JP2017085793A - 電源装置およびプラズマ処理装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高圧インバータにおいて波高値を一定に制御可能にすること。
【解決手段】入力電圧をスイッチング素子によりオン・オフ制御してトランスに励磁エネルギーを印加して共振出力する電源装置であって、入力電圧を生成する入力電圧生成回路１０と、入力電圧生成回路１０で生成される入力電圧により出力負荷とトランスの出力インダクタンスが共振する共振回路２０と、共振回路２０の出力電圧の状態信号を入力し、当該状態信号に基づいて入力電圧を制御し、共振回路２０の出力電圧の波高値を所定値に制御する制御回路３０と、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置およびプラズマ処理装置に関する。

従来、大型プラズマディスプレー用放電管、プラズマ発生装置など種々の用途において高電圧を供給するために高電圧インバータ装置が用いられている。

インバータ装置は、電圧変換用トランスの一次側の励磁巻線に直流または脈流のある直流または交流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電圧をそのまま負荷へ出力する。例えば特許文献１には、出力電圧の代わりに出力電流を検出して、それを電圧に置き換えてスイッチング素子に対するＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行うようにしたものが開示されている。

しかしながら、上記に示されるような従来の技術にあっては、出力電圧の代わりに出力電流を検出して、それを電圧に置き換えてスイッチング素子を制御しても、出力電圧の波高値が変動する。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高圧インバータにおいて波高値を一定に制御可能にすることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、入力電圧をスイッチング素子によりオン・オフ制御してトランスに励磁エネルギーを印加して共振出力する電源装置であって、前記入力電圧を生成する入力電圧生成回路と、前記入力電圧生成回路で生成される前記入力電圧により出力負荷と前記トランスの出力インダクタンスが共振する共振回路と、前記共振回路の出力電圧の状態信号を入力し、当該状態信号に基づいて前記入力電圧を制御し、前記共振回路の出力電圧の波高値を所定値に制御する制御回路と、を有することを特徴とする。

本発明は、高圧インバータにおいて波高値を一定に制御できるという効果を奏する。

図１は、本実施の形態にかかる電圧共振型インバータの構成例を示す回路図である。 図２は、スイッチングレギュレータの共振回路例を示す説明図である。 図３は、高電圧インバータの構成例を示す回路図である。 図４は、図３の高電圧インバータの動作を示す波形図である。 図５は、図３の出力電圧Ｖｏｕｔと負荷Ｃｌｏａｄに流れる電流とトランスに励磁する電流（Ｉｐ）を相対的値で示すグラフである。 図６は、図５における出力電圧の過渡電圧の状態例（１）を示すグラフである。 図７は、図５における出力電圧の過渡電圧の状態例（２）を示すグラフである。

以下に添付図面を参照して、この発明にかかる電源装置およびプラズマ処理装置の一実施の形態を詳細に説明する。

（実施の形態）
まず、スイッチングレギュレータの共振回路について例を挙げて説明する。図２は、スイッチングレギュレータの共振回路例を示す説明図である。この共振回路は、高電圧で交番される出力電圧（Ｖｏｕｔ）をトランスの出力インダクタンスＬｓとＬｓ間に分布または寄生する静電容量Ｃｓからなる電圧共振回路である。

大気圧プラズマは、一般的に常圧６ＫＶ以上で発生するといわれている。また、大気圧プラズマは、誘電体バリヤ放電、無声放電ともいわれる。大気圧プラズマ２電極間の負荷は、パッシブ素子の静電容量Ｃ０でなり、共振回路の負荷容量Ｃがその合成で成立する回路は、共振定数Ｌｓ、Ｃｓ、Ｃ０でなる。このような共振回路では、電気経路上に強磁場がかかり、共振定数が温度や線間長のずれなどから完全に基本波のみとならず歪の入った出力波形となる。これをフーリエ展開すると高次数に交番され減衰されてゆく電圧に分解される。

ここで共振定数Ｌｓ、Ｃｓは、磁路が分離された複数個でなり、トランスの合成特性である。個々のトランスの出力インダクタンスは、トランスの数が２個の場合ほぼ１／２・Ｌｓ、出力容量（負荷容量除く）ほぼ２・Ｃｓとなる。出力電圧は、交番された電圧であり、その値は、数ＫＶないし数十ＫＶ、平均出力電力は、数Ｗないし数十ＫＷの範囲にある。

したがって、出力電圧は、Ｖｏｕｔ（ｔ）＝√２Ｖｏｕｔ ｓｉｎ（ωｔ）でなる基本波の場合において、正弦波でなる関数上にある。ここでＶｏｕｔは、出力電圧値の実効値である。

交番された電圧の波高値を制御するには、その波高値を時間のずれがなく制御するのが望ましい。しかし、現実的には、数十ＫＶとなる交番された高電圧（高低の差が大きい、変化時間が速い）のため波高値での検出は困難となる。さらには、仮に検出した信号を取り出せたとしても、電力変換するスイッチング素子をドライブするまでには少なくとも数ｍｓｅｃ程度の時間を要する。このため、スイッチング周波数ごとに繰り返される波高値は、少なくとも数ｍｓｅｃごとの抑制が脈流ある出力電圧波形となってしまう。

出力電圧が直流のスイッチングレギュレータの場合には、その出力電圧を検出して、スイッチング素子をオン・オフ制御するスイッチングパルスをＰＷＭ制御することが可能である。また、出力の平滑回路の電解コンデンサなどによる保持時間があるため、制御の応答性が問題になることもない。

インバータの出力電圧の波高値が変動しないことは使用する機器において、当然のことながら必要である。しかし、インバータ装置の高電圧出力は交流であるために、全波であろうが半波であろうが、その波高値（ピーク電圧値）を一定に制御することは困難であった。

そこには、固定化された負荷があり、それに応じた回路内の時比率、スイッチング周波数、共振周波数、入力電圧など固定した状態では、出力電圧の波高値の変化は、環境変化、構成部品の経年変化のみになることが想定される。また、負荷が温度などで変化したり（温度制御）、または経過する時間で変化したりする場合でも波高値がほぼ一定に制御することが望ましい。また、入力電圧変化や、さらにダイナミックに負荷が変化したとしてもほぼ安定した出力電圧を得られることが望ましい。

上記波高値は、出力電圧の波高値の時間が１点であることや、高低さが大きい場合、素子耐量（電圧、電流）から接続する素子数が増大する。このため、寄生インダクタンスにより制御応答時間の遅延があり、出力電圧波形が繰り返される周波数が高くなればなるほどその遅延の影響が顕著になる。この結果、制御応答が遅れ波高値電圧が降下し過ぎたり上昇し過ぎたりすることになる。最悪の場合は出力電圧の共振周波数ずれが生じ、共振状態の電圧印加時に次のスイッチング周期のオン状態で電流が流れると残電圧分の行き場のないエネルギーが過剰な電流となり、スイッチング素子の電力耐量がオーバーで故障し、トランスが飽和する。

このように、出力が交流であって、スイッチング周波数が数十ＫＨｚと高く、電圧の共振を利用した出力電圧が十数ＫＶのように過剰に高いコンバータの場合は、上述した制御の応答性の問題に加えて、出力電圧検出手段や部品の耐圧の問題、共振完了する時間などの課題が生じる。

そのため、このような高電圧インバータ装置では、人手によるつまみ操作で入力供給電圧を設定し、他の要素が変化しないようにして、設定した入力電圧で出力電圧を合わせこむだけで、出力電圧値は常時監視していないのが一般的であった。

図３は、高電圧インバータの構成例を示す回路図である。図３に示す高電圧インバータは、直流電圧または直流成分に脈流が重畳されたＶｉｎを、スイッチング素子ＱによってスイッチッグしてトランスＴ１，Ｔ２の一次側の励磁巻線に励磁電流を流す。そして、そのトランスＴ１，Ｔ２の二次側の出力巻線から交流高電圧の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。

図３の高電圧インバータは、電圧を変換するトランスＴ１，Ｔ２を、同一の特性をもつ個別の複数の（図示の例では２個）のトランスＴ１，Ｔ２によって構成したことである。そして、その複数のトランスＴ１，Ｔ２の各励磁巻線を並列に接続して同時に励磁させるようにし、各励磁巻線を直列に接続して、その各出力電圧を積み上げるように加算して出力する。そのため、各励磁巻線の出力電圧の波形の時間軸が同期するようにしている。

図４は、図３の高電圧インバータの動作を示す波形図である。この図４では、高電圧インバータにおけるスイッチング信号Ｖｇｓ（Ｑ）、ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑのソース・ドレイン間に流れる電流Ｉｄ（Ｑ）、出力電圧Ｖｏｕｔおよび負荷に流す出力電流Ｉｏの各波形を示している。

スイッチング信号Ｖｇｓ（Ｑ）は、制御回路（不図示）で発生するパルス幅変調（ＰＷＭ）された矩形波パルスの信号であり、スイッチング素子Ｑのゲートに印加される。スイッチング信号Ｖｇｓ（Ｑ）が、１周期のうちハイ（Ｈｉｇｈ）の期間にスイッチング素子Ｑをオンにし、ロー（Ｌｏｗ）の期間はスイッチング素子Ｑをオフにする。

スイッチング素子Ｑがオンの期間には電流Ｉｄ（Ｑ）が流れ、トランスＴ１，Ｔ２の各励磁巻線に同時に励磁電流を流す。この期間にトランスＴ１，Ｔ２にエネルギーを蓄積する。そして、スイッチング素子ＱがオフになるとトランスＴ１，Ｔ２が蓄えたエネルギーを放出して、トランスＴ１，Ｔ２の各出力巻線に発生する高電圧が加算されて出力電圧Ｖｏｕｔとなる。

図３に示した高電圧インバータもフライバック型電圧共振インバータである。したがって、上述したように、スイッチング素子Ｑがオンの期間にトランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線に励磁エネルギーを蓄積し、オフの期間に、出力巻線から交流高電圧の出力電圧Ｖｏｕｔを、負荷である例えば放電器の電極間に印加する。なお、上記「交流高電圧」とは正負均等な正弦波交流の高電圧ではなく、トランスＴ１，Ｔ２の励磁電流の断続によって、その出力巻線に発生するフライバックパルスによるパルス状または脈流状の交番波形の高電圧である。

出力電圧Ｖｏｕｔは、出力巻線の総合インダクタンスと、総合分布容量および負荷である放電器の等価容量（負荷容量）Ｃとの合成容量とによる並列共振回路によって発生する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔは、トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線と出力巻線の巻数にもよるが、それよりはるかに大きい昇圧比の高電圧になる。

高電圧インバータをこのように構成することによって、トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線に偏磁が生じることがなく、共振トランス（トランスＴ１，Ｔ２）全体として、出力巻線の巻数を多くすることができる。そのため、昇圧比が高い高電圧を連続して安定、しかも安全に得ることができる。

また、前述の特許文献１では、出力電圧値の代わりに出力電流を検出して、それを負帰還してスイッチング素子に対するＰＷＭ制御を行うようにしたものであり、定電流制御（制御帯域幅）、最大で数ｍｓｅｃ程度であった。応答周波数が最大１ＫＨＺ、スイッチング周波数２００ＫＨＺの場合の出力電圧は、スイッチング周波数が、３０ＫＨＺになると制御特性が、位相余裕、利得余裕がなくなり約半分以下と制御帯域幅が狭くなる。当然のことながら、出力電圧の波高値を監視して、それを制御することはできないので常時変動することになる。

そこで、本実施の形態では、出力が交流でその波高値電圧が十数ＫＶの高電圧インバータ装置において、その波高値電圧がほぼ一定になるように制御できる回路状態を実現する例について以下に説明する。

まず、本実施の形態の電源装置の前提となる各要素特性およびその特性などについて説明する。

トランスを励磁する電流Ｉｐは、Ｖｉｎ（ｔ）＝Ｌｐ・ｉ（ｔ）／ｄｔにより、ごく短い時間においては、その微分係数となるから、
Ｉｐ∝Ｖｉｎ
となる。

上記の関係から、トランスに蓄えられる励磁エネルギーは、使用するトランスの数をたとえば４個とした場合、４個のトランス（１個のトランスの励磁インダクタンスＬｐ）に蓄積される励磁エネルギーは、トランス４個の励磁電流の最終値（Ｉｄ（Ｑ））で決まり、
ε＝１／２・Ｌｐ／４・Ｉｄ（Ｑ）＾２ ・・・・・式（１）
となる。

また、スイッチング素子がオンし初めてから、オフするまでの時間をＴｏｎ時間とすると、ごく小さい時間軸では微分となり励磁巻線の励磁電流の最終値Ｉｄ（Ｑ）は、
Ｉｄ（Ｑ）＝Ｖｉｎ／Ｌｐ・Ｔｏｎ ・・・・・式（２）
となる。

したがって、式（１）に式（２）を代入すると
ε＝１／８・Ｌｐ・（Ｖｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌｐ）＾２
＝（Ｖｉｎ・Ｔｏｎ）＾２／８Ｌｐ ・・・・・式（３）
となる。これが１周期における４個のトランスに印加するエネルギー量になる。

よって、ｎ個のトランスにおいては、
ε＝（Ｖｉｎ・Ｔｏｎ）＾２／（２ｎ・Ｌｐ） ・・・・・式（４）
となる。

したがって、出力電力は、式（４）にあるトランスに如何にエネルギーを溜め込むかにかかっており、Ｔｏｎが一定であれば、直角三角形の斜辺の傾きである式（２）のＶｉｎ／Ｌｐとなる。

このＬｐは、直流重畳特性ＮＩ（Ｎ：巻数、Ｉ：電流の積）の直線的な部分のみに依存される。また、Ｖｉｎが、ＡＣになれば、交流の時間ごとの電圧変化にも依存し、ＤＣであれば、電圧偏差に依存される。このように出力電力、電圧を決定しているのは、Ｉｐである。電圧Ｖｉｎ、負荷が固定であれば、Ｉｐは、ＶｉｎとＴｏｎの積に応じた変化が強いられる。

図５は、図３の出力電圧Ｖｏｕｔと負荷Ｃｌｏａｄに流れる電流とトランスに励磁する電流（Ｉｐ）を相対的値で見たもので、それに沿い説明していく。

ファラデーの法則から、磁束密度Ｂは、印加電圧Ｖ（ｔ）の積分値に比例する。このため、下記式が成立する。
φ＝Ｂ・Ｓ＝（１／Ｎ）Ｖ（ｔ）ｄｔ
φ：磁束
Ｂ：磁束密度
Ｓ：鉄心断面積
Ｎ：巻数

上記式から積み上げた吐き出し回路のＢＨループ（磁気ヒステリシス曲線）は、相対的に図５のようになる。実線が、出力（トランスの出力側）の電圧、電流、一点鎖線が入力（トランスの入力側でトランスに励磁エネルギー）を印加する側である。まず、図５の０点でＴｏｎすると出力電力に応じて、式（２）にしたがい直線的に電流が増加する。決められたＯｎ Ｄｕｔｙ（オン時間比率）または、Ｔｏｎ（オン時間）に達すると[１]、Ｔｏｆｆの領域にはいる。入力側から見て、電流が０になり、電流が不連続になっているように思われるが、実際は、すぐに出力に電流がながれ[２]、出力電圧Ｖが頂点まで達すると出力電流が０Ａとなる[３]。

共振状態は継続され、電流は負の領域となり[４]に達する。出力電圧が０Ｖとなると、出力電流がいったん０Ａとなるが、出力電圧が共振状態のため、減衰された電圧が継続される。

この減衰分は、出力の消費電力による抵抗成分の量だけになる。その減衰された出力の過渡電圧は、Ｔｏｆｆの間継続され、入力側に戻り[５]、[６]、[０]の部分で励磁電流が負の領域となる。この負の領域Ｂでオンしても励磁電流の向き（正から０）と共振電流（負から０）が逆向きのため相殺されトランスに励磁エネルギーが印加されない（ＢＨの第三象限）。この電流が[０]に戻るまで、逆方向の励磁電流は、トランスに与える励磁エネルギーとしての時間は意味を成さない。

したがって、式（４）は、この期間は役に立たない領域（Ｂ）となる。さらにＴｏｆｆが継続すると、その過渡電圧は継続され正の領域のＣとなる。その領域でオンすると、トランスの励磁電流は、電圧があるところを短絡することを意味しているため、過剰な電流が流れ過ぎ、その量によりトランス飽和するため、式（２）上から外れる（図６参照）。

出力電圧の過渡電圧、図７ではＯＶ近辺が電圧レンジが異なる（Ｖｄｓ（実線で示す））、図５のＣ、Ｅの領域でオンすると、その電圧が短絡する。このため、Ｉｄ（励磁電流）が過剰の電流となって、リンギング状の電流が繰り返され、トランスに印加する励磁エネルギーをリニアにできない。なお、図７では、励磁電流を一点鎖線、Ｖｄｓを実線、出力電圧（オン）を破線で示している。

よって、Ｃ、Ｅの正電圧が発生している期間は、オンできない時間の期間であり、負の期間のＢ、Ｄ、Ｆは、トランスに励磁エネルギーを貯められない領域となる。特に[５]、[６]、[０]の領域Ｂは出力電圧を制御する面での阻害条件（この部分は使用できない）となっている。理想状態では共振状態により、無損失のＬＣが、入出力間でエネルギーのやり取りの往復が収束することなく繰り返されるからである。

図５の細線の一点鎖線で示す部分は、理想状態：減衰がない部分を示している。しかし実際は、放電等により負荷の誘電体損失などによって熱、光、プラズマ、音となる損失になって出力電圧は、徐々に減衰された波となる。

次に、総合的にみると、電流も不連続の様にみえて実際は、図５に示すように相対的にはＨ＝αＮＩ（α：定数、Ｎ：巻数、Ｉ：Ｎに流れる電流）となり、連続されたほぼ三角波の連続電流である。このように、共振状態は、エネルギーのやり取りが入出力間（Ｌｐ、Ｃｐ、Ｌｓ、Ｃｓなど）で発生する。

このような状態での有効なＴｏｎは、[０]、[１]の部分のみであり、消費した電力分だけ、次のスイッチング周期に印加することで十分になる。このとき[０]、[５]、[６]は共振から必然的に発生したものでＴｏｎを制御する面では不要なものとなる。１００％のエネルギーがＡで消費されれば、Ｂは発生しない。なお、ＬＰ、ＣＰは、一次回路の励磁インダクタンス、浮遊容量であり、ＬＳ、ＣＳは、二次回路のインダクタンス、負荷容量分含んだ浮遊容量である。

図６において、出力電圧の過渡電圧（ＯＶ近辺が図７では電圧レンジが異なるため、Ｖｄｓ（実線）でみた）について注目する。図５のＣ、Ｅの領域でオンすると、その電圧が短絡となり、Ｉｄ（励磁電流）が過剰の電流となって、リンギング状の電流が繰り返されるためトランスに印加する励磁エネルギーをリニアにできない。

図７において、出力電圧の過渡電圧が、図５のＣの領域にオンすると、その電圧が短絡となり、過剰の電流とリンギング状の電流が繰り返されるためトランスに印加する励磁エネルギーをリニアにできない。なお、図７において、出力電力を一点鎖線、出力電圧を破線、励磁電流を実線で示している。

また、スイッチング素子のオンによりトランスに励磁するエネルギーの部分は、図５の[０]−[１]までの直角三角形のみになり、これは、ＢＨの第一象限上にある。１周期後には、そのＢＨの軌跡が、始点（（０）、これは、Ｂ＝０、Ｈ＝０）にもどる必要がある。なぜなら、Ｂ＝Ｂｒ（残留磁束）があると、オン時、ファラデーの法則上では電圧が残っていることを意味しており急峻な電流が流れてしまう。

よって、共振により、第二象限、第三象限を得て完了し、次の周期に移行する。その励磁するときの傾きは、式（２）上にある。ＢＨ上は、電圧が共振なのでＢの正弦波変化で円の軌跡上を動くが、矩形波であれは、透磁率は、μ＝ΔＢ／ΔＨ上を動くことになる（ただし、飽和を除く領域）。図５の破線部分がそれにあたる。

さて、本実施の形態では、以上説明してきたことを踏まえ、下記に示す回路構成で上述した不具合の解消を図る。本実施の形態では、商用入力電圧を全波整流した後、またはそれに相当した整流平滑した電圧にて、昇圧、または降圧、または昇降圧（絶縁、非絶縁）することによって生成された電圧を入力源（Ａ）とする。コンバータにおいて、出力電圧のピーク電圧を検出し、その電圧を負帰還した信号によって、入力源（Ａ）の電圧を上下に電圧を変化させることによって、所定の出力電圧が一定になるようにする。すなわち、出力電圧が、低くなったときには、入力源（Ａ）の電圧を上げ、高くなったときには下げるように、負帰還の信号によって、入力源（Ａ）を生成するコンバータの制御信号にいれることによって、交番される出力電圧のピーク電圧を一定になるように制御する構成とする。この具体例については図１において後述する。

上述のピーク電圧を検出する手段についてはいくつか挙げられる。例えば、第三次巻線間電圧を一旦整流に平滑することでその電圧を基準と比較して検出する、または交番された出力電圧を複数の抵抗に分割にて電圧値を検出し、基準電位（筐体など）につながっている分割抵抗に流れる電流値と基準とを比較して検出する、などがある。なお、この場合、出力電圧の状態を設定したい電圧に対してどれくらいずれているのかを検出することができればよい。

ここでまとめると、以下のようになる。すなわち、インバータ（ＩＮＶ）出力の周波数は、前述した共振定数Ｌｓ、Ｃｓ、Ｃ０の並列共振（***振）であるから、この３つの定数で固定される。同時に損失Ｒ（出力負荷）は、並列間にあることになるので、その状態で波高値も変化する。また、トランスの励磁エネルギーは、式（４）で決まるから、スイッチング周波数が固定されるとオン時間は、ほぼ固定される。

以上のことから、周期が一定でオン・オフ時間比が変動するＰＷＭ（パルス幅変調）制御は難しく、オン時間が一定でオフ時間が変動（周期も変動）するＰＦＭ（パルス周波数変調）制御になるのがふさわしい。

大気圧プラズマを紙の表面改質に使用する場合は、通紙するときの速度で、印加する時間でプラズマ印加時間が少なくなる。プラズマ量が少ないからといって、オン時間を延ばし出力電力をあげることで制御にすると、出力電圧のピーク電圧が一定であっても、スイッチング周波数による出力周波数が遅くなるのでプラズマ量は増加しない。つまり、共振の周波数は変わらないが、スイッチング周波数を落とすことで、オン時間を延ばすことになるので、不連続になって、出力の波は変わらないが、波と波の共振の間隔が広がる、という弊害が起きる。

負荷Ｒが大きくなると（抵抗値で考えると小さい方向）、出力電圧の波高値が低くなるので、その不足分を補うことで、出力電圧を一定にするようにしている。

そこで、本実施の形態の電源装置は、このような状況においても、共振の状態をくずさず、確実に出力電圧を一定にするために式（４）にある入力電圧Ｖｉｎを制御することでインバータ部分のコンバータによらず定電圧制御を行う構成とする。

すなわち、回路は、前段のコンバータに出力電圧の状態の信号をフィードバックする２段構成とすることで、その信号の状態で入力電圧Ｖｉｎを決定する。この回路では、共振の弊害がなくなり確実に出力電圧を一定にする。これにより、出力が交流でその波高値電圧が十数ＫＶの高電圧インバータ装置において、その波高値電圧がほぼ一定になるように制御できる回路状態を実現する。

図１は、本実施の形態にかかる電圧共振型インバータの構成例を示す回路図である。この電圧共振型インバータは、大きくは、前段のコンバータに入力電圧生成回路１０を配置し、入力電圧生成回路１０の出力側に共振回路２０を配置した２段構成の回路を有する。また、入力電圧生成回路１０には制御回路３０が配置されている。制御回路３０は発振回路を含み、たとえばＩＣ（Integrated Circuit）によって構成する。共振回路２０は、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動回路２１を有し、この駆動回路２１は制御回路３０によって制御される。制御回路３０は、駆動回路２１に対してスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を固定、かつオン時間固定として、スイッチッグ素子Ｑ１を駆動する制御を行う。

入力電圧生成回路１０は、入力電圧Ｖｉｎを生成する。共振回路２０は、入力電圧生成回路１０で生成される電圧により容量性の出力負荷とトランスの出力インダクタンスを共振させる。制御回路３０は、共振回路２０の出力電圧の状態信号（たとえば、ピーク電圧）を入力し、当該状態信号に基づいて入力電圧Ｖｉｎを制御し、共振回路２０の出力電圧の波高値を所定値に制御する。

入力電圧生成回路１０は、商用電源（５０／６０Ｈｚ）を直流電圧または直流成分に脈流が重畳されたＳＥＬＶ（安全特別低電圧）以内の入力電圧Ｖｉｎを入力端子１ａ，１ｂから入力する。さらに、入力電圧生成回路１０は、上記入力電圧Ｖｉｎをスイッチング素子Ｑ２によりスイッチングしてトランスＴ０に供給して、トランスＴ０により電圧を出力する。

共振回路２０は、入力電圧生成回路１０から供給される入力電圧Ｖｉｎを、スイッチング素子Ｑ１によってオン・オフし、トランスＴ１，Ｔ２に励磁エネルギーを印加し、容量性出力負荷とトランスＴ１，Ｔ２の出力インダクタンスを共振させる。すなわち、共振回路２０は、上記共振状態の高電圧を出力端子２ａ，２ｂを介して負荷に対して出力する。

図１に示す電源回路では、入力電圧Ｖｉｎに対して出力電圧（ＩＮＶ出力）が比例する関係にある。出力電圧が所定の値より下がった場合は、入力電圧Ｖｉｎを上げる制御を行なう。図１の入力電圧生成回路１０においては、ＰＷＭ制御ではオン比率を上げ、またはＰＦＭ制御ではオン幅の比率のみを上げるように周波数を下げる。一方、出力電圧が所定の値より上がった場合には、入力電圧を下げる制御を行う。

このように高圧インバータ（電圧共振型インバータ）において、その入力電圧Ｖｉｎを変化させることで出力電圧を一定にするために、出力電圧の状態に基づいて入力電圧Ｖｉｎを生成するようにコンバータ（入力電圧生成回路１０）の制御回路３０に負帰還する。

図１では、高電圧のために安全上絶縁型としたオン・オフ回路とした１例を記載した。この回路は、入力電圧Ｖｉｎを生成するものであるので、回路方式等の特定は必要ない。しかし、商用周波数の入力である場合は、高調波電流の抑制回路機能を備えることが法規制上求められるため必須となる。前段に上述したような機能が入っているなどの場合は、ＡＣ電源またはＤＣ電源が供給では、不要となる。それを入力源とする２段のコンバータの構成となる。

上記図１においては、入力電圧Ｖｉｎを決定する回路の１例として、商用電力をチョッパ回路で直流の出力電圧を出力する構成について示した。また、この電源回路をプラズマ処理装置に利用するには、プラズマ処理装置への出力が制御回路３０に入力することで実現する。

したがって、図１の構成では、共振の影響（継続する減衰状態）を回避させる必要がない。このため、回路が簡単容易な構成となる。また、入力電圧Ｖｉｎを変更するので、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は固定、かつオン時間固定にすることができる。このようにすると、高圧インバータ部分の制御は、停止（保護）する安全上の機能のみで十分となる。また、表面改質に使用する場合の単位面積あたりのプラズマ印加量は、入力電圧Ｖｉｎで比例するので、インバータの出力電力を増大させるために周波数を落とす必要もない。なお、表面改質の状況によっては、前段のコンバータの出力は、理想は直流がよいが、直流のみならず、直流に脈流を重畳させたものでもよいため、コンバータの方式、入力段の種類（ＡＣ、ＤＣ）は何れであってもよい。

上述した本実施の形態にかかる電源装置は、半導体ウエハー接着装置、画像処理機器、塗装、蛍光ランブなどの照明機器、空気清浄機、放電機器、液晶ＴＶのバックライト、除菌などに用いられる。さらに本実施の形態にかかる電源装置は、種々の装置に高電圧を供給する高電圧電源装置に用いられるスイッチングレギュレータ、インバータ等の高電圧インバータ装置によって負荷にプラズマが発生するインバータ回路に利用される。

たとえば、大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等の接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、濡れ性を向上させることが可能になる。

本実施の形態の電源装置は、電子写真方式による画像形成装置にも用いられる。たとえば、樹脂トナーが印刷された印刷物に、紫外線硬化型のニスをコーティングしようとすると、樹脂トナーに含まれるワックス成分により、樹脂トナー印刷部分のニスを弾いてしまう場合がある。しかし、大気圧プラズマによる表面処理を行うと、濡れ性が向上するため、ニスコーティングが可能になり、印刷物の付加価値が向上する。その大気圧プラズマを発生させるためには高電圧が必要となり、インバータ装置によって効率よく高電圧をかけ、発生するラジカル種を安定に負荷に供給する必要がある。

一般的に出力電力値が数Ｗ程度のものが多く使用されているが、プラズマ発生装置などには、出力電圧が十数ＫＶで電力値が数十Ｗ以上の交流出力を持つ高電圧インバータ装置が使用される。ごく一般のスイッチングレギュレータ（ＡＣまたはＤＣ−ＤＣコンバータ）は、電圧変換用トランスの一次側の励磁巻線に直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電流を整流及び平滑して直流電圧を出力する。その出力電圧を一定電圧に維持するために、出力電圧を検出してフィードバック電圧を生成し、それによってスイッチング素子のオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なっている。

これは、出力電圧が下がったときには、スイッチングパルスのオン幅を広げて出力電力不足を補い、反対に出力電圧が上がったときには、オン幅を狭くして過剰な出力電力を制限することによって、出力電圧を一定に制御するものである。

１０ 入力電圧生成回路
２０ 共振回路
２１ 駆動回路
３０ 制御回路
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｔ０，Ｔ１，Ｔ２ トランス

国際公開第２００７／０６０９４１号パンフレット

Claims (4)

1. 入力電圧をスイッチング素子によりオン・オフ制御してトランスに励磁エネルギーを印加して共振出力する電源装置であって、
   前記入力電圧を生成する入力電圧生成回路と、
   前記入力電圧生成回路で生成される前記入力電圧により出力負荷と前記トランスの出力インダクタンスが共振する共振回路と、
   前記共振回路の出力電圧の状態信号を入力し、当該状態信号に基づいて前記入力電圧を制御し、前記共振回路の出力電圧の波高値を所定値に制御する制御回路と、
   を有することを特徴とする電源装置。
2. 前記状態信号は、出力電圧のピーク電圧であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御回路は、前記スイッチング素子のスイッチング周波数が固定、かつオン時間固定とすることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 入力電圧をスイッチング素子によりオン・オフ制御してトランスに励磁エネルギーを印加して共振出力する電源装置を備えるプラズマ処理装置であって、
   前記電源装置は、
   前記入力電圧を生成する入力電圧生成回路と、
   前記入力電圧生成回路で生成される前記入力電圧により出力負荷と前記トランスの出力インダクタンスが共振する共振回路と、
   前記共振回路の出力電圧の状態信号を入力し、当該状態信号に基づいて前記入力電圧を制御し、前記共振回路の出力電圧の波高値を所定値に制御する制御回路と、
   を有することを特徴とするプラズマ処理装置。

Images