JP2017182183A - 定電流回路、温度センサーおよび温度補償機能付き時計 - Google Patents
定電流回路、温度センサーおよび温度補償機能付き時計 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】電源電圧が変動しても定電流を出力できる定電流回路、温度センサー、温度補償機能付き時計を提供すること。
【解決手段】定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、複数の第２カレントミラー回路２１〜２４と、定電流調整回路３０と、定電流調整回路を制御する定電圧レベルの制御信号を出力する制御信号出力回路４０とを備える。第１カレントミラー回路は、第１回路用第１トランジスターＰ１と、第１回路用第２トランジスターＰ２とを備える。第２カレントミラー回路は、定電流調整用抵抗Ｒ４〜Ｒ１と、第２回路用第１トランジスターＮ１１〜Ｎ１４と、第２回路用第２トランジスターＮ２１〜Ｎ２４とを備える。各第２カレントミラー回路における定電流調整用抵抗の抵抗値はそれぞれ異なり、制御信号出力回路は、スイッチをオンするための制御信号を出力して、複数の第２カレントミラー回路から１つの第２カレントミラー回路を作動させる。
【選択図】図１
【解決手段】定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、複数の第２カレントミラー回路２１〜２４と、定電流調整回路３０と、定電流調整回路を制御する定電圧レベルの制御信号を出力する制御信号出力回路４０とを備える。第１カレントミラー回路は、第１回路用第１トランジスターＰ１と、第１回路用第２トランジスターＰ２とを備える。第２カレントミラー回路は、定電流調整用抵抗Ｒ４〜Ｒ１と、第２回路用第１トランジスターＮ１１〜Ｎ１４と、第２回路用第２トランジスターＮ２１〜Ｎ２４とを備える。各第２カレントミラー回路における定電流調整用抵抗の抵抗値はそれぞれ異なり、制御信号出力回路は、スイッチをオンするための制御信号を出力して、複数の第２カレントミラー回路から１つの第２カレントミラー回路を作動させる。
【選択図】図１
Description
本発明は、定電流回路、温度センサーおよび温度補償機能付き時計に関する。
年差時計のように高精度の時計として、時間基準信号を出力する水晶発振回路の温度特性を補正する温度補償機能付き時計が知られている。この温度補償機能付き時計に搭載される温度センサーには、自己バイアス式の定電流回路による定電流バイアスで駆動している温度センサーが有る。ただし、定電流回路や温度センサーを構成する素子のバラツキにより、設計値どおりに定電流バイアスを得られないことも多い。
そこで、抵抗値を制御回路により変更し、所望の定電流バイアスを得る回路が知られている（特許文献１参照）。
そこで、抵抗値を制御回路により変更し、所望の定電流バイアスを得る回路が知られている（特許文献１参照）。
この特許文献１では、コンパレーター出力信号や、コンパレーターの出力信号をインバーターで反転した制御信号を使用して、アナログスイッチを切り替えることで抵抗を選択している。
しかし、特許文献１では、コンパレーターの出力信号や、それを反転した制御信号は電源電圧レベルの場合に、電源電圧が変動することで、制御信号の電圧レベルも変化する。制御信号は、アナログスイッチのゲートに入力されているため、制御信号の電圧レベルが変化するとアナログスイッチのON抵抗も変化する。すると、ON抵抗の変化分も選択した抵抗に加わり、電流も変化する。
以上のような定電流回路による定電流バイアスで駆動している温度センサーの場合、電源電圧が変動し、定電流バイアスが変化すると、温度センサーの検出温度も変化する。
そのため、温度センサーによる温度の検出が正しく行えず、この温度センサーを搭載した温度補償機能付きの時計は、電源電圧の変動により温度センサーの検出温度が変動し、補正量がずれてしまい、高精度を保てなくなるという課題がある。
以上のような定電流回路による定電流バイアスで駆動している温度センサーの場合、電源電圧が変動し、定電流バイアスが変化すると、温度センサーの検出温度も変化する。
そのため、温度センサーによる温度の検出が正しく行えず、この温度センサーを搭載した温度補償機能付きの時計は、電源電圧の変動により温度センサーの検出温度が変動し、補正量がずれてしまい、高精度を保てなくなるという課題がある。
本発明の目的は、電源電圧が変動しても定電流を出力できる定電流回路と、電源電圧が変動しても温度を精度よく検出できる温度センサーと、温度変化や電源電圧の変動があっても指示時刻の精度が高い温度補償機能付き時計とを提供することにある。
本発明の定電流回路は、高電位側電源および低電位側電源の一方の電源である第１電源に接続された第１カレントミラー回路と、前記第１カレントミラー回路に接続された複数の第２カレントミラー回路と、前記高電位側電源および前記低電位側電源の他方の電源である第２電源と、複数の前記第２カレントミラー回路との間に接続されたトランジスターで構成された複数のスイッチを備える定電流調整回路と、複数の前記スイッチの動作を制御する定電圧レベルの制御信号を出力する制御信号出力回路と、を備え、前記第１カレントミラー回路は、第１回路用第１トランジスターと、第１回路用第２トランジスターとを備え、複数の前記第２カレントミラー回路は、定電流調整用抵抗と、前記第１回路用第１トランジスターに、前記定電流調整用抵抗を介して接続された第２回路用第１トランジスターと、前記第１回路用第２トランジスターに接続された第２回路用第２トランジスターと、をそれぞれ備え、複数の前記第２カレントミラー回路における前記定電流調整用抵抗の抵抗値はそれぞれ異なり、前記制御信号出力回路は、前記スイッチをオンするための前記制御信号を出力して、複数の前記第２カレントミラー回路から１つの第２カレントミラー回路を作動させることを特徴とする。
本発明の定電流回路によれば、複数の第２カレントミラー回路を用意しており、定電圧レベルの制御信号によって定電流調整回路を制御することで、作動させる第２カレントミラー回路を選択して定電流調整用抵抗の抵抗値を変更して所望の定電流を得ることができる。
また、定電流調整回路の制御信号を定電圧レベルにしているので、定電流調整回路のスイッチに印加される信号が電源電圧の変動による影響を受けずに一定になるため、スイッチにおけるON抵抗が変化せず、定電流値が変化することを防止できる。
したがって、本発明の定電流回路によれば、選択した第２カレントミラー回路によって設定される定電流は、電源電圧の変動を受ける事が無い。
また、定電流調整回路は、第２カレントミラー回路と第２電源との間に接続しているので、定電流調整回路を構成するトランジスターのゲートとソース間の電位が、トランジスターの閾値電圧Vthより大きくなるように回路を構成し易くなる。これにより、低い電源電圧で駆動する場合でも、トランジスターの電流を流す能力を大きくできるため、腕時計のような低電圧で駆動する必要のある製品に定電流回路を組み込む際に非常に効果がある。
また、スイッチング回路の面積を大きくする必要もなくなるため、ICの面積を小さくする事ができ、ICを実装する基板上に効率的に配置する事が可能になり、ICコストも低減できる。
また、定電流調整回路の制御信号を定電圧レベルにしているので、定電流調整回路のスイッチに印加される信号が電源電圧の変動による影響を受けずに一定になるため、スイッチにおけるON抵抗が変化せず、定電流値が変化することを防止できる。
したがって、本発明の定電流回路によれば、選択した第２カレントミラー回路によって設定される定電流は、電源電圧の変動を受ける事が無い。
また、定電流調整回路は、第２カレントミラー回路と第２電源との間に接続しているので、定電流調整回路を構成するトランジスターのゲートとソース間の電位が、トランジスターの閾値電圧Vthより大きくなるように回路を構成し易くなる。これにより、低い電源電圧で駆動する場合でも、トランジスターの電流を流す能力を大きくできるため、腕時計のような低電圧で駆動する必要のある製品に定電流回路を組み込む際に非常に効果がある。
また、スイッチング回路の面積を大きくする必要もなくなるため、ICの面積を小さくする事ができ、ICを実装する基板上に効率的に配置する事が可能になり、ICコストも低減できる。
本発明の定電流回路において、前記第１電源は前記高電位側電源であり、前記第２電源は前記低電位側電源であり、前記第１回路用第１トランジスターおよび前記第１回路用第２トランジスターは、Ｐチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、前記第２回路用第１トランジスターおよび前記第２回路用第２トランジスターは、Ｎチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、前記定電流調整回路の前記スイッチは、Ｎチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、前記第２カレントミラー回路は、１番目からＮ番目（Ｎは２以上の整数）までＮ個設けられ、前記定電流調整用抵抗は、第１抵抗から第Ｎ抵抗までＮ個の抵抗を備え、ｋ番目（ｋは１以上、Ｎ以下の整数）の第２カレントミラー回路の前記定電流調整用抵抗は、第１抵抗から第ｋ抵抗までｋ個の抵抗が直列に接続されていることが好ましい。
本発明によれば、複数の第２カレントミラー回路において、一部の抵抗を共通して利用できるので、各第２カレントミラー回路において、別々の抵抗を設ける場合に比べて、抵抗の配置スペースを小さくでき、ICの面積を小さくする事ができる。ICの面積を小さくする事で、ICを実装する基板上に効率的に配置する事が可能になり、ICコストも低減できる。
本発明の定電流回路において、前記第１電源は前記低電位側電源であり、前記第２電源は前記高電位側電源であり、前記第１回路用第１トランジスターおよび前記第１回路用第２トランジスターは、Ｎチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、前記第２回路用第１トランジスターおよび前記第２回路用第２トランジスターは、Ｐチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、前記定電流調整回路の前記スイッチは、Ｐチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、前記第２カレントミラー回路は、１番目からＮ番目（Ｎは２以上の整数）までＮ個設けられ、前記定電流調整用抵抗は、第１抵抗から第Ｎ抵抗までＮ個の抵抗を備え、ｋ番目（ｋは１以上、Ｎ以下の整数）の第２カレントミラー回路の前記定電流調整用抵抗は、第１抵抗から第ｋ抵抗までｋ個の抵抗が直列に接続されていることが好ましい。
本発明によれば、複数の第２カレントミラー回路において、一部の抵抗を共通して利用できるので、各第２カレントミラー回路において、別々の抵抗を設ける場合に比べて、抵抗の配置スペースを小さくでき、ICの面積を小さくする事ができる。ICの面積を小さくする事で、ICを実装する基板上に効率的に配置する事が可能になり、ICコストも低減できる。
本発明の定電流回路において、前記定電流調整回路の複数のスイッチは、前記第２回路用第１トランジスターおよび前記第２電源との間に配置された第１スイッチ用トランジスターと、前記第２回路用第２トランジスターおよび前記第２電源との間に配置された第２スイッチ用トランジスターとを備え、前記第１スイッチ用トランジスターおよび前記第２スイッチ用トランジスターは、同じサイズで構成されていることが好ましい。
本発明によれば、定電流調整回路の対となる第１スイッチ用トランジスターと、第２スイッチ用トランジスターとは、同じサイズで構成されているので、トランジスターのON抵抗が同じになり、定電流回路を設計する際に、トランジスターのON抵抗の違いを考慮しなくても良く、容易に設計できる。
本発明の定電流回路において、前記定電流調整用抵抗は、ポリシリコンで構成されていることが好ましい。
本発明によれば、定電流調整用抵抗を電圧依存性の小さいポリシリコンで構成したので、電源電圧の変動の影響をより一層低減でき、電源電圧の変動の影響を受けない定電流が得られる。
本発明によれば、定電流調整用抵抗を電圧依存性の小さいポリシリコンで構成したので、電源電圧の変動の影響をより一層低減でき、電源電圧の変動の影響を受けない定電流が得られる。
本発明の温度センサーは、前述した定電流回路と、前記定電流回路の定電流バイアスによって駆動されるＣＲ発振回路と、を備え、前記ＣＲ発振回路に設けられる放電抵抗の温度特性の傾きの符号は、前記定電流回路に設けられる前記定電流調整用抵抗の温度特性の傾きの符号と同じであり、前記ＣＲ発振回路から出力される発振信号の発振周波数によって温度を検出することを特徴とする。
本発明によれば、ＣＲ発振回路を、定電流回路の定電流バイアスで駆動できるため、電源電圧が変動しても、温度センサーの検出温度が変動しないため、温度センサーは正確な温度情報を出力できる。そのため、電池電圧が放電により低下する一次電池や、充放電により電圧が上昇したり下降したりする二次電池で温度センサーを駆動する場合に非常に効果がある。
また、定電流回路の定電流調整用抵抗と、ＣＲ発振回路の放電抵抗との温度特性の傾きの符号を同じにしたので、各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が小さくなり、温度が低くなるほど抵抗値が大きくなる特性の場合、温度が高くなると、定電流回路では定電流は大きくなり、ＣＲ発振回路では電荷の放電速度が速まるため、発振周波数が大きくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路では定電流は小さくなり、ＣＲ発振回路では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。
一方、各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が大きくなり、温度が低くなるほど抵抗値が小さくなる特性であった場合、温度が高くなると、定電流回路では定電流は小さくなり、ＣＲ発振回路では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路では定電流は大きくなり、ＣＲ発振回路では電荷の放電速度が速くなるため、発振周波数が大きくなる。
このように温度特性の傾きの符号が同じ抵抗を使用することにより、定電流回路とＣＲ発振回路双方で温度特性を重ね合わせることが可能となり、温度センサーの出力である発振周波数の温度傾きを大きくでき、高感度の温度センサーを提供できる。
また、定電流回路の定電流調整用抵抗と、ＣＲ発振回路の放電抵抗との温度特性の傾きの符号を同じにしたので、各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が小さくなり、温度が低くなるほど抵抗値が大きくなる特性の場合、温度が高くなると、定電流回路では定電流は大きくなり、ＣＲ発振回路では電荷の放電速度が速まるため、発振周波数が大きくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路では定電流は小さくなり、ＣＲ発振回路では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。
一方、各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が大きくなり、温度が低くなるほど抵抗値が小さくなる特性であった場合、温度が高くなると、定電流回路では定電流は小さくなり、ＣＲ発振回路では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路では定電流は大きくなり、ＣＲ発振回路では電荷の放電速度が速くなるため、発振周波数が大きくなる。
このように温度特性の傾きの符号が同じ抵抗を使用することにより、定電流回路とＣＲ発振回路双方で温度特性を重ね合わせることが可能となり、温度センサーの出力である発振周波数の温度傾きを大きくでき、高感度の温度センサーを提供できる。
本発明の温度補償機能付き時計は、振動子を発振させる発振回路と、前記発振回路の周波数調整を行う周波数調整回路と、前記発振回路を駆動する定電圧回路と、前述の温度センサーと、前記温度センサーで検出される前記温度に基づいて補正量を算出する演算回路と、前記補正量に基づいて前記周波数調整回路を制御する周波数調整制御回路と、前記発振回路から出力される発振信号に基づいて時刻を表示する時刻表示部と、を備えることを特徴とする。
本発明によれば、時刻表示部は、振動子を発振させる発振回路の出力である発振信号（例えば１Hzの信号）に基づいて時刻を表示できる。ただし、振動子は周波数温度特性を有するため、気温などによって振動子の温度が変化すると、発振回路から出力される発振信号の発振周波数も変動し、時刻表示部の指示時刻に誤差が生じる。
本発明では、前記周波数調整回路、温度センサー、演算回路、周波数調整制御回路を備え、演算回路は、温度センサーが検出した温度に基づいて補正量を算出し、周波数調整制御回路は、演算回路が算出した補正量に基づいて周波数調整回路を制御する。このため、周波数調整回路は、振動子の温度に基づいて、発振回路の周波数を調整できるため、振動子の温度が変化しても、発振回路から出力される発振信号の周波数変動を抑制できる。したがって、時刻表示部が表示する時刻の精度を向上できる。
さらに、電源電圧が変動しても正確な温度情報を出力できる前述の温度センサーを用いているので、温度センサーで検出した温度情報に基づく補正量も電源電圧に関係なく正確にでき、発振回路からは電池の放電末期まで周波数変動の小さな発振信号を出力できる。このため、この発振信号に基づいて駆動される時刻表示部の時刻表示精度も高く維持できる。
本発明では、前記周波数調整回路、温度センサー、演算回路、周波数調整制御回路を備え、演算回路は、温度センサーが検出した温度に基づいて補正量を算出し、周波数調整制御回路は、演算回路が算出した補正量に基づいて周波数調整回路を制御する。このため、周波数調整回路は、振動子の温度に基づいて、発振回路の周波数を調整できるため、振動子の温度が変化しても、発振回路から出力される発振信号の周波数変動を抑制できる。したがって、時刻表示部が表示する時刻の精度を向上できる。
さらに、電源電圧が変動しても正確な温度情報を出力できる前述の温度センサーを用いているので、温度センサーで検出した温度情報に基づく補正量も電源電圧に関係なく正確にでき、発振回路からは電池の放電末期まで周波数変動の小さな発振信号を出力できる。このため、この発振信号に基づいて駆動される時刻表示部の時刻表示精度も高く維持できる。
［第１実施形態］
本発明の第１実施形態に係る定電流回路１を添付図面に基づいて説明する。図１は、第１実施形態の定電流回路１の回路図である。
定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、複数（本実施形態では４つ）の第２カレントミラー回路２０（２１〜２４）と、定電流調整回路３０と、制御信号出力回路４０とを備える。
本発明の第１実施形態に係る定電流回路１を添付図面に基づいて説明する。図１は、第１実施形態の定電流回路１の回路図である。
定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、複数（本実施形態では４つ）の第２カレントミラー回路２０（２１〜２４）と、定電流調整回路３０と、制御信号出力回路４０とを備える。
第１カレントミラー回路１０は、第１および第２のＰチャネル型（Pch）の電界効果型トランジスター(MOSFET：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)Ｐ１、Ｐ２を備えている。ここで、第１の電界効果型トランジスターＰ１によって、第１回路用第１トランジスターが構成され、第２の電界効果型トランジスターＰ２によって、第１回路用第２トランジスターが構成されている。
第１の電界効果型トランジスターＰ１のソースは、第１電源である高電位側電源ＶＤＤに接続され、ドレインは、後述する第２カレントミラー回路２１〜２４の定電流調整用抵抗Ｒに接続され、ゲートは、第２の電界効果型トランジスターＰ２のゲートに接続されている。
第２の電界効果型トランジスターＰ２は、ドレインとゲートとが接続されたダイオード結合となっている。第２の電界効果型トランジスターＰ２のソースは、高電位側電源ＶＤＤに接続され、ドレインは、第２カレントミラー回路２１〜２４に接続され、ゲートは、第１の電界効果型トランジスターＰ１のゲートに接続されている。
第１の電界効果型トランジスターＰ１のソースは、第１電源である高電位側電源ＶＤＤに接続され、ドレインは、後述する第２カレントミラー回路２１〜２４の定電流調整用抵抗Ｒに接続され、ゲートは、第２の電界効果型トランジスターＰ２のゲートに接続されている。
第２の電界効果型トランジスターＰ２は、ドレインとゲートとが接続されたダイオード結合となっている。第２の電界効果型トランジスターＰ２のソースは、高電位側電源ＶＤＤに接続され、ドレインは、第２カレントミラー回路２１〜２４に接続され、ゲートは、第１の電界効果型トランジスターＰ１のゲートに接続されている。
第２カレントミラー回路２０は、１番目（Ｎ＝１）から４番目（Ｎ番目）まで４個（Ｎ個）の第２カレントミラー回路２１〜２４を備えている。各第２カレントミラー回路２１〜２４は、定電流調整用抵抗Ｒと、第１および第２のＮチャネル型（Nch）の電界効果型トランジスターＮ１，Ｎ２とを備えている。
ここで、定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗Ｒ１から第４抵抗（第Ｎ抵抗）Ｒ４まで４個（Ｎ個）の定電流調整用抵抗を備えている。本実施形態では、第１抵抗Ｒ１〜第４抵抗Ｒ４は、ポリシリコンで構成されている。
また、第１の電界効果型トランジスターＮ１（Ｎ１１〜Ｎ１４）によって、第２回路用第１トランジスターが構成され、第２の電界効果型トランジスターＮ２（Ｎ２１〜Ｎ２４）によって、第２回路用第２トランジスターが構成されている。
ここで、定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗Ｒ１から第４抵抗（第Ｎ抵抗）Ｒ４まで４個（Ｎ個）の定電流調整用抵抗を備えている。本実施形態では、第１抵抗Ｒ１〜第４抵抗Ｒ４は、ポリシリコンで構成されている。
また、第１の電界効果型トランジスターＮ１（Ｎ１１〜Ｎ１４）によって、第２回路用第１トランジスターが構成され、第２の電界効果型トランジスターＮ２（Ｎ２１〜Ｎ２４）によって、第２回路用第２トランジスターが構成されている。
１番目の第２カレントミラー回路２１は、定電流調整用抵抗Ｒと、第１の電界効果型トランジスターＮ１１と、第２の電界効果型トランジスターＮ２１とを備え、定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗Ｒ１から第４抵抗Ｒ４まで４個の抵抗が直列に接続されて構成されている。
２番目の第２カレントミラー回路２２は、定電流調整用抵抗Ｒと、第１の電界効果型トランジスターＮ１２と、第２の電界効果型トランジスターＮ２２とを備え、定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗Ｒ１から第３抵抗Ｒ３まで３個の抵抗が直列に接続されて構成されている。
３番目の第２カレントミラー回路２３は、定電流調整用抵抗Ｒと、第１の電界効果型トランジスターＮ１３と、第２の電界効果型トランジスターＮ２３とを備え、定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗Ｒ１から第２抵抗Ｒ２まで２個の抵抗が直列に接続されて構成されている。
４番目の第２カレントミラー回路２４は、定電流調整用抵抗Ｒと、第１の電界効果型トランジスターＮ１４と、第２の電界効果型トランジスターＮ２４とを備え、定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗Ｒ１の１個の抵抗で構成されている。
したがって、ｋ番目（ｋは１以上、Ｎ以下の整数）の第２カレントミラー回路の定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗から第ｋ抵抗までｋ個の抵抗が直列に接続されて構成されている。
２番目の第２カレントミラー回路２２は、定電流調整用抵抗Ｒと、第１の電界効果型トランジスターＮ１２と、第２の電界効果型トランジスターＮ２２とを備え、定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗Ｒ１から第３抵抗Ｒ３まで３個の抵抗が直列に接続されて構成されている。
３番目の第２カレントミラー回路２３は、定電流調整用抵抗Ｒと、第１の電界効果型トランジスターＮ１３と、第２の電界効果型トランジスターＮ２３とを備え、定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗Ｒ１から第２抵抗Ｒ２まで２個の抵抗が直列に接続されて構成されている。
４番目の第２カレントミラー回路２４は、定電流調整用抵抗Ｒと、第１の電界効果型トランジスターＮ１４と、第２の電界効果型トランジスターＮ２４とを備え、定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗Ｒ１の１個の抵抗で構成されている。
したがって、ｋ番目（ｋは１以上、Ｎ以下の整数）の第２カレントミラー回路の定電流調整用抵抗Ｒは、第１抵抗から第ｋ抵抗までｋ個の抵抗が直列に接続されて構成されている。
第２カレントミラー回路２１〜２４において、第１の電界効果型トランジスターＮ１１〜Ｎ１４のドレインは、定電流調整用抵抗Ｒに接続され、ソースは、定電流調整回路３０に接続され、ゲートは、第１の電界効果型トランジスターＰ１のドレインに接続されている。
第２カレントミラー回路２１〜２４において、第２の電界効果型トランジスターＮ２１〜Ｎ２４のドレインは、第２の電界効果型トランジスターＰ２のドレインに接続され、ソースは、定電流調整回路３０に接続され、ゲートは、定電流調整用抵抗Ｒつまり第１の電界効果型トランジスターＮ１１〜Ｎ１４のドレインに接続されている。
第２カレントミラー回路２１〜２４において、第２の電界効果型トランジスターＮ２１〜Ｎ２４のドレインは、第２の電界効果型トランジスターＰ２のドレインに接続され、ソースは、定電流調整回路３０に接続され、ゲートは、定電流調整用抵抗Ｒつまり第１の電界効果型トランジスターＮ１１〜Ｎ１４のドレインに接続されている。
定電流調整回路３０は、カレントミラー回路２１〜２４と、低電位側電源ＶＳＳとの間を断続する複数のスイッチを備えて構成されている。
具体的には、定電流調整回路３０は、第１の電界効果型トランジスターＮ１１〜Ｎ１４と低電位側電源ＶＳＳとを断続するスイッチであるＮチャネル型の電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４と、第２の電界効果型トランジスターＮ２１〜Ｎ２４と低電位側電源ＶＳＳとを断続するスイッチであるＮチャネル型の電界効果型トランジスターＮ４１〜Ｎ４４とを備えている。このため、電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４によって第１スイッチ用トランジスターが構成され、電界効果型トランジスターＮ４１〜Ｎ４４によって第２スイッチ用トランジスターが構成される。
具体的には、定電流調整回路３０は、第１の電界効果型トランジスターＮ１１〜Ｎ１４と低電位側電源ＶＳＳとを断続するスイッチであるＮチャネル型の電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４と、第２の電界効果型トランジスターＮ２１〜Ｎ２４と低電位側電源ＶＳＳとを断続するスイッチであるＮチャネル型の電界効果型トランジスターＮ４１〜Ｎ４４とを備えている。このため、電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４によって第１スイッチ用トランジスターが構成され、電界効果型トランジスターＮ４１〜Ｎ４４によって第２スイッチ用トランジスターが構成される。
電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４のドレインは、電界効果型トランジスターＮ１１〜Ｎ１４のソースに接続され、ソースは、低電位側電源ＶＳＳに接続され、ゲートは、電界効果型トランジスターＮ４１〜Ｎ４４のゲートに接続されている。
電界効果型トランジスターＮ４１〜Ｎ４４のドレインは、電界効果型トランジスターＮ２１〜Ｎ２４のソースに接続され、ソースは、低電位側電源ＶＳＳに接続され、ゲートは、電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４のゲートに接続されている。
また、電界効果型トランジスターＮ３１〜３４と、電界効果型トランジスターＮ４１〜Ｎ４４とは、同じサイズで構成されている。
電界効果型トランジスターＮ４１〜Ｎ４４のドレインは、電界効果型トランジスターＮ２１〜Ｎ２４のソースに接続され、ソースは、低電位側電源ＶＳＳに接続され、ゲートは、電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４のゲートに接続されている。
また、電界効果型トランジスターＮ３１〜３４と、電界効果型トランジスターＮ４１〜Ｎ４４とは、同じサイズで構成されている。
制御信号出力回路４０は、図示しないレベルシフターを備えており、定電圧レベルの制御信号SEL1〜SEL4を定電流調整回路３０に出力する。
電界効果型トランジスターＮ３１、Ｎ４１のゲートには、制御信号出力回路４０から出力される定電圧の制御信号SEL1が入力される。この制御信号SEL1によって、電界効果型トランジスターＮ３１、Ｎ４１は同時にオン、オフされる。
電界効果型トランジスターＮ３２、Ｎ４２のゲートには、制御信号出力回路４０から出力される定電圧の制御信号SEL2が入力される。この制御信号SEL2によって、電界効果型トランジスターＮ３２、Ｎ４２は同時にオン、オフされる。
電界効果型トランジスターＮ３３、Ｎ４３のゲートには、制御信号出力回路４０から出力される定電圧の制御信号SEL3が入力される。この制御信号SEL3によって、電界効果型トランジスターＮ３３、Ｎ４３は同時にオン、オフされる。
電界効果型トランジスターＮ３４、Ｎ４４のゲートには、制御信号出力回路４０から出力される定電圧の制御信号SEL4が入力される。この制御信号SEL4によって、電界効果型トランジスターＮ３４、Ｎ４４は同時にオン、オフされる。
電界効果型トランジスターＮ３１、Ｎ４１のゲートには、制御信号出力回路４０から出力される定電圧の制御信号SEL1が入力される。この制御信号SEL1によって、電界効果型トランジスターＮ３１、Ｎ４１は同時にオン、オフされる。
電界効果型トランジスターＮ３２、Ｎ４２のゲートには、制御信号出力回路４０から出力される定電圧の制御信号SEL2が入力される。この制御信号SEL2によって、電界効果型トランジスターＮ３２、Ｎ４２は同時にオン、オフされる。
電界効果型トランジスターＮ３３、Ｎ４３のゲートには、制御信号出力回路４０から出力される定電圧の制御信号SEL3が入力される。この制御信号SEL3によって、電界効果型トランジスターＮ３３、Ｎ４３は同時にオン、オフされる。
電界効果型トランジスターＮ３４、Ｎ４４のゲートには、制御信号出力回路４０から出力される定電圧の制御信号SEL4が入力される。この制御信号SEL4によって、電界効果型トランジスターＮ３４、Ｎ４４は同時にオン、オフされる。
従って、制御信号出力回路４０は、制御信号SEL1〜SEL4のいずれか１つをNchの電界効果型トランジスターのオン信号とし、残りをオフ信号とすることで、第２カレントミラー回路２１〜２４の中から１つの第２カレントミラー回路を選択して作動できる。
次に、本実施形態の第１カレントミラー回路１０および第２カレントミラー回路２１〜２４による定電流回路１の動作について、図２を参照して説明する。図２は、図１において、制御信号SEL1がオン信号とされ、他の制御信号SEL2〜SEL4がオフ信号とされた場合の等価回路である。
制御信号SEL1がオン信号であり、電界効果型トランジスターＮ３１、Ｎ４１がオンされると、図２に示す、第１カレントミラー回路１０と、第２カレントミラー回路２１とを有する、自己バイアス永田基準電流回路として知られる定電流回路１が構成される。
本実施形態では、第１カレントミラー回路１０の第１の電界効果型トランジスターＰ１のβをβP1とし、第２の電界効果型トランジスターＰ２のβをβP2とすると、βP1＝βP2である。ここで、βはＭＯＳトランジスターの特性を表すパラメーターの１つであり、チャネル幅をＷ、チャネル長をＬ、移動度をμ、ゲート酸化膜の単位面積当たりの容量をＣｏｘとすると、β＝（Ｗ／Ｌ）・μ・Ｃｏｘで求められる。
制御信号SEL1がオン信号であり、電界効果型トランジスターＮ３１、Ｎ４１がオンされると、図２に示す、第１カレントミラー回路１０と、第２カレントミラー回路２１とを有する、自己バイアス永田基準電流回路として知られる定電流回路１が構成される。
本実施形態では、第１カレントミラー回路１０の第１の電界効果型トランジスターＰ１のβをβP1とし、第２の電界効果型トランジスターＰ２のβをβP2とすると、βP1＝βP2である。ここで、βはＭＯＳトランジスターの特性を表すパラメーターの１つであり、チャネル幅をＷ、チャネル長をＬ、移動度をμ、ゲート酸化膜の単位面積当たりの容量をＣｏｘとすると、β＝（Ｗ／Ｌ）・μ・Ｃｏｘで求められる。
また、第２カレントミラー回路２１の第１の電界効果型トランジスターＮ１１のβをβN11、第２の電界効果型トランジスターＮ２１のβをβN21とすると、βN11＜βN21である。そして、定電流調整用抵抗Ｒの抵抗値をＲとすると、定電流Idは次の式（１）で表される。
前記式（１）を見ても明らかであるが、抵抗Ｒの製造バラツキによって定電流Idの値が変動する。そのため、所望の定電流を得るためには、抵抗の切り替え回路が必要である。本実施形態では、図１に示すように、制御信号SEL1〜SEL4によって定電流調整回路３０を制御することで、複数の第２カレントミラー回路２１〜２４を切り替えている。これにより、定電流調整用抵抗Ｒを、４つの抵抗Ｒ１〜Ｒ４が直列に接続された状態から、１つの抵抗Ｒ１のみで構成された状態まで、４段階に抵抗値を切り替えることができ、これにより所望の定電流を得ることができる。
すなわち、制御信号出力回路４０によって制御信号SEL1をオン信号とし、他をオフ信号とすれば、定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、第２カレントミラー回路２１とで構成され、定電流調整用抵抗Ｒは、直列に接続された４つの抵抗Ｒ１〜Ｒ４で構成される。
制御信号出力回路４０によって制御信号SEL2をオン信号とし、他をオフ信号とすれば、定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、第２カレントミラー回路２２とで構成され、定電流調整用抵抗Ｒは、直列に接続された３つの抵抗Ｒ１〜Ｒ３で構成される。
制御信号出力回路４０によって制御信号SEL3をオン信号とし、他をオフ信号とすれば、定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、第２カレントミラー回路２３とで構成され、定電流調整用抵抗Ｒは、直列に接続された２つの抵抗Ｒ１〜Ｒ２で構成される。
制御信号出力回路４０によって制御信号SEL4をオン信号とし、他をオフ信号とすれば、定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、第２カレントミラー回路２４とで構成され、定電流調整用抵抗Ｒは、直列に接続された１つの抵抗Ｒ１で構成される。
制御信号出力回路４０によって制御信号SEL2をオン信号とし、他をオフ信号とすれば、定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、第２カレントミラー回路２２とで構成され、定電流調整用抵抗Ｒは、直列に接続された３つの抵抗Ｒ１〜Ｒ３で構成される。
制御信号出力回路４０によって制御信号SEL3をオン信号とし、他をオフ信号とすれば、定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、第２カレントミラー回路２３とで構成され、定電流調整用抵抗Ｒは、直列に接続された２つの抵抗Ｒ１〜Ｒ２で構成される。
制御信号出力回路４０によって制御信号SEL4をオン信号とし、他をオフ信号とすれば、定電流回路１は、第１カレントミラー回路１０と、第２カレントミラー回路２４とで構成され、定電流調整用抵抗Ｒは、直列に接続された１つの抵抗Ｒ１で構成される。
定電流回路１において、各制御信号SEL1〜SEL4を順次オン信号として、第１カレントミラー回路１０と、第２カレントミラー回路２１〜２４とを組み合わせた際の定電流を検出する。そして、所望の定電流が得られた際の制御信号SEL1〜SEL4の設定を、不揮発性メモリーに書き込んだり、ＩＣ内部の制御回路で形成できるようにしておく。これにより、定電流回路１を作動させた際に、制御信号出力回路４０は、前記不揮発性メモリーの設定データを読み込んだりすることで、設定された制御信号SEL1〜SEL4を出力でき、電源電圧の変動に影響されずに、定電流回路１から所望の定電流Idを得ることができる。
［第１実施形態の効果］
このような第１実施形態によれば、次のような効果がある。
定電流回路１を、第１カレントミラー回路１０と、複数の第２カレントミラー回路２１〜２４とを備えて構成し、定電流調整回路３０のスイッチ素子である電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４，Ｎ４１〜Ｎ４４を、制御信号出力回路４０から出力される定電圧レベルの制御信号SEL1〜SEL4でオン、オフ制御することで、定電流調整用抵抗Ｒの抵抗値を４段階に切り替えることができる。したがって、抵抗の製造バラツキがあっても、第２カレントミラー回路２１〜２４から作動する回路を選択することで、所望の定電流を得ることができる。
このような第１実施形態によれば、次のような効果がある。
定電流回路１を、第１カレントミラー回路１０と、複数の第２カレントミラー回路２１〜２４とを備えて構成し、定電流調整回路３０のスイッチ素子である電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４，Ｎ４１〜Ｎ４４を、制御信号出力回路４０から出力される定電圧レベルの制御信号SEL1〜SEL4でオン、オフ制御することで、定電流調整用抵抗Ｒの抵抗値を４段階に切り替えることができる。したがって、抵抗の製造バラツキがあっても、第２カレントミラー回路２１〜２４から作動する回路を選択することで、所望の定電流を得ることができる。
制御信号出力回路４０は、定電圧レベルの制御信号SEL1〜SEL4を出力しているので、定電流調整回路３０の各電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４，Ｎ４１〜Ｎ４４のゲートに印加される前記制御信号SEL1〜SEL4が、電源電圧の変動による影響を受けずに一定レベルになるため、各電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４，Ｎ４１〜Ｎ４４のON抵抗の変化が無く、ON抵抗の変動によって定電流値が変化することを防止できる。
複数の第２カレントミラー回路２１〜２４において、一部の抵抗Ｒ１〜Ｒ３は、複数の第２カレントミラー回路２１〜２４で共通して利用できるので、各第２カレントミラー回路において、別々の抵抗を設ける場合に比べて、抵抗の配置スペースを小さくでき、ICの面積を小さくする事ができる。ICの面積を小さくする事で、ICを実装する基板上に効率的に配置する事が可能になり、ICコストも低減できる。
定電流回路１は、第２カレントミラー回路２１〜２４と、低電位側電源ＶＳＳとの間に定電流調整回路３０を接続しているので、定電流調整回路３０を構成する電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４、Ｎ４１〜Ｎ４４のゲートとソース間の電位が、電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４、Ｎ４１〜Ｎ４４の閾値電圧Vthより大きくなるように回路を構成し易くなる。これにより、低い電源電圧で駆動する場合でも、トランジスターの電流を流す能力を大きくできるため、腕時計のような低電圧で駆動する必要のあるデバイスに定電流回路１を組み込む際に非常に効果がある。また、スイッチング回路の面積を大きくする必要もなくなるため、ICの面積を小さくする事ができ、ICを実装する基板上に効率的に配置する事が可能になり、ICコストも低減できる。
さらに、カレントミラー回路では、カレントミラー回路を駆動する電源電圧を大きくすると、チャネル長変調の影響が大きくなるため、電源電圧が大きくなるほど、定電流値は大きくなってしまう。すなわち、図３に示すように、カレントミラー回路を駆動する電源電圧をVds、定電流値Idsとすると、電源電圧を定電圧Vd1で一定とすれば、チャネル長変調の影響を受けることが無くなり、定電流値Idsも一定値となるため、より電源電圧の変動に影響を受けない定電流を得られる。
さらに、定電流調整回路３０に使用している電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４、Ｎ４１〜Ｎ４４のサブストレイト(SUB)を定電圧電源に接続することで、バックゲート効果による閾値電圧Vthの変動を受けずに、より電源電圧の変動に影響を受けない定電流を得ることができる。
定電流調整回路３０の対となる電界効果型トランジスターＮ３１〜Ｎ３４と、電界効果型トランジスターＮ４１〜Ｎ４４とは、同じサイズで構成されているので、トランジスターのON抵抗が同じになり、定電流回路１を設計する際に、トランジスターのON抵抗の違いを考慮しなくても良く、容易に設計できる。
また、定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４は、電圧依存性の小さいポリシリコンで構成されているので、電源電圧の変動にさらに影響を受けない定電流を得ることができる。すなわち、一般的に、抵抗はポリシリコンや拡散により構成される。ただし、拡散により構成された抵抗は、電源電圧によって抵抗値が変動してしまう。ポリシリコン抵抗は電源電圧の変動による抵抗の変化が小さいため、定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４をポリシリコンで構成することで、より電源電圧の変動に影響を受けない定電流を得られる。
さらに、定電流回路１を定電圧駆動した場合でも、時計用ＩＣ１１０の他の部分が定電圧駆動になっていない限り、電源電圧の影響を受けて抵抗値が変動してしまう。従って、この点でも、定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４は、ポリシリコンで構成することが好ましい。
さらに、定電流回路１を定電圧駆動した場合でも、時計用ＩＣ１１０の他の部分が定電圧駆動になっていない限り、電源電圧の影響を受けて抵抗値が変動してしまう。従って、この点でも、定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４は、ポリシリコンで構成することが好ましい。
［第２実施形態］
図４は、第２実施形態の定電流回路１Ａの構成を示す回路図である。なお、定電流回路１Ａにおいて、第１実施形態の定電流回路１と同一または同様の構成には同一符号を付して説明を簡略する。
定電流回路１Ａは、第１電源を低電位側電源ＶＳＳとし、第２電源を高電位側電源ＶＤＤとしたものである。このため、第１カレントミラー回路１０Ａは、Nchの電界効果型トランジスターＮ１，Ｎ２で構成され、複数の第２カレントミラー回路２１Ａ〜２４Ａは、Pchの電界効果型トランジスターＰ１１〜Ｐ１４，Ｐ２１〜Ｐ２４で構成されている。
第１カレントミラー回路１０Ａは、低電位側電源ＶＳＳに接続され、定電流調整回路３０Ａは、高電位側電源ＶＤＤとカレントミラー回路２１Ａ〜２４Ａとの間に接続されている。
定電流調整回路３０Ａは、Pchの電界効果型トランジスターＰ３１〜Ｐ３４，Ｐ４１〜Ｐ４４を備えて構成され、制御信号出力回路４０からの制御信号SEL1〜SEL4で制御されている。
図４は、第２実施形態の定電流回路１Ａの構成を示す回路図である。なお、定電流回路１Ａにおいて、第１実施形態の定電流回路１と同一または同様の構成には同一符号を付して説明を簡略する。
定電流回路１Ａは、第１電源を低電位側電源ＶＳＳとし、第２電源を高電位側電源ＶＤＤとしたものである。このため、第１カレントミラー回路１０Ａは、Nchの電界効果型トランジスターＮ１，Ｎ２で構成され、複数の第２カレントミラー回路２１Ａ〜２４Ａは、Pchの電界効果型トランジスターＰ１１〜Ｐ１４，Ｐ２１〜Ｐ２４で構成されている。
第１カレントミラー回路１０Ａは、低電位側電源ＶＳＳに接続され、定電流調整回路３０Ａは、高電位側電源ＶＤＤとカレントミラー回路２１Ａ〜２４Ａとの間に接続されている。
定電流調整回路３０Ａは、Pchの電界効果型トランジスターＰ３１〜Ｐ３４，Ｐ４１〜Ｐ４４を備えて構成され、制御信号出力回路４０からの制御信号SEL1〜SEL4で制御されている。
［第２実施形態の効果］
このような定電流回路１Ａにおいても、制御信号出力回路４０から出力される制御信号SEL1〜SEL4によって、第１カレントミラー回路１０Ａと、第２カレントミラー回路２１Ａ〜２４Ａから選択した回路とで定電流回路１Ａを構成でき、定電流調整用抵抗Ｒを４段階に切り替えることができる。したがって、前記第１実施形態の定電流回路１と同じ作用効果を奏することができる。
このような定電流回路１Ａにおいても、制御信号出力回路４０から出力される制御信号SEL1〜SEL4によって、第１カレントミラー回路１０Ａと、第２カレントミラー回路２１Ａ〜２４Ａから選択した回路とで定電流回路１Ａを構成でき、定電流調整用抵抗Ｒを４段階に切り替えることができる。したがって、前記第１実施形態の定電流回路１と同じ作用効果を奏することができる。
［第３実施形態］
次に、第１実施形態の定電流回路１を用いた温度センサー２と、この温度センサー２を用いた温度補償機能付き時計１００に関する第３実施形態を、図５，６を参照して説明する。
次に、第１実施形態の定電流回路１を用いた温度センサー２と、この温度センサー２を用いた温度補償機能付き時計１００に関する第３実施形態を、図５，６を参照して説明する。
［温度補償機能付き時計］
図５は、温度補償機能付き時計１００の構成を示すブロック図が示されている。
温度補償機能付き時計１００は、電源１０２と、電源１０２によって駆動する時計用ＩＣ１１０と、水晶振動子１０４と、ステップモーター１０５とを備えている。
図５は、温度補償機能付き時計１００の構成を示すブロック図が示されている。
温度補償機能付き時計１００は、電源１０２と、電源１０２によって駆動する時計用ＩＣ１１０と、水晶振動子１０４と、ステップモーター１０５とを備えている。
電源１０２は、一次電池や二次電池で構成される。なお、二次電池を用いた場合には、温度補償機能付き時計１００に二次電池を充電する発電機を設けたり、温度補償機能付き時計１００の外部から充電できるように構成すればよい。発電機は、太陽電池や、回転錘で発電する発電機などの時計用の発電機が利用できる。
ステップモーター１０５は、図示しない輪列を介して、分針、秒針、時針等の指針を駆動する。従って、温度補償機能付き時計１００は、アナログ式の時計である。
ステップモーター１０５は、図示しない輪列を介して、分針、秒針、時針等の指針を駆動する。従って、温度補償機能付き時計１００は、アナログ式の時計である。
時計用ＩＣ１１０は、水晶発振回路用定電圧回路１１１と、発振装置１２０と、分周回路１１２と、モーターパルス形成回路１１３と、温度センサー制御回路１３０と、温度センサー用定電圧回路１３１と、温度センサー２と、演算回路１４１と、周波数調整制御回路１４２とを備えている。温度センサー制御回路１３０および温度センサー２間には、図示略のレベルシフター（Ｌ／Ｓ）が配置され、温度センサー制御回路１３０から温度センサー２に入力される制御信号を定電圧の信号としている。
水晶発振回路用定電圧回路１１１は、電源１０２の電源電圧を定電圧に変換し、発振装置１２０に供給する。
発振装置１２０は、発振回路１２１と、周波数調整回路１２２と、レベルシフター（Ｌ／Ｓ）１２３と、波形成形回路１２５とを備えている。
発振回路１２１は、水晶振動子１０４を発振させるための一般的な回路であり、例えば、発振インバーターと、帰還抵抗と、ゲートコンデンサーと、ドレインコンデンサーとを備えるものなどが利用できる。
発振回路１２１は、発振源である水晶振動子１０４を駆動して源振となる３２kHz(32768Hz)の発振信号を波形成形回路１２５に出力する。この際、周波数調整回路１２２によって発振信号の周波数を調整している。
波形成形回路１２５は、波形成形用インバーターなどで構成され、発振回路１２１から出力された発振信号を成形してクロック信号として分周回路１１２に出力する。
発振装置１２０は、発振回路１２１と、周波数調整回路１２２と、レベルシフター（Ｌ／Ｓ）１２３と、波形成形回路１２５とを備えている。
発振回路１２１は、水晶振動子１０４を発振させるための一般的な回路であり、例えば、発振インバーターと、帰還抵抗と、ゲートコンデンサーと、ドレインコンデンサーとを備えるものなどが利用できる。
発振回路１２１は、発振源である水晶振動子１０４を駆動して源振となる３２kHz(32768Hz)の発振信号を波形成形回路１２５に出力する。この際、周波数調整回路１２２によって発振信号の周波数を調整している。
波形成形回路１２５は、波形成形用インバーターなどで構成され、発振回路１２１から出力された発振信号を成形してクロック信号として分周回路１１２に出力する。
分周回路１１２は、時計用ＩＣ１１０で用いられる一般的な分周回路であり、複数の分周器を備え、前記発振信号を一定周期（例えば１Ｈｚ）まで分周し、時間計測の基準となる基準信号として出力する。
モーターパルス形成回路１１３は、分周回路１１２から出力される信号を用いてステップモーター１０５を駆動するモーターパルスを形成して出力する。このモーターパルスは、モーターパルス形成回路１１３からステップモーター１０５に出力され、ステップモーター１０５が駆動される。このステップモーター１０５の駆動により、輪列を介して指針が運針し、時刻が表示される。したがって、モーターパルス形成回路１１３、ステップモーター１０５および図示しない輪列、指針を備えて時刻表示部１０７が構成される。
モーターパルス形成回路１１３は、分周回路１１２から出力される信号を用いてステップモーター１０５を駆動するモーターパルスを形成して出力する。このモーターパルスは、モーターパルス形成回路１１３からステップモーター１０５に出力され、ステップモーター１０５が駆動される。このステップモーター１０５の駆動により、輪列を介して指針が運針し、時刻が表示される。したがって、モーターパルス形成回路１１３、ステップモーター１０５および図示しない輪列、指針を備えて時刻表示部１０７が構成される。
分周回路１１２から出力されるクロック信号は、温度センサー制御回路１３０にも入力される。温度センサー制御回路１３０は、前記クロック信号の入力によって所定のタイミングで温度センサー２と、温度センサー用定電圧回路１３１とを駆動する。この際、温度センサー制御回路１３０から温度センサー２に出力される制御信号は、レベルシフター（図示略）によって定電圧の制御信号とされ、この定電圧の制御信号で温度センサー２が駆動される。
［温度センサー］
温度センサー２は、前記定電流回路１と、ＣＲ発振回路６０とを備えて構成され、ＣＲ発振回路６０の温度特性によって変化する発振周波数に基づいて、時計用ＩＣ１１０が配置された空間（時計ケース内）の温度を測定する。
温度センサー２は、前記定電流回路１と、ＣＲ発振回路６０とを備えて構成され、ＣＲ発振回路６０の温度特性によって変化する発振周波数に基づいて、時計用ＩＣ１１０が配置された空間（時計ケース内）の温度を測定する。
この温度センサー２の詳細について、図６を参照して説明する。
温度センサー２は、第１実施形態の定電流回路１と、ＣＲ発振回路６０と、出力バッファー９０とを備えている。温度センサー２において、高電位側電源ＶＤＤおよび低電位側電源ＶＳＳの少なくとも一方は、温度センサー用定電圧回路１３１による定電圧とされ、定電流回路１も定電圧で駆動される。本実施形態では、温度センサー用定電圧回路１３１が出力する高電位側電源ＶＤＤは、電源１０２の電源電圧よりも低い電圧レベルとし、電源電圧が変動しても、高電位側電源ＶＤＤは一定の電圧レベルに維持している。また、低電位側電源ＶＳＳはグランド電圧であるため、定電圧である。
温度センサー２は、第１実施形態の定電流回路１と、ＣＲ発振回路６０と、出力バッファー９０とを備えている。温度センサー２において、高電位側電源ＶＤＤおよび低電位側電源ＶＳＳの少なくとも一方は、温度センサー用定電圧回路１３１による定電圧とされ、定電流回路１も定電圧で駆動される。本実施形態では、温度センサー用定電圧回路１３１が出力する高電位側電源ＶＤＤは、電源１０２の電源電圧よりも低い電圧レベルとし、電源電圧が変動しても、高電位側電源ＶＤＤは一定の電圧レベルに維持している。また、低電位側電源ＶＳＳはグランド電圧であるため、定電圧である。
［ＣＲ発振回路の構成］
ＣＲ発振回路６０は、コンデンサー（Ｃ）及び抵抗（Ｒ）により構成される回路であり、予め設定された周波数の発振信号を出力する。本実施形態のＣＲ発振回路６０は、図６に示すように、３段のインバーター６１，６２，６３で構成されており、各段のインバーター６１〜６３を構成するＰｃｈの電界効果型トランジスター６１１，６２１，６３１のソースは、定電流を供給するためのカレントミラー回路のＰｃｈの電界効果型トランジスター８０を介して高電位側電源ＶＤＤに接続され、Ｎｃｈの電界効果型トランジスター６１２，６２２，６３２のソースは、低電位側電源ＶＳＳに接続されている。
インバーター６１のドレインには、抵抗６４１と、コンデンサー６５１が直列に接続されている。抵抗６４１とコンデンサー６５１の間の接続点は、インバーター６２のゲートに接続されている。
インバーター６２のドレインには、抵抗６４２と、コンデンサー６５２が直列に接続され、この間の接続点は、インバーター６３のゲートに接続されている。
インバーター６３のドレインには、抵抗６４３と、コンデンサー６５３が直列に接続され、この間の接続点は、出力バッファー９０のゲートに接続され、さらにインバーター６１のゲートに接続されている。
出力バッファー９０は、Ｐｃｈの電界効果型トランジスター９１およびＮｃｈの電界効果型トランジスター９２を備えたインバーターである。
ＣＲ発振回路６０は、コンデンサー（Ｃ）及び抵抗（Ｒ）により構成される回路であり、予め設定された周波数の発振信号を出力する。本実施形態のＣＲ発振回路６０は、図６に示すように、３段のインバーター６１，６２，６３で構成されており、各段のインバーター６１〜６３を構成するＰｃｈの電界効果型トランジスター６１１，６２１，６３１のソースは、定電流を供給するためのカレントミラー回路のＰｃｈの電界効果型トランジスター８０を介して高電位側電源ＶＤＤに接続され、Ｎｃｈの電界効果型トランジスター６１２，６２２，６３２のソースは、低電位側電源ＶＳＳに接続されている。
インバーター６１のドレインには、抵抗６４１と、コンデンサー６５１が直列に接続されている。抵抗６４１とコンデンサー６５１の間の接続点は、インバーター６２のゲートに接続されている。
インバーター６２のドレインには、抵抗６４２と、コンデンサー６５２が直列に接続され、この間の接続点は、インバーター６３のゲートに接続されている。
インバーター６３のドレインには、抵抗６４３と、コンデンサー６５３が直列に接続され、この間の接続点は、出力バッファー９０のゲートに接続され、さらにインバーター６１のゲートに接続されている。
出力バッファー９０は、Ｐｃｈの電界効果型トランジスター９１およびＮｃｈの電界効果型トランジスター９２を備えたインバーターである。
各コンデンサー６５１〜６５３の一端は、低電位側電源ＶＳＳに接続されている。出力バッファー９０からの出力は、ＣＲ発振回路６０で発振された発振信号の出力であり、温度センサー２の出力として演算回路１４１に入力される。
ＣＲ発振回路６０の発振信号の周波数は、各コンデンサー６５１〜６５３に充電される電荷の充放電速度により決定する。よって、各インバーター６１〜６３のドレインと、グランド電圧ＶＳＳ間に直列に接続されている抵抗（放電抵抗）６４１〜６４３と、コンデンサー６５１〜６５３の値と、定電流回路１から供給される定電流によって発振周波数が決定する。
なお、ＣＲ発振回路６０の抵抗６４１〜６４３は、定電流回路１の定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４と同じ種類であるポリシリコンで構成されている。
なお、ＣＲ発振回路６０の抵抗６４１〜６４３は、定電流回路１の定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４と同じ種類であるポリシリコンで構成されている。
定電流回路１を構成する抵抗Ｒ１〜Ｒ４や、ＣＲ発振回路６０を構成する抵抗６４１〜６４３やコンデンサー６５１〜６５３等の素子は温度特性を有しているため、ＣＲ発振回路６０に供給される定電流は温度によって変化し、ＣＲ発振回路６０から出力される発振信号の周波数は、温度によって変化する。この温度特性を利用することで、定電流回路１とＣＲ発振回路６０とを組み合わせて温度センサー２を構成できる。
また、電界効果型トランジスター８０のゲートには、定電流回路１の出力が接続されていて、トランジスターＰ２とトランジスター８０とでカレントミラー回路を構成している。このため、温度センサー２における温度検出部であるＣＲ発振回路６０は、定電流回路１の定電流バイアスで駆動する。定電流回路１の定電流は、第１実施形態と同じく制御信号出力回路４０からの制御信号SEL1〜SEL4により制御され、温度センサー２のＣＲ発振回路６０を適切な定電流デバイスで駆動できるように設定されている。
図５に示すように、温度センサー２の出力（温度情報となる発振周波数）は演算回路１４１に入力される。演算回路１４１は、温度センサー２で測定された温度（ＣＲ発振回路６０の発振周波数）に基づいて、発振装置１２０から出力される発振信号の周波数の補正量を算出し、その演算結果を周波数調整制御回路１４２に入力する。
周波数調整制御回路１４２は、前記演算結果に基づいて周波数調整回路１２２を制御する制御信号を出力する。この際、周波数調整制御回路１４２から出力された制御信号は、レベルシフター１２３により定電圧化され、周波数調整回路１２２に入力される。
周波数調整制御回路１４２は、前記演算結果に基づいて周波数調整回路１２２を制御する制御信号を出力する。この際、周波数調整制御回路１４２から出力された制御信号は、レベルシフター１２３により定電圧化され、周波数調整回路１２２に入力される。
周波数調整回路１２２は、前記制御信号によって、発振回路１２１から出力される発振信号の周波数を調整する。周波数調整回路１２２は、例えば、発振回路１２１に接続する調整用容量（コンデンサー）の接続時間を変化させたり、発振回路１２１に接続する調整用容量の個数を変化させることで、発振回路１２１から出力される発振信号の周波数を調整するものなど、従来から用いられている周波数調整回路１２２を利用できる。
したがって、発振装置１２０は、周波数調整回路１２２により調整された周波数の発振信号を出力する。
したがって、発振装置１２０は、周波数調整回路１２２により調整された周波数の発振信号を出力する。
［第３実施形態の効果］
温度センサー２は、温度特性を有するＣＲ発振回路６０を、定電流回路１の定電流バイアスで駆動できるため、電源１０２の電源電圧が変動しても、温度センサー２の検出温度が変動しないため、温度センサー２は正確な温度情報を出力できる。
例えば、温度センサー２の電源電圧による検出温度の変動を実験したところ、従来技術では、電源電圧が1.58Vから1.20Vに変化した場合に、約10℃の検出温度の差が発生していた。これに対し、本実施形態では、約-0.1℃しか検出温度が変化せず、電源電圧が変動しても検出温度の変動を抑制でき、正確な温度情報を出力できることを確認できた。
このため、演算回路１４１で算出される補正量は、電源電圧に影響されずに正確になり、周波数調整制御回路１４２によって周波数調整回路１２２を調整することで、発振装置１２０から出力される発振信号の周波数を、電源電圧の変動に影響されずに一定に維持できる。このため、温度補償機能付き時計１００は、電池（電源１０２）の放電末期まで高精度を保つことができ、年差時計にも適用できる。
温度センサー２は、温度特性を有するＣＲ発振回路６０を、定電流回路１の定電流バイアスで駆動できるため、電源１０２の電源電圧が変動しても、温度センサー２の検出温度が変動しないため、温度センサー２は正確な温度情報を出力できる。
例えば、温度センサー２の電源電圧による検出温度の変動を実験したところ、従来技術では、電源電圧が1.58Vから1.20Vに変化した場合に、約10℃の検出温度の差が発生していた。これに対し、本実施形態では、約-0.1℃しか検出温度が変化せず、電源電圧が変動しても検出温度の変動を抑制でき、正確な温度情報を出力できることを確認できた。
このため、演算回路１４１で算出される補正量は、電源電圧に影響されずに正確になり、周波数調整制御回路１４２によって周波数調整回路１２２を調整することで、発振装置１２０から出力される発振信号の周波数を、電源電圧の変動に影響されずに一定に維持できる。このため、温度補償機能付き時計１００は、電池（電源１０２）の放電末期まで高精度を保つことができ、年差時計にも適用できる。
温度センサー２は、ＣＲ発振回路６０の発振周波数によって温度を検出しているので、時計用ＩＣ１１０内部の演算回路１４１における演算処理がし易くなり、周波数調整制御回路１４２および周波数調整回路１２２による補正処理も容易に行うことができる。
温度センサー２において、定電流回路１の定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、ＣＲ発振回路６０の抵抗６４１〜６４３は、同じ種類（例えばポリシリコン）で構成しているので、温度に対する抵抗の変化を同じ傾きにできる。
このため、定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４、抵抗６４１〜６４３の各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が小さくなり、温度が低くなるほど抵抗値が大きくなる特性であった場合、温度が高くなると、定電流回路１では定電流は大きくなり、ＣＲ発振回路６０では電荷の放電速度が速くなるため、発振周波数が大きくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路１では定電流は小さくなり、ＣＲ発振回路６０では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。
一方、定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４、抵抗６４１〜６４３の各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が大きくなり、温度が低くなるほど抵抗値が小さくなる特性であった場合、温度が高くなると、定電流回路１では定電流は小さくなり、ＣＲ発振回路６０では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路１では定電流は大きくなり、ＣＲ発振回路６０では電荷の放電速度が速くなるため、発振周波数が大きくなる。
つまり、温度特性の傾きの符号が同じ抵抗を使用することにより、定電流回路１とＣＲ発振回路６０の双方で温度特性を重ね合わせることが可能となり、温度センサー２の出力である発振周波数の温度傾きを大きくできる。温度センサー２の特性として、温度に対して傾きが大きいほど高感度の温度センサー２とすることができる。
このため、定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４、抵抗６４１〜６４３の各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が小さくなり、温度が低くなるほど抵抗値が大きくなる特性であった場合、温度が高くなると、定電流回路１では定電流は大きくなり、ＣＲ発振回路６０では電荷の放電速度が速くなるため、発振周波数が大きくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路１では定電流は小さくなり、ＣＲ発振回路６０では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。
一方、定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４、抵抗６４１〜６４３の各抵抗の温度特性が、温度が高くなるほど抵抗値が大きくなり、温度が低くなるほど抵抗値が小さくなる特性であった場合、温度が高くなると、定電流回路１では定電流は小さくなり、ＣＲ発振回路６０では電荷の放電速度が遅くなるため、発振周波数が小さくなる。反対に温度が低くなると、定電流回路１では定電流は大きくなり、ＣＲ発振回路６０では電荷の放電速度が速くなるため、発振周波数が大きくなる。
つまり、温度特性の傾きの符号が同じ抵抗を使用することにより、定電流回路１とＣＲ発振回路６０の双方で温度特性を重ね合わせることが可能となり、温度センサー２の出力である発振周波数の温度傾きを大きくできる。温度センサー２の特性として、温度に対して傾きが大きいほど高感度の温度センサー２とすることができる。
［変形例］
なお、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる他の構成も含み、以下に示すような変形例等も本発明に含まれる。
例えば、温度センサー２における定電流回路１としては、第２実施形態の定電流回路１Ａを用いてもよい。
なお、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる他の構成も含み、以下に示すような変形例等も本発明に含まれる。
例えば、温度センサー２における定電流回路１としては、第２実施形態の定電流回路１Ａを用いてもよい。
また、本発明の温度センサー２は、温度補償機能付き時計１００に用いられるものに限定されず、温度測定が必要な機器に適用できる。特に、本発明の温度センサー２は、定電流回路１およびＣＲ発振回路６０で構成されるため、ＩＣ内部に組み込むことができ、様々な機器に適用できる。
さらに、定電流回路１の定電流調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、ＣＲ発振回路６０の抵抗６４１〜６４３とは同じ種類の抵抗とすることが好ましいが、種類が異なる抵抗を用いてもよい。また、これらの抵抗Ｒ１〜Ｒ４、６４１〜６４３は、ポリシリコンで構成されることが好ましいが、ポリシリコンに限定されるものではない。
定電流回路１、１Ａにおいて、第２カレントミラー回路２１〜２４，２１Ａ〜２４Ａの数は４個に限定されず、２個あるいは３個でもよく、５個以上でもよい。
１、１Ａ…定電流回路、２…温度センサー、１０、１０Ａ…第１カレントミラー回路、２１〜２４、２１Ａ〜２４Ａ…第２カレントミラー回路、３０、３０Ａ…定電流調整回路、４０…制御信号出力回路、６０…ＣＲ発振回路、８０…電界効果型トランジスター、９０…出力バッファー、１００…温度補償機能付き時計、１０２…電源、１０４…水晶振動子、１０５…ステップモーター、１０７…時刻表示部、１１０…時計用ＩＣ、１１１…水晶発振回路用定電圧回路、１１２…分周回路、１１３…モーターパルス形成回路、１２０…発振装置、１２１…発振回路、１２２…周波数調整回路、１２５…波形成形回路、１３０…温度センサー制御回路、１３１…温度センサー用定電圧回路、１４１…演算回路、１４２…周波数調整制御回路、Ｎ１１〜Ｎ１４…第１の電界効果型トランジスター、Ｎ２１〜Ｎ２４…第２の電界効果型トランジスター、Ｎ３１〜Ｎ３４…電界効果型トランジスター、Ｎ４１〜Ｎ４４…電界効果型トランジスター、Ｐ１…第１の電界効果型トランジスター、Ｐ２…第２の電界効果型トランジスター、Ｒ…定電流調整用抵抗、Ｒ１…第１抵抗、Ｒ２…第２抵抗、Ｒ３…第３抵抗、Ｒ４…第４抵抗、SEL1〜SEL4…制御信号、ＶＤＤ…高電位側電源、ＶＳＳ…低電位側電源。
Claims (7)
- 高電位側電源および低電位側電源の一方の電源である第１電源に接続された第１カレントミラー回路と、
前記第１カレントミラー回路に接続された複数の第２カレントミラー回路と、
前記高電位側電源および前記低電位側電源の他方の電源である第２電源と、複数の前記第２カレントミラー回路との間に接続されたトランジスターで構成された複数のスイッチを備える定電流調整回路と、
複数の前記スイッチの動作を制御する定電圧レベルの制御信号を出力する制御信号出力回路と、を備え、
前記第１カレントミラー回路は、第１回路用第１トランジスターと、第１回路用第２トランジスターとを備え、
複数の前記第２カレントミラー回路は、
定電流調整用抵抗と、
前記第１回路用第１トランジスターに、前記定電流調整用抵抗を介して接続された第２回路用第１トランジスターと、
前記第１回路用第２トランジスターに接続された第２回路用第２トランジスターと、をそれぞれ備え、
複数の前記第２カレントミラー回路における前記定電流調整用抵抗の抵抗値はそれぞれ異なり、
前記制御信号出力回路は、
前記スイッチをオンするための前記制御信号を出力して、複数の前記第２カレントミラー回路から１つの第２カレントミラー回路を作動させる
ことを特徴とする定電流回路。 - 請求項１に記載の定電流回路において、
前記第１電源は前記高電位側電源であり、前記第２電源は前記低電位側電源であり、
前記第１回路用第１トランジスターおよび前記第１回路用第２トランジスターは、Ｐチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記第２回路用第１トランジスターおよび前記第２回路用第２トランジスターは、Ｎチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記定電流調整回路の前記スイッチは、Ｎチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記第２カレントミラー回路は、１番目からＮ番目（Ｎは２以上の整数）までＮ個設けられ、
前記定電流調整用抵抗は、第１抵抗から第Ｎ抵抗までＮ個の抵抗を備え、
ｋ番目（ｋは１以上、Ｎ以下の整数）の第２カレントミラー回路の前記定電流調整用抵抗は、第１抵抗から第ｋ抵抗までｋ個の抵抗が直列に接続されている
ことを特徴とする定電流回路。 - 請求項１に記載の定電流回路において、
前記第１電源は前記低電位側電源であり、前記第２電源は前記高電位側電源であり、
前記第１回路用第１トランジスターおよび前記第１回路用第２トランジスターは、Ｎチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記第２回路用第１トランジスターおよび前記第２回路用第２トランジスターは、Ｐチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記定電流調整回路の前記スイッチは、Ｐチャネル型の電界効果型トランジスターで構成され、
前記第２カレントミラー回路は、１番目からＮ番目（Ｎは２以上の整数）までＮ個設けられ、
前記定電流調整用抵抗は、第１抵抗から第Ｎ抵抗までＮ個の抵抗を備え、
ｋ番目（ｋは１以上、Ｎ以下の整数）の第２カレントミラー回路の前記定電流調整用抵抗は、第１抵抗から第ｋ抵抗までｋ個の抵抗が直列に接続されている
ことを特徴とする定電流回路。 - 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の定電流回路において、
前記定電流調整回路の複数のスイッチは、
前記第２回路用第１トランジスターおよび前記第２電源との間に配置された第１スイッチ用トランジスターと、
前記第２回路用第２トランジスターおよび前記第２電源との間に配置された第２スイッチ用トランジスターとを備え、
前記第１スイッチ用トランジスターおよび前記第２スイッチ用トランジスターは、同じサイズで構成されている
ことを特徴とする定電流回路。 - 請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の定電流回路において、
前記定電流調整用抵抗は、ポリシリコンで構成されている
ことを特徴とする定電流回路。 - 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の定電流回路と、
前記定電流回路の定電流バイアスによって駆動されるＣＲ発振回路と、を備え、
前記ＣＲ発振回路に設けられる放電抵抗の温度特性の傾きの符号は、前記定電流回路に設けられる前記定電流調整用抵抗の温度特性の傾きの符号と同じであり、
前記ＣＲ発振回路から出力される発振信号の発振周波数によって温度を検出する
ことを特徴とする温度センサー。 - 振動子を発振させる発振回路と、
前記発振回路の周波数調整を行う周波数調整回路と、
前記発振回路を駆動する定電圧回路と、
請求項６に記載の温度センサーと、
前記温度センサーで検出される前記温度に基づいて補正量を算出する演算回路と、
前記補正量に基づいて前記周波数調整回路を制御する周波数調整制御回路と、
前記発振回路から出力される発振信号に基づいて時刻を表示する時刻表示部と、を備えることを特徴とする温度補償機能付き時計。
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|---|---|---|---|---|
| JP2021192060A (ja) * | 2018-06-04 | 2021-12-16 | セイコーエプソン株式会社 | 電子制御式機械時計、電子制御式機械時計の制御方法および電子時計 |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02147828A (ja) * | 1988-11-29 | 1990-06-06 | Citizen Watch Co Ltd | 温度検出回路 |
| JP2000183652A (ja) * | 1998-12-14 | 2000-06-30 | Toshiba Microelectronics Corp | 発振回路 |
| JP2004205244A (ja) * | 2002-12-24 | 2004-07-22 | Citizen Watch Co Ltd | 電子時計及びその制御方法 |
| JP2004213272A (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-29 | Sanyo Electric Co Ltd | ザッピング回路 |
| JP2011150675A (ja) * | 2009-12-25 | 2011-08-04 | Mitsumi Electric Co Ltd | 電流源回路及びそれを用いた遅延回路及び発振回路 |
| JP2012227967A (ja) * | 2012-08-08 | 2012-11-15 | Seiko Epson Corp | 圧電発振器 |
| JP2012227762A (ja) * | 2011-04-20 | 2012-11-15 | Seiko Epson Corp | 発振回路 |
| JP2013098860A (ja) * | 2011-11-02 | 2013-05-20 | Kyocera Crystal Device Corp | 温度補償型発振器および温度補償型発振器の温度補償方法 |
-
2016
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Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02147828A (ja) * | 1988-11-29 | 1990-06-06 | Citizen Watch Co Ltd | 温度検出回路 |
| JP2000183652A (ja) * | 1998-12-14 | 2000-06-30 | Toshiba Microelectronics Corp | 発振回路 |
| JP2004205244A (ja) * | 2002-12-24 | 2004-07-22 | Citizen Watch Co Ltd | 電子時計及びその制御方法 |
| JP2004213272A (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-29 | Sanyo Electric Co Ltd | ザッピング回路 |
| JP2011150675A (ja) * | 2009-12-25 | 2011-08-04 | Mitsumi Electric Co Ltd | 電流源回路及びそれを用いた遅延回路及び発振回路 |
| JP2012227762A (ja) * | 2011-04-20 | 2012-11-15 | Seiko Epson Corp | 発振回路 |
| JP2013098860A (ja) * | 2011-11-02 | 2013-05-20 | Kyocera Crystal Device Corp | 温度補償型発振器および温度補償型発振器の温度補償方法 |
| JP2012227967A (ja) * | 2012-08-08 | 2012-11-15 | Seiko Epson Corp | 圧電発振器 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2021192060A (ja) * | 2018-06-04 | 2021-12-16 | セイコーエプソン株式会社 | 電子制御式機械時計、電子制御式機械時計の制御方法および電子時計 |
| JP7192938B2 (ja) | 2018-06-04 | 2022-12-20 | セイコーエプソン株式会社 | 電子制御式機械時計および電子制御式機械時計の制御方法 |
| US11693367B2 (en) | 2018-06-04 | 2023-07-04 | Seiko Epson Corporation | Electronically controlled mechanical timepiece, control method of an electronically controlled mechanical timepiece, and electronic timepiece |
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