JP2011188676A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 容量の異なるインバータを並列運転してＲＬＣ直列負荷を駆動する場合、並列運転するインバータ容量を最適化して電源装置の小型化を実現する電源装置を得る。
【解決手段】 直流電源の出力に並列に接続された電力容量の異なる第１のインバータおよび第２のインバータと、各インバータの出力に接続された第１のトランスおよび第２のトランスとを備え、第１のトランスの漏れインダクタンスと第２の漏れインダクタンスとの比が、第２のインバータの電力容量と第１のインバータの電力容量との比に等しく設定した。
【選択図】 図３

Description

本発明は、炭酸ガスレーザ加工装置の電源装置等に用いられるＲＬＣ直列負荷を駆動するスイッチング電源装置に関するものである。

従来、例えばレーザ光による加工を行う際に使用される、高周波放電励起によるＣＯ２レーザ発振器に用いられるスイッチング電源装置は以下のように構成されている。３相交流を直流にし、電力コントロールを行うコンバータ回路と、電圧を交流に変換するための高周波インバータ回路、放電負荷に電力を効率よく注入し、かつ昇圧するためのトランス等から構成されている。このようなスイッチング電源においては、大容量の負荷を駆動するために、複数台のインバータ装置を並列接続し、電源力率を調整することによって装置の小型化を行っていた（例えば、特許文献１参照）。

また、別の従来のスイッチング電源装置では、並列に接続されたインバータ装置において、それぞれのインバータのスイッチング信号に同期ズレが発生した場合に、負荷と分離された並列運転用の模擬母線に流れる電流を検出し、変換器相互間に流れる横電流が抑制されるようにインバータの出力電圧を制御していた（例えば、特許文献２参照）。

特開２００２−３７４６２４ 特開平５−２６０６６５

同一のＲＬＣ直列負荷に対して、複数のインバータに取り付けられたスイッチング素子に同一のスイッチング信号を印加して、複数のインバータを並列運転する場合、複数のインバータには均等に電流が流れるため同一容量のインバータを用いる必要があり、インバータ容量の最適化が困難な場合があった。例えば、２０kＷの容量のインバータと１０ｋＷの容量のインバータしか無い場合に、３０kＷの電力のＲＬＣ直列負荷を駆動する場合、２台のインバータのスイッチング素子に同一のスイッチング信号を印加して並列接続すると、インバータには同じ電流が流れてしまうため、２０ｋＷのインバータを２台使用しなくてはならなかった。

前記特許文献１に開示された負荷電圧調整装置では、装置の小型化を行うために電源力率を調整しているが、力率調整を行うために、位相検出等のセンサが必要である。また、センサからの信号を制御するための制御回路が必要となる。このため、前記センサの設置場所及び前記制御回路の設置場所が必要となるため、装置を小型化するには不利である。

また、前記特許文献２においても、並列に接続されたインバータの分担電流をバランスさせるために横電流を防ぐための並列運転用の模擬母線が必要であり、これを制御するための制御回路も必要となるため、ＲＬＣ直列負荷を駆動する場合には装置を小型化するには不利である。

本発明は、このような問題点を解決するためになされたもので、その目的は容量の異なるインバータを並列運転してＲＬＣ直列負荷を駆動する場合、並列運転するインバータ容量を最適化して電源装置の小型化を実現することである。

この発明に係る電源装置においては、容量の異なる２つのインバータを並列運転する場合、各インバータに接続する各トランスの漏れインダクタンスの比を、各インバータの容量の比の逆比となるように設定したものである。

この発明は、２つのインバータの容量の比と、各インバータに接続されたトランスの漏れインダクタンスの比を逆比とすることにより、各インバータに流れる電流比が、各インバータの容量比と一致し、各インバータを効率よく最適に使用することができる。

この発明の実施の形態１を示す電源装置のブロック図である。 この発明の実施の形態１を示す電源装置の回路図である。 この発明の実施の形態１を示す電源装置のインバータ部の詳細回路図である。 この発明の実施の形態１を示す電源装置のインバータ部のスイッチング素子に高速ダイオードを取り付けた場合の回路図である。

実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１における電源装置の回路ブロック図である。図１においては、直流電源２からの電力昇圧チョッパ回路２１により昇圧し、昇圧された電力を分岐し、第１のインバータ１８および第２のインバータ１９の２つのインバータにより高周波数化する。更に各インバータの出力を各インバータに接続された第１のトランス９および第２のトランス１０の２つのトランスにより昇圧してレーザ発振器等の負荷２２に電力を供給している。ここで、第１および第２の２つのインバータ１８，１９は、ＲＣ負荷に対して並列に接続されている。なお図１では、インバータ回路の入力に電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路２１を示しているが、入力電圧を降圧する降圧チョッパ回路や昇降圧する昇降圧チョッパ回路でもよい。また、入力電圧をそのまま使用しても良いならば、前記チョッパ回路は無くてもよい。また、インバータ回路のみが並列に接続されているが、それぞれのチョッパ回路の出力電圧が等しくなるように制御すればチョッパ回路も並列であってもよい。

図２は、図１の回路ブロック図を更に詳細に記載した回路図である。図２に示すように、本スイッチング電源の構成は、リアクトル１、ダイオード１６、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３より構成される昇圧チョッパ回路２１の出力を二つに分岐し、各出力を第１のインバータ回路１８と第２のインバータ回路１９に接続している。第１のインバータ回路は４つのスイッチング素子５１，５２，５３，５４によって構成されており、制御回路１７からのオン・オフ信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４により、スイッチング素子５１，５２がオンしスイッチング素子５３，５４がオフする状態と、スイッチング素子５１，５２がオフしスイッチング素子５３，５４がオンする状態とを交互に切り替えることで、入力電力を高周波数化している。

一方、第２のインバータ回路１９は４つのスイッチング素子８１，８２，８３，８４によって構成されており、制御回路１７からのオン・オフ信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４により、スイッチング素子８１，８２がオンしスイッチング素子８３，８４がオフする状態と、スイッチング素子８１，８２がオフしスイッチング素子８３，８４がオンする状態とを交互に切り替えることで、入力電力を高周波数化している。なお、図２では、各スイッチング素子５１から５４および８１から８４は単一のスイッチング素子として記載してあるが、実際には後述するように、それぞれ複数のスイッチング素子から構成されている。

さらに、前記第１のインバータ回路１８と第２のインバータ回路１９の出力はそれぞれ、漏れインダクタンスの異なる第１のトランス９と第２のトランス１０に接続され、それぞれのトランスの２次側を接続して負荷に接続している。例えば負荷２２が炭酸ガスレーザ発振器の場合、放電部を抵抗、電極部をキャパシタンスとみなすことができるため、インバータの出力には漏れインダクタンスと抵抗６とキャパシタンス７が直列に接続されたＲＬＣ直列負荷とみなすことができ、インバータはこのＲＬＣ負荷を駆動している。

また、前記昇圧チョッパ回路の出力電圧は、図示しない抵抗によって分圧し、同じく図示しない絶縁アンプを介してチョッパ出力フィードバック信号１３として制御回路１７に帰還させている。インバータ回路に供給する電力の設定電圧であるチョッパ指令電圧と前記チョッパフィードバック信号１３の差分をとることによって、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子３のスイッチング信号１４を生成している。前記スイッチング信号１３によって、スイッチング素子３がオンする時間とオフする時間を決定しており、ＰＷＭ制御を行うことによって、昇圧チョッパ回路の出力を安定に保っている。

一方、第１および第２のインバータ回路１８，１９は、第１のトランス９と第２のトランス１０を２次側で接続した後に負荷２２に流れる電流を電流センサ１１によって検出し、これにより制御される。電流センサ１１によって電圧信号として出力された信号は、電流フィードバック信号１２として制御回路１７に帰還させている。前記チョッパ回路の制御方式と同様に前記電流フィードバック信号１２と、負荷２２に与える電力の電流値である電流指令値の差分をとることによって、スイッチング素子５１〜５４および８１〜８４がオンする時間とオフする時間を決定している。このような制御方法によって、制御回路１７において各インバータ回路１８，１９のスイッチング信号Ｓ１〜Ｓ４を生成し、第１のインバータ回路１８用スイッチング素子５１から５４及び第２のインバータ回路１９用スイッチング素子８１から８４を駆動している。これによって負荷２２に流れる電流を制御している。

図３は、図２の第１のインバータ回路１８及び第２のインバータ回路１９部分を更に詳細に示した回路図である。第１のインバータ回路１８の各スイッチ５１から５４は、それぞれ６個のスイッチング素子が並列に接続されており、第２のインバータ回路１９の各スイッチ８１から８４はそれぞれ３個のスイッチング素子が並列に接続され、スイッチング素子の数が２：１となるように、容量が異なるインバータが並列に接続されている。なおリアクトル１５は、並列接続した各インバータ１８，１９のスイッチング素子のスイッチに同期ずれが発生した場合、電流が一方のインバータに偏ることを防止するために取り付けている横流防止用リアクトルである。

ここで、各スイッチング素子の容量が同じ場合、インバータの容量は並列接続されたスイッチング素子の個数によって決定される。すなわち、第１のインバータの容量は、第２のインバータの容量の２倍となる。各インバータ１８，１９の出力には、漏れインダクタンスが１：２となるような第１のトランス９と第２のトランス１０がそれぞれ接続されており、各インバータ１８，１９のスイッチング素子の数の比率すなわち容量の比率とは逆になるように接続されている。これにより、前記２つのトランス９，１０の漏れインダクタンスによって、第１のインバータ回路１８と第２のインバータ回路１９に流れる電流の分流バランスが２：１に決定される。すなわち、第１のインバータ回路１８と第２のインバータ回路１９に流れる電流比が、各インバータ回路の容量比と一致し、各インバータ回路を効率よく最適に使用することができる。

なお、本発明における漏れインダクタンスとは、高周波トランスの一次巻線又は二次巻線同士を短絡した際に短絡しない側から計ったインダクタンスの値を示す。この場合、一次側での測定値と二次側での測定値は異なるが、一次側で測定しても良いし、二次側で測定しても良く、２つのトランスの漏れインダクタンスの比を比較するときには、どちらかに合わせておけば良い。また、本発明におけるインバータの容量とは電力容量を示す。例えば、並列接続するインバータの入力電圧が同じ場合、電流の大きさによってインバータの容量が決定されるため、同容量のスイッチング素子を並列接続で使用する場合においては、スイッチング素子の個数に比例してインバータ容量が変化する。

なお、上記実施の形態では、第１のインバータ１８用スイッチング素子５１から５４と第２のインバータ１９用のスイッチング素子８１から８４は同一のスイッチング素子を使用しているため、インバータのスイッチング素子の使用個数の比が、そのままインバータの容量の比として説明したが、もちろん電力容量の異なるスイッチング素子を用いてもよい。この場合は、スイッチング素子の使用個数には関係なく全体の容量の比で、トランスの漏れインダクタンスの比を決定すればよい。

また、インバータ容量が１：２となる場合で説明したが、漏れインダクタンスを適宜設定すれば、どのような容量のインバータ並列運転にも適用できる。例えば、第１のインバータ１８と第２のインバータ１９の容量の比がＭ：Ｎならば、第１のインバータ１８に接続されている第１のトランス９と第２のインバータ１９に接続されている第２のトランス１０の漏れインダクタンスの比はＮ：Ｍとすれば、各インバータに流れる電流比がＭ：Ｎとなり、電流比が各インバータ回路の容量比と一致し、各インバータ回路を効率よく最適に使用することができる。

本実施の形態においては、インバータの各スイッチに外付け高速ダイオード２０を用いていないが、図４に示したように、必要に応じて高速ダイオード２０を併用する場合も、素子の数は変更する必要は無く、本実施の形態がそのまま適用できる。なお、高速ダイオード２０は、インダクタンス負荷等で各スイッチが全てオフしていた場合に電流の流れる経路が遮断され、電圧が跳ね上がる問題を防止するために還流電流や回生電流を流すために設けられている。

本発明は、本実施の形態によりインバータを並列運転する場合に並列に接続するインバータの電力容量を任意に決定できる。さらに、本実施の形態のようにスイッチング素子の使用個数がインバータの容量を決定する場合、スイッチング素子の使用個数が多いほど、インバータ容量は大きくなり、外形も大きくなる。逆に、スイッチング素子の使用個数が少ないほど、インバータ容量は小さくなり、外形も小さくなる。よって、インバータを並列運転し、かつインバータを設置する電源盤のサイズが決定している場合等は外形サイズからインバータ容量を決定できるため、設置スペースを有効に使用することができる。また、容量の異なるインバータに流れる電流を分流するための制御回路等は不要であるため装置の小型化が可能となる。

実施の形態２．
ところで、並列接続されたインバータへの分流バランスは漏れインダクタンスの比率によって決定されるが、トランスの２次側にＲＣ負荷が接続されているため、インバータ出力からみるとＲＬＣ負荷のＬが変化したこととなる。よって、同じ漏れインダクタンスが並列接続された回路に比べて、漏れインダクタンスの異なるトランスを並列接続すると、負荷に流れる電流ピークが変化する。負荷がレーザ発振器の場合においては、レーザ発振器に流れる電流ピークが変化するとレーザ出力も変化するため、所望のレーザ出力を得るために負荷に流れる電流ピークを調整する必要がある。その他の負荷においても、電流ピークを調整する必要がある場合も考えられる。

本実施の形態では、インバータのスイッチング周波数を変化させて、負荷に流れる電流ピークを調整する方法を説明する。例えば、スイッチング素子数が同数のインバータを並列運転する場合に、それぞれのトランスの漏れインダクタンスをＬとすると、合成インダクタンスはＬ／２となる。これに対して、スイッチング素子数を一方のインバータを２倍にしたインバータを並列運転する場合、実施の形態１に基づきトランスは一方の漏れインダクタンスを２倍にするので、トランスの合成インダクタンスはＬと２Ｌの並列となり、２Ｌ／３となる。つまり、負荷から見たインダクタンスが（２Ｌ／３）／（Ｌ／２）となり、４／３倍となる。ＲＬＣ直列共振回路スイッチング素子数が１：１の時と同じ電流ピークを得ようとすると、ＲＬＣ直列共振回路の共振周波数はω^２ＬＣ＝１（ω＝２πｆ）であるため、スイッチング周波数を√（３／４）倍とすればよい。スイッチング周波数は、制御回路１７で設定しており、例えば可変抵抗で抵抗値を変化させて任意の周波数に変更することができる。

上記では、インバータ容量が１：２となる場合で説明したが、もちろん、スイッチング周波数を適宜変更すれば、どのような容量のインバータ並列運転にも適用できる。例えば、漏れインダクタンスがＮ倍の高周波トランスを並列接続する場合、漏れインダクタンスがＮ倍のトランスに接続されているインバータの容量はもう一方のインバータと比較して１／Ｎでよい。この時、インバータの電流ピークを同じ容量のインバータを並列接続したときと同じにするために、インバータのスイッチング周波数は√（（１＋Ｎ）／２Ｎ）とすればよい。また別の例として、２つのインバータの容量の比がＭ：Ｎの場合、各インバータに接続されるトランスの漏れインダクタンスの比をＮ：Ｍにすべく一方のトランスの漏れインダクタンスをＮ倍、他方のトランスの漏れインダクタンスをＭ倍とした場合、漏れインダクタンスが同じトランスを並列接続したときに比べて、漏れインダクタンスが２ＮＭ／Ｍ＋Ｎ倍となる。この時、インバータの電流ピークを同じ容量のインバータを並列接続したときと同じにするために、インバータのスイッチング周波数は√（（Ｍ＋Ｎ）／２ＭＮ）倍とすればよい。

本実施の形態により、実施の形態１のように２つのトランスの漏れインダクタンスの比を変化させても、インバータのスイッチング周波数を適切に設定することで、電流ピークが変化することを容易に防止することができる。

２ 直流電源
９ 第１のトランス
１０ 第２のトランス
１７ 制御回路
１８ 第１のインバータ
１９ 第２のインバータ
２２ 負荷
５１〜５４ 第１のインバータ用スイッチング素子
８１〜８４ 第２のインバータ用スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ４ インバータ用スイッチング信号

Claims (3)

1. 直流電源と、
   前記直流電源の出力に並列に接続された電力容量の異なる第１のインバータおよび第２のインバータと、
   前記第１のインバータの出力に接続された第１のトランスと、
   前記第２のインバータの出力に接続された第２のトランスと、
   を備え、前記第１および第２のトランスの出力によりＲＣ負荷を駆動する電源装置において、
   前記第１のトランスの漏れインダクタンスと前記第２の漏れインダクタンスとの比が、前記第２のインバータの電力容量と前記第１のインバータの電力容量との比に等しいことを特徴とする電源装置。
2. 前記第１および第２のトランスの出力におけるピーク電流値を調整するために、前記第１および第２のインバータのスイッチング周波数を調整する制御回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御回路は、
   前記第１および第２のインバータの電力容量が等しいときの前記トランスの漏れインダクタンスに比べ、前記第１のインバータの電力容量と前記第２のインバータの電力容量の比がＭ：Ｎであり、この比に合わせて前記第１のトランスの漏れインダクタンスをＮ倍とし前記第２のトランスの漏れインダクタンスをＭ倍としたときに、前記第１および第２のインバータのスイッチング周波数を、もとのスイッチング周波数の√（（Ｍ＋Ｎ）／２ＭＮ）倍にするようにスイッチング周波数を調整することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。

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