JP2015118763A - インバータ装置及びプラズマ発生装置 - Google Patents

Abstract

【課題】システムによる消費エネルギーを増加させることなく、連続的かつ均一な活性種を生成できるようにする。【解決手段】入力電圧をスイッチングして、トランス３の励磁巻線に励磁電流を流し、そのトランス３の出力巻線から交流電圧を出力するインバータ装置であり、そのトランス３を、それぞれ１個以上のトランスからなり、互いに特性が異なる第１のトランス群Ａと第２のトランス群Ｂとによって構成する。その第１、第２のトランス群Ａ，Ｂの各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２を並列又は直列に接続して同時に励磁電流を流し、第１のトランス群ＡであるトランスＴ１の出力の巻線Ｎｓ１と第２のトランス群ＢであるトランスＴ２の出力巻線Ｎｓ２とを並列に接続して、放電部２への出力電圧の波形を上記スイッチングの周期内で少なくとも２つ以上に分散させて出力する。【選択図】 図１

Description

この発明は、インバータ装置とそれを電源として使用したプラズマ発生装置に関する。

大型プラズマディスプレー用放電管、プラズマ発生装置など、種々の装置に高電圧を供給するためにスイッチングレギュレータやインバータ装置が用いられている。
一般には出力電力値が数Ｗ程度のものが多く使用されているが、プラズマ発生装置などには、出力電圧が十数ＫＶで電力値が数十Ｗ以上の交流の出力を持つインバータ装置が使用される。

一般のスイッチングレギュレータ（ＡＣ又はＤＣ−ＤＣコンバータ）は、電圧変換用のトランスの一次側の励磁巻線に直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電流を整流及び平滑して直流電圧を出力する。
その出力電圧を一定電圧に維持するために、例えば特許文献１に見られるように、出力電圧を検出してフィードバック電圧を生成する。それによって、スイッチング素子のオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なっている。

これは、出力電圧が下がったときには、スイッチングパルスのＯＮ幅を広げて出力電力不足を補い、逆に出力電圧が上がった時には、ＯＮ幅を狭くして過剰な出力電力を制限することによって、出力電圧を一定に制御するものである。
また、インバータ装置は、上述と同様に電圧変換用トランスの一次側の励磁巻線に直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電圧をそのまま負荷へ出力する。

出力電圧が直流のスイッチングレギュレータの場合には、特許文献１に記載されているようにその出力電圧を検出して、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御するスイッチングパルスをＰＷＭ制御することが可能である。また、出力の平滑回路の電解コンデンサなどによる保持時間があるため、制御の応答性が問題になることもない。

しかし、インバータ装置の出力は交流であるために、全波であろうが半波であろうが、その波高値（ピーク電圧値）を一定に制御するのは困難であった。
その理由は、波高値の時間が１点であることと、制御の遅延があり、出力電圧波形が繰り返される周波数が高くなればなるほどその遅延の影響が顕著になって、波高値電圧が降下し過ぎたり上昇し過ぎたりするからである。

出力が交流であって、スイッチング周波数が数十ＫＨｚと高く、出力の波高値電圧も十数ＫＶのように高い場合は、上述した制御の応答性の問題に加えて、出力電圧検出手段や部品の耐圧の問題等も生じる。そのため、このような高電圧を出力するインバータ装置では、入力供給電圧を一定に制御するだけで、出力電圧値は無制御なのが一般であった。

その場合、例えば特許文献２に見られるように、出力電圧の代わりに出力電流を検出して、それを電圧に置き換えてスイッチング素子に対するＰＷＭ制御を行うようにしたものもある。しかし、出力電圧の波高値は監視していないし、それを制御することはできない。

そこで、特許文献３には、出力が交流でその波高値電圧が十数ＫＶのような高電圧インバータ装置において、その波高値電圧が一定になるように制御する発明が提案されている。その高電圧インバータ装置は、励磁電流をスイッチングするスイッチング素子の端子間又は励磁巻線の両端間に発生する電圧をモニタ電圧とする。

そして、出力電圧制御回路が、スイッチング素子のオフ期間におけるモニタ電圧の半波の完了時点から、共振電圧の第２高調波が現れる直前までの間で、モニタ電圧の波高値に応じてスイッチング素子をオンにする時期を制御するための制御信号を生成する。ＰＷＭ制御回路がその制御信号を入力して、一定周波数の矩形波パルス信号によるスイッチングパルスを、その制御信号に対応してスイッチング素子をオンにする期間の割合を変化させるようにパルス幅変調して出力する。それによって、スイッチング素子のオン・オフを制御して、交流出力電圧の波高値電圧が一定になるように制御する。

しかし、このようなインバータ装置でも、例えばプラズマ発生装置の電源装置として使用する場合に次のような問題がある。
プラズマ放電として、例えば大気圧プラズマ放電は、一般的に常圧条件において６ＫＶ以上の電圧が印加されると発生するといわれている。その大気圧プラズマ放電を実現するための手段として、誘電体バリヤ放電又は無声放電あるいは大気中でのコロナ放電等が存在する。
このようなプラズマ放電を、紙に代表されるいわゆる印刷等に使用される記録材の表面処理に利用する場合、放電によって生成されるラジカルやイオンなどの活性種が記録材の表面改質に重要な役割を果たす。

しかしながら、放電パルスによって生成される活性種は、生成後、非常に短い時間で減少する。そのため、表面処理を行なう記録材に対して表面改質の効果を高めるためには、連続的に活性種を生成させ、その活性種の濃度を均一に保つことが必要になる。
連続的に活性種を生成させる方法として、インバータ装置におけるトランスの一次側のスイッチングを高速にすることによって、放電回数を増やすことが考えられる、しかし、そうすることにより、トランスやスイッチング素子の発熱の問題が生じる。

連続的に活性種を生成させる別の方法として、インバータ装置の出力電圧を高くして、放電電流を増加させて、1回の放電当たりに発生する活性種の量を増やすことが考えられる。しかし、出力電圧を使用目的以上に高くすることは、想定外の場所に放電が発生してしまう可能性がある。またシステムの消費エネルギーを必要以上に増やしてしまうことになり、省エネの観点から好ましくない。
特許文献３に開示された高電圧インバータ装置では、このような問題に関しては考慮されていなかった。

この発明は、このような現状に鑑みてなされたものであり、プラズマ放電を発生させる装置に適用する場合に、そのプラズマ発生装置に連続的にかつ均一な活性種を生成させるとともに、必要以上にシステムによる消費エネルギーを増加させないインバータ装置を提供することを目的とする。

この発明は上記の目的を達成するため、直流もしくは、直流成分に脈流が重畳された入力電圧をスイッチングして、トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該トランスの出力巻線から交流電圧を出力するインバータ装置において、上記トランスを、それぞれ１個以上のトランスからなり、互いに特性が異なる第１のトランス群と第２のトランス群とによって構成する。
そして、上記第１、第２のトランス群の各トランスの励磁巻線を並列又は直列に接続して同時に励磁電流を流すように構成する。
さらに、上記第１、第２のトランス群がそれぞれ１個のトランスからなる場合は、それぞれ該１個のトランスの出力巻線を各トランス群の出力巻線とし、それぞれ複数のトランスからなる場合は、その複数の各トランスの出力巻線をそれぞれ直列に接続して各トランス群の出力巻線とし、その第１のトランス群の出力巻線と第２のトランス群の出力巻線とを並列に接続して、負荷への出力電圧の波形を上記スイッチングの周期内で少なくとも２つ以上に分散させて出力するようにしたことを特徴とする。

この発明によるインバータ装置は、出力する交流電圧の出力波形を分散させることができる。そのため、プラズマ放電を発生させる装置に適用する場合に、そのプラズマ発生装置に連続的にかつ均一な活性種を生成させることができるとともに、必要以上にシステムによる消費エネルギーを増加させることがない。

この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第１の実施形態を簡略化して示す回路図である。 図１に示したインバータ装置におけるトランスの二次側の接続関係を示す回路図である。 図２におけるトランスＴ１の出力巻線のみと放電部とが並列に接続されたと仮定した場合の出力電圧波形の例を説明するための図である。 図２におけるトランスＴ２の出力巻線のみと放電部とが並列に接続されたと仮定した場合の出力電圧波形の例を説明するための図である。 図２に示した接続状態の場合の出力電圧波形の例を説明するための図である。

同一特性の２個のトランスの出力巻線を直列に接続して、出力を積上げた場合のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号と出力電圧波形と活性種の量の概略を説明するための波形図である。 異特性の２個のトランスの出力巻線を並列に接続して、出力を加算した場合のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号と出力電圧波形と活性種の量の概略を説明するための波形図である。 分散された出力電圧波形間の周期と活性種の量との関係を示す波形図である。

この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第２の実施形態を簡略化して示す回路図である。 この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第３の実施形態を簡略化して示す回路図である。 この発明の対象とするインバータ装置を用いたプラズマ発生装置の一例を簡略化して示す回路図である。 図１１のインバータ装置における各部の電圧及び電流波形を示す波形図である。 図１１における放電部の構成例を模式的に示す側面図である。

〔インバータ装置を使用したプラズマ発生装置の一例〕
この発明を実施するための形態を説明するのに先立って、この発明の対象とするインバータ装置を使用したプラズマ発生装置の一例について説明する。
図１１は、そのプラズマ発生装置の一例を簡略化して示す回路図であり、図１２はそのインバータ装置における各部の電圧及び電流波形を示す波形図である。
図１１に示すプラズマ発生装置１００は、インバータ装置１０とその負荷である放電部２０とによって構成されている。

インバータ装置１０は、商用電源１１からの交流電圧を整流及び平滑する整流・平滑回路１２と、その整流・平滑回路１２が出力する直流電圧（脈流成分を含んでもよい）を入力電圧Ｖinとするトランス１３と、ＦＥＴ等によるスイッチング素子Ｑおよび制御回路１５を備えている。
トランス１３は励磁巻線Ｎｐと出力巻線Ｎｓを有し、その励磁巻線Ｎｐをスイッチング素子Ｑと直列に、整流・平滑回路１２からの給電回路に接続している。そのスイッチング素子Ｑは、制御回路１５がゲート端子に出力するスイッチング信号Ｓｐによって、オン（ＯN）・オフ（ＯＦＦ）制御される。

制御回路１５からスイッチング素子Ｑのゲートに印加されるスイッチング信号Ｓｐは、図１２の（ａ）に示すような周期Ｔの矩形波であり、これはスイッチング素子Ｑのゲート・ソース間電圧Ｖgs(Ｑ) の波形となる。このスイッチング信号Ｓｐがローレベルの期間がＯＦＦ期間であり、ハイレベルの期間がＯＮ期間である。
インバータ装置１０は、フライバック型電圧共振インバータである。したがって、入力電圧Ｖinをスイッチング素子Ｑによってスイッチングして、トランス１３の励磁巻線Ｎｐに流す励磁電流をオン・オフする。そして、ＯＮのときに励磁巻線Ｎｐに励磁エネルギーをため、ＯＦＦのときにトランス１３の出力巻線Ｎｓから図１２の（ｃ）に示すような波形の出力電圧Ｖout を出力して、負荷である放電部２０の電極間に印加する。

図１２の（ｂ）はスイッチング素子Ｑのソース・ドレイン間電流、すなわちスイッチング素子Ｑに流れる電流Ｉｄ(Ｑ)であり、これはトランス１３の励磁巻線Ｎｐに流れる励磁電流の波形を示す。図１２の（ｄ）は放電部２０へ流れる出力電流Ｉｏの波形を示す。
出力電圧Ｖout は、出力巻線ＮｓのインダクタンスＬｓと、その出力巻線Ｎｓの分布容量Ｃｓ及び負荷である放電部２０の等価静電容量（「負荷容量」という）Ｃｏの合成容量Ｃとによる並列共振回路によって発生する。

それは、励磁巻線Ｎｐと出力巻線Ｎｓの巻数比に応じた高電圧になる。そのため、出力電圧Ｖoutの波形は、図１２の（ｃ）に示すように略正弦波形の半波状であり、この例では正の半波に相当する正（＋）電圧であるが、負の半波に相当する負（−）電圧にすることもできる。
制御回路１５がスイッチング信号Ｓｐをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御して、１周期ＴにおけるＯＮ期間とＯＦＦ期間の比率（デューティ）を変えることにより、出力電圧Ｖoutを制御することが可能である。そのスイッチング信号Ｓｐの周波数及び周期を変更することもできる。

放電部２０は、例えば図１３に示すように、放電電極２１と、それに対向するカウンタ電極２２と、その放電電極２１とカウンタ電極２２との間に介在する誘電体２３とによって構成されている。
放電電極２１は、この例では銅やアルミニウム等の導電性のよい金属線２１aの周囲に、絶縁体（誘電体）２１ｂを被覆した丸棒状の複数（図示の例では１５本）の放電電極２１によって放電電極列を構成している。すなわち、複数の放電電極２１が、平板状のカウンタ電極２２の対向面２２ａに平行な面内で、図１２で左右方向に互いに隣接する電極同士の外周が接するように並んで、紙面に垂直な方向に延びて配列されている。各放電電極２１の直径（φ）は、例えば８ｍｍ程度である。

カウンタ電極２２は、銅やアルミニウム等の導電性のよい金属による平板状の電極であり、放熱板も兼ねている。そのカウンタ電極２２の放電電極２１との対向面２２ａに、シリコン系シート等の誘電体２３を被着している。図１３においては、分り易くするためにカウンタ電極２２と誘電体２３との間に隙間を設けているが、実際には接着等によって密着している。
放電電極２１と誘電体２３との間も、間隔を拡げて示しているが、実際には、表面改質を施す印刷用紙等のシート状記録材が一点鎖線の矢印Ｆで示すように通過できる程度の隙間があればよい。

このように構成した放電部２０の各放電電極２１とカウンタ電極２２との間に、前述したインバータ装置１０による６ＫＶ以上の高電圧の出力電圧Ｖoutを印加する。それによって、大気圧中で、大気圧プラズマ放電の一種である沿面放電もしくは無声放電、または沿面放電と無声放電の複合放電による誘電体バリア放電を発生させることができる。
カウンタ電極２２は接地する。放電電極２１に印加する電圧は正負逆転しても、作用効果に差異はない。

この放電部２０内を、シート状の記録材を一点鎖線の矢印Ｆで示すように搬送して通過させることによって、その表面が上述した誘電体バリア放電によって生成されるラジカルやイオンなどの活性種に触れて改質が進行する。それは、プラズマにより、空気中の成分や記録材自体に含まれている成分によって形成される種々の親水性官能基等の基が、記録材の表面に形成されて表面エネルギーが高くなることによって進行する。例えば、記録材の表面に撥水性を有する部分を含んでいる場合に、その部分が親水化されることによって改質が行われる。

この発明は、上述のような記録材の表面改質効果を向上させるために、スイッチング素子の発熱等によりシステムによる消費エネルギーを必要以上に増加させることなく、放電部で連続的にかつ均一な活性種を発生させることができるようにすることを目的とする。
そのためのインバータ装置及びプラズマ発生装置を提供する。

〔第１の実施形態〕
そこで、この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第１の実施形態を図１から図８によって説明する。
図１は、そのインバータ装置を用いたプラズマ発生装置を簡略化して示す回路図である。この図１に示すインバータ装置１とその負荷である放電部２とによって、プラズマ発生装置を構成している。

インバータ装置１は、入力端子Ｉ１，Ｉ２から直流もしくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧Ｖinを入力し、それをＦＥＴ等のスイッチング素子４によってスイッチングして、トランス３の励磁巻線に励磁電流を流す。そして、そのトランス３の出力巻線から交流電圧を出力し、その出力電圧Ｖout を出力端子Ｏ１，Ｏ２から負荷である放電部２に給電する。スイッチング素子４としてバイポーラのスイッチングトランジスタを使用してもよい。
入力電圧Ｖinは、例えば図１１に示した例と同様に、商用電源からの交流電圧を整流及び平滑する整流・平滑回路で整流及び平滑して供給される。

制御回路５も図１１に示した制御回路１５と同様に、入力電圧Ｖinによって動作し、スイッチング信号Ｓｐをスイッチング素子４のゲート端子に出力して、スイッチング素子４をオン（ＯN）・オフ（ＯＦＦ）制御する。それによって、トランス３の励磁電流を断続（スイッチング）させる。
そして、図１１及び図１２によって説明したインバータ装置１０と同様に、トランス３の出力巻線から交流電圧を出力し、出力端子Ｏ１，Ｏ２から負荷である放電部２に給電する。

放電部２は、例えば図１３によって説明した放電部２０と同様に放電電極２１とカウンタ電極２２とが誘電体２３を介して対向しており、インバータ装置１によって６ＫＶ以上の交流高電圧が印加されると、大気圧プラズマ放電の一種である誘電体バリア放電を発生する。
この図１に示すインバータ装置１が、図１１に示したインバータ装置１０と相異するのは、トランス３を、互いに特性が異なる第１のトランス群Ａと第２のトランス群Ｂとによって構成した点である。

この第１の実施形態では、第１のトランス群Ａと第２のトランス群Ｂを、それぞれ１個ずつのトランスＴ１及びＴ２で構成している。
そして、第１、第２のトランス群Ａ，Ｂの各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２を並列に接続して、共通のスイッチング素子４を介して同時に励磁電流を流すように構成している。
また、第１のトランス群ＡのトランスＴ１の出力巻線Ｎｓ１と第２のトランス群ＢのトランスＴ２の出力巻線Ｎｓ２とを並列に接続して、負荷への出力電圧の波形をスイッチングの周期内で少なくとも２つ以上に分散させて出力するように構成している。

このインバータ装置１は、図１に示したトランス３の構成により、負荷への出力電圧の波形を、励磁電流のスイッチングの周期内で、少なくとも２つ以上に分散させて出力することができる。そのため、比較的低いスイッチング周波数でも、放電部２において連続的且つ効率的に活性種を生成することができるので、スイッチング周波数を高速にすることによるスイッチング素子の発熱を抑制することができる。
また、必要以上に出力電圧を高く設定する必要も無くなるので、システムの消費電力を抑制することができる。

図２は、図１に示したインバータ装置１におけるトランス３の二次側の接続関係を示す回路図である。
このように、トランス３の第１のトランス群Ａと第２のトランス群Ｂを構成するトランスＴ１の出力巻線Ｎｓ１とトランスＴ２のと出力巻線Ｎｓ２とを並列に接続して、その出力電圧を放電部２へ印加する。
この例では、トランスＴ１とＴ２では二次側のインダクタンス、すなわち出力巻線Ｎｓ１と出力巻線Ｎｓ２のインダクタンスが異なっていることによって、異なる特性を示す。それを分かり易く示すために、図２では出力巻線Ｎｓ１と出力巻線Ｎｓ２の形状を異ならせている。

トランス３の二次側の出力巻線のインダクタンスをLｓ、二次側の浮遊容量Ｃｓ放電部２の負荷容量Ｃ０との合成容量をＣとすると、その直列共振回路の共振周波数ｆは次の式で計算される。
ｆ=１／２π√（Ｌｓ×Ｃ）
ここで、図３、図４に示すように、トランスＴ１の出力巻線Ｎｓ１又はトランスＴ２の出力巻線Ｎｓ２のみが負荷容量Ｃ０の放電部２にそれぞれ接続されていると仮定する。
この時のそれぞれの出力電圧波形（図３、図４のそれぞれ右側に示す）の共振周波数ｆ１、ｆ２は、トランスＴ１、トランスＴ２の二次側の出力巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２のインダクタンスＬｓ１、Ｌｓ２の関係がＬｓ１＞Ｌｓ２とすれば、ｆ１＜ｆ２となる。したがって、周期ｔ１、ｔ２はｔ１＞ｔ２になる。

そこで、図２に示したように、トランスＴ１の出力巻線Ｎｓ１とトランスＴ２の出力巻線Ｎｓ２とを並列に接続して、負荷容量Ｃ０の放電部２に接続し、各出力電圧波形を合成させると、図５に示すような合成出力電圧波形になる。
この場合、トランスＴ１とトランスＴ２によるそれぞれの出力電圧波形を合成させることによって、意図的に歪み波を作り出すことになる。

ラジカルやイオンなどの活性種は、放電パルスによって生成されるが、時定数によって放電後は急激に減少する。放電の繰返しによって活性種を均一に保つには、活性種の減少時間に対して放電パルス間隔を短くし、連続的に活性種を生成する必要がある。
しかしながら、放電パルス間隔を短くするには、インバータ装置におけるスイッチング周波数を高速にする必要が生じてしまう。そうすると、スイッチング素子自体の発熱やトランスの発熱などの問題が発生する。

また、一般的に活性種の生成は、放電電流に比例して多くなる。この放電電流を増加させる方法として、インバータ装置の出力電圧を高くすることが考えられる。しかし、出力電圧はシステムの制約によって規定されており、規定以上の出力電圧にすると、想定外の放電がシステムで発生する恐れがあるため、それはできない。
そこで、図５に示したように、意図的に歪み波を生成することによって、擬似的に出力電圧のパルス間隔を短くすることができ、それによって、上述した発熱や出力電圧を増加させることなく、放電部２で連続的に活性種を生成することが出来る。

図６は、同一特性の２個のトランスの出力巻線を直列に接続して、出力を積上げた場合のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号と出力電圧波形と活性種の量の概略を説明するための波形図である。
図７は、異特性の２個のトランスの出力巻線を並列に接続して、出力を加算した場合のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号と出力電圧波形と活性種の量の概略を説明するための波形図である。これが、図１に示したインバータ装置１のトランス３を特性が異なる２個のトランスＴ１、Ｔ２によって構成した第１の実施形態に相当する。

図６、図７に示すように、スイッチング素子のＯＮ時間にトランスの１次側に励磁電流を流し、スイッチング素子のＯＦＦ時間に出力電圧を発生させる。この出力電圧が放電部２に印加されることによってでプラズマが発生し、活性種が生成される。
図６に示す出力電圧波形における電圧値のピーク・トゥ・ピーク値をＶ１ｐｋ−ｐｋ、図７に示す出力電圧波形における電圧値のピーク・トゥ・ピーク値をＶ２ｐｋ−ｐｋ、Ｖ３ｐｋ−ｐｋとすると、次の関係になる。
Ｖ１ｐｋ−ｐｋ＞Ｖ２ｐｋ−ｐｋ＞Ｖ３ｐｋ−ｐｋ

またこのとき、生成される活性種の量をＮ１、Ｎ２、Ｎ３とすると、Ｎ１＞Ｎ２＞Ｎ３の関係となる。
図６に示す同一特性の２個のトランスによる場合は、１回の放電で生成される活性種量は多いが、活性種の寿命に対してスイッチング素子の周期が長い場合には、活性種の量が減少し、例えば搬送される記録材に対する表面改質効果にムラが発生してしまう。

図７に示す異特性の２個のトランスによる場合は、１回目の放電で生成される活性種の量Ｎ２は、同一特性の２個のトランスにより生成される活性種の量Ｎ１より少ない。しかし、スイッチング素子の周期が活性種の寿命に対して長い場合でも、連続して２回目の放電で量Ｎ３の活性種が生成されるので、活性種の量が大幅に減少することはない。
そのため、印刷用紙等の記録材に対して連続して且つ均一に表面改質を行える効果がある。

ここで、Ｖ１ｐｋ−ｐｋ＞Ｖ２ｐｋ−ｐｋ＞Ｖ３ｐｋ−ｐｋの関係となるが、誘電体バリア放電には、６ｋＶ以上の出力電圧が必要となる。
そのため、負荷である放電部２への出力電圧の波形は、出力電圧６ｋＶ以上の波形が、スイッチングの周期内で少なくとも２つ以上に分散されるようにするのが望ましい。それによって、誘電体バリア放電を確実に発生させることができる。

図８は、図７に示したように、異特性の２個のトランスによって分散された出力電圧波形間の周期と活性種の量との関係を示す。
図８に示すように、出力電圧波形間の周期を、活性種の量が少なくとも半分以下にならないように設定することにより、連続的に均一な活性種を生成することができる。それによって、記録材への改質効果のムラが抑制される。この期間は、例えば数十μｓ以下となる。

図１に示したトランスＴ１，Ｔ２は共振トランスであり、その各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２のインダクタンスをＬｓ１，Ｌｓ２とすると、それぞれ単独で負荷と直列共振した場合の出力電圧波形の共振周波数ｆ１，ｆ２は、以下の計算式で算出される。
ｆ１＝１／２π√（Ｌｓ１・Ｃａ） ｆ２＝１／２π√（Ｌｓ２・Ｃｂ）
Ｃａは、出力巻線Ｎｓ１の分布容量Ｃｓ１と放電部２の等価静電容量である負荷容量Ｃｏとの合成容量、Ｃｂは出力巻線Ｎｓ２の分布容量Ｃｓ２と負荷容量Ｃｏとの合成容量である。Ｃｓ１≒Ｃｓ２とすれば、Ｃａ≒Ｃｂであり、それを合成容量Ｃとすると、
ｆ１＝１／２π√（Ｌｓ１・Ｃ） ｆ２＝１／２π√（Ｌｓ２・Ｃ）
となる。

ここで、例えば共振周波数ｆ２を共振周波数ｆ１の２倍にして、その合成波形を得るようにするには、上式から出力巻線Ｎｓ２のインダクタンスＬｓ２を出力巻線Ｎｓ１のインダクタンスＬｓ１の１／４になるように設定するればよい。
一般に、トランスの二次側インダクタンス（出力巻線のインダクタンス）は、以下の式で算出される。
Ｌｓ=ＡＬ・ｎｓ²

ここで、ｎｓは出力巻線の巻数、ＡＬはコアのインダクション係数であり、コアの透磁率をμ、コアの実効断面積Ａｅ、磁路長をＬとすると、ＡＬ＝μ・Ａｅ／Ｌで求められる。
したがって、トランスＴ２の二次側インダクタンスをトランスＴ１の１／４に設定するには、コアの特性で決定されるインダクション係数ＡＬが１／４のコアを選定するか、出力巻線Ｎｓ２の巻数を出力巻線Ｎｓ１の巻数の１／２にしたトランスを作製すればよい。
トランスの励磁巻線やコアのギャップ特性によって異特性のトランスを作製しようとすると、トランス間の発熱のバラツキが大きくなってしまう。

〔第２の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第２の実施形態を図９によって説明する。図９は、そのインバータ装置を使用したプラズマ発生装置を簡略化して示す回路図であり、図１と対応する部分には同一の符号を付し、それらの説明は省略する。
この発明によるインバータ装置のトランスを構成する第１のトランス群Ａと第２のトランス群Ｂは、いずれも２個以上のトランスで構成してもよい。また、第１のトランス群Ａのトランスの個数と第２のトランス群Ｂのトランスの個数とが異なっていてもよい。

図９に示す第２の実施形態では、インバータ装置１のトランス３０を、トランスＴ３，Ｔ４からなる第１のトランス群ＡとトランスＴ５，Ｔ６からなる第２のトランス群Ｂとによって構成している。
そして、第１、第２のトランス群Ａ，Ｂの各トランスＴ３〜Ｔ６の励磁巻線Ｎｐ３〜Ｎｐ６を全て並列に接続して、共通のスイッチング素子４を介して同時に励磁電流を流すように構成している。

また、第１のトランス群Ａの各トランスＴ３，Ｔ４の各出力巻線Ｎｓ３とＮｓ４を直列に接続し、第２のトランス群Ｂの各トランスＴ５，Ｔ６の各出力巻線Ｎｓ５とＮｓ６も直列に接続している。そのそれぞれ直列に接続した第１のトランス群Ａの出力巻線と第２のトランス群Ｂの出力巻線とを並列に接続して、放電部２へ給電する出力端子Ｏ１，Ｏ２に接続している。

その第１のトランス群ＡのトランスＴ３とＴ４は同じ特性（各トランスの出力巻線のインダクタンスが同じ）を有し、第２のトランス群ＢのトランスＴ５とＴ６も同じ特性を有する。
しかし、第１のトランス群Ａと第２のトランス群Ｂとは異なる特性を有する。この場合の特性は、第１、第２のトランス群Ａ，Ｂのそれぞれ二次側インダクタンス、すなわち各トランス群内の２個トランスの出力巻線をそれぞれ直列に接続したインダクタンスである。そのため、この実施形態では、第１のトランス群ＡのトランスＴ３，Ｔ４と、第２のトランス群ＢのトランスＴ５，Ｔ６には、特性が異なるトランスを使用する。

この第２の実施形態のインバータ装置によっても、前述した第１の実施形態のインバータ装置と同様に、負荷である放電部２への出力電圧の波形を、励磁電流のスイッチング周期内で少なくとも２つ以上に分散させて出力することができる。
すなわち、前述したように意図的に歪み波を生成し、擬似的に出力電圧のパルス間隔を短くすることができ、それによって、スイッチング素子の発熱や出力電圧を増加させることなく、放電部２で連続的に活性種を生成することが出来る。

図９における第１のトランス群ＡのトランスＴ３，Ｔ４がいずれも図１におけるトランスＴ１と同じ特性で、第２のトランス群ＢのトランスＴ３，Ｔ４がいずれも図１におけるトランスＴ２と同じ特性であるとすると、次のようになる。
第１のトランス群Ａの出力巻線のインダクタンスＬｓＡはトランスＴ１の出力巻線Ｎｓ１のインダクタンスＬｓ１の２倍になり、第２のトランス群Ｂの出力巻線のインダクタンスＬｓＢはトランスＴ２の出力巻線Ｎｓ２のインダクタンスＬｓ２の２倍になる。

したがって、第１のトランス群Ａ側の共振周波数ｆ１及び第２のトランス群Ｂ側の共振周波数ｆ２は、いずれも第１の実施形態の場合の１／√２になるが、Ｌｓ２＝Ｌｓ１／４であればＬｓＢ＝ＬｓＡ／４となり、ｆ２＝２ｆ１になる。
そして、インバータ装置１の入力電圧Ｖinが第１の実施形態と同じ場合に、第２の実施形態における出力電圧Ｖout の波高値は約２倍になる。

〔第３の実施形態と他の変更例〕
次に、この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第３の実施形態を図１０によって説明する。図１０は、そのインバータ装置を用いたプラズマ発生装置を簡略化して示す回路図であり、図１及び図９と対応する部分には同一の符号を付し、それらの説明は省略する。
この図１０に示すインバータ装置１のトランス３１を構成する第１のトランス群Ａは、２個のトランスＴ３，Ｔ４からなり、第２のトランス群Ｂは３個のトランスＴ５，Ｔ６，Ｔ７からなっている。

そして、第１、第２のトランス群Ａ，Ｂの各トランスＴ３〜Ｔ７の励磁巻線Ｎｐ３〜Ｎｐ７を全て並列に接続して、共通のスイッチング素子４を介して同時に励磁電流を流すように構成している。
また、第１のトランス群Ａの各トランスＴ３，Ｔ４の各出力巻線Ｎｓ３とＮｓ４を直列に接続し、第２のトランス群Ｂの各トランスＴ５，Ｔ６、Ｔ７の各出力巻線Ｎｓ５，Ｎｓ６，Ｎｓ７も直列に接続している。そのそれぞれ直列に接続した第１のトランス群Ａの出力巻線と第２のトランス群Ｂの出力巻線とを並列に接続して、放電部２へ給電する出力端子Ｏ１，Ｏ２に接続している。

この第３の実施形態の場合には、トランス３１に使用する各トランスＴ１〜Ｔ７の特性を全て同じにしても、第１のトランス群Ａと第２のトランス群Ｂの特性を異ならせることができる。
例えば、各トランスＴ１〜Ｔ７の各出力巻線のインダクタンスをＬｓとすると、第１のトランス群Ａの出力巻線（Ｎｓ３＋Ｎｓ４）のインダクタンスＬｓＡは２Ｌｓとなる。第２のトランス群Ｂの出力巻線（Ｎｓ５＋Ｎｓ６＋Ｎｓ７）のインダクタンスＬｓＢは３Ｌｓとなる。したがって、ＬｓＢ＝ＬｓＡ・３／２＝１．５ＬｓＡとなる。
したがって、第１のトランス群Ａ側の共振周波数ｆ１と第２のトランス群Ｂ側の共振周波数ｆ２を異ならせることができる。

第１のトランス群Ａを１個のトランスで構成し、第２のトランス群をそれと同じ特性の４個のトランスで構成すれば、第１のトランス群Ａの出力巻線のインダクタンスＬｓＡはＬｓ、第２のトランス群Ｂの出力巻線のインダクタンスＬｓＢは４Ｌｓとなる。
したがって、第１の実施形態とは逆になるが、第１のトランス群Ａの出力巻線のインダクタンスＬｓＡが第２のトランス群Ｂの出力巻線のインダクタンスＬａＢの１／４になる。それによって、第１のトランス群Ａ側の共振周波数ｆ１が第２のトランス群Ｂ側の共振周波数ｆ２の２倍になる。したがって、第１、第２の実施形態の場合と同様な効果を得ることができる。

その他、第１、第２のトランス群Ａ，Ｂを構成するトランスの個数及び各トランスの特性（二次側インダクタンス）を種々変更することができる。それによって、共振周波数が異なる種々の出力電圧波形を合成して、負荷への出力電圧の波形をスイッチングの周期内で少なくとも２つ以上に分散させて出力することができる。
第１、第２のトランス群がそれぞれ１個のトランスからなる場合は、それぞれ該１個のトランスの出力巻線を各トランス群の出力巻線とする。それぞれ複数のトランスからなる場合は、その複数の各トランスの出力巻線をそれぞれ直列に接続して各トランス群の出力巻線とする。そして、その第１のトランス群の出力巻線と第２のトランス群の出力巻線とを並列に接続して、負荷への出力電圧の波形をスイッチングの周期内で少なくとも２つ以上に分散させて出力するようにする。

また、上述した各実施形態のインバータ装置１においては、そのトランスを構成する第１、第２のトランス群Ａ，Ｂの各トランスの励磁巻線を全て並列に接続しているが、それに限定するものではない。全てのトランスの励磁巻線に同時に励磁電流を流すことは必須であるが、その接続形態は次のようにしてもよい。
・全てのトランスの励磁巻線を直列に接続する。
・同じ群のトランスの励磁巻線を並列に接続し、異なる群のトランスの前記並列に接続した励磁巻線を互いに直列に接続する。
・同じ群のトランスの励磁巻線を直列に接続し、異なる群のトランスの前記直列に接続した励磁巻線を互いに並列に接続する。

この発明によるプラズマ発生装置は、コロナ放電によってプラズマを発生する装置や、多少ガスが入った低圧雰囲気でプラズマ放電を発生する装置にも適用可能である。
以上、この発明の各実施形態について説明してきたが、その各実施形態の各部の具体的な構成や処理の内容等は、そこに記載したものに限るものではない。
また、この発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に記載された技術的特徴を有する以外は、何ら限定されるものではないことは言うまでもない。
さらに、以上説明してきた各実施形態の構成例、動作例及び変形例等は、適宜変更又は追加したり一部を削除してもよく、相互に矛盾しない限り任意に組み合わせて実施することも可能であることは勿論である。

１，１０：インバータ装置 ２，２０：放電部（負荷装置）
３，１３，３０，３１：トランス ４：スイッチング素子
５，１５：制御回路 １１：商用電源 １２：整流・平滑回路
２１：放電電極 ２１ａ：金属線 ２１ｂ：絶縁体 ２２：カウンタ電極
２２ａ：対向面 ２３：誘電体 １００：プラズマ発生装置
Ｑ：スイッチング素子 Ａ：第１のトランス群 Ｂ：第２のトランス群
Ｔ１〜Ｔ７：トランス Ｎｐ，Ｎｐ１〜Ｎｐ７：励磁巻線
Ｎｓ，Ｎｓ１〜Ｎｓ７：出力巻線 Ｉ１，Ｉ２：入力端子 Ｏ１，Ｏ２：出力端子
Ｖin：入力電圧 Ｖout：出力電圧 Ｃ０：負荷容量

特開２００９−１１１４４号公報 国際公開第２００７／０６０９４１号パンフレット 特開２０１３−３１３３８号公報

Claims (8)

1. 直流もしくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧をスイッチングして、トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該トランスの出力巻線から交流電圧を出力するインバータ装置において、
   前記トランスを、それぞれ１個以上のトランスからなり、互いに特性が異なる第１のトランス群と第２のトランス群とによって構成し、
   前記第１、第２のトランス群の各トランスの励磁巻線を並列又は直列に接続して同時に励磁電流を流すように構成し、
   前記第１、第２のトランス群がそれぞれ１個のトランスからなる場合は、それぞれ該１個のトランスの出力巻線を各トランス群の出力巻線とし、それぞれ複数のトランスからなる場合は、その複数の各トランスの出力巻線をそれぞれ直列に接続して各トランス群の出力巻線とし、前記第１のトランス群の出力巻線と前記第２のトランス群の出力巻線とを並列に接続して、負荷への出力電圧の波形を前記スイッチングの周期内で少なくとも２つ以上に分散させて出力するようにしたことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記第１、第２のトランス群の全てのトランスの励磁巻線を並列に接続したことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記第１のトランス群と前記第２のトランス群とは、互いに前記出力巻線のインダクタンスが異なることを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
4. 前記第１、第２のトランス群のうち複数のトランスからなるトランス群内の各トランスは同一特性を有することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ装置。
5. 前記負荷への出力電圧の波形は、出力電圧６ｋＶ以上の波形が前記スイッチングの周期内で少なくとも２つ以上に分散されることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ装置。
6. 請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ装置と、該インバータ装置の前記出力電圧が印加される放電電極とカウンタ電極を有する放電部とを備え、前記放電電極とカウンタ電極との間に交流電圧が印加されることによってプラズマ放電を発生し、それによってラジカルやイオンなどの活性種を生成することを特徴とするプラズマ発生装置。
7. 前記インバータ装置における前記分散された出力波形間の周期が、前記放電部における前記活性種の量がピーク時の量の半分以下にならない期間に設定されたことを特徴とする請求項６に記載のプラズマ発生装置。
8. 前記放電部が、前記放電電極とカウンタ電極との間に介在する誘電体を有し、前記放電電極とカウンタ電極との間で誘電体バリア放電を発生させる放電部であることを特徴とする請求項６又は７に記載のプラズマ発生装置。

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