JP2017537324A - 部分放電検出システム - Google Patents

Abstract

電気部品（１０２）における部分放電事象を検出するための部分放電検出システム（１００）は、電気部品（１０２）内の部分放電の発生により生成された電気部品（１０２）からの信号を受信するように、且つそれに応じてトランスデューサ出力信号を信号処理連鎖（１１２）へ提供するように構成されたトランスデューサ（１１０）を含む。信号処理連鎖（１１２）は、以下を１つ以上備える。トランスデューサ（１１０）へ結合されたフィルタ（２０２／２０４）は、トランスデューサ出力信号を濾波し、且つそれに応じて濾過された出力を生成する。フィルタ（２０２／２０４）へ結合された増幅器（２０８）は、濾過された出力を増幅し、且つそれに応じて増幅された出力を提供する。検出器（２１０）は、増幅された出力を検出された基底帯域信号に変換する。フィルタ（２１２）は、部分放電の特性ではない基底帯域信号の要素を取り除き、かつ濾波された基底帯域出力を出力する。ピーク保持システムは、部分放電事象の時間スケールをアナログデジタル変換プロセスへ合致させ、サンプリングされ濾波された基底帯域信号をもたらす。デジタル信号プロセッサ（２１４）は、濾波された基底帯域出力について離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行し、且つそれに応じて、サンプリングされ濾波された基底帯域信号の複数の異なる変調周波数に対応するところの複数の係数を生成する。制御器（１１４）は、複数の係数に基づいて、電気部品（１０２）内での部分放電の生起を同定する。

Description

本発明は、電気部品の診断に関する。より具体的には本発明は、そのような電気部品における部分放電を検出するための部分放電検出システムに関する。

高電圧電気部品、例えば電力配電及びスイチングにおいて用いられるもの、は、電気絶縁を与えるために誘電物質又は他の絶縁体を使用している。いくつかの例では、絶縁体は、電気絶縁体を通して放電通路へつながることに完全に失敗しうる。しかし、別の例においては、部分放電又はアーク又は閃絡（フラッシオーバ）が、絶縁体の小さな部分のみを通して生じうる。そのような事象は、通常直ちには電気絶縁体の完全な故障をもたらさないが、部品の劣化を招き、そして結果的に完全な故障につながりうる。

誘電体（絶縁体）は、局所的な欠陥と経年変化に対して安全性の余裕を与えるように操作条件よりも十分上の絶縁破壊電圧を持つように規定される。近年、中高電圧用に制作された施設は、通常、試運転での不具合及び弱点をテストされる。しかし、多くの古い施設は、品質不明の絶縁体を有している。さらに、絶縁体は古くなると、弱い点はより弱くなり、且つ欠陥は進展し大きくなる。或る負荷条件の下で、絶縁破壊は、欠陥に跨って始まり、異なる電圧の複数の導体間、及び／又は、誘電体内の割れ目及び空隙内に、部分アークを引き起こす。

完全な閃絡とは対照的に、部分放電は導体間に強電流を与えない。局所的な不良は、欠陥に限定され、そしてその不良電流は、その欠陥と直列の絶縁体の厚みの残部の容量性リアクタンスによって限定される。そのような欠陥は、絶縁体の表面に沿って（例えば、トラッキング欠陥）又は固形絶縁体の内部に生じうる。表面放電のより一般的なクラスが、鋭い縁の金属‐空気境界近傍で生じる。鋭い縁から放出された電子は、空気をイオン化し、コロナ放電を引き起こす。

いかなる場合でも、欠陥の破壊は、小さいが突然の電流の上昇（数ミリアンペアから数アンペアの範囲で、約１ナノ秒継続する）を引き起こす。その結果は、数ピコクーロンから数十ナノクーロンの範囲の突然の放電である。損傷を受けた絶縁体は、単一の欠陥から任意の多数の欠陥を有しうる。複数の欠陥が存在する場所では、それら放電は、通常は唯一の破壊電圧で生じ、したがって、ライン電圧の時間又は位相にわたって分布することになる。

放電は、強度を制限され且つ欠陥に限定されるので、施設の健全性に対する直接の脅威にはならない。しかし、電流スパイクによる電位の崩壊は、電力の高度に局所的な消失を示す。崩壊する電位は、システムの動作電圧のわずかであるが、それは数百ボルトから数千ボルトの範囲であり、且つ数ワットから数キロワットの範囲の瞬時電力を表す。

エネルギー損失が、そのように低いレベル及び短い継続時間では、動作に関連しないが、その結果は問題となりうる。継続時間が短い故に、例え総エネルギー損失が小さくても、各放電は欠陥に追加の応力を生じさせ、これは時間が経つにつれ悪化する。

部分放電は、いくつかの結果と兆候のいずれかによって認識させられうる。放電は、それが、― 極超短波（ＵＨＦ）及び超短波（ＶＨＦ）放射としてのエネルギーの伝導損失、リアクタンス性分散、又は電磁放射のいずれかによって―消失するまで、導体に沿って伝播するところの電圧スパイク又は電流スパイクを引き起こす。これらパルスの最終的な運命は、欠陥場所の性質に大きく依存する。導体損失が小さく且つ遮蔽が電磁波の放射を減らすので、パルスは、遮蔽されたケーブルに沿って数キロメートルを伝播することが知られている。そのような伝播の最も顕著な影響は、ケーブルが低損失伝送線路フィルタであり、且つ距離が増すと検出可能なエネルギーは低周波に集中することである。もしパルスが完全には放射されず又は消失しないならば、それらは、結局、過渡的アース電圧（ＴＥＶ:transient earth voltage）不良として大地へ終端される。

別の施設において状況は異なり、放射性損失はより起こりそうである。したがって放電は、もし欠陥が屋外施設に存在するならば近くの無線通信と干渉しうるところの放電点で電磁放射を起こしがちである。ＡＭラジオとの干渉は、部分放電を検出し同定するために用いられた最初の兆候の１つだった。エネルギーはまた、もし欠陥が大気境界に十分に近いと、紫外線及び音響放射として消失させられる。

放電中に生じるエネルギー放射（無線波、超音波、及び光）に加えて、過去の放電の視覚的兆候である、導体へのへこんだ損傷、局所的な加熱からの絶縁体の変形及び変色、及び微細な白色粉末としての酸化物の堆積、が存在する。

干渉を検出するためにＡＭ無線を使用することは、古典的な技術である。この方法の初期の型は、定量的ではなく、また干渉源がコロナに対立するものとしての部分放電によるのか、あるいは接続された機器から放射される無線機器からの伝導妨害によるのかを検証することもできなかった。

部分放電の検出及び分析のための最も信頼できる方法の1つは、電流スパイク及び電圧スパイクの直接観察である。突然の放電は、放電を事象の持続時間で割ったものに等しい平均インパルス電流を有する電流の局部的な変化と常に関連している。全ての電気システムは、有限の伝送線路インピーダンスを有するので、電流スパイクは対応する電圧スパイクを有する。電圧パルスをサンプリングするための高電圧容量結合器の使用、又は電流パルスをサンプリングするための高周波電流トランスの使用は、ほぼ直接的な放電の画像を与える。欠陥の位置に応じて、施設内のアクセス可能な場所で検出可能なパルスには未だ多少の変動性がある。しかしこの変動性は、一般に他の検出方法よりも小さいと考えられており、ほとんどの分析機器はこの方法を使用する。ＩＥＣ 60270は、校正されたスケールを見掛けの電荷と呼ぶことによって、この不確定性を説明する。すなわち、それは、基準位置で機器に注入された基準電荷と相関するところの測定された即ち「見掛けの」電荷応答である。基準位置以外の場所で発生する実際の放電は、基準値、ひいては見掛けの値から逸脱する可能性があるが、見掛けの大きさによって定量化される。

見掛けの電荷の測定は、各パルスのパルス形状を解析する能力、及び位相分解部分放電（ＰＲＰＤ：phase-resolved partial discharge）と呼ばれる電力線波形の位相に対して放電事象のグラフを組み立てる能力を含むいくつかの長所を有する。

先進的な方法は、個々のパルスのパルス形状の数値解析を加えて、電流及び電圧スパイクの他の源からの有効な放電を識別する。複数の検出器を使用するシステムは、欠陥を特定するために飛行時間解析を採用しうる。

直接観察には重大な欠点がある。最大のものは高価であることである。電力網における故障のコストは、常に予防コストを上回っているが、分析機器は、未だにユビキタスな早期警報システムとして展開するには高価過ぎる。

さらに、詳細な情報が、放電の位置及び根本原因を決定するのに重要であるが、ユビキタスな展開のためには余りにも情報が多過ぎ、そしてＳＣＡＤＡ（スキャダ：監視制御データ収集システム）の要件は圧倒的である。最後に、結合検出器は測定の接触方法である。定格電圧で安全に動作するように設計されているが、ほこり、湿度、及び近くの絶縁体の故障は、時間の経過とともに安全性を損なう可能性がある。恒久的な早期警報システムとして、これらの解決策は、歴史的には、極めて高い価値の発電及び送電施設に限られており、これらは、配電網（ここでは問題が疑われた後に一般に配備される）程には広範囲に配備されない。

間接的な分析機器は、接地部材上の表面過渡信号（過渡的アース電圧、ＴＥＶ）、高周波電流変換器（ＨＦＣＴ:high frequency current transformer）信号、又は元のパルス痕跡を得るために基底帯域まで検出された放射エネルギーを測定する。間接的な方法は、本質的にパルスの痕跡に関する分析情報の一部を失うけれども、直接法の飛行時間及び位相分解タイミングは保持される。データの負担が圧倒的に大きい。

間接的な分析機器は、非接触動作を提供することによって安全性の懸念を排除し、動作中のシステムに一時的に設置することもできる。システムは、分析能力が通常低下しているものの、やや低コストでありうる。それらの追加的な欠点は、較正の喪失である。放電の間接的なパラメータ（ＴＥＶ、ＶＨＦ、ＵＨＦ、音響、及び光学）への変換は、定量的に予測することができないので、システムは、外部刺激に対して較正され、かつ部分放電の相対的測定が行われる。

上記の直接的及び間接的な方法は、個々のパルスの広帯域分析を用いる全ての時間領域分析方法である。

別の種類の検出は、放射されたエネルギーのパワースペクトル密度に基づく狭帯域（周波数領域）分析を使用する。これらの方法は、直接的又は間接的結合で使用することができ、特にＵＨＦ分析においては一般的である。このような周波数スペクトルの取得にはいくつかの問題がある。なぜなら、ソース信号は過渡的であるが、一般的なスペクトルアナライザは、周波数範囲にわたり狭帯域検出器を掃引するからである。掃引プロセスにおけるその時点で放電が存在しない限り、放電信号が失われうる。それにもかかわらず、狭帯域法は、部分放電を発生させる部位を走査し、そのような放電を特徴付ける強力な方法であると考えられている。

これらの技術は、いくぶん簡単でより安全な測定方法と引き換えに、時間／位相情報を犠牲にする。それでも、狭帯域方法は依然として、データの過多と一般人による分析の難しさに悩まされている。広帯域又は狭帯域検出の複雑なデータを簡潔で傾向の良いデータに抽出することができる早期警報モニタは必要とされない。

電気部品における部分放電事象を検出するための部分放電検出システムは、電気部品内の部分放電の発生によって生成された電気部品からの信号を受信し、それに応答してトランスデューサ出力信号を信号処理連鎖へ提供するトランスデューサを含む。信号処理連鎖は、以下の1以上を含む。トランスデューサに結合されたフィルタはトランスデューサ出力信号を濾波し、それに応じて濾波された出力を生成する。フィルタに結合された増幅器は、濾波された出力を増幅し、それに応じて増幅された出力を供給する。検出器は増幅された出力を検出された基底帯域信号に変換する。フィルタは、部分放電の特性ではない基底帯域信号の要素を除去し、濾波された基底帯域出力を出力する。ピーク保持システムは、部分放電事象の時間スケールをアナログ／デジタル変換プロセスの時間スケールに一致させ、サンプリングされ、濾波された基底帯域信号をもたらす。デジタル信号プロセッサは、濾波された基底帯域出力に対して離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行し、それに応じて、サンプリングされ濾波された基底帯域信号の複数の異なる変調周波数に対応する複数の係数を生成する。制御器は、複数の係数に基づいて電気部品内の部分放電の発生を識別する。

電気部品内の部分放電を検出するよう配設された部分放電検出システムを示す簡略化されたブロック図である。 部分放電を検出するのに用いられる３つの周波数帯域と併せて多数の雑音源についての周波数に対する雑音レベルを示す図である。 トランスデューサ及び図１の部分放電検出システムとして用いるためのアンテナの周波数に対するアンテナ感度の図である。 図１の検出回路をより詳細に示す簡略化されたブロック図である。 検出された雑音、図１の部分放電検出システムによって検出された表面放電（コロナ）及び内部部分放電を示す周波数に対するフーリエ成分の図である。

部分放電検出システムが、電気部品内の１以上の部分放電の生起を検出するために提供される。本システムは、部分放電によって発生された電気部品から受信した信号によって動作する。信号は、光の、超音波の、又はＶＨＦ／ＵＨＦの信号でありうる。ＶＨＦ／ＵＨＦ信号は、直接的に容量的に結合され、間接的に誘導的に（高周波電流変換器（ＨＦＣＴ）によって）結合され、又はアンテナによって遠隔的に検出される。構成は、部分放電を検出するための信頼性の高い低価格システムを提供する。

「背景技術」で議論されたように、部分放電は、電気部品、例えば高電圧スイッチング機器、において生じ、そしてそのような機器の究極の故障に導きうる。部分放電放射が、絶縁物の局所的な絶縁破壊の故に生じる。放射は、単一又は複数の速い事象、ナノ秒の継続時間、及びマイクロ秒からミリ秒の間隔を持ち、各々は離散的広帯域の事象として提示され、複数の導体間の電流スパイクを引き起こしうる。これは、インパルスが導体上をウエーブレットとして伝播することを生じさせ、インパルスが消滅するときＵＨＦエネルギーを放射する。放電は、部品の表面上に生じうるか、又は部品内部のどこかに生じうる。

図１は、電気部品１０２からの部分放電を検出するよう配設された部分放電検出システム１００を示す簡略化されたブロック図である。電気部品１０２は、部分放電という事象がその中で生じる、任意の適切な電気部品でありえる。部品１０２は、電力網１０４に接続されるように表示されている。

部分放電検出システム１００は、電気部品１０２の近傍に配設されたトランスデューサ（変換器：transducer）１１０を含む。トランスデューサ１１０は、部品１０２のハウジング内に配置されうるか、又は何らかの構成において、部品１０２のハウジングの外部に配置されうる。トランスデューサ１１０は、アンテナ、容量性接点、接点、又は無線周波数放射を受信するように構成されたＨＦＣＴ、音響センサ又は超音波センサ、及び光検出器を含む、何らかの適切な技術に従うものでありうる。検出回路１１２は、トランスデューサ１１０からの信号を受信するように配設され、そして検出された信号をマイクロプロセッサ１１４へ与える。検出回路１１２は、トランスデューサからの信号を検出するように構成され、そして増幅器、フィルタ、又は他の部品を含みうる。マイクロプロセッサ１１４は、メモリ１１６に記憶された命令によって動作する。マイクロプロセッサ１１４は、部分放電事象が検出されるとき、出力回路１１８を用いて出力を与える。電源１２０が、表示され、且つシステム１００の回路に電力を供給するために用いられる。電源は、内部電源、例えばバッテリーによって供給される、でもよく、又は外部源から受け取った電力であってもよい。検出回路の動作は、より詳細に以下に記載される。

上で議論したように、絶縁体中の部分放電は、施設、例えば中間電圧（ＭＶ: medium voltage）の生成、伝達、及び分配の施設における、故障の主導的な原因の１つである。１つの評価は、ＭＶ電気機器における故障のほぼ４６％が部分放電（ＰＤ: partial discharge）に起因すると考えられる。特に、これらＰＤ故障のかなりの数が、究極的に湿気に原因があり、そして故障の次に高い比率は、事実上、熱である。発電機及び大電力変圧器が、電力網のボトルネックである一方、最も高い年間当たり平均故障時間を有する施設は、配電の開閉装置（スイッチギア：switchgear）である。配電システムにおける開閉装置の量と故障時間の故に、それらは連続的な施設監視の最良の候補である。

部分放電を検出するために無線周波放射を用いるとき、選択されなければならない１つの設計制約は、約１２５ＭＨｚ未満の周波数を避けることである。これは、２つの因子−デジタル雑音（ノイズ）、及びＦＭ放送帯域と共に１００ＭＨｚまでの伝導性無線周波の干渉を避けることによって動かされている。アンテナをベースにしたシステムについては、これは、コンパクトな中間電圧施設において許容された空間に対する受信アンテナの物理サイズによってさらに動かされている。小さなアンテナが所望されるので、低周波を分析する電子機器は、サイズに逆比例する遮断周波数以下で貧弱な信号対雑音比しか持たない。反対に、ＨＦＣＴは、帯域を制限され、そして３００ＭＨｚをはるかの超える周波数の分析でのみ雑音を加える。フィルタの設計及び信号チェーンは、当業者に公知の方法を用いて好ましいトランスデューサへ最適化される。

閉じられた金属内部の又は金属クラッドＭＶ開閉装置の「その場」計測の使用は、近くの放送システムからの雑音の寄与を顕著に減らし、且つ近隣の開閉装置内に設置された近距離デバイス（ＳＲＤ: short range device）からの放射を強く減衰させる。接続された装置からの伝導性無線周波干渉は、依然として存在し依然として干渉する。ＵＨＦ帯域ＰＤ検出システムの使用は、検出方法及びアルゴリズムを最適化するために特定の周波数が濾波されることを可能にする。ここで議論された方法を用いて、ＵＨＦ帯域ＰＤ監視は、４０年前に屋外でＡＮＳＩ C37.20開閉装置で、セルラー基地局の１００メートル以内で及び最近の複数の高圧試験研究所内で、及び最もコンパクトな開閉装置設計において、成功裏に実行されてきた。それにもかかわらず、信号の処理及び分析の方法は、同じように他の変換手段へ適用され、そして依然として本発明の範囲内にあると考えられる。

無線受信機の感度は、雑音指数、それは熱雑音と比較された入力雑音のｄＢ比である、によって表される。基本的な設計の挑戦は、所望の帯域外での大きな信号による「妨害電波」を回避する一方で、測定帯域において十分に低い雑音指数を提供することである。損失は、第１低雑音増幅器（low noise amplifier:ＬＮＡ）までに最小化されるべきであり、それはＬＮＡの後に理想的には濾波処理を置く。他方、ＬＮＡは、より大きな飽和する信号の存在の下での小さな信号を通すことができない。したがって、例示の設計において、帯域フィルタがＬＮＡの前に置かれた。フィルタ及びＬＮＡの相対的な位置及び選択は、技術的選択の事項であり、そして本発明の実現に決定的には重要ではない。

１つの構成において、３つのフィルタ帯域（公称で、３００ＭＨｚ、６００ＭＨｚ、及び１２００ＭＨｚ）が用いられ、そしてＵＨＦ信号の最も起こりうる源からの干渉を最小化するように選択された。同じＭＶ開閉装置内の温度測定を行うために採用されうるところの近隣システムからの干渉が最大である。この理由のために、４３３ＭＨｚより少し下及び上の周波数は、ＧＳＭ（登録商標）帯域であるので、意図的に排除される。同様に、欧州、アジア、及びアフリカにおける８６８ＭＨｚＩＳＭ機器が、アメリカにおける９０２〜９２８ＭＨｚ機器と同様に見込まれている。これらは、極く接近して高電力送信機を含みうる、例えば１〜４Ｗ無線周波同定（ＲＦＩＤ）送信機が開閉装置内に置かれうる。また、この帯域内には、８５０ＭＨｚ及び９００ＭＨｚの移動通信用グローバルシステム（ＧＳＭ: global system for mobile：登録商標）周波数があり、そして４０ＷのＧＳＭ（登録商標）送信機は、ほんの数メートル離される。

より低い限界は、１０８ＭＨｚまでのＦＭ放送及びデジタル信号処理（ＤＳＰ）における１００ＭＨｚクロック周波数を除去する必要性によって決定される。より高い限界は明確には規定されていない；しかし１８００ＭＨｚ及びより高い周波数のセルラー信号は、また回避されるべきである。例示の設計において、１５００ＭＨｚを超える電子機器及びアンテナの損失は、開閉装置の遮蔽があるのでそれに依存する。４３３ＭＨｚ及び８６０〜９００ＭＨｚでの除去の要求は、３つの帯域の間のクロスオーバー（交差）周波数を決める。結果として得られたフィルタ帯域が、図２に示されている。再度、異なる回路条件及びトランスデューサの選択は、分析のより低い及びより高い周波数に関して異なる技術的選択をもたらす。ガス絶縁開閉装置（ＧＩＳ: gas insulated switchgear）が、高周波でも好まれる傾向にあり、そして優れた遮蔽を有し、より小さなアンテナ及び１〜５ＧＨｚ検出電子機器が好まれる傾向にある。

低価格、消費者等級のインダクタ及びキャパシタは、回路を実装するために用いられることができ、入力から低雑音増幅器ＬＮＡまで６ｄＢの総損失をもたらす。より高い性能部品は、損失を少なく且つ雑音を減らす。ＬＮＡ雑音指数（noise figure:ＮＦ）は、２ｄＢである。全体の雑音指数ＮＦは８ｄＢである。より低いフィルタの帯域幅Ｂは、約１７５ｘ１０^６である。干渉波の存在しない場合のノイズフロア（noise floor）感度Ｓの方程式は、

である。

より低い帯域に対して、熱雑音ノイズフロアは、−８３．６ｄＢｍである。６ｄＢの改良は、ＬＮＡを直接に入力に置くことによって得られる。しかし、アンテナ切り替え、機能選択、及びこれらとは別に要求されたＥＭＣのための濾波は、損失のかなりの部分をもたらす。低雑音増幅器ＬＮＡと帯域フィルタを入れ替えることによって達成される増分改良は、強力な帯域外無線送信機による入力ＬＮＡの厄介で台無しの飽和の犠牲の上に達成される。代わりに、各フィルタの帯域幅を１７．５ＭＨｚに減らすことによって、１０ｄＢの改良が、得られうる。同様のノイズフロア結果は、「３００ＭＨｚ」帯域１についてのように、「６００ＭＨｚ」帯域２、及び「１２００ＭＨｚ」帯域３について得られる。

１７ｃｍのモノポールアンテナは、通常、３．２ｄＢｉ利得、及び中間ＵＨＦ（４３３ＭＨｚ）における２ｄＢの内部損失を有する。モノポールは、一般にハンドヘルド測量具において用いられ、効率性を与える。しかし、一方で開閉装置の基本絶縁レベル（basic insulation level:ＢＩＬ）定格を維持しながら、そのような大きなアンテナを組み込むには、大きな発電機回路ブレーカのみが適切な寸法である。全伸張モノポールは、相対的に広帯域幅を有するが、依然として上で同定された周波数帯域の要求を満たすことができない。

広帯域アンテナの構造が幾つか存在する。最も期待が持てる１つは、アルキメデススパイラルである。当初の測定は、以前に設計されたアルキメデススパイラルで為され、それは、表面音響波（ＳＡＷ）測定及びＲＦＩＤ測定のコロケーションのために、少なくとも４００〜９５０ＭＨｚをカバーするように意図されていた。より小さなアンテナが究極的に所望されるけれども、３００ｘ３００ｘ２０ｍｍで、このスパイラルアンテナは、ほとんどの開閉装置に対して適切に寸法を取られている。より重要な事柄は、このスパイラルの両方向性と支持するグランド面からの負の反射である。これは、開閉装置の金属壁の近くに据え付けられるとき、貧弱なアンテナ効率に成る。これは、４３３ＭＨｚの近くの温度センサ周波数で特に本当である。

より厚い、空洞付きスパイラル（cavity-backed spiral）は、トランスデューサとしての使用によく適合し得て、１つのアプローチはスパイラルアンテナをより小型化することである。スパイラルアンテナは、動作周波数の広い範囲にわたって最も均一な特性を提供するけれども、それらは、現場での応用には余りにも高価であることが多い。

板状逆Ｆアンテナ（ＰＩＦＡ: patch inverted-F antenna）は、ＵＨＦトランスデューサとして使用するのによく適合する。アンテナは、図３に示されるように、選択されたＵＨＦ帯域の大半にわたって満足のいく程度に良好に動作する。スパイラルアンテナは、本質的に広帯域であるのに対して、ＰＩＦＡは、多くの幅の広い共振を有する多帯域である。２００ｘ１７５ｘ４３ｍｍで、アンテナは、大抵のコンパクトな開閉装置にさえもよく適合する。理想的には、アンテナ共振点は、検出回路のフィルタ帯域を伴う設計によって直線的に並べられる。

図４は、検出回路１１２の簡略化されたブロック図である。検出回路１１２は、複数のトランスデューサ１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０Ｃ、及び１１０Ｄに結合されたトランスデューサ選択スイッチ２００を含む。トランスデューサ選択スイッチからの出力は、複数のフィルタ２０４Ａ、２０４Ｂ、及び２０４Ｃへ出力を与えるところのコモンモードフィルタ２０２へ与えられる。コモンモードフィルタ２０２は、任意選択的にフィルタ供給選択スイッチを組み込みうる。フィルタスイッチ２０６は、３つの異なるフィルタ２０４Ａ〜Ｃの出力の間でスイッチ可能であり、そして出力を低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０８へ提供する。低雑音増幅器２０８からの出力は、対数検出基底帯域信号を基底帯域フィルタ２１２へ与えるところの対数検出器回路２１０によって受信される。基底帯域フィルタ２１２からの出力は、基底帯域フィルタ２１２からの出力をデジタル化し且つデジタル信号についての計算を実行するように構成されるところのデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２１４へ与えられる。以下で議論されるように、そのような計算は、例えば離散フーリエ変換（ＤＦＴ: discrete Fourier transform）を含みうる。デジタル信号プロセッサ及びアナログデジタル変換器は、それぞれの部品において実装されうるか、又は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）において実現されうる。

図４の検出回路は、部分放電事象からＤＳＰによる解析のためのＡＤＣまでの信号を適切に変換することができるところの多数のアーキテクチャの１つである。従来技術で公知の所与の例及び別の例は、本発明によって分析されるべき信号を取得するために用いられうる、全て適切な処理回路である。

部分放電ＰＤは広帯域現象であるので、トランスデューサインタフェース及びコモンモードフィルタは、良好なインピーダンス整合を広い周波数範囲にわたって与えねばならない。フィルタは、任意の場所からのスイッチング過渡事象を排除しなければならず、そして挿入損失は最小化されねばならない。

部分放電システム１１２の感度は、最小検出可能な見掛け電荷を決定する。感度は、トランスデューサ１１０と部分放電サブシステムのＬＮＡ２０８との間の挿入損失によって、且つＬＮＡ２０８の雑音指数及び周りのＵＨＦ雑音レベルによって制限される。安全性と無線放射に関するＥＭＣ／ＥＭＩ順守（例えば、４ＫＶインパルスレベル電気的高速過渡現象）に要求されるサブシステムは、非常に広帯域にわたる低雑音指数と必ずしも両立しない。見掛けの電荷のピコクーロン（ｐＣ）レベルでの信頼度の高いＰＤ検出のために要求される感度は、トランスデューサ１１０及び試験中の装置に依存している。２０ｄＢを超えるＬＮＡ利得は例示の３帯域システムにおいて有益でないことが示されうる。ノイズフロアは、−８４ｄＢｍのオーダーであることが分かり、一方、対数検出器は−６５ｄＢｍ感度を有している。

もしもより狭い帯域幅のフィルタ２０４（例えば１７．５ｄＢ帯域を有する）が採用されると、３０ｄＢの低雑音増幅器ＬＮＡ利得は、対応してより低いノイズフロアを十分に利用するために必要とされる。コンパクトな機器において内部振動を被ることなく４０ｄＢよりもかなり高い利得を得るという課題がある。

対数検出器２１０に続いて、基底帯域フィルタ２１２は、他の構成要素、例えば、３００ｋＨｚ未満の基底帯域周波数成分を有する信号に類似するよう作られうる温度センサ、の変調特性を有する信号を通過させない。また、フィルタ２１２は、６ＭＨｚの対数検出器の応答周波数を上回る信号内容だけでなく、他の低周波変調も阻止する。最後に、フィルタ２１２はＲＣ時間減衰を有するピーク検出器を提供する。

このピーク検出器は、より高価な分析機器と現在のユビキタスな早期警報検出器との間の1つの差異である。位相分解部分放電（ＰＲＰＤ:phase resolved partial discharge）を実行する分析機器は、ＰＤに関連する事象を数え、定量化するために、高速過渡電流のナノ秒スケールのデジタル化を必要とする。その後、大量の複雑な情報を伝える大きなデータセットを表示する必要がある。これらの分析機器は、しばしば訓練された科学者がデータセットを解釈することを必要とする。対照的に、本アルゴリズムは、簡潔な情報への「オン・ザ・フライ」変換を有する低コスト、マイクロ秒スケールのデジタル化を用いることを可能にする。分析上の詳細は失われているが、その結果は、データ処理ツールに簡単に提示され、低価格の自律的機器を用いてシステムが展開中の施設故障の広い動向の把握を可能にする。

ＤＳＰ２１４は、デジタルフィルタを実現させるのに必要な計算時間よりわずかに長いサンプリング時間でアナログデジタル変換（ＡＤＣ）を実行するようにプログラムされている。１００ＭＨｚＤＳＰの典型的なサンプリング時間は３〜４μ秒である。各サンプルについて、９つの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算がアルゴリズムの1つの実装で更新されるが、より少ない又はより多くのものが適切であり得る。このプロセスは、偶数の電力周波周期にわたって反復され、線路電力周波数の半分の倍数でフーリエ成分を提供する。

図５は、トランスデューサ信号における様々な周波数でのフーリエ成分を示すグラフである。雑音は常に、一定の振幅で、又は線路周波数に対して相関のない変調のどちらかで存在する。重要な外部の変調源がない場合、雑音はゼロでない周波数のＤＦＴ項のすべてで一定の項（ＵＨＦ受信電力の対数のゼロ周波数変調）と低レベルの変調信号として現れる。これは図５に菱形として示されている。

コロナ放電（表面放電とも呼ばれる）は、電力波形の主として負の半サイクルで生じ、金属から放出された電子が空気をイオン化する。事象は１サイクル毎に１回発生するので、電力線周波数の奇数次及び偶数次高調波の両方において有意なＤＦＴ結果が存在し、図５の四角形で示される。固体絶縁体を介しての点状導体と平板との間の放電は、また同様な高調波成分を示しうる。コロナ放電は、１３．８ｋＶの開閉装置において比較的小さな過電圧レベルで観測される。コロナ放電は、それらが母線の封止不良及び他のイオン化欠陥を示すという点で関係がある。コロナが形成されると、有効なクリアランス距離が減少し、雷の過渡状態などの閃絡のリスクが増加する。低電圧システムでのコロナ放電は、急速で進行性の損傷を引き起こさないが、他の故障のリスクを増大させる。

多かれ少なかれ対称的導体の間の材料のバルク内での放電は、電力サイクルの正及び負の極性部分についてほぼ等しく生じる。このために、内部の又は対称的な部分放電は、図５に三角形で示されるように偶数調波として現れる。絶縁スペーサの表面に沿った放電も、典型的には対称的である。

絶縁体内での部分放電は、絶縁材に漸進的な損傷を生じさせる可能性があり、コロナよりも低電圧の（例えば４ｋＶ〜２４ｋＶ）システムではるかに深刻な問題である。多くのＵＨＦ調査器具は、コロナと部分放電ＰＤを区別できない。本発明によれば、ユーザは、２つの種類の欠陥を異なる方法で区別し作用させることができる。コロナが所定のシステムで問題とみなされているか否かに関わらず、コロナと部分放電ＰＤの区別はほとんど常に望ましい。

ピーク電圧付近の狭い時間窓内で放電が生じる部分放電ＰＤの開始時に、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）応答、ひいては機器応答は事象の数において線形である。システムは、電力サイクル毎の累積部分放電アクティビティを測定する。一方、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）項は個々のＰＤ事象の大きさの対数である。事象の数を数えることによって、ＰＤ活動の幾何的平均を以下のように推定することが可能である：

ここで、

は、平均の対称放電事象の大きさであり、Ｎは測定期間当たりの放電事象の数であり、ρ_ｉの合計はＤＦＴ項から次式のように推定される：

係数Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤは、Ｂ及びＣが通常１であり、Ｄが通常０である校正係数である。項ｒ、ｓ、及びｔは、雑音レベルｕ、ｖ、及びｗを示すように選択された周波数でのＤＦＴ結果である。コロナを表すように選択され、ｘ、ｙ、及びｚは、対称放電プロセスを表すように選択される。騒音レベルは、線路電力周波数の非高調波であるｒ、ｓ、及びｔを選択することによって得られる。コロナは、線路電力周波数の奇数次高調波をｕ、ｖ、及びｗとすることによって表され、対称部分放電は、偶数次高調波からのものであるとき、ｘ、ｙ、及びｚに関連する。

コロナ及び非対称放電活動の幾何的平均を、以下のように推定することが可能である。

ここで、

は、平均非対称放電事象の大きさであり、Ｎは、測定期間当たりの放電事象の数であり、σ_ｉの合計は、ＤＦＴ項から、以下のように評価される。

部分放電動作が電力波形の大きな部分（高いデューティサイクル）を満たすので、ＤＦＴの係数はもはや方程式（２）の線形加算ではない。代わりに、係数は三角係数（trigonometric factor）によって減少させられる。増大するＰＤ活性レベルでのこの定量的な感度抑制は、飽和効果を表しており、早期警報には影響しない。

高調波の特定の選択は、技術的選択の問題であり、より多くの又はより少ない高調波も選択することができる。３つの高調波が、例示的な実施形態では選択される。なぜなら、３相電力は、１よりも多い位相で放電することが可能で、１よりも多い高調波のエネルギーを引き起こすからである。低次の高調波は、異なる時間に益々多数の欠陥を伴う高調波のデューティサイクル及び飽和に対する感度の低下の利点を提供する。一方で高次の高調波は、線路電力周波数から直接結合された雑音を回避するという利点をもたらす。本発明の方法は、グループ毎に1つの高調波（例えば、ｒ、ｕ、及びｘ）を用いて、又はグループごとに３つ以上の高調波を用いて、本明細書に記載のサンプリング数学（sample math）の拡張を用いて実施することができる。ＤＦＴ項の他の組み合わせも同様に、非線形の組み合わせを含めて使用することができる。これらは、雑音に対するコロナ及びＰＤを決定するためのＤＦＴ成分の収集間の差異の使用に主として依存するアルゴリズムの拡張であると考えられるべきである。

近接した強い干渉信号を回避することができる基底帯域濾波されたＵＨＦ検出を使用するＰＤ検出システムが提供される。同じ方法が、光検出器、マイクロホン、ＨＦＣＴ、又は直接容量性プローブからの信号に適用可能である。離散フーリエ変換法を使用しない分析法は、長期的な傾向分析に必要なＰＤ事象の明確かつ簡潔な報告を提供することができる。このシステムは、雑音、コロナ、及び部分放電を区別する。このシステムは、温度と部分放電の受動的非接触センシングと湿度及び周囲センシングを組み合わせて、実時間で継続的に重要な施設を監視する包括的な解決策を提供する。組み合わされたシステムは、開閉装置及びその他の重要な電力施設の電気的故障メカニズムの大部分を解決する。

マイクロプロセッサ１１４は、ＤＳＰ２１４からの出力を監視する。マイクロプロセッサは、ＤＳＰ１１４からの出力に基づいて、可聴出力又は視覚出力などの報知技術を用いてオペレータに出力を提供することができ、又は情報制御室のような遠隔地に送信することができる。別の例では、出力１１８は、さらなる損傷を防止するために電気部品１０２をシャットダウンするために使用される。出力はまた、コロナ放電又は存在する雑音の量の指標を提供することができる。出力は、一定期間にわたって検出される多数の事象、多数の事象が検出される頻度、1つ以上の事象の振幅又は強度、又はそれらのいくつかの組み合わせに基づくことができる。

本発明を好ましい実施形態を参照して説明してきたが、当業者は、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく、形態及び詳細に変更を加えることができることを認識するであろう。上記の議論は、ＵＨＦ周波数及びアンテナを備えるトランスデューサ１１０に焦点を当ててきたが、トランスデューサ１１０は、他の無線周波数、光学センサ、音波センサ及び超音波センサ、又は他のタイプを含む任意の技術に従うことができる。任意の数のトランスデューサを使用して、監視されている構成部品のキャビネットに内部的及び／又は外部的に配置することができる。トランスデューサは、例えば、マイクロプロセッサ１１４の制御下で図４に示すトランスデューサ選択スイッチ２００を使用して、連続的に監視されてもよく、又は離されてもよい。個々のフィルタ２０４が示され、フィルタスイッチ２０６が様々なフィルタ２０４を切り替えるために使用されるものとして示されているが、フィルタ２０４からの出力は、複数の検出チャネル及びＡＤＣチャネルと並列に処理されてもよい。スイッチ用フィルタスイッチ２０６及びトランスデューサ選択スイッチ２００は、マイクロプロセッサ１１４によって制御されるように示されているが、周期的なスイッチング又は他のデバイスの制御下でのスイッチングを含む何らかの技術によってスイッチングが行われてもよい。任意の数のフィルタ２０４を所望に応じて使用することができる。別の構成では、フィルタ２０４の特性は、手動で、又はマイクロプロセッサ１１４のようなシステム内の構成要素の制御下で調整することができる。個々の構成要素として図に示されているが、デジタル信号プロセッサ及びマイクロプロセッサは、フィールドプログラマブルゲートアレイ内の別個のコアとして単一のマイクロプロセッサとして実装されてもよい。マイクロプロセッサ１１４は、制御器の一例である。部分放電検出システムをさらに改良するために、温度センサのような追加のセンサを採用し使用することができる。検出は、係数の振幅、閾値との比較、２つ以上の係数間の比較、又は他の要因に基づきうる。本明細書で使用する「信号処理連鎖」という用語は、フィルタ、増幅器、検出器又はそれらの変形の任意の組み合わせを指す。本明細書に記載の特定の例では、信号処理連鎖は、単独で、又は任意の組み合わせのいずれかで、フィルタ２０２及び／又は２０４、増幅器２０８、対数検出器２１０及び基底帯域フィルタ２１２を含む。さらに、信号処理連鎖を実装するために他の信号処理要素を使用してもよい。アンテナは、無線周波数結合構造の一例である。他の例には、コンデンサ、及び／又は、インダクタ／トランスコイルが含まれる。ピーク検出器は、マイクロ秒スケールで動作するＡ／Ｄ変換器によって検出されるのに十分に長い時間、ナノスケール事象を保持するために、信号処理連鎖に実装され得る。

Claims (29)

1. 電気部品における部分放電を検出するための部分放電検出システムであって、
   電気部品内の部分放電の発生により生成された電気部品からの信号を受信するように、且つそれに応じてトランスデューサ出力信号を提供するように構成されたトランスデューサと、
   トランスデューサ出力信号を表す濾波された基底帯域出力を提供する信号処理連鎖と、
   濾波された基底帯域出力に対して離散フーリエ変換を行い、それに応じて複数の異なる周波数に対応する複数の係数を生成するように構成されたデジタル信号プロセッサと、及び
   前記複数の係数に基づいて電気部品内の部分放電の発生を識別するように構成された制御器と、
   を含む、
   上記部分放電検出システム。
2. 信号処理連鎖は、
   トランスデューサに結合され、トランスデューサ出力信号を濾波し、且つそれに応じて濾波された出力を生成するフィルタと、
   フィルタに結合され、濾波された出力を増幅し、且つそれに応じて増幅された出力を提供する増幅器と、
   増幅された出力を検出された基底帯域信号に変換する検出器と、
   部分放電の特性ではない基底帯域信号の要素を除去し、濾波された基底帯域出力を出力するフィルタと、を含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
3. トランスデューサは、無線周波結合構造を含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
4. トランスデューサは、光検出器を含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
5. トランスデューサは、マイクロホンを含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
6. 無線周波結合構造は、ＵＨＦアンテナを含む、請求項３に記載の部分放電検出システム。
7. 無線周波結合構造は、コンデンサを含む、請求項３に記載の部分放電検出システム。
8. 無線周波結合構造は、誘導コイルを含む、請求項３に記載の部分放電検出システム。
9. 複数のトランスデューサを含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
10. トランスデューサは、電気部品のハウジング内に配置される、請求項１に記載の部分放電検出システム。
11. トランスデューサは、電気部品のハウジングの外部に配置されている、請求項１に記載の部分放電検出システム。
12. 複数のトランスデューサの間を切り替えるトランスデューサ選択スイッチを含む、請求項９に記載の部分放電検出システム。
13. 信号処理連鎖は、トランスデューサ出力信号からコモンモード信号を濾波するように構成されたコモンモードフィルタを含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
14. 信号処理連鎖は、帯域通過フィルタを含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
15. 信号処理連鎖は、トランスデューサ出力信号を濾波するように構成された複数の帯域通過フィルタを含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
16. 複数の帯域通過フィルタの出力を切り替えるように構成されたフィルタ選択スイッチを含む、請求項１５に記載の部分放電検出システム。
17. 信号処理連鎖は、増幅された出力に関連する対数出力を提供する対数検出器を含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
18. 信号処理連鎖は、対数出力から不要な雑音を除去することによって基底帯域信号を濾波する基底帯域フィルタを含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
19. 信号処理連鎖は、マイクロ秒スケールのＡ／Ｄ変換器によって検出されるのに十分に長いナノ秒規模の事象を保持するピーク検出器を含む、請求項１に記載の部分放電検出システム。
20. デジタル信号プロセッサ及び制御器は、１つ又は複数のマイクロプロセッサに実装される、請求項１に記載の部分放電検出システム。
21. デジタル信号プロセッサ及び制御器は、フィールドプログラマブルゲートアレイに実装される、請求項１に記載の部分放電検出システム。
22. フィルタ選択スイッチは、制御器によって制御される、請求項１６に記載の部分放電検出システム。
23. トランスデューサ選択スイッチは、制御器によって制御される、請求項１２に記載の部分放電検出システム。
24. 制御器は、第２の複数の係数における他の高調波に対する複数の係数における線路電力周波数の偶数次高調波の検出に基づいて、部分放電の発生を識別する、請求項１に記載の部分放電検出システム。
25. 制御器は、コロナ放電を識別するようにさらに構成される、請求項１に記載の部分放電検出システム。
26. コロナ放電は、第２の複数の係数における他の高調波に対する複数の係数の奇数次高調波に基づいて識別される、請求項２４に記載の部分放電検出システム。
27. 複数の係数の計算の大きさに基づいて、部分放電の発生が識別される、請求項１に記載の部分放電検出システム。
28. 複数の係数を計算する間に検出された事象の数を計数することに基づいて部分放電が識別される、請求項１に記載の部分放電検出システム。
29. 制御器は、閾値との比較に基づいて部分放電の発生を識別する、請求項１に記載の部分放電検出システム。

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