JP6331480B2 - インバータ装置及びプラズマ発生装置 - Google Patents

Description

この発明は、入力電圧をスイッチングして昇圧トランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、二次側の出力巻線から交流電圧を出力するインバータ装置、及びそれを用いたプラズマ発生装置に関する。

大型プラズマディスプレー用放電管、プラズマ発生装置など、種々の放電装置に交流高電圧を供給するためにインバータ装置が用いられている。
例えば、大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、被処理材の表面改質や汚染物の除去等、種々の工業製品の価値向上に応用されている。樹脂等に接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を施すことによって濡れ性を向上させ、それらを容易に且つ確実に行うことが可能になる。

その大気圧プラズマを発生させるためには高電圧が必要である。そのための電源装置としては、商用電源からの交流を全波整流及び平滑した直流、もしくは直流成分に脈流が重畳された電圧を昇圧して高電圧を発生させる装置がある。
入力電圧Ｖinから所要の出力電圧Ｖoutを得るためには、数１０倍から数１００倍の昇圧比ｎが必要となる。

これを実現するためには、コッククロフトウオルトン回路（Cockcroft-Walton circuit）等のＮ倍整流回路がある。しかし、この回路はコンデンサによる充放電で行うものであるため、瞬間的な単発出力は引き出せるが、連続的に出力電力を取り出すことは困難である。
そのため、安定した高電圧出力を得るには、一般に、入力電圧をスイッチングしてトランスの一次側の励磁巻線に断続的に励磁電流を流し、二次側の出力巻線に交流高電圧を発生させるインバータ装置が使用される。
しかし、上述のように高い昇圧比の高電圧を得るためには、励磁巻線と出力巻線との巻数比が大きな大型のトランスを使用しなければならない。

トランスを決定する一般定義は次式のように表記される。すなわち、励磁巻線の巻数Ｎｐ、励磁巻線に流れる電流Ｉｐ、および出力巻線の巻数Ｎoutは、次式で求められる。
Ｎｐ= Ｖin・Ｔon／Ａｅ・Ｂ
Ｉｐ＝Ｎout・Ｉout／Ｎｐ
Ｎout ＝Ｖout・Ｎｐ・Ｔon／Ｖin
ここで、Ｔon：時比率（sec） Ａe：コアの実効断面積（cm^２）
Ｂ：磁束密度（gauss） Ｖin：入力電圧（Ｖ）
Ｖout：出力電圧（Ｖ） Ｉout：出力電流（Ａ）

これらの定義から分かるように、励磁巻線の巻数Ｎｐは、トランスの持つコアの磁束密度Ｂもしくは実効断面積Ａｅとの関係が反比例となっているため、それらによって制約されてしまう。励磁巻線の巻数Ｎｐは、なるべく少ない正の整数であることが必要になってくる。しかし、その巻数が少ないとコアの磁束密度Ｂが大きくなり、損失が増大すると共に磁気飽和の方向に進み、トランスとしての機能がなくなってしまう。また、逆に巻数が多すぎると巻線長さが増えるため、そこに流れる電流による損失が増加してしまう。

図１１に示すフェライトコアのＢ−Ｈカーブから、コアの磁束密度Ｂは、ΔＢで示す特定の範囲のみで磁界の強さＨに略比例して変化し、磁界の強さＨがΔＨで示す範囲を超えると磁気飽和になる。したがって、この範囲でのみトランスとして機能することになる。Ｂ−Ｈカーブにおいて、磁界の強さＨが増加する時と減少する時の経路に囲まれた部分の面積（斜線部）が、一般的にはヒステリシス損（鉄損）といわれる。

このような理由で、励磁巻線の巻数Ｎｐは特定の範囲のみとなり、トランスから引き出せる出力は、この励磁巻線の巻数Ｎｐとコアの磁束密度Ｂとの兼ね合いにかかっているが、結果的には特定の範囲に限定される。
磁束密度Ｂが必要十分に取り出せればトランスの特性低下が生じない。しかし現実的にはコアの材料（例えばフェライト０．２〜０．３tesla、珪素鋼板１tesla：ただし使用したい周波数による、アモルファス１tesla、パーマロイ等がある）により磁束が不足する。

このような問題を解決するために、本発明者は先に、特許文献１に記載されている高電圧インバータ装置を提案した。
その高電圧インバータ装置は図１２に示すように、磁路が全く違う別個のコアを持ち、同じ特性を持つ複数のトランスＴ１，Ｔ２によって昇圧トランスを構成する。
そして、制御回路ＩＣによってオン・オフ制御されるスイッチング素子Ｑswによって入力電圧Ｖinをスイッチングして、その各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎp1，Ｎp2に同時に励磁電流を流して励磁させる。その複数のトランスＴ１，Ｔ２の各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）を互いに直列に接続して、その両端の出力電圧Ｖoutを出力端子ＯＵＴから出力させる。

そのスイッチング素子Ｑswが周期的にオン・オフ動作したときに発生する各部の電圧及び電流波形を、図１３のタイミングチャートに示す。
ここで、Ｖgsはスイッチング素子Ｑswのドライブ電圧（ゲート・ソース間電圧）、ＶＮp1、ＶＮp2は励磁巻線Ｎp1、Ｎp2の電圧、Ｉdsはスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間に流れる電流、すなわち励磁巻線Ｎp1、Ｎp2に流れる励磁電流の合成電流、Ｖdsはスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧である。
そして、スイッチング素子Ｑswがターンオフしたときに、トランスＴ１の出力巻線Ｎoutに出力電圧ＶNoutが、トランスＴ２の出力巻線Ｎout（sub）に出力電圧ＶNout（sub）が発生し、その波形の時間軸が同期している。その二つの電圧波形が重畳された出力電圧Ｖoutが出力端子ＯＵＴから出力される。

このように、複数のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1、Ｎp2に同時に励磁電流を流し、ターンオフ時にその各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）に発生する電圧を電圧加算によって積み上げて昇圧する。したがって、各トランスの励磁巻線に偏磁が生じることがなく、トランス全体として出力巻線の巻数を多くすることができるので、昇圧比が高い高電圧を連続して、安定にしかも安全に得ることができる。

しかし、この高電圧インバータ装置では、交番される出力電圧は正方向が主成分である。
スイッチング素子ＱswがＯＮ期間、すなわち各トランスの励磁巻線Ｎp1、Ｎp2に同時に励磁電流を流している期間は、各トランスに励磁エネルギーを貯めている期間であり、出力電圧は発生しない。
そのため、表面改質処理を行うための大気圧プラズマ放電を連続して安定に発生させる場合等に必要になる、波高値が１０ｋV以上のような高電圧で大きなエネルギーの電力を十分効率よく得ることは困難であるという問題があった。

この発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、インバータ装置を大型化することなく、トランスの磁束密度不足を招かずに、高電圧で大きなエネルギーの電力を効率よく得られるようにすることを目的とする。

この発明によるインバータ装置は上記の目的を達成するため、入力電圧をスイッチングして昇圧トランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、その昇圧トランスの二次側の出力巻線から交流電圧を出力するインバータ装置において、上記昇圧トランスを第１のトランス群と第２のトランス群によって構成し、その第１、第２の各トランス群を、それぞれ同数の同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、その複数の各トランスの励磁巻線を並列に接続して同時に励磁されるようにする。

そして、上記第１、第２の各トランス群の上記複数のトランスの各出力巻線を、いずれも互いに直列又は並列に接続し、上記各トランス群の互いに直列又は並列に接続した出力巻線の各一端を互いに接続した中点を接地し、各他端を負荷に出力電圧を出力する一対の出力端子に個別に接続し、上記第１、第２の各トランス群の各トランスの互いに直列又は並列に接続した出力巻線の両端間にそれぞれスイッチ素子を接続する。
さらに、上記第１のトランス群の各トランスの励磁巻線にのみ第１の励磁電流を流す制御と、上記第２のトランス群の各トランスの励磁巻線にのみ第２の励磁電流を流す制御とを交互に行うことを、所定の周期で繰り返し行うスイッチング制御手段を設け、上記第１のトランス群の各出力巻線と上記第２のトランス群の各出力巻線に、上記中点に対して逆極性の電圧を交互に発生させる。
その際、上記スイッチング制御手段が、上記第１の励磁電流を流す期間は前記第１のトランス群の上記出力巻線の両端間に接続したスイッチ素子をオン状態にし、上記第２の励磁電流を流す期間は上記第２のトランス群の上記出力巻線の両端間に接続したスイッチ素子をオン状態にするようにした。

この発明によれば、インバータ装置を大型化することなく、トランスの磁束密度不足を招かずに、高電圧で大きなエネルギーの電力を効率よく得ることができる。

この発明によるインバータ装置の第１の実施形態の回路図である。 図１における負荷２がプラズマ放電を発生する放電部である場合の構成例を示す図である。 図１における制御回路１５が出力する二つのスイッチング信号Ｓｐ１，Ｓｐ２の波形図である。 図１のインバータ装置の第１、第２のトランス群によって発生する電圧＋Ｖout，−Ｖoutとそれらによる出力電圧Ｖoutの電圧波形の例を示す波形図である。 従来のインバータ装置とこの発明によるインバータ装置の出力電圧波形を簡略化して比較する波形図である。 この発明によるインバータ装置の第２の実施形態の回路図である。 この発明によるインバータ装置の第３の実施形態の回路図である。 この発明によるインバータ装置の第４の実施形態の回路図である。 この発明によるインバータ装置の第５の実施形態の回路図である。 この発明によるインバータ装置の第６の実施形態の回路図である。 一般的なトランスのコアのＢ−Ｈカーブの例を示す線図である。 先に提案した高電圧インバータ装置の構成例を示す回路図である。 図１２に示した高電圧インバータ装置の動作中の各部の電圧波形の変化を示すタイミングチャートである。

以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
〔第１の実施形態〕
まず、この発明によるインバータ装置の第１の実施形態について詳細に説明するが、それは他の実施形態にも殆ど共通している。
図１はその第１の実施形態のインバータ装置の構成を示す回路図である。このインバータ装置１は、入力端子１１ａ，１１ｂ間に入力される入力電圧Ｖinをスイッチングして、昇圧トランス１０の一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、その昇圧トランス１０の二次側の出力巻線から交流電圧を出力するインバータ装置である。

そして、昇圧トランス１０を、第１のトランス群１０Ａと第２のトランス群１０Ｂとによって構成し、その第１、第２の各トランス群１０Ａ，１０Ｂを、それぞれ同数の同一の特性を持つ個別の複数のトランスＴ１，Ｔ２とＴ３，Ｔ４によって構成している。
その第１のトランス群１０Ａの複数の各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１とＮｐ２を並列に接続し、第１の励磁電流ｉａを流してトランスＴ１，Ｔ２が同時に励磁されるようにしている。また、第２のトランス群１０Ｂの複数の各トランスＴ３，Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ３とＮｐ４も並列に接続して、第１の励磁電流ｉａとは逆方向に第２の励磁電流ｉｂを流して、トランスＴ３，Ｔ４が同時に励磁されるようにしている。

一方、第１、第２の各トランス群１０Ａ，１０Ｂのそれぞれ複数のトランスＴ１，Ｔ２及びＴ３，Ｔ４の各出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２及びＮｓ３とＮｓ４を、いずれも互いに直列に接続している。その各トランス群１０Ａ，１０Ｂにおける出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２の直列回路及び出力巻線Ｎｓ３とＮｓ４の直列回路の互いに隣接する一端を接続した中点ｍをグランドＧＮＤに接続して接地している。そして、第１のトランス群１０Ａの出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２の直列回路の他端である端点ａを出力端子１２ａに接続し、第２のトランス群１０Ｂの出力巻線Ｎｓ３とＮｓ４の直列回路の他端である端点ｂを出力端子１２ｂに接続している。出力端子１２ａ，１２ｂは、負荷２に出力電圧を出力する一対の出力端子である。

この場合、一方の出力端子１２ａは、グランドＧＮＤに接続された中点ｍに対して負の出力電圧−Ｖoutを出力する負側出力端子となる。他方の出力端子１２ｂは、同じく中点ｍに対して正の出力電圧＋Ｖoutを出力する正側出力端子となる。
その一方の出力端子１２ａと他方の出力端子１２ｂの間の電圧を出力電圧Ｖoutとして、負荷２に出力する。

このインバータ装置１がプラズマ発生装置の電源部である場合、負荷２は、例えば図２に示すような放電電極２１とカウンタ電極２２を有する放電部であり、負荷容量Ｃｏを有する。その放電電極２１とカウンタ電極２２の間に出力電圧Ｖoutを印加することによってプラズマ放電を発生する。出力端子１２ａ，１２ｂにこの負荷２を接続したときに流れる電流を図１にＩｏで示す。
図２に示す放電部（負荷２）は、複数本（図示の例では１５本）の放電電極２１と、それに対向するカウンタ電極２２と、その放電電極２１とカウンタ電極２２との間に介在する誘電体２３とによって構成されている。

放電電極２１は、この例では銅やアルミニウム等の導電性のよい金属線２１ａの周囲に、誘電体（絶縁体）２１ｂを被覆した丸棒状に形成されている。そして、複数本の放電電極２１が、平板状のカウンタ電極２２の対向面２２ａに平行な面内で、図２で左右方向に互いに隣接する電極同士の外周が接するように並んで、紙面に垂直な方向に延びて配列されている。各放電電極２１の直径（φ）は、例えば８ｍｍ程度である。各放電電極２１の金属線２１ａは互いに導通するように接続されている。

カウンタ電極２２は、銅やアルミニウム等の導電性のよい金属による平板状の電極であり、放熱板も兼ねている。そのカウンタ電極２２の放電電極２１との対向面２２ａに、シリコン系シート等の誘電体２３を被着している。図２においては、分り易くするためにカウンタ電極２２と誘電体２３との間に隙間を設けているが、実際には接着等によって密着している。
放電電極２１と誘電体２３との間も間隔を拡げて示しているが、実際には、表面改質を施す印刷用紙等のシート材が通過できる程度の隙間があればよい。

このように構成した負荷２である放電部の各放電電極２１とカウンタ電極２２との間に、インバータ装置１の出力端子１２ａ，１２ｂから実効値が６ＫＶ以上の出力電圧Ｖoutが、給電線２４，２５によって印加される。
それによって、各放電電極２１とカウンタ電極２２との間の大気圧中で、大気圧プラズマ放電の一種である沿面放電もしくは無声放電、または沿面放電と無声放電の複合放電による誘電体バリヤ放電を発生させることができる。放電電極２１とカウンタ電極２２との間に印加する電圧は、正負逆転してもその作用効果に殆ど差異はない。

この放電部（負荷２）内を、シート材を一点鎖線の矢印Ｆで示すように誘電体２３に沿って搬送して通過させることによって、その表面が上述した誘電体バリヤ放電によって生成されるラジカルやイオンなどの活性種に触れて改質が進行する。
それは、プラズマにより、空気中の成分やシート材自体に含まれている成分によって形成される種々の親水性官能基等の基が、シート材の表面に形成されて表面エネルギーが高くなることによって進行する。

例えば、電子写真方式による画像形成装置により樹脂トナーが印刷された印刷物に、紫外線硬化型のニスをコーティングしようとすると、樹脂トナーに含まれるワックス成分により、樹脂トナー印刷部分のニスを弾いてしまう場合がある。しかし、大気圧プラズマによる表面処理を行うと濡れ性が向上するため、均一なニスコーティングが可能になり、印刷物の付加価値が向上する。
しかし、この発明によるプラズマ発生装置の放電部の構成は上述した構成に限るものではなく、種々の変更が可能である。また、コロナ放電によってプラズマを発生する装置や、多少ガスが入った低圧雰囲気でプラズマ放電を発生する装置にも適用可能である。

ところで、図１に示したインバータ装置１においては、入力電圧Ｖinが入力する入力端子１１ａと１１ｂの間に、第１のトランス群１０ＡのトランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１とＮｐ２を並列に接続した回路に直列にスイッチング素子Ｑ１を接続している。同じくその入力端子１１ａと１１ｂの間に、第２のトランス群１０ＢのトランスＴ３，Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ３とＮｐ４を並列に接続した回路に直列にスイッチング素子Ｑ２を接続している。

したがって、第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に、入力電圧Ｖinによって第１の励磁電流ｉａを流す経路に直列に第１のスイッチング素子Ｑ１を設けている。また、第２のトランス群１０Ｂの各トランスＴ３，Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ３，Ｎｐ４に、入力電圧Ｖinによって第２の励磁電流ｉｂを流す経路に直列に第２のスイッチング素子Ｑ２を設けている。
その各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲートに、制御回路１５から出力する矩形波状のスイッチング信号Ｓｐ１，Ｓｐ２を印加して、各スイッチング素子Ｑ１とＱ２を交互にオン・オフさせる。
この二つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と制御回路１５とによってスイッチング制御手段を構成している。

そのスイッチング制御手段によって、第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２にのみ第１の励磁電流ｉａを所定期間流す制御と、第２のトランス群１０Ｂの各トランスＴ３，Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ３，Ｎｐ４にのみ第２の励磁電流ｉｂを所定期間流す制御とを交互に行なうことを、所定の周期で繰り返す。
したがって、第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に第１の励磁電流ｉａを流す期間には、第２のトランス群１０Ｂの各トランスＴ３，Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ３，Ｎｐ４には第２の励磁電流ｉｂを流さない。
そして、第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に第１の励磁電流ｉａを流さない期間に、第２のトランス群１０Ｂの各トランスＴ３，Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ３，Ｎｐ４に、第１の励磁電流ｉａとは逆向に第２の励磁電流ｉｂを流す。

第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に第１の励磁電流ｉａを流している期間は、各トランスＴ１，Ｔ２に電磁エネルギーを蓄積する。そして、その励磁電流ｉａがオフになった期間に、各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に、そのインダクタンスと浮遊容量及び負荷容量Ｃｏとによる共振によって高電圧を誘起する。
第２のトランス群１０Ｂの各トランスＴ３，Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ３，Ｎｐ４に第２の励磁電流ｉｂを流している期間も、各トランスＴ３，Ｔ４に電磁エネルギーを蓄積する。そして、その励磁電流ｉｂがオフになった期間に、各出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４に、そのインダクタンスと浮遊容量及び負荷容量Ｃｏとによる共振によって高電圧を誘起する。

この場合、第１、第２の各トランス群１０Ａ及び１０Ｂ内における、複数の各トランスＴ１とＴ２、Ｔ３とＴ４の各出力巻線に発生する出力電圧波形の時間軸が同期していることが望ましい。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、この実施形態ではＭＯＳ形電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用しているが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などを使用してもよい。
制御回路１５は入力電圧Ｖinによって動作し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ制御する二つのスイッチング信号Ｓｐ１，Ｓｐ２を発生する発振回路を備えている。

二つのスイッチング信号Ｓｐ１，Ｓｐ２は、その波形を図３に示すように、同じ周期Ｔを有する矩形波パルスであるが、ハイレベルになる期間ｔｑ１，ｔｑ２が等しく、位相が１／２周期以上ずれている。すなわち、
ｔｑ１＝ｔｑ２≦０．５Ｔ
の条件が必須となる。この条件からはずれると、励磁インダクタンスに蓄えるエネルギーのバランスを崩し、共振からずれてしまう。また、正負の出力電圧が異なる状態になる。

このスイッチング信号Ｓｐ１がハイレベルになる期間ｔｑ１にスイッチング素子Ｑ１がオンになり、第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に第１の励磁電流ｉａが流れる。
このスイッチング信号Ｓｐ２がハイレベルになる期間ｔｑ２にスイッチング素子Ｑ２がオンになり、第２のトランス群１０Ｂの各トランスＴ３，Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ３，Ｎｐ４に第２の励磁電流ｉｂが流れる。

そして、スイッチング素子Ｑ１がオフになり、第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に第１の励磁電流ｉａが流れない期間に、その出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に中点ｍに対して負の出力電圧が発生する。同様に、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、第２のトランス群１０Ｂの各トランスＴ３，Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ３，Ｎｐ４に第２の励磁電流ｉｂが流れない期間に、その出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４に中点ｍに対して正の出力電圧が発生する。

すなわち、第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２の出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２と、第２のトランス群１０Ｂの各トランスＴ３，Ｔ４の出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４に、接地された中点ｍに対して逆極性の電圧を交互に発生させる。
第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２と第２のトランス群１０Ｂの各トランスＴ３，Ｔ４における、各励磁巻線と出力巻線の巻き始め及び巻き方向の関係と、励磁電流を流す方向とによって、各出力巻線に発生する電圧が中点ｍに対して同極性の電圧になる場合と、逆極性の電圧になる場合とが生じる。

この実施形態では、励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に流す第１の励磁電流ｉａと励磁巻線Ｎｐ３，Ｎｐ４に流す第２の励磁電流ｉｂの向きを逆にしている。それによって、出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に発生する電圧は中点ｍに対して負極性に、出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４に発生する電圧は中点ｍに対して正極性になるように、各トランスの励磁巻線と出力巻線の巻方向が設定されている。

ここで、図３におけるｔｑ１，ｔｑ２が、ｔｑ１＝ｔｑ２＝０．４５Ｔ の場合について、第１のトランス群１０Ａの出力電圧−Ｖout、第２のトランス群１０Ｂの出力電圧＋Ｖoutと、出力端子１２ａ，１２ｂ間の出力電圧Ｖoutの電圧波形を図４に示す。（Ｂ）が第１のトランス群１０Ａの出力電圧−Ｖout（破線の波形）と、第２のトランス群１０Ｂの出力電圧＋Ｖout（実線の波形）を示し、（Ａ）が出力端子１２ａ，１２ｂ間の出力電圧Ｖoutの波形を示す。
出力電圧Ｖoutは、各トランス群１０Ａ,１０Ｂの出力電圧−Ｖoutと＋Ｖoutの波形を重畳した波形になる。そのため、各トランス群１０Ａ,１０Ｂの出力電圧−Ｖoutと＋Ｖoutがそれぞれ負又は正に偏った波高値−８ＫＶ又は＋８ＫＶ程度の半波の脈流に近い波形であっても、出力端子間の出力電圧Ｖoutは波高値が±１２ＫＶ程度の略連続した交流波形になる。

図５は、従来のインバータ装置とこの発明によるインバータ装置の出力電圧波形を簡略化して比較する波形図である。
（Ａ）は、図１２及び図１３によって説明した特許文献１に記載されたインバータ装置による出力電圧Ｖoutの波形例を示す。この場合は、スイッチング素子Ｑswのスイッチング周期Ｔ（周波数ｆ）のうち、全トランスの一次側ＯＮ時間すなわち励磁電流を流す時間は、トランスに励磁エネルギーを貯めている期間であり、出力電圧は発生しない。
したがって、全トランスの一次側ＯＦＦ時間にのみ、正の出力電圧（＋Ｖpeak）を発生する。したがって、１周期内で出力電圧がない時間の比率が高くなり、十分な電力を得にくい。

（Ｂ）は図１に示したインバータ装置による出力電圧Ｖoutの波形例を示す。この場合も、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ２のスイッチング周期Ｔのうち、第１のトランス群１０Ａの一次側ＯＮ時間ｔｑ１には、トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に第１の励磁電流ｉａを流す。その期間には、トランスＴ１，Ｔ２の出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２には出力電圧が発生しない。しかし、その期間には第２のトランス群１０ＢのトランスＴ３，Ｔ４の励磁電流がＯＦＦになるので、その出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４に、中点ｍに対して端点ｂ側に正の出力電圧（＋Ｖpeak）が発生する。

また、第２のトランス群１０Ｂの一次側ＯＮ時間ｔｑ２には、トランスＴ３，Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ３，Ｎｐ４に第２の励磁電流ｉｂを流す。その期間には、トランスＴ３，Ｔ４の出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４には出力電圧が発生しない。しかし、その期間には第１のトランス群１０ＡのトランスＴ１，Ｔ２の励磁電流がＯＦＦになるので、その出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に、中点ｍに対して端点ａ側に負の出力電圧（−Ｖpeak）が発生する。
したがって、１周期内で出力電圧がない時間の比率が極めて小さくなり、負荷に供給する出力電力は図５の（Ｂ）に示す交番波形の網点部分の面積に比例するので、図１に示したインバータ装置によれば、正負で２倍の電力が得られることになる。

図１に示した実施形態において、第１のトランス群１０ＡのトランスＴ１，Ｔ２と第２のトランス群１０ＢのトランスＴ３，Ｔ４のいずれか一方の極性を逆にするか、トランスＴ１，Ｔ２とＴ３，Ｔ４に同じ方向の励磁電流を交互に流すようにしてもよい。その場合、図５の（Ｃ）に示すように正側のみ、あるいはそれを反転した負側のみの全波整流波形のような出力電圧波形を得ることが可能である。

図１の実施形態では、昇圧トランス１０を、それぞれ２個のトランスからなる第１、第２のトランス群１０Ａ，１０Ｂによって構成して、プッシュプル方式のように正負の電圧波形を分担して出力するようにしている。そのため、各トランスの出力巻線の巻数Ｎｓは１／２で済む。それによって、磁束密度の不足や出力巻線を巻くための窓枠面積が大きくなるという問題を解決することができる。

各トランス群のトランスの数は２個に限るものではなく、２個以上でもよい。但し、各トランス群におけるトランスの数は同数であることが必要である。したがって、昇圧トランス１０を構成するトランスの数は、４個、６個、８個など、４個以上の偶数個になる。
そのトランスの数をｎ個とすると、昇圧トランス１０の出力インダクタンスＬｓは、次式によって求められる。
Ｌｓ＝ＡＬ・（Ｎｓ／２）・（Ｎｓ／２）・ｎ （Ｈ）
ここで、ＡＬは各トランスのインダクション係数であり、ＡＬ＝μ・Ａｅ／Ｌ で、
μはコアの透磁率、Ｌは磁路長、Ａｅは実効断面積である。

そして、上述した実施形態のようにｎ＝４の場合、
Ｌｓ＝ＡＬ・Ｎｓ・Ｎｓ（Ｈ）
となり、正又は負の一方の電圧波形の出力電圧を得る場合の昇圧トランスの出力インダクタンスＬｓと同一値となる。
各トランス群の励磁電流がそれぞれＯＦＦになったときに、この出力インダクタンスＬｓと、各出力巻線間に分布もしくは寄生する静電容量Ｃｓ及び負荷容量Ｃo との合成容量とによって、そのトランス群の二次側に並列共振が発生する。それによって、高電圧で交番される出力電圧（+−Ｖout）を出力端子間に出力する。
これらのことは、以下に説明する他の実施形態においても同様である。

〔第２の実施形態〕
この発明によるインバータ装置の第２の実施形態を図６に示す。
なお、以下の各実施形態を示す図６〜図１０の回路図においても、図１の各部と対応する部分には同一の符号を付し、相違する点のみを説明する。各実施形態のインバータ装置及び昇圧トランスには相違点もあるが、便宜上、全てインバータ装置１及び昇圧トランス１０とする。

図６に示す第２の実施形態のインバータ装置１が図１に示した第１の実施形態と相違する点は、第１のトランス群１０ＡのトランスＴ１，Ｔ２の各出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２、および第２のトランス群１０ＢのトランスＴ３，Ｔ４の各出力巻線Ｎｓ３とＮｓ４を、それぞれ互いに並列に接続した点だけである。

この場合、第２の実施形態のインバータ装置１は第１の実施形態のインバータ装置１に比べて、第１のトランス群１０Ａによる負の出力電圧−Ｖoutの波高値、および第２のトランス群１０Ｂによる正の出力電圧＋Ｖoutの波高値は小さくなる。したがって、交番する出力電圧Ｖoutの実効値は約１／２になるが、負荷電流Ｉo の値は約２倍になるので、出力電力は同等である。

したがって、同じ電力でも大きな電流が必要な場合は、このように各トランス群を構成する複数のトランスの出力巻線を互いに並列に接続するとよい。
また、他の各実施形態においてもこの実施形態と同様に、第１、第２のトランス群１０Ａ，１０Ｂを構成する各トランスＴ１，Ｔ２の各出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２、各トランスＴ３，Ｔ４の各出力巻線Ｎｓ３とＮｓ４を、それぞれ互いに並列に接続してもよい。

〔第３の実施形態〕
この発明によるインバータ装置の第３の実施形態を図７に示す。
この第３の実施形態のインバータ装置１は、第１、第２のトランス群１０Ａ，１０Ｂの各トランスＴ１〜Ｔ４の出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４を全て直列に接続し、その中点ｍをグランドＧＮＤに接続せず、出力端子１２ａに接続する端点ａをグランドＧＮＤに接続する。

そして、第１、第２のトランス群１０Ａ，１０Ｂの各トランスＴ１〜Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ１〜Ｎｐ４に流す第１の励磁電流ｉａと第２の励磁電流ｉｂを、図１の第１の実施形態と同様に制御する。それによって、第１のトランス群１０ＡにおけるトランスＴ１，Ｔ２の出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の直列回路には、グランド側の端点ａに対して中点ｍ側に正のピーク波形の電圧を発生させる。第２のトランス群１０ＢにおけるトランスＴ３，Ｔ４の出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４の直列回路には、中点ｍに対して端点ｂ側に１／２周期ずれた正のピーク波形の電圧を発生させる。

したがって、図５の（Ｃ）に示したように、スイッチングの１周期Ｔ内で、第１のトランス群１０Ａによる正のピーク波形の電圧と、第２のトランス群１０Ｂによる正のピーク波形の電圧とが約１／２周期ずつ発生する。そのため、出力端子１２ａ，１２ｂ間の出力電圧Ｖoutは、正の全波整流波形のような脈流電圧波形になる。それによって、図７の矢示方向に負荷電流Ｉo が流れる。
この場合、第１の実施形態による図５の（Ｂ）に示した正負のピークを有する交番電圧波形に比べて、出力電圧Ｖoutの振幅は１／２になるが、同図の（Ｃ）に示した波形の網点部分の面積に比例する出力電力は、第１の実施形態の場合と同等である。

第１の励磁電流ｉａ及び第２の励磁電流ｉｂを、図７に示した方向と反対向きに流すか、あるいは各トランスＴ１〜Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ１〜Ｎｐ４又は出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４の巻き方向を逆にすれば、出力電圧Ｖoutの極性を負にすることもできる。
その場合は、第１のトランス群１０ＡにおけるトランスＴ１，Ｔ２の出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の直列回路には、グランド側の端点ａに対して中点ｍ側に負のピーク波形の電圧が発生する。第２のトランス群１０ＢにおけるトランスＴ３，Ｔ４の出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４の直列回路には、中点ｍに対して端点ｂ側に１／２周期ずれた負のピーク波形の電圧が発生する。

したがって、図５の（Ｃ）に示した波形を負側に反転したように、スイッチングの１周期Ｔ内で、第１のトランス群１０Ａによる負のピーク波形の電圧と、第２のトランス群１０Ｂによる負のピーク波形の電圧とが約１／２周期ずつ発生する。そのため、出力端子１２ａ，１２ｂ間の出力電圧Ｖoutは、負の全波整流波形のような脈流電圧波形になり、負荷電流Ｉo は図７に示した向きとは逆向きに流れることになる。
あるいは、図７における出力端子１２ａ側の端点ａに代えて出力端子１２ｂ側の端点ｂをグランドに接続して接地しても、出力電圧Ｖout が上記と同様に負の全波整流波形のような脈流電圧波形になる。

〔第４の実施形態〕
この発明によるインバータ装置の第４の実施形態を図８に示す。
この第４の実施形態のインバータ装置１は図８に示すように、第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２の各励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に流す第１の励磁電流ｉａの向きを、これまでの各実施形態の場合と反対向きにしている。したがって、第１の励磁電流ｉａの向きが、第２のトランス群１０ＢのトランスＴ３，T４の各励磁巻線Ｎｐ３，Ｎｐ４に流す第２の励磁電流ｉｂと同じになる。
また、前述した第３の実施形態と同様に、第１、第２のトランス群１０Ａ，１０Ｂの各トランスＴ１〜Ｔ４の出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４を全て直列に接続し、その中点ｍをグランドＧＮＤに接続せず、出力端子１２ａに接続する端点ａをグランドＧＮＤに接続する。

それによって、第１の励磁電流ｉａがＯＦＦの期間には、第１のトランス群１０ＡのトランスＴ１，Ｔ２の各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の直列回路に、グランドＧＮＤ側の端点ａに対して中点ｍ側に負のピーク波形の電圧が発生する。また、第２の励磁電流ｉｂがＯＦＦの期間には、第２のトランス群１０ＢのトランスＴ３，T４の各出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４の直列回路に、中点ｍに対して端点ｂ側に１／２周期ずれた正のピーク波形の電圧が発生する。
この場合、第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２と第２のトランス群１０Ｂの各トランスＴ３，Ｔ４における励磁巻線と出力巻線の巻き始め及び巻き方向の関係は、前述した各実施形態の場合と同じとする。

この第４の実施形態によれば、スイッチングの１周期Ｔ内で、グランドＧＮＤに対して第１のトランス群１０Ａによる負のピーク波形の電圧と、第２のトランス群１０Ｂによる正のピーク波形の電圧とが約１／２周期ずつ発生する。そのため、出力端子１２ａ，１２ｂ間の出力電圧Ｖoutは、図５の（Ｂ）に示したような正負に交番する波形になるが、負荷２に流れる負荷電流Ｉoが交互に反転することになる。
このようにしても、図１に示した第１の実施形態のインバータ装置１と同様な交流高電圧の出力電圧±Ｖout を負荷２に供給することができる。
図８における出力端子１２ａ側の端点ａに代えて出力端子１２ｂ側の端点ｂをグランドに接続して接地しても、同様の出力電圧±Ｖout が得られる。
あるいは、中点ｍをグランドに接続し、端点ａと端点ｂは負荷２に接続するだけにしても、同様な波形の出力電圧±Ｖout が得られる。

なお、第１の励磁電流ｉａと第２の励磁電流ｉｂの向きが反対である図７に示した第３の実施形態においても、第１のトランス群１０Ａの各トランスＴ１，Ｔ２の極性を逆にすれば、第４の実施形態と同様になる。
すなわち、図７に示した方向に第１の励磁電流ｉａを流しても、それをＯＦＦにしたときにトランスＴ３，Ｔ４の出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４の直列回路に、グランドＧＮＤに対して中点ｍ側に負のピーク波形の電圧を発生させるように、励磁巻線又は出力巻線の巻き始め及び巻き方向を逆にすればよい。その場合も、出力電圧Ｖoutの波形は図５の（Ｂ）に示したようになる。

〔第５の実施形態〕
この発明によるインバータ装置の第５の実施形態を図９に示す。
この第５の実施形態のインバータ装置１の基本的な構成は、図１に示した第１の実施形態のインバータ装置１と同じである。しかし、その場合に発生する偏磁の影響を軽減するための改善を加えている。

図１に示した第１の実施形態等の正負の電圧波形の出力電圧を負荷２に供給するインバータ装置１では、正側と負側で同じだけトランスの磁束変化が起こるはずであるが、実際にはいずれか一方に偏る現象があり、それを偏磁という。それは、負荷２の電極構造により、正波形の電圧が印加される場合と負波形の電圧が印加される場合とで負荷電流値が若干変わるためかと推察される。

また、図１に示した第１の実施形態のインバータ装置１では、図４の（Ｂ）に示したように、第１のトランス群１０Ａによって負のピーク波形の高電圧を出力している期間に、第２のトランス群１０Ｂも波高値が半分程度の負の電圧を出力している。第２のトランス群１０Ｂによって正のピーク波形の電圧を出力している期間に、第１のトランス群１０Ａも波高値が半分程度の正の電圧を出力している。
そのため、第１、第２のトランス群１０Ａ，１０Ｂに各トランスに励磁電流が流れている期間に蓄えるエネルギーにロスが生じ、励磁電流がＯＦＦになったときに出力巻線に発生する出力電圧が低下する（波高値が小さくなる）。

図９に示す第５の実施形態のインバータ装置１は、これらの点を改善するための手段を設けている。
そのため、第１、第２の各トランス群１０Ａ，１０Ｂの互いに直列に接続した出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２の両端間及び出力巻線Ｎｓ３とＮｓ４の両端間に、それぞれスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を接続している。

そして、制御回路１５が、スイッチング素子Ｑ１をＯＮにして第１の励磁電流ｉａを流す期間はスイッチ素子Ｓ１をオン状態にし、スイッチング素子Ｑ２をＯＮにして第２の励磁電流ｉｂを流す期間はスイッチ素子Ｓ２をオン状態にする。
すなわち、制御回路１５がスイッチング信号Ｓｐ１，Ｓｐ２によってスイッチング素子Ｑ１又はＱ２をそれぞれオンにするタイミングに同期して、ゲートパルスＰ１又はＰ２を出力してスイッチ素子Ｓ１又はＳ２もそれぞれオンにする。

この実施形態では、各スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２はサイリスタ又はＳＣＲのような３端子半導体スイッチ素子であり、ゲートに印加されるゲートパルスＰ１，Ｐ２がハイレベルになると、アノードとカソード間に順方向の電圧が印加されるとその順方向に導通する。したがって、その順方向である所定の方向にのみ電流を流す。
ゲートパルスＰ１，Ｐ２がローレベルになると、アノードとカソード間の順方向の電圧が無くなるとオフに戻ってそのままになる。

このインバータ装置１は、第１の励磁電流ｉａがＯＦＦになると、第１のトランス群１０ＡのトランスＴ１，Ｔ２の出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に発生する中点ｍに対して端点ａ側に負の波形の電圧によって、図９に破線矢印で示すように負荷２に電流を流す。このとき、スイッチ素子Ｓ２がその電流を流す方向に導通するので、負荷電流はスイッチ素子Ｓ２を通り、トランスＴ３，Ｔ４の出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４は通過しない。

また、第２の励磁電流ｉｂがＯＦＦになると、第２のトランス群１０ＢのトランスＴ３，Ｔ４の出力巻線Ｎｓ３，Ｎｓ４に発生する中点ｍに対して端点ｂ側に正の波形の電圧によって、図９に細実線矢印で示すように負荷２に電流を流す。このとき、スイッチ素子Ｓ１がその電流を流す方向に導通するので、負荷電流はスイッチ素子Ｓ１を通り、トランスＴ１，Ｔ２の出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２は通過しない。

このように、第１、第２のトランス群１０Ａ，１０Ｂのうち、出力電圧を発生しなくてよい方、すなわち励磁電流を流してエネルギーを蓄えている方のトランスの出力巻線の直列回路の両端間を導通状態にして、その出力巻線に不要な電圧が発生しないようにする。
それによって、蓄積エネルギーのロスがなくなり、そのトランス群の各トランスの励磁電流がＯＦＦになったときに、その出力巻線に波高値の大きな電圧を出力させることができる。また、これによって、偏磁の影響も軽減することができる。
スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２として、サイリスタやＳＣＲのような３端子半導体スイッチ素子を使用すれば、オン状態のときに完全に短絡するのでなく、所定の方向にのみ電流を流す導通状態にすることができるので好ましい。

このスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の代わりに、正又は負の出力巻線間に転流ダイオードを設け、各出力巻線の短絡を防止するためのカップリングコンデンサを介挿して、正もしくは負の交流出力電圧のみを出力させるようにしてもよい。
カップリングコンデンサの代わりに、整流ダイオードを設けて、それぞれ正又は負の交流の脈流と正又は負の直流を含んだ出力電圧を出力するようにしてもよい。

〔第６の実施形態〕
この発明によるインバータ装置の第６の実施形態を図１０に示す。
この第６の実施形態のインバータ装置１の構成は、殆ど図１に示した第１の実施形態のインバータ装置１と同じである。第１の実施形態と異なる点は、正側の入力端子１１ｂと、昇圧トランス１０を構成する各トランスＴ１〜Ｔ４の各励磁巻線Ｎｐ１〜Ｎｐ４の共通接続点ｄとの間に、インダクタＣＨを介挿した点だけである。そのインダクタＣＨのインダクタンスを、各トランスＴ１〜Ｔ４の一次側インダクタンスＬｐの１倍から１００倍にする。それによって、各トランススＴ１〜Ｔ４の入力側のｄ点を交流的にフローティングにする。

トランスの偏磁は正もしくは負のどちらか一方に偏る傾向が、負荷の変化、実装パターン、トランスのほんの少しの特性の偏りなどによって出てしまう傾向がある。そのため、各トランスＴ１〜Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ１〜Ｎｐ４に、入力電圧Ｖin（交流又は直流あるいは脈流）を直接印加するのではなく、インダクタＣＨを通して印加する。
これによって、励磁電流を流さない方のトランスの励磁巻線は両端側がフローティング状態になるため、ＯＮ，ＯＦＦいずれも入力電圧にクランプされる電力帰還が回避される。すなわち、トランスの偏磁力が回避される。

インダクタＣＨの代わりにコンデンサを介挿しても、同様の効果を得ることができる。
また、トランスの入力電圧を、正もしくは負の出力を得るために正負２電源にして、偏磁を無くしたシングルの複合型にすることもできる。

〔補足説明〕
この発明によるインバータ装置は２石コンバータであるが、このようなコンバータは、ＢＨカーブの第一、第三象限を使用し、鉄損も２倍に増大する。一般にはこのような状態で出力すると使用磁束密度が不足し、電力がとれない。しかし、この発明では使用磁束密度の不足を回避するために、トランスの磁路を少なくても二つに分け、使用機器の仕様に応じた高電圧の高出力を得られるようにするため、昇圧トランスを２群構成にした簡単な回路で、トランスを２個ずつ増やして対応可能になる。
また、１群構成のトランスで、正又は負のいずれか一方の電圧波形を出力する場合と、出力電圧の波高値は同一であることから、昇圧トランスを２群構成にした場合は、トランスの出力巻線の巻数Ｎｓが１／２で済むことになる。

そして、同じスイッチング周期でも、出力電圧の発生周期は１／２になり、休止時間が殆ど無くなるので、最大２倍の放電エネルギーを引き出せる。
したがって、インバータ装置をあまり大型化することなく、トランスの磁束密度不足を招かずに、高電圧で大きなエネルギーの電力を効率よく得ることができる。
そのため、この発明によるインバータ装置の出力電圧を、放電電極とカウンタ電極を有する放電部に印加するプラズマ発生装置は、放電部で連続的に効率よくプラズマを発生させることができる。
そのプラズマ発生装置が発生するプラズマによって、シート材の表面改質を行なう表面改質装置によれば、短時間で効率よく均一に表面改質を行なうことができる。

この発明によるインバータ装置は、プラズマ発生装置とそれを利用した表面改質装置だけではなく、半導体ウエハー接着装置、画像処理機器、塗装装置、蛍光ランプ等の照明機器、空気清浄機、鶴首の放電機器、液晶ＴＶのバックライト用放電灯、除菌装置など、種々の装置に交流高電圧を供給する高電圧電源装置として使用可能である。

以上、この発明の各実施形態について説明してきたが、その実施形態の各部の具体的な構成や処理の内容等は、そこに記載したものに限るものではない。
また、この発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に記載された技術的特徴を有する以外は、何ら限定されるものではないことは言うまでもない。
さらに、以上説明してきた各実施形態の構成例、動作例及び変形例等は、適宜変更又は追加し、あるいは一部を削除してもよく、相互に矛盾しない限り任意に組み合わせて実施することも可能であることは勿論である。

１：インバータ装置 ２：負荷（放電部） １０：昇圧トランス
１０Ａ：第１のトランス群 １０Ｂ：第２のトランス群 １１ａ，１１ｂ：入力端子
１２ａ，１２ｂ：出力端子 １５：制御回路 ２１：放電電極
２１ａ：金属線 ２１ｂ：誘電体（絶縁体） ２２：カウンタ電極
２２ａ：カウンタ電極２２の対向面 ２３：誘電体 ２４，２５：給電線
Ｔ１〜Ｔ４：トランス Ｎｐ１〜Ｎｐ４：励磁巻線 Ｎｓ１〜Ｎｓ４：出力巻線
Ｑ１，Ｑ２：スイッチング素子 Ｓｐ１，Ｓｐ２：スイッチング信号
Ｓ１，Ｓ２：スイッチ素子 Ｐ１，Ｐ２：ゲートパルス ＣＨ：インダクタ
Ｖin：入力電圧 Ｖout：出力電圧

特開２０１２−１８６９８４号公報

Claims (6)

1. 入力電圧をスイッチングして昇圧トランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、該昇圧トランスの二次側の出力巻線から交流電圧を出力するインバータ装置において、
   前記昇圧トランスを第１のトランス群と第２のトランス群によって構成し、
   該第１、第２の各トランス群を、それぞれ同数の同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、該複数の各トランスの励磁巻線を並列に接続して同時に励磁されるようにし、
   前記第１、第２の各トランス群の前記複数のトランスの各出力巻線を、いずれも互いに直列又は並列に接続し、該第１、第２の各トランス群の互いに直列又は並列に接続した出力巻線の各一端を互いに接続した中点を接地し、各他端を負荷に出力電圧を出力する一対の出力端子に個別に接続し、
   前記第１、第２の各トランス群の各トランスの互いに直列又は並列に接続した出力巻線の両端間にそれぞれスイッチ素子を接続し、
   前記第１のトランス群の各トランスの励磁巻線にのみ第１の励磁電流を流す制御と、前記第２のトランス群の各トランスの励磁巻線にのみ第２の励磁電流を流す制御とを交互に行うことを、所定の周期で繰り返し行うスイッチング制御手段を設け、前記第１のトランス群の各出力巻線と前記第２のトランス群の各出力巻線に、前記中点に対して逆極性の電圧を交互に発生させ、
   前記スイッチング制御手段が、前記第１の励磁電流を流す期間は前記第１のトランス群の前記出力巻線の両端間に接続したスイッチ素子をオン状態にし、前記第２の励磁電流を流す期間は前記第２のトランス群の前記出力巻線の両端間に接続したスイッチ素子をオン状態にするようにしたことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記各スイッチ素子が、オン状態のときに所定の方向にのみ電流を流す３端子半導体スイッチ素子であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記スイッチング制御手段が、前記第１のトランス群の各トランスの励磁巻線に前記入力電圧によって前記第１の励磁電流を流す経路に直列に設けた第１のスイッチング素子と、前記第２のトランス群の各トランスの励磁巻線に前記入力電圧によって前記第２の励磁電流を流す経路に直列に設けた第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを所定の周期で交互に一方をオンにし、他方をオフにするように制御する制御回路とからなることを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ装置において、
   前記入力電圧を、前記第１、第２の各トランス群の各トランスの励磁巻線のインダクタンス以上のインダクタンスを有するインダクタを通して、該各トランスの励磁巻線に印加するようにしたことを特徴とするインバータ装置。
5. 前記第１、第２の各トランス群内における、前記複数の各トランスの各出力巻線に発生する出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ装置。
6. 請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ装置と、該インバータ装置の前記負荷として前記出力電圧が印加される放電電極とカウンタ電極を有する放電部を備え、前記放電電極とカウンタ電極との間でプラズマ放電を発生することを特徴とするプラズマ発生装置。

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