception virtual array in the direction in which the grating lobe is generated. Even when the receiving array is thinned and a thinned antenna is configured, the influence of generation of grating lobes due to thinning can be reduced, and even if the influence remains, the reception virtual array is generated in the direction in which grating lobes are generated. By forming nulls, it is possible to configure a radar apparatus with a low side lobe even when thinned.
（第８の実施形態）（複数種の送信及び受信アンテナの共用）
次に、複数の周波数帯、複数の偏波、複数の受信帯域等の共用の場合の例について述べる。図１４は、第８の実施形態に係るレーダ装置として、異なる種別１（Ｆ１帯）と種別２（Ｆ２帯）の場合のＬ字型の構成の受信アレイを採用した場合である。本実施形態では、Ｆ１帯受信にＬ字型に配列したＭ１列とＮ１列を用い、Ｆ２帯受信にＬ字型に配列したＭ２列とＮ２列を用いている。このＬ字型の受信アレイを増やせば、２種別以上にも対応できる。送信については、開口共用でもよいが、実装を容易にするために分割する場合は、図１４に示すように、送信開口をＦ１送信（Ｎ１段毎送信）とＦ２帯送信（Ｎ２段毎送信）に分割すればよい。この構成において、送信出力、送信利得が不足する場合は、送信出力の増大、受信雑音指数の低減、開口面積の増加等で対応する。これらの配置により、同一開口面に複数の種別の仮想アレイを構成することができる。
Eighth Embodiment Sharing of Multiple Types of Transmitting and Receiving Antennas
Next, an example in the case of sharing a plurality of frequency bands, a plurality of polarizations, a plurality of reception bands and the like will be described. FIG. 14 shows the case where a receiving array having an L-shaped configuration in the case of different Type 1 (F1 band) and Type 2 (F2 band) is adopted as a radar device according to the eighth embodiment. In this embodiment, the M1 row and the N1 row arranged in the L shape are used for the F1 band reception, and the M2 row and the N2 row arranged in the L shape for the F2 band reception are used. If the number of L-shaped receiving arrays is increased, two or more types can be supported. Transmission may be aperture sharing, but in the case of division for ease of implementation, as shown in FIG. 14, the transmission aperture is F1 transmission (transmission every N1 stages) and F2 band transmission (transmission every N2 stages) It should be divided into In this configuration, when the transmission output and the transmission gain are insufficient, the increase of the transmission output, the reduction of the reception noise factor, the increase of the aperture area, and the like correspond. By these arrangements, it is possible to configure a plurality of types of virtual arrays on the same opening surface.
以上のように、第８の実施形態では、偏波、周波数、受信帯域等を変えたＰセットのレーダ装置を、同一アンテナ開口面に共用配列する。すなわち、第４の実施形態と同様に、送信装置を加え、アンテナに平行に偏波、周波数等を変えたＰセットのアンテナを付加することで、同一開口面に偏波または周波数共用のレーダ装置を構成することができる。 As described above, in the eighth embodiment, P sets of radar devices with different polarizations, frequencies, reception bands, and the like are shared and arranged on the same antenna aperture. That is, as in the fourth embodiment, a transmitting device is added, and a P set antenna in which polarization, frequency, etc. are changed in parallel is added to the antenna, so that a radar device sharing polarization or frequency on the same aperture plane Can be configured.
（第９の実施形態）（パルス圧縮レーダ装置）
チャープ変調を行うパルス圧縮レーダ（非特許文献７）の場合に、素子信号の乗算を行い仮想アレイ信号を生成すると、位相回転が２倍になるため、周波数帯域が２倍に広がる。このため、チャープ帯域の逆数で決まるサンプリング速度でサンプリングすると、レンジ軸でグレーティングロ−ブが生じることになる。これを避けるためには、サンプリング速度を２倍にすればよいが、処理規模が増える。第９の実施形態は、その処理規模を削減する手法を提供する。
(Ninth embodiment) (Pulse compression radar device)
In the case of pulse compression radar (non-patent document 7) that performs chirp modulation, when the element signal is multiplied to generate a virtual array signal, the phase rotation is doubled, so the frequency band is doubled. For this reason, when sampling at a sampling rate determined by the reciprocal of the chirp band, grating lobes occur on the range axis. In order to avoid this, the sampling rate may be doubled, but the processing scale will increase. The ninth embodiment provides a method for reducing the processing scale.
図１５は第９の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１５において、図１に示した受信系統の構成と異なる点は、仮想アレイ素子生成器５の前に、帯域フィルタ１４を配置し、ビーム形成器６の後段にパルス圧縮器１５を配置したことにある。
FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of a radar system according to the ninth embodiment. 15 differs from the configuration of the reception system shown in FIG. 1 in that a band pass filter 14 is disposed before virtual
上記構成において、その処理の流れを図１６を参照して説明する。まず、受信アンテナ系で得られた図１６（ａ）に示す受信チャープ信号が帯域フィルタ１４に入力されると、帯域フィルタ１４では、ＦＦＴ処理を行って図１６（ｂ）に示す周波数軸の信号に変換し、チャープ帯域の下半分に帯域フィルタをかけて、図１６（ｃ）に示す帯域の信号を取り出し、逆ＦＦＴ処理することで時間軸の受信チャープ信号を抽出する。このように、素子信号毎に受信信号をＦＦＴ処理して周波数軸の信号に変換して、帯域フィルタをかけた後に、逆ＦＦＴして時間軸の信号に変換し、この信号を用いて、仮想アレイ素子生成を行う。また、パルス圧縮の際には、パルス圧縮のための参照信号についても、同じ周波数フィルタをかけた後に、２乗演算した参照信号を生成して、パルス圧縮処理を行う。 In the above configuration, the flow of the process will be described with reference to FIG. First, when the reception chirp signal shown in FIG. 16 (a) obtained by the reception antenna system is input to the band pass filter 14, the band pass filter 14 performs FFT processing and the signal of the frequency axis shown in FIG. 16 (b) , The lower half of the chirp band is band-pass filtered, the signal in the band shown in FIG. 16C is extracted, and inverse FFT processing is performed to extract the reception chirp signal on the time axis. As described above, the received signal is subjected to FFT processing for each element signal to convert it into a signal of the frequency axis, band-pass filtered, inverse FFT to convert it into a signal of time axis, and this signal is used to Perform array element generation. In addition, in the case of pulse compression, the same frequency filter is applied to the reference signal for pulse compression, and then the squared reference signal is generated to perform pulse compression processing.
以上のパルス圧縮の処理の流れを定式化する。まず、仮想アレイの各素子信号を代表してsig(t)（Ｎ×Ｍ素子の１素子）をＦＦＴする。
このSin(ω)に対して、周波数フィルタをかけて、逆ＦＦＴする。
この信号を用いて、仮想アレイ素子生成（２乗演算）を実施する。 Virtual array element generation (square operation) is performed using this signal.
次に参照信号（線形チャープ信号の場合）を表現すると、次式となる。
この参照信号としては、非線形チャープ信号、符号変調等、他の変調方式でもよい（非特許文献７）。この参照信号Sref(t)のサンプル長を入力信号に合わせて０埋めした信号に置き換える。
これをＦＦＴして、参照信号の周波数軸の信号を得る。
このSref(ω)に対して、周波数フィルタをかけて、逆ＦＦＴする。
パルス圧縮で用いる参照信号は、この２乗であるため、次式となる。
この参照信号を用いて、仮想アレイ素子信号（素子信号の２乗演算後）によるビーム形成信号の周波数軸におけるパルス圧縮(非特許文献８)１５を行うには、次式となる。
以上の説明では、送信信号のチャープ帯域が変化しない場合について述べたが、送信信号の帯域を変化させることができる場合には、必要なレンジ分解能に対するチャープ帯域の半分の帯域の信号を送信し、受信は上述の周波数フィルタをかけずに、サンプリング速度を送信帯域の２倍にして、パルス圧縮するようにしてもよい。この場合のパルス圧縮用の参照信号は、（１８）式のように、２乗演算の結果を用いる。 In the above description, although the case where the chirp band of the transmission signal does not change is described, when the band of the transmission signal can be changed, a signal of half the band of the chirp band for the required range resolution is transmitted The reception may be pulse-compressed by doubling the sampling rate to the transmission band without applying the above-described frequency filter. The reference signal for pulse compression in this case uses the result of the square operation as shown in equation (18).
以上のように、第９の実施形態に係るレーダ装置では、パルス圧縮信号を用いる場合に、アレイアンテナの各受信素子信号（またはサブアレイ、以下同様）をＦＦＴ（高速フーリエ変換）して周波数軸に変換し、周波数フィルタをかけた後、逆ＦＦＴした時間軸の信号を用いて、素子間の乗算により仮想アレイ素子信号を生成する。すなわち、素子信号の乗算により仮想アレイ信号を生成すると、位相回転が倍になり、パルス圧縮信号の位相も倍に回転して帯域が２倍に広がる。そこで、本実施形態では、周波数フィルタで半分にした後に、乗算演算を行い、仮想アレイ素子信号を生成するるこれにより、レンジ軸のグレーティングローブを低減することができる。 As described above, in the radar apparatus according to the ninth embodiment, in the case of using a pulse compressed signal, each receiving element signal (or sub array, the same applies hereinafter) of the array antenna is subjected to FFT (Fast Fourier Transform) After transformation and frequency filtering, the signal of the time domain subjected to inverse FFT is used to generate a virtual array element signal by multiplication between elements. That is, when the virtual array signal is generated by multiplication of the element signal, the phase rotation is doubled, and the phase of the pulse compression signal is also doubled, and the band is doubled. Therefore, in the present embodiment, after halving with the frequency filter, multiplication operation is performed to generate a virtual array element signal, whereby grating lobes on the range axis can be reduced.
（第１０の実施形態）（ドップラレーダ装置）
複数のＰＲＩをもつ信号を送受信するドップラレーダの場合において、素子信号の乗算を行って仮想アレイ信号を生成すると、位相回転が２倍になってドップラ帯域が２倍に広がる。このため、ドップラアンビギュイティが生じることになる。ＬＰＲＦ（Low Pulse Repetition Frequency）の場合には、もともとドップラアンビギュイティがあるため、影響は無いが、ドップラアンビギュイティの無いＨＰＲＦ（High PRF）の場合には、正しく速度を観測できないことになる。これを避けるためには、ＰＲＦを２倍にすればよいが、送信デューティが倍になる等の問題が生じる。そこで、第１０の実施形態では、ＰＲＦは変えないで正しく速度を観測する手法を提供する。
Tenth Embodiment (Doppler Radar Device)
In the case of a Doppler radar that transmits and receives a signal having a plurality of PRIs, when element signal multiplication is performed to generate a virtual array signal, the phase rotation is doubled and the Doppler band is doubled. As a result, Doppler ambiguity will occur. In the case of LPRF (Low Pulse Repetition Frequency), there is originally a Doppler ambiguity, so there is no effect, but in the case of HPRF (High PRF) without Doppler ambiguity, it will not be possible to observe the velocity correctly. . In order to avoid this, PRF should be doubled, but problems such as doubled transmission duty occur. So, in the tenth embodiment, a method is provided to observe the velocity correctly without changing the PRF.
図１７は第１０の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１７において、図１５の受信系統と異なる点は、仮想アレイ素子生成部５の前にドップラフィルタ１６を配置し、パルス圧縮器１５の後段にＰＲＩ軸ＦＦＴ処理器１７を配置したことにある。
FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of a radar system according to the tenth embodiment. 17 differs from the reception system of FIG. 15 in that the
上記構成において、図１８を参照してその処理動作を説明する。本実施形態では、ドップラフィルタ１６において、図１８（ａ）に示す素子信号毎にＰＲＩ軸についてＦＦＴ処理することでドップラ軸を求め、図１８（ｂ）に示すように、処理するドップラ周波数以外を抑圧するようにフィルタをかけて図１８（ｃ）に示す帯域の信号を抽出し、逆ＦＦＴして図１８（ｄ）に示すＰＲＩ軸の信号に変換する。この信号を用いて、仮想アレイ素子生成を行えばよい。
In the above configuration, the processing operation will be described with reference to FIG. In this embodiment, in the
このドップラフィルタ１６としては、もともとのＰＲＦ内の全ての観測をするには、ＰＲＦを低い周波数Ｌと高い周波数Ｈの２分割にして、各々のドップラ帯域毎に処理をする。この構成によれば、全ＰＲＦについてアンビギュイティの無い観測が可能となる。
In order to make all observations in the original PRF, the
なお、図１７の系統では、第９の実施形態のパルス圧縮処理の後、ＰＲＩ軸ＦＦＴをする場合について記述したが、線形演算であるため、順番を逆にしてもよい。また、パルス圧縮をしない場合には、パルス圧縮を除いてもよい。 Although the system of FIG. 17 describes the case of performing PRI axis FFT after the pulse compression process of the ninth embodiment, the order may be reversed since linear arithmetic is performed. Also, if pulse compression is not performed, pulse compression may be omitted.
以上のように、第１０の実施形態は、パルスドップラを用いるレーダ装置において、アレイアンテナの各受信素子信号（またはサブアレイ、以下同様）をＰＲＩ（Pulse Repetition Interval）軸ＦＦＴ（高速フーリエ変換）してドップラ周波数軸に変換し、所定のドップラフィルタをかけた後、逆ＦＦＴした信号を用いて、素子間の乗算により仮想アレイ素子信号を生成し、必要に応じて、異なるドップラフィルタにおいて処理を繰り返す。すなわち、素子信号の乗算により仮想アレイ信号を生成すると、位相回転が倍になり、ドップラバンクの帯域が２倍に広がる。そこで、本実施形態では、ドップラフィルタで制限した後に、乗算演算を行い仮想アレイ素子信号を生成する。これにより、ドップラアンビギュイティを低減することができる。 As described above, according to the tenth embodiment, in the radar apparatus using a pulse Doppler, each reception element signal (or sub-array, hereinafter the same) of the array antenna is subjected to PRI (Pulse Repetition Interval) axis FFT (Fast Fourier Transform) After converting to the Doppler frequency axis and applying a predetermined Doppler filter, a virtual array element signal is generated by multiplication between elements using a signal subjected to inverse FFT, and processing is repeated in different Doppler filters as necessary. That is, when a virtual array signal is generated by multiplication of element signals, the phase rotation is doubled, and the bandwidth of the Doppler bank is doubled. Therefore, in the present embodiment, after limiting by the Doppler filter, multiplication operation is performed to generate a virtual array element signal. Thereby, it is possible to reduce Doppler ambiguity.
（第１１の実施形態）（位置ベクトルの合成による間引きアレイ補間）
第１乃至第１０の実施形態においては、主体となる受信素子信号の乗算を用いて位置ベクトルの合成位置に仮想アレイ素子信号を生成する手法を用いる場合について述べた。ここで、第１１の実施形態では間引きアレイアンテナに適用する場合について述べる。
(Eleventh embodiment) (Decimation array interpolation by combining position vectors)
In the first to tenth embodiments, the case of using the method of generating the virtual array element signal at the synthesis position of the position vector using the multiplication of the main receiving element signal has been described. Here, in the eleventh embodiment, a case where it is applied to a thinning array antenna will be described.
第１１の実施形態に係るレーダ装置において、図１９に２次元アレイに間引き処置を施した場合の素子配置例を示し、図２０に１次元アレイに間引き処置を施した場合の素子配置例を示している。間引きアレイアンテナの場合には、角度軸のサイドローブにグレーティングロ−ブが生じる。本実施形態では、この影響を抑圧するために、仮想アレイ素子信号を生成する手法を適用し、素子信号の乗算演算を行って、間引きした素子の位置に、素子位置ベクトルを加算した位置の仮想素子を生成する。これにより、間引きした素子の位置を補間することができ、角度軸のサイドローブを低減することができる。 In the radar apparatus according to the eleventh embodiment, FIG. 19 shows an example of element arrangement when thinning processing is performed on a two-dimensional array, and FIG. 20 shows an example of element arrangement when thinning processing is performed on a one-dimensional array. ing. In the case of a thinned array antenna, grating lobes occur in the side lobes of the angular axis. In this embodiment, in order to suppress this influence, a method of generating a virtual array element signal is applied, multiplication operation of element signals is performed, and a virtual position of an element position vector is added to the position of thinned elements. Generate an element. Thereby, the position of the thinned element can be interpolated, and the side lobe of the angular axis can be reduced.
なお、この素子位置ベクトルの乗算に用いる素子信号は、もともとの間引きされたアレイの素子信号の中から選択してもよいし、他の受信アレイ素子信号を用いてもよい。 The element signal used for multiplication of the element position vector may be selected from the element signals of the originally thinned array, or another reception array element signal may be used.
以上のように、第１１の実施形態は、アレイアンテナにおいて、素子（またはサブアレイ、以下同様）の間引きを行う場合に、アレイアンテナの素子信号を用いて、各素子信号を乗算し、乗算素子の位相中心からの位置ベクトルの合成位置にある仮想アレイ素子信号を生成することにより、間引きした素子の補間を行う。すなわち、間引きアレイアンテナの場合に、素子信号の乗算演算を行って素子位置ベクトルを加算した位置の素子を生成する。これにより、間引きの影響を軽減して角度軸のサイドローブを低減することができる。 As described above, in the eleventh embodiment, in the case of thinning out elements (or subarrays, the same applies hereinafter) in an array antenna, element signals of the array antenna are used to multiply element signals, and Interpolation of thinned elements is performed by generating a virtual array element signal at a combined position of position vectors from the phase center. That is, in the case of the thinning array antenna, multiplication of element signals is performed to generate an element at a position obtained by adding an element position vector. This can reduce the influence of thinning and reduce the side lobes of the angular axis.
（第１２の実施形態）（位置ベクトルの合成による間引きアレイ補間＋フィルタ）
第１１の実施形態においては、間引きアレイアンテナに適用する場合について述べた。第１２の実施形態では、パルス圧縮やドップラ処理を用いる間引きアレイのレーダ装置に適用する手法について述べる。
(Twelfth embodiment) (Decimation array interpolation + filter by combination of position vectors)
The eleventh embodiment has described the case of applying to the thinning array antenna. The twelfth embodiment describes a method applied to a thinning array radar apparatus using pulse compression and Doppler processing.
図２１に第１２の実施形態に係るレーダ装置の構成を示す。間引きアレイの場合に、間引きを補間するための仮想アレイ素子信号と実アレイ素子信号が混在する場合には、両者において、別処理が必要となる。仮想アレイ素子信号（＃Ａ１〜＃ＡＭ）では、第９の実施形態や第１０の実施形態で述べたように、素子信号の２乗演算のために位相回転が２倍になるため、パルス圧縮やドップラ処理を行うレーダの場合には、仮想アレイ素子信号を生成する前に、第９の実施形態の周波数フィルタ１４や第１０の実施形態のドップラフィルタ１６を適用する。すなわち、仮想アレイ系は、帯域フィルタ１４、ドップラフィルタ１６、仮想アレイ素子生成器５、ビーム形成器６及びパルス圧縮器１５で構成される。
FIG. 21 shows the configuration of a radar system according to the twelfth embodiment. In the case of the thinning array, when virtual array element signals and real array element signals for interpolating thinning are mixed, separate processing is required for both. In the virtual array element signals (# A1 to #AM), as described in the ninth and tenth embodiments, since phase rotation is doubled for squaring operation of element signals, pulse compression is performed. In the case of a radar that performs Doppler processing, the frequency filter 14 of the ninth embodiment and the
一方、実アレイ素子信号（＃ＡＭ＋１〜＃ＡＮ）では、単独の場合はドップラフィルタは不要であるが、仮想アレイ素子信号を処理するドップラ領域を合わせるために、ドップラフィルタ１８を適用する。すなわち、実アレイ系は、ドップラフィルタ１６’、ビーム形成器６’及びパルス圧縮器１５’で構成される。
On the other hand, in the real array element signals (# AM + 1 to #AN), although the Doppler filter is not necessary in the case of a single element, the
仮想アレイ素子信号と実アレイ素子信号では、各々部分アレイによるビーム形成した後に、仮想アレイ素子信号は第９の実施形態の（１８）式の参照信号によりパルス圧縮し、実アレイ素子信号では（１７）式の参照信号によりパルス圧縮し、部分アレイによるビーム出力を更にビーム形成器１８でビーム合成する。ドップラレーダの場合はＰＲＩ軸でＦＦＴしてマルチビーム出力を得る。ＰＲＦ（Pulse Repetition Frequency）信号全体に渡る処理をするためには、例えば、ＰＲＦ内をＦ１とＦ２に２分割して、１回目は周波数フィルタ１４でＦ１を抽出した処理し、２回目に周波数フィルタ１４でＦ２を抽出して処理すればよい。 In the virtual array element signal and the real array element signal, after beam formation by each partial array, the virtual array element signal is pulse-compressed by the reference signal of equation (18) of the ninth embodiment, and in the real array element signal The pulse signal is compressed by the reference signal of equation (1), and the beam output by the partial array is further beam synthesized by the beam former 18. In the case of Doppler radar, multi-beam output is obtained by FFT on the PRI axis. In order to process the entire PRF (Pulse Repetition Frequency) signal, for example, the inside of PRF is divided into two into F1 and F2, and the first processing is performed by extracting F1 with the frequency filter 14, and the second frequency filter At 14 the F2 may be extracted and processed.
なお、間引きアレイの場合で、全素子に対して２乗処理をして仮想アレイ素子信号とする場合には、別処理は必要なく、図２１の仮想アレイ素子に対する処理のみでよいのは言うまでもない。 In the case of the thinning array, if square processing is performed on all the elements to form virtual array element signals, it is needless to say that separate processing is not necessary, and only processing on the virtual array elements in FIG. .
以上のように、第１２の実施形態は、パルス圧縮信号またはパルスドップラの少なくともいずれか一方を用いるレーダ装置において、アレイアンテナの素子（またはサブアレイ、以下同様）の間引きを行う場合に、アレイアンテナの素子信号を用いて、各素子信号を乗算し、乗算素子の位相中心からの位置ベクトルの合成位置にある仮想アレイ素子信号を生成することにより、間引きした素子の補間を行う。仮想アレイ素子信号においては、仮想アレイ素子信号生成の前に、第９の実施形態の周波数フィルタまたは第１０の実施形態のドップラフィルタを適用し、仮想アレイ素子信号以外（実アレイ素子信号）では、第１０の実施形態のドップラフィルタを適用し、仮想アレイ素子信号と実アレイ素子信号で各々ビーム形成した後、必要に応じてパルス圧縮し、更に仮想アレイビームと実アレイビームを合成して全アレイのビーム信号を得る。 As described above, in the radar apparatus using at least one of a pulse compression signal and a pulse Doppler, the twelfth embodiment performs thinning of the elements (or subarrays, the same applies hereinafter) of the array antenna. The element signals are multiplied by each element signal to generate a virtual array element signal at a combined position of the position vector from the phase center of the multiplication element, thereby performing interpolation of thinned elements. In the virtual array element signal, the frequency filter of the ninth embodiment or the Doppler filter of the tenth embodiment is applied before virtual array element signal generation, and in the case other than the virtual array element signal (real array element signal), After applying the Doppler filter according to the tenth embodiment and beam forming each of the virtual array element signal and the real array element signal, pulse compression is performed as necessary, and the virtual array beam and the real array beam are combined to obtain an entire array To obtain a beam signal of
すなわち、間引きアレイアンテナの場合に、素子信号の乗算演算を行って素子位置ベクトルを加算した位置の素子を生成する。したがって、パルス圧縮やドップラレーダの場合でも、間引きの影響を軽減して角度軸のサイドローブを低減することができる。 That is, in the case of the thinning array antenna, multiplication of element signals is performed to generate an element at a position obtained by adding an element position vector. Therefore, even in the case of pulse compression and Doppler radar, it is possible to reduce the side lobe of the angle axis by reducing the influence of thinning.
上述したように本実施形態によれば、異なる２軸のリニアアレイにより、仮想的な平面アレイを生成して、アンテナ配列の間引きや、周波数／偏波共用アンテナを組み合わせることにより、低コストなアンテナ装置を提供することができる。さらに、送信装置と組み合わせることで、低コストなレーダ装置を提供することができる。 As described above, according to the present embodiment, a virtual planar array is generated by linear arrays of different two axes, and a low cost antenna is obtained by thinning out the antenna array and combining the frequency / polarization dual antenna. An apparatus can be provided. Furthermore, a low cost radar device can be provided by combining with a transmitter.
その他、本実施形態は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 In addition, the present embodiment is not limited to the above embodiment as it is, and at the implementation stage, the constituent elements can be modified and embodied without departing from the scope of the invention. In addition, various inventions can be formed by appropriate combinations of a plurality of constituent elements disclosed in the above embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, components in different embodiments may be combined as appropriate.
１Ａ１〜１ＡＮ，１Ｂ１〜１ＢＭ…アンテナ素子、２Ａ１〜２ＡＮ，２Ｂ１〜２ＢＭ…増幅器、３Ａ，３Ｂ…周波数変換器、４Ａ，４Ｂ…ＡＤ変換器、５…仮想アレイ素子生成器、６，６’…ビーム形成器、１１１〜１ＮＭ…アンテナ素子、２１１〜２ＮＭ…受信増幅器、７Ａ１１〜７ＡＮＭ，７Ｂ１１〜７ＢＮＭ…受信移相器、８Ａ１〜８ＡＭ，８Ｂ１〜８ＢＮ…受信合成器、１０…送信分配器、１１１〜１１Ｍ…送信分配器、１２１１〜１２ＮＭ…送信移相器、１３１１〜１３ＮＭ…送信増幅器、１４１１〜１４ＮＭ…アンテナ素子、１５１１〜１５ＮＭ…サーキュレータ、１６…帯域フィルタ、１７，１７’…パルス圧縮器、１８，１８’…ドップラフィルタ、２０…ビーム形成器。 1A1 to 1AN, 1B1 to 1BM ... antenna elements, 2A1 to 2AN, 2B1 to 2BM ... amplifiers, 3A, 3B ... frequency converters, 4A, 4B ... AD converters, 5 ... virtual array element generators, 6, 6 '... Beam former, 111 to 1 NM antenna element, 211 to 2 NM reception amplifier, 7A11 to 7 ANM, 7B11 to 7 BNM reception phase shifter, 8A1 to 8 AM, 8B1 to 8 BN reception combining device, 10 transmission distributor, 111 11M: Transmission distributor, 1211 to 12 NM: Transmission phase shifter, 1311 to 13 NM: Transmission amplifier, 1411 to 14 NM: Antenna element, 1511 to 15 NM: Circulator, 16: Band filter, 17, 17 ': Pulse compressor, 18, 18 '... Doppler filter, 20 ... beam former.
Claims (11)
前記第１の軸と異なる第２の軸に沿ってＭ（Ｍは２以上の自然数）個の素子を一次元に配列して素子毎に受信した素子信号Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）を得る第２の受信アレイとを具備し、
前記第１の受信アレイのＮ個の素子信号Xanと前記第２の受信アレイのＭ個の素子信号Xbmとを乗算することでＮ×Ｍ素子による仮想平面アレイの素子信号Xan×Xbmを生成して、その素子信号に所定のウェイトを乗算し加算してアンテナビームを形成するアンテナ装置。 A first receiving array for obtaining element signals Xan (n = 1 to N) received for each element by arranging N (N is a natural number of 2 or more) elements in a one-dimensional manner along the first axis;
M (M is a natural number of 2 or more) elements are one-dimensionally arrayed along a second axis different from the first axis to obtain an element signal Xbm (m = 1 to M) received for each element And a second receive array,
An element signal Xan × Xbm of a virtual planar array by N × M elements is generated by multiplying the N element signals Xan of the first reception array and the M element signals Xbm of the second reception array An antenna device for forming an antenna beam by multiplying and adding the predetermined weight to the element signal .
前記第１の軸に沿った第１段乃至第Ｎ段それぞれにおいて、同一段の素子毎に受信した素子信号を得てそれぞれの位相を制御した後アナログ合成して第１の受信アレイの出力Xan（ｎ＝１〜Ｎ）とし、
前記第２の軸に沿った第１列乃至第Ｍ列それぞれにおいて、同一列の素子毎に受信した素子信号を得てそれぞれの位相を制御した後アナログ合成して第２の受信アレイの出力Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）とし、
前記第１段乃至第Ｎ段それぞれの第１の受信アレイの出力Xan（ｎ＝１〜Ｎ）と前記第１列乃至第Ｍ列それぞれの第２の受信アレイの出力Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）とを乗算することでＮ×Ｍ素子相当の仮想平面アレイの素子信号Xan×Xbmを生成して、その素子信号に所定のウェイトを乗算し加算してアンテナビームを形成するアンテナ装置。 A real plane of N × M elements arranged in N (N is a natural number of 2 or more) stages M (M is a natural number of 2 or more) rows along a first axis and a second axis different from the first axis Equipped with an array
In each of the first to N-th stages along the first axis, an element signal received for each element in the same stage is obtained, the phases thereof are controlled, and then analog synthesis is performed to obtain the output Xan of the first receiving array (N = 1 to N),
In each of the first to Mth columns along the second axis, an element signal received for each element in the same column is obtained, the phases thereof are controlled, and then analog synthesis is performed to output Xbm of the second receiving array (M = 1 to M),
The output Xan (n = 1 to N) of the first receiving array of each of the first to N-th stages and the output Xbm (m = 1 to M) of the second receiving array of each of the first to M-th columns An antenna device that generates an element signal Xan × Xbm of a virtual planar array equivalent to an N × M element by multiplying the element signal and multiplies the element signal by a predetermined weight to form an antenna beam .
前記第１の軸に沿った第１段乃至第Ｎ段それぞれにおいて、同一段の素子から受信信号を得てそれぞれの位相を制御した後アナログ合成して第１の受信アレイの出力Xan（ｎ＝１〜Ｎ）とし、
前記第２の軸に沿った第１列乃至第Ｍ列それぞれにおいて、同一列の素子から受信信号を得てそれぞれの位相を制御した後アナログ合成して第２の受信アレイの出力Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）とし、
前記第１段乃至第Ｎ段それぞれの第１の受信アレイの出力Xan（ｎ＝１〜Ｎ）と前記第１列乃至第Ｍ列それぞれの第２の受信アレイの出力Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）とを乗算することでＮ×Ｍ素子相当の仮想平面アレイの素子信号Xan×Xbmを生成し、その素子信号にそれぞれ所定のウェイトを乗算し加算してアンテナビームを形成するアンテナ装置。 One of N × M elements arranged in N (N is a natural number of 2 or more) stages M (M is a natural number of 2 or more) rows along a first axis and a second axis different from the first axis A real planar array in which the elements of the part are thinned out,
In each of the first to N-th stages along the first axis, received signals are obtained from the elements of the same stage, the respective phases are controlled, and then analog synthesis is performed to obtain the output Xan of the first receiving array (n = n 1 to N),
In each of the first to Mth columns along the second axis, the received signals are obtained from the elements of the same column, the respective phases are controlled, and then analog synthesis is performed to obtain the output Xbm of the second receiving array (m = 1 to M),
The output Xan (n = 1 to N) of the first receiving array of each of the first to N-th stages and the output Xbm (m = 1 to M) of the second receiving array of each of the first to M-th columns An antenna device that generates an element signal Xan × Xbm of a virtual planar array equivalent to an N × M element by multiplying the element signal and multiplies each element signal by a predetermined weight to form an antenna beam .
前記第１の受信アレイ及び前記第２の受信アレイの周囲に配置される送信アンテナと
を具備するレーダ装置。 A first receiving array for obtaining element signals Xan (n = 1 to N) received for each element by arranging N (N is a natural number of 2 or more) elements in a one-dimensional manner along the first axis ; M (M is a natural number of 2 or more) elements are one-dimensionally arrayed along a second axis different from the first axis to obtain an element signal Xbm (m = 1 to M) received for each element And a second receiving array, and multiplying the N element signals Xan of the first receiving array by the M element signals Xbm of the second receiving array to generate a virtual planar array by N × M elements. A reception antenna that generates an element signal Xan × Xbm, multiplies the element signal by a predetermined weight, and adds them to form an antenna beam;
A radar apparatus comprising: a transmitting antenna disposed around the first receiving array and the second receiving array .
前記受信アンテナは、前記第１の軸に沿った第１段乃至第Ｎ段それぞれにおいて、同一段の素子毎に受信した素子信号を得てそれぞれの位相を制御した後アナログ合成して第１の受信アレイの出力Xan（ｎ＝１〜Ｎ）とし、前記第２の軸に沿った第１列乃至第Ｍ列それぞれにおいて、同一列の素子毎に受信した素子信号を得てそれぞれの位相を制御した後アナログ合成して第２の受信アレイの出力Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）とし、前記第１段乃至第Ｎ段それぞれの第１の受信アレイの出力Xan（ｎ＝１〜Ｎ）と前記第１列乃至第Ｍ列それぞれの第２の受信アレイの出力Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）とを乗算することでＮ×Ｍ素子相当の仮想平面アレイの素子信号Xan×Xbmを生成して、その素子信号に所定のウェイトを乗算し加算してアンテナビームを形成するレーダ装置。 N (N is a natural number of 2 or more) stages M (M is a natural number of 2 or more) arranged along a first axis and a second axis different from the first axis and shared by a transmitting antenna and a receiving antenna An antenna device with a real planar array of N × M elements
In each of the first to N-th stages along the first axis, the receiving antenna obtains an element signal received for each element of the same stage, controls its phase, and then performs analog synthesis to obtain a first The output Xan (n = 1 to N) of the receiving array is obtained, and in each of the first to Mth columns along the second axis, element signals received for each element in the same column are obtained and the respective phases are controlled After that, analog synthesis is performed to obtain an output Xbm (m = 1 to M) of the second reception array, and an output Xan (n = 1 to N) of the first reception array of each of the first to Nth stages and the above An element signal Xan × Xbm of a virtual planar array equivalent to an N × M element is generated by multiplying the output Xbm (m = 1 to M) of the second reception array of each of the first to Mth columns, A radar device which forms an antenna beam by multiplying and adding a predetermined weight to the element signal .
前記受信アンテナは、前記第１の軸に沿った第１段乃至第Ｎ段それぞれにおいて、同一段の素子毎に受信した信号を得てそれぞれの位相を制御した後アナログ合成して第１の受信アレイの出力Xan（ｎ＝１〜Ｎ）とし、
前記第２の軸に沿った第１列乃至第Ｍ列それぞれにおいて、同一列の素子毎に受信した素子信号を得てそれぞれの位相を制御した後アナログ合成して第２の受信アレイの出力Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）とし、
前記第１段乃至第Ｎ段それぞれの第１の受信アレイの出力Xan（ｎ＝１〜Ｎ）と前記第１列乃至第Ｍ列それぞれの第２の受信アレイの出力Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）とを乗算することでＮ×Ｍ素子相当の仮想平面アレイの素子信号Xan×Xbmを生成し、その素子信号にそれぞれ所定のウェイトを乗算し加算してアンテナビームを形成するもので、グレーティングローブが発生する方向に前記仮想平面アレイによってヌルを形成するレーダ装置。 One of N × M elements arranged in N (N is a natural number of 2 or more) stages M (M is a natural number of 2 or more) rows along a first axis and a second axis different from the first axis An antenna device with a real plane array in which the elements of the unit are thinned out and shared by the transmitting antenna and the receiving antenna,
In each of the first to N-th stages along the first axis, the receiving antenna obtains signals received for each element in the same stage, controls the respective phases, and then performs analog synthesis to obtain the first reception Let the array output Xan (n = 1 to N),
In each of the first to Mth columns along the second axis, an element signal received for each element in the same column is obtained, the phases thereof are controlled, and then analog synthesis is performed to output Xbm of the second receiving array (M = 1 to M),
The output Xan (n = 1 to N) of the first receiving array of each of the first to N-th stages and the output Xbm (m = 1 to M) of the second receiving array of each of the first to M-th columns To generate an element signal Xan × Xbm of a virtual planar array equivalent to an N × M element, multiply each element signal by a predetermined weight and add them to form an antenna beam; A radar system for forming nulls by the virtual plane array in the direction in which the .
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