JP2017182183A - 定電流回路、温度センサーおよび温度補償機能付き時計 - Google Patents
定電流回路、温度センサーおよび温度補償機能付き時計 Download PDFInfo
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Abstract
【解決手段】定電流回路1は、第1カレントミラー回路10と、複数の第2カレントミラー回路21〜24と、定電流調整回路30と、定電流調整回路を制御する定電圧レベルの制御信号を出力する制御信号出力回路40とを備える。第1カレントミラー回路は、第1回路用第1トランジスターP1と、第1回路用第2トランジスターP2とを備える。第2カレントミラー回路は、定電流調整用抵抗R4〜R1と、第2回路用第1トランジスターN11〜N14と、第2回路用第2トランジスターN21〜N24とを備える。各第2カレントミラー回路における定電流調整用抵抗の抵抗値はそれぞれ異なり、制御信号出力回路は、スイッチをオンするための制御信号を出力して、複数の第2カレントミラー回路から1つの第2カレントミラー回路を作動させる。
【選択図】図1
Description
そこで、抵抗値を制御回路により変更し、所望の定電流バイアスを得る回路が知られている(特許文献1参照)。
以上のような定電流回路による定電流バイアスで駆動している温度センサーの場合、電源電圧が変動し、定電流バイアスが変化すると、温度センサーの検出温度も変化する。
そのため、温度センサーによる温度の検出が正しく行えず、この温度センサーを搭載した温度補償機能付きの時計は、電源電圧の変動により温度センサーの検出温度が変動し、補正量がずれてしまい、高精度を保てなくなるという課題がある。
また、定電流調整回路の制御信号を定電圧レベルにしているので、定電流調整回路のスイッチに印加される信号が電源電圧の変動による影響を受けずに一定になるため、スイッチにおけるON抵抗が変化せず、定電流値が変化することを防止できる。
したがって、本発明の定電流回路によれば、選択した第2カレントミラー回路によって設定される定電流は、電源電圧の変動を受ける事が無い。
また、定電流調整回路は、第2カレントミラー回路と第2電源との間に接続しているので、定電流調整回路を構成するトランジスターのゲートとソース間の電位が、トランジスターの閾値電圧Vthより大きくなるように回路を構成し易くなる。これにより、低い電源電圧で駆動する場合でも、トランジスターの電流を流す能力を大きくできるため、腕時計のような低電圧で駆動する必要のある製品に定電流回路を組み込む際に非常に効果がある。
また、スイッチング回路の面積を大きくする必要もなくなるため、ICの面積を小さくする事ができ、ICを実装する基板上に効率的に配置する事が可能になり、ICコストも低減できる。
本発明によれば、定電流調整用抵抗を電圧依存性の小さいポリシリコンで構成したので、電源電圧の変動の影響をより一層低減でき、電源電圧の変動の影響を受けない定電流が得られる。
また、定電流回路の定電流調整用抵抗と、CR発振回路の放電抵抗との温度特性の傾きの符号を同じにしたので、各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が小さくなり、温度が低くなるほど抵抗値が大きくなる特性の場合、温度が高くなると、定電流回路では定電流は大きくなり、CR発振回路では電荷の放電速度が速まるため、発振周波数が大きくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路では定電流は小さくなり、CR発振回路では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。
一方、各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が大きくなり、温度が低くなるほど抵抗値が小さくなる特性であった場合、温度が高くなると、定電流回路では定電流は小さくなり、CR発振回路では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路では定電流は大きくなり、CR発振回路では電荷の放電速度が速くなるため、発振周波数が大きくなる。
このように温度特性の傾きの符号が同じ抵抗を使用することにより、定電流回路とCR発振回路双方で温度特性を重ね合わせることが可能となり、温度センサーの出力である発振周波数の温度傾きを大きくでき、高感度の温度センサーを提供できる。
本発明では、前記周波数調整回路、温度センサー、演算回路、周波数調整制御回路を備え、演算回路は、温度センサーが検出した温度に基づいて補正量を算出し、周波数調整制御回路は、演算回路が算出した補正量に基づいて周波数調整回路を制御する。このため、周波数調整回路は、振動子の温度に基づいて、発振回路の周波数を調整できるため、振動子の温度が変化しても、発振回路から出力される発振信号の周波数変動を抑制できる。したがって、時刻表示部が表示する時刻の精度を向上できる。
さらに、電源電圧が変動しても正確な温度情報を出力できる前述の温度センサーを用いているので、温度センサーで検出した温度情報に基づく補正量も電源電圧に関係なく正確にでき、発振回路からは電池の放電末期まで周波数変動の小さな発振信号を出力できる。このため、この発振信号に基づいて駆動される時刻表示部の時刻表示精度も高く維持できる。
本発明の第1実施形態に係る定電流回路1を添付図面に基づいて説明する。図1は、第1実施形態の定電流回路1の回路図である。
定電流回路1は、第1カレントミラー回路10と、複数(本実施形態では4つ)の第2カレントミラー回路20(21〜24)と、定電流調整回路30と、制御信号出力回路40とを備える。
第1の電界効果型トランジスターP1のソースは、第1電源である高電位側電源VDDに接続され、ドレインは、後述する第2カレントミラー回路21〜24の定電流調整用抵抗Rに接続され、ゲートは、第2の電界効果型トランジスターP2のゲートに接続されている。
第2の電界効果型トランジスターP2は、ドレインとゲートとが接続されたダイオード結合となっている。第2の電界効果型トランジスターP2のソースは、高電位側電源VDDに接続され、ドレインは、第2カレントミラー回路21〜24に接続され、ゲートは、第1の電界効果型トランジスターP1のゲートに接続されている。
ここで、定電流調整用抵抗Rは、第1抵抗R1から第4抵抗(第N抵抗)R4まで4個(N個)の定電流調整用抵抗を備えている。本実施形態では、第1抵抗R1〜第4抵抗R4は、ポリシリコンで構成されている。
また、第1の電界効果型トランジスターN1(N11〜N14)によって、第2回路用第1トランジスターが構成され、第2の電界効果型トランジスターN2(N21〜N24)によって、第2回路用第2トランジスターが構成されている。
2番目の第2カレントミラー回路22は、定電流調整用抵抗Rと、第1の電界効果型トランジスターN12と、第2の電界効果型トランジスターN22とを備え、定電流調整用抵抗Rは、第1抵抗R1から第3抵抗R3まで3個の抵抗が直列に接続されて構成されている。
3番目の第2カレントミラー回路23は、定電流調整用抵抗Rと、第1の電界効果型トランジスターN13と、第2の電界効果型トランジスターN23とを備え、定電流調整用抵抗Rは、第1抵抗R1から第2抵抗R2まで2個の抵抗が直列に接続されて構成されている。
4番目の第2カレントミラー回路24は、定電流調整用抵抗Rと、第1の電界効果型トランジスターN14と、第2の電界効果型トランジスターN24とを備え、定電流調整用抵抗Rは、第1抵抗R1の1個の抵抗で構成されている。
したがって、k番目(kは1以上、N以下の整数)の第2カレントミラー回路の定電流調整用抵抗Rは、第1抵抗から第k抵抗までk個の抵抗が直列に接続されて構成されている。
第2カレントミラー回路21〜24において、第2の電界効果型トランジスターN21〜N24のドレインは、第2の電界効果型トランジスターP2のドレインに接続され、ソースは、定電流調整回路30に接続され、ゲートは、定電流調整用抵抗Rつまり第1の電界効果型トランジスターN11〜N14のドレインに接続されている。
具体的には、定電流調整回路30は、第1の電界効果型トランジスターN11〜N14と低電位側電源VSSとを断続するスイッチであるNチャネル型の電界効果型トランジスターN31〜N34と、第2の電界効果型トランジスターN21〜N24と低電位側電源VSSとを断続するスイッチであるNチャネル型の電界効果型トランジスターN41〜N44とを備えている。このため、電界効果型トランジスターN31〜N34によって第1スイッチ用トランジスターが構成され、電界効果型トランジスターN41〜N44によって第2スイッチ用トランジスターが構成される。
電界効果型トランジスターN41〜N44のドレインは、電界効果型トランジスターN21〜N24のソースに接続され、ソースは、低電位側電源VSSに接続され、ゲートは、電界効果型トランジスターN31〜N34のゲートに接続されている。
また、電界効果型トランジスターN31〜34と、電界効果型トランジスターN41〜N44とは、同じサイズで構成されている。
電界効果型トランジスターN31、N41のゲートには、制御信号出力回路40から出力される定電圧の制御信号SEL1が入力される。この制御信号SEL1によって、電界効果型トランジスターN31、N41は同時にオン、オフされる。
電界効果型トランジスターN32、N42のゲートには、制御信号出力回路40から出力される定電圧の制御信号SEL2が入力される。この制御信号SEL2によって、電界効果型トランジスターN32、N42は同時にオン、オフされる。
電界効果型トランジスターN33、N43のゲートには、制御信号出力回路40から出力される定電圧の制御信号SEL3が入力される。この制御信号SEL3によって、電界効果型トランジスターN33、N43は同時にオン、オフされる。
電界効果型トランジスターN34、N44のゲートには、制御信号出力回路40から出力される定電圧の制御信号SEL4が入力される。この制御信号SEL4によって、電界効果型トランジスターN34、N44は同時にオン、オフされる。
制御信号SEL1がオン信号であり、電界効果型トランジスターN31、N41がオンされると、図2に示す、第1カレントミラー回路10と、第2カレントミラー回路21とを有する、自己バイアス永田基準電流回路として知られる定電流回路1が構成される。
本実施形態では、第1カレントミラー回路10の第1の電界効果型トランジスターP1のβをβP1とし、第2の電界効果型トランジスターP2のβをβP2とすると、βP1=βP2である。ここで、βはMOSトランジスターの特性を表すパラメーターの1つであり、チャネル幅をW、チャネル長をL、移動度をμ、ゲート酸化膜の単位面積当たりの容量をCoxとすると、β=(W/L)・μ・Coxで求められる。
制御信号出力回路40によって制御信号SEL2をオン信号とし、他をオフ信号とすれば、定電流回路1は、第1カレントミラー回路10と、第2カレントミラー回路22とで構成され、定電流調整用抵抗Rは、直列に接続された3つの抵抗R1〜R3で構成される。
制御信号出力回路40によって制御信号SEL3をオン信号とし、他をオフ信号とすれば、定電流回路1は、第1カレントミラー回路10と、第2カレントミラー回路23とで構成され、定電流調整用抵抗Rは、直列に接続された2つの抵抗R1〜R2で構成される。
制御信号出力回路40によって制御信号SEL4をオン信号とし、他をオフ信号とすれば、定電流回路1は、第1カレントミラー回路10と、第2カレントミラー回路24とで構成され、定電流調整用抵抗Rは、直列に接続された1つの抵抗R1で構成される。
このような第1実施形態によれば、次のような効果がある。
定電流回路1を、第1カレントミラー回路10と、複数の第2カレントミラー回路21〜24とを備えて構成し、定電流調整回路30のスイッチ素子である電界効果型トランジスターN31〜N34,N41〜N44を、制御信号出力回路40から出力される定電圧レベルの制御信号SEL1〜SEL4でオン、オフ制御することで、定電流調整用抵抗Rの抵抗値を4段階に切り替えることができる。したがって、抵抗の製造バラツキがあっても、第2カレントミラー回路21〜24から作動する回路を選択することで、所望の定電流を得ることができる。
さらに、定電流回路1を定電圧駆動した場合でも、時計用IC110の他の部分が定電圧駆動になっていない限り、電源電圧の影響を受けて抵抗値が変動してしまう。従って、この点でも、定電流調整用抵抗R1〜R4は、ポリシリコンで構成することが好ましい。
図4は、第2実施形態の定電流回路1Aの構成を示す回路図である。なお、定電流回路1Aにおいて、第1実施形態の定電流回路1と同一または同様の構成には同一符号を付して説明を簡略する。
定電流回路1Aは、第1電源を低電位側電源VSSとし、第2電源を高電位側電源VDDとしたものである。このため、第1カレントミラー回路10Aは、Nchの電界効果型トランジスターN1,N2で構成され、複数の第2カレントミラー回路21A〜24Aは、Pchの電界効果型トランジスターP11〜P14,P21〜P24で構成されている。
第1カレントミラー回路10Aは、低電位側電源VSSに接続され、定電流調整回路30Aは、高電位側電源VDDとカレントミラー回路21A〜24Aとの間に接続されている。
定電流調整回路30Aは、Pchの電界効果型トランジスターP31〜P34,P41〜P44を備えて構成され、制御信号出力回路40からの制御信号SEL1〜SEL4で制御されている。
このような定電流回路1Aにおいても、制御信号出力回路40から出力される制御信号SEL1〜SEL4によって、第1カレントミラー回路10Aと、第2カレントミラー回路21A〜24Aから選択した回路とで定電流回路1Aを構成でき、定電流調整用抵抗Rを4段階に切り替えることができる。したがって、前記第1実施形態の定電流回路1と同じ作用効果を奏することができる。
次に、第1実施形態の定電流回路1を用いた温度センサー2と、この温度センサー2を用いた温度補償機能付き時計100に関する第3実施形態を、図5,6を参照して説明する。
図5は、温度補償機能付き時計100の構成を示すブロック図が示されている。
温度補償機能付き時計100は、電源102と、電源102によって駆動する時計用IC110と、水晶振動子104と、ステップモーター105とを備えている。
ステップモーター105は、図示しない輪列を介して、分針、秒針、時針等の指針を駆動する。従って、温度補償機能付き時計100は、アナログ式の時計である。
発振装置120は、発振回路121と、周波数調整回路122と、レベルシフター(L/S)123と、波形成形回路125とを備えている。
発振回路121は、水晶振動子104を発振させるための一般的な回路であり、例えば、発振インバーターと、帰還抵抗と、ゲートコンデンサーと、ドレインコンデンサーとを備えるものなどが利用できる。
発振回路121は、発振源である水晶振動子104を駆動して源振となる32kHz(32768Hz)の発振信号を波形成形回路125に出力する。この際、周波数調整回路122によって発振信号の周波数を調整している。
波形成形回路125は、波形成形用インバーターなどで構成され、発振回路121から出力された発振信号を成形してクロック信号として分周回路112に出力する。
モーターパルス形成回路113は、分周回路112から出力される信号を用いてステップモーター105を駆動するモーターパルスを形成して出力する。このモーターパルスは、モーターパルス形成回路113からステップモーター105に出力され、ステップモーター105が駆動される。このステップモーター105の駆動により、輪列を介して指針が運針し、時刻が表示される。したがって、モーターパルス形成回路113、ステップモーター105および図示しない輪列、指針を備えて時刻表示部107が構成される。
温度センサー2は、前記定電流回路1と、CR発振回路60とを備えて構成され、CR発振回路60の温度特性によって変化する発振周波数に基づいて、時計用IC110が配置された空間(時計ケース内)の温度を測定する。
温度センサー2は、第1実施形態の定電流回路1と、CR発振回路60と、出力バッファー90とを備えている。温度センサー2において、高電位側電源VDDおよび低電位側電源VSSの少なくとも一方は、温度センサー用定電圧回路131による定電圧とされ、定電流回路1も定電圧で駆動される。本実施形態では、温度センサー用定電圧回路131が出力する高電位側電源VDDは、電源102の電源電圧よりも低い電圧レベルとし、電源電圧が変動しても、高電位側電源VDDは一定の電圧レベルに維持している。また、低電位側電源VSSはグランド電圧であるため、定電圧である。
CR発振回路60は、コンデンサー(C)及び抵抗(R)により構成される回路であり、予め設定された周波数の発振信号を出力する。本実施形態のCR発振回路60は、図6に示すように、3段のインバーター61,62,63で構成されており、各段のインバーター61〜63を構成するPchの電界効果型トランジスター611,621,631のソースは、定電流を供給するためのカレントミラー回路のPchの電界効果型トランジスター80を介して高電位側電源VDDに接続され、Nchの電界効果型トランジスター612,622,632のソースは、低電位側電源VSSに接続されている。
インバーター61のドレインには、抵抗641と、コンデンサー651が直列に接続されている。抵抗641とコンデンサー651の間の接続点は、インバーター62のゲートに接続されている。
インバーター62のドレインには、抵抗642と、コンデンサー652が直列に接続され、この間の接続点は、インバーター63のゲートに接続されている。
インバーター63のドレインには、抵抗643と、コンデンサー653が直列に接続され、この間の接続点は、出力バッファー90のゲートに接続され、さらにインバーター61のゲートに接続されている。
出力バッファー90は、Pchの電界効果型トランジスター91およびNchの電界効果型トランジスター92を備えたインバーターである。
なお、CR発振回路60の抵抗641〜643は、定電流回路1の定電流調整用抵抗R1〜R4と同じ種類であるポリシリコンで構成されている。
周波数調整制御回路142は、前記演算結果に基づいて周波数調整回路122を制御する制御信号を出力する。この際、周波数調整制御回路142から出力された制御信号は、レベルシフター123により定電圧化され、周波数調整回路122に入力される。
したがって、発振装置120は、周波数調整回路122により調整された周波数の発振信号を出力する。
温度センサー2は、温度特性を有するCR発振回路60を、定電流回路1の定電流バイアスで駆動できるため、電源102の電源電圧が変動しても、温度センサー2の検出温度が変動しないため、温度センサー2は正確な温度情報を出力できる。
例えば、温度センサー2の電源電圧による検出温度の変動を実験したところ、従来技術では、電源電圧が1.58Vから1.20Vに変化した場合に、約10℃の検出温度の差が発生していた。これに対し、本実施形態では、約-0.1℃しか検出温度が変化せず、電源電圧が変動しても検出温度の変動を抑制でき、正確な温度情報を出力できることを確認できた。
このため、演算回路141で算出される補正量は、電源電圧に影響されずに正確になり、周波数調整制御回路142によって周波数調整回路122を調整することで、発振装置120から出力される発振信号の周波数を、電源電圧の変動に影響されずに一定に維持できる。このため、温度補償機能付き時計100は、電池(電源102)の放電末期まで高精度を保つことができ、年差時計にも適用できる。
このため、定電流調整用抵抗R1〜R4、抵抗641〜643の各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が小さくなり、温度が低くなるほど抵抗値が大きくなる特性であった場合、温度が高くなると、定電流回路1では定電流は大きくなり、CR発振回路60では電荷の放電速度が速くなるため、発振周波数が大きくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路1では定電流は小さくなり、CR発振回路60では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。
一方、定電流調整用抵抗R1〜R4、抵抗641〜643の各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が大きくなり、温度が低くなるほど抵抗値が小さくなる特性であった場合、温度が高くなると、定電流回路1では定電流は小さくなり、CR発振回路60では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路1では定電流は大きくなり、CR発振回路60では電荷の放電速度が速くなるため、発振周波数が大きくなる。
つまり、温度特性の傾きの符号が同じ抵抗を使用することにより、定電流回路1とCR発振回路60の双方で温度特性を重ね合わせることが可能となり、温度センサー2の出力である発振周波数の温度傾きを大きくできる。温度センサー2の特性として、温度に対して傾きが大きいほど高感度の温度センサー2とすることができる。
なお、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる他の構成も含み、以下に示すような変形例等も本発明に含まれる。
例えば、温度センサー2における定電流回路1としては、第2実施形態の定電流回路1Aを用いてもよい。
Claims (7)
- 高電位側電源および低電位側電源の一方の電源である第1電源に接続された第1カレントミラー回路と、
前記第1カレントミラー回路に接続された複数の第2カレントミラー回路と、
前記高電位側電源および前記低電位側電源の他方の電源である第2電源と、複数の前記第2カレントミラー回路との間に接続されたトランジスターで構成された複数のスイッチを備える定電流調整回路と、
複数の前記スイッチの動作を制御する定電圧レベルの制御信号を出力する制御信号出力回路と、を備え、
前記第1カレントミラー回路は、第1回路用第1トランジスターと、第1回路用第2トランジスターとを備え、
複数の前記第2カレントミラー回路は、
定電流調整用抵抗と、
前記第1回路用第1トランジスターに、前記定電流調整用抵抗を介して接続された第2回路用第1トランジスターと、
前記第1回路用第2トランジスターに接続された第2回路用第2トランジスターと、をそれぞれ備え、
複数の前記第2カレントミラー回路における前記定電流調整用抵抗の抵抗値はそれぞれ異なり、
前記制御信号出力回路は、
前記スイッチをオンするための前記制御信号を出力して、複数の前記第2カレントミラー回路から1つの第2カレントミラー回路を作動させる
ことを特徴とする定電流回路。 - 請求項1に記載の定電流回路において、
前記第1電源は前記高電位側電源であり、前記第2電源は前記低電位側電源であり、
前記第1回路用第1トランジスターおよび前記第1回路用第2トランジスターは、Pチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記第2回路用第1トランジスターおよび前記第2回路用第2トランジスターは、Nチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記定電流調整回路の前記スイッチは、Nチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記第2カレントミラー回路は、1番目からN番目(Nは2以上の整数)までN個設けられ、
前記定電流調整用抵抗は、第1抵抗から第N抵抗までN個の抵抗を備え、
k番目(kは1以上、N以下の整数)の第2カレントミラー回路の前記定電流調整用抵抗は、第1抵抗から第k抵抗までk個の抵抗が直列に接続されている
ことを特徴とする定電流回路。 - 請求項1に記載の定電流回路において、
前記第1電源は前記低電位側電源であり、前記第2電源は前記高電位側電源であり、
前記第1回路用第1トランジスターおよび前記第1回路用第2トランジスターは、Nチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記第2回路用第1トランジスターおよび前記第2回路用第2トランジスターは、Pチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記定電流調整回路の前記スイッチは、Pチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記第2カレントミラー回路は、1番目からN番目(Nは2以上の整数)までN個設けられ、
前記定電流調整用抵抗は、第1抵抗から第N抵抗までN個の抵抗を備え、
k番目(kは1以上、N以下の整数)の第2カレントミラー回路の前記定電流調整用抵抗は、第1抵抗から第k抵抗までk個の抵抗が直列に接続されている
ことを特徴とする定電流回路。 - 請求項1から請求項3のいずれか一項に記載の定電流回路において、
前記定電流調整回路の複数のスイッチは、
前記第2回路用第1トランジスターおよび前記第2電源との間に配置された第1スイッチ用トランジスターと、
前記第2回路用第2トランジスターおよび前記第2電源との間に配置された第2スイッチ用トランジスターとを備え、
前記第1スイッチ用トランジスターおよび前記第2スイッチ用トランジスターは、同じサイズで構成されている
ことを特徴とする定電流回路。 - 請求項1から請求項4のいずれか一項に記載の定電流回路において、
前記定電流調整用抵抗は、ポリシリコンで構成されている
ことを特徴とする定電流回路。 - 請求項1から請求項5のいずれか一項に記載の定電流回路と、
前記定電流回路の定電流バイアスによって駆動されるCR発振回路と、を備え、
前記CR発振回路に設けられる放電抵抗の温度特性の傾きの符号は、前記定電流回路に設けられる前記定電流調整用抵抗の温度特性の傾きの符号と同じであり、
前記CR発振回路から出力される発振信号の発振周波数によって温度を検出する
ことを特徴とする温度センサー。 - 振動子を発振させる発振回路と、
前記発振回路の周波数調整を行う周波数調整回路と、
前記発振回路を駆動する定電圧回路と、
請求項6に記載の温度センサーと、
前記温度センサーで検出される前記温度に基づいて補正量を算出する演算回路と、
前記補正量に基づいて前記周波数調整回路を制御する周波数調整制御回路と、
前記発振回路から出力される発振信号に基づいて時刻を表示する時刻表示部と、を備えることを特徴とする温度補償機能付き時計。
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