JP2014075937A - 駆動装置および電動車両 - Google Patents

Abstract

【課題】交流モータをより適正に保護する。
【解決手段】ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づいてＵ相，Ｖ相，Ｗ相の仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐを設定し（Ｓ１６０）、変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ未満のときには、仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐに３次高調波成分を重畳して電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を設定し（Ｓ１８０）、変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ以上のときには、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐをそのまま電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に設定し（Ｓ１９０）、設定した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いてＰＷＭ制御によってインバータを制御する（Ｓ２００，Ｓ２１０）。
【選択図】図４

Description

本発明は、駆動装置および電動車両に関する。

従来、この種の駆動装置としては、交流電動機と、交流電動機を駆動するインバータと、搬送波の電圧振幅を超える振幅の電圧指令と搬送波との比較に基づく過変調パルス幅変調（ＰＷＭ）制御でインバータを制御する制御装置と、を備えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この駆動装置では、制御装置は、電流フィードバック制御に基づく本来の電圧指令Ｖｄ＃，Ｖｑ＃の電圧指令振幅ＶＡを演算する電圧振幅演算部と、インバータから出力されるパルス幅変調電圧の基本波振幅が本来の電圧指令振幅ＶＡと一致するように電圧指令振幅を線形補償する電圧振幅補正部と、相電圧指令への３次高調波成分の重畳有無を判定する高調波判定部とを含み、高調波判定部は、３次高調波成分の重畳あり／なしのそれぞれについて予め定められた基本波振幅とその基本波振幅を実現するために必要な電圧指令振幅との関係を表わす電圧振幅特性が不連続となるよう変化点の通過を避けるように、本来の電圧指令振幅ＶＡの推移に基づいて３次高調波成分の重畳あり／なしを切り替える。これにより、過変調ＰＷＭ制御による電動機制御の安定化を図っている。

国際公開第２０１０／０８６９７４号

こうした駆動装置では、各相の電圧指令を用いてパルス幅変調制御によってインバータを制御する際に、インバータのスイッチング素子のスイッチングに起因してサージ電圧が発生する。そして、そのサージ電圧の大きさによっては、交流電動機にその耐圧を超える電圧が作用し、交流電動機で絶縁破壊が生じる可能性がある。交流電動機の保護を図るためには、こうした事象が生じるのを抑制するのが好ましい。

本発明の駆動装置および電動車両は、交流モータをより適正に保護することを主目的とする。

本発明の駆動装置および電動車両は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の駆動装置は、
交流モータと、複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記交流モータを駆動するインバータと、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づく各相の電圧指令を用いてパルス幅変調制御によって前記インバータを制御する制御手段と、を備える駆動装置であって、
前記制御手段は、前記複数のスイッチング素子のスイッチングに起因するサージ電圧を踏まえて前記交流モータの入力電圧が該交流モータの耐圧以下となるよう、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づいて前記各相の電圧指令を設定する手段である、
ことを特徴とする。

この本発明の駆動装置では、インバータの複数のスイッチング素子のスイッチングに起因するサージ電圧を踏まえて交流モータの入力電圧が交流モータの耐圧以下となるよう、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づいて各相の電圧指令を設定し、設定した各相の電圧指令を用いてパルス幅変調制御によってインバータを制御する。これにより、サージ電圧によって交流モータの入力電圧が交流モータの耐圧を超えるのを抑制することができ、交流モータで絶縁破壊が生じるのを抑制することができる。この結果、交流モータをより適正に保護することができる。

こうした本発明の駆動装置において、前記制御手段は、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令を各相の仮電圧指令に変換し、変調率が所定範囲外のときには前記各相の仮電圧指令に３次高調波成分を重畳して前記各相の電圧指令を設定し、変調率が前記所定範囲内のときには前記各相の仮電圧指令を前記各相の電圧指令に設定する手段である、ものとすることもできる。ここで、「変調率」は、インバータに作用する電圧（インバータの入力電圧）に対するモータに作用する線間電圧（インバータの出力交流電圧）の実効値の割合を意味する。また、「３次高調波成分」は、交流モータの電気角の周期の３分の１や更にそのｎ（ｎは２以上の整数）分の１の周期で変化する成分を意味する。この態様の本発明の駆動装置において、前記所定範囲は、前記各相の仮電圧指令に３次高調波成分を重畳して前記各相の電圧指令を設定すると前記サージ電圧により前記交流モータの入力電圧が該交流モータの耐圧を超え得ると想定される範囲である、ものとすることもできる。

また、本発明の駆動装置において、前記制御手段は、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令を用いて前記交流モータに印加すべき目標電圧を設定し、該目標電圧が前記交流モータに供給されるよう該目標電圧に振幅補正を施して補正後電圧を設定し、該補正後電圧を用いて前記各相の電圧指令を設定する、という一連の処理を実行する際、前記サージ電圧を踏まえて前記交流モータの入力電圧が該交流モータの耐圧以下となるよう前記目標電圧に振幅補正を施して前記補正後電圧を設定する手段である、ものとすることもできる。この態様の本発明の駆動装置において、前記制御手段は、前記振幅補正として、変調率に応じた補正係数を前記目標電圧に乗じて前記補正後電圧を設定する手段であり、前記補正係数は、各変調率に対して、前記補正後電圧を用いて前記パルス幅変調制御によって前記インバータを制御する際に前記複数のスイッチング素子のオフの最小継続時間が所定時間より長くなるよう設定されてなる、ものとすることもできる。ここで、「所定時間」は、複数のスイッチング素子のうち上アームのオンからオフの切替によるサージ電圧の発生からその収束までに要する時間である、ものとすることもできる。複数のスイッチング素子（特に、上アーム）のオフの継続時間が短いと、スイッチング素子のオンからオフの切替によるサージ電圧の揺り戻し（上昇）とその次のオフからオンの切替によるサージ電圧の立ち上がり（上昇）とが重畳して、重畳しないときに比して交流モータの入力電圧が大きくなる場合がある。したがって、複数のスイッチング素子（特に、上アーム）のオフの最小継続時間が所定時間より長くなるよう設定される補正係数を用いて交流モータの目標電圧に振幅補正を施すことにより、交流モータの入力電圧が大きくなり過ぎるのを抑制することができる。

本発明の電動車両は、上述のいずれかの態様の本発明の駆動装置、即ち、基本的には、交流モータと、複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記交流モータを駆動するインバータと、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づく各相の電圧指令を用いてパルス幅変調制御によって前記インバータを制御する制御手段と、を備える駆動装置であって、前記制御手段は、前記複数のスイッチング素子のスイッチングに起因するサージ電圧を踏まえて前記交流モータの入力電圧が該交流モータの耐圧以下となるよう、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づいて前記各相の電圧指令を設定する手段である、ことを特徴とする駆動装置を備え、前記交流モータからの動力を用いて走行することを要旨とする。

この本発明の電動車両では、上述のいずれかの態様の本発明の駆動装置を備えるから、本発明の駆動装置が奏する効果、例えば、交流モータをより適正に保護することができなどと同様の効果を奏することができる。

本発明の一実施例としての駆動装置を搭載した電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。 ＰＷＭ制御の一例を示す説明図である。 正弦波電圧，３次高調波成分，重畳後電圧の関係の一例を示す説明図である。 実施例の電子制御ユニット５０により実行される第１ＰＷＭ制御実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。 電流指令設定用マップの一例を示す説明図である。 第１ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するときの電圧指令大きさＶｒと電圧指令角度θｖｒとの一例を示す説明図である。 インバータ３４の上アームや下アームのスイッチングとモータ３２の入力電圧との時間変化の様子の一例を示す説明図である。 重畳後電圧を各相の電圧指令として用いる場合の電圧指令と搬送波電圧との時間変化の様子の一例を示す説明図である。 電子制御ユニット５０により実行される第２ＰＷＭ制御実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。 補正係数設定用マップの一例を示す説明図である。 第２ＰＷＭ制御を実行する際の電圧指令と搬送波電圧とトランジスタのオンオフとの時間変化の様子の一例を示す説明図であある。 インバータ３４の上アームのいずれかのトランジスタのオンオフとモータ３２の入力電圧との時間変化の様子の一例を示す説明図である。 変形例のハイブリッド自動車１２０の構成の概略を示す構成図である。 変形例のハイブリッド自動車２２０の構成の概略を示す構成図である。 変形例のハイブリッド自動車３２０の構成の概略を示す構成図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載した電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、例えば永久磁石が埋め込まれたロータと三相コイルが巻回されたステータとを有する同期発電電動機として構成されて駆動輪２６ａ，２６ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して接続された駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２と、モータ３２を駆動するためのインバータ３４と、例えばリチウムイオン二次電池として構成されたバッテリ３６と、インバータ３４が接続された電力ライン（以下、駆動電圧系電力ラインという）４２とバッテリ３６が接続された電力ライン（以下、電池電圧系電力ラインという）４４とに接続されて駆動電圧系電力ライン４２の電圧を調節すると共に駆動電圧系電力ライン４２と電池電圧系電力ライン４４との間で電力のやりとりを行なう昇圧コンバータ４０と、車両全体をコントロールする電子制御ユニット５０と、を備える。

インバータ３４は、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続された６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、により構成されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、駆動電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置されており、対となるトランジスタ同士の接続点の各々にモータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用している状態でトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合を調節することにより、三相コイルに回転磁界を形成でき、モータ３２を回転駆動することができる。以下、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３を上アーム、トランジスタＴ１４〜Ｔ１６を下アームと称することがある。駆動電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とには平滑用のコンデンサ４６が接続されている。

昇圧コンバータ４０は、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、トランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、により構成されている。２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２は、それぞれ駆動電圧系電力ライン４２の正極母線，駆動電圧系電力ライン４２および電池電圧系電力ライン４４の負極母線に接続されており、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と電池電圧系電力ライン４４の正極母線とにリアクトルＬが接続されている。したがって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２をオンオフすることにより、電池電圧系電力ライン４４の電力を昇圧して駆動電圧系電力ライン４２に供給したり、駆動電圧系電力ライン４２の電力を降圧して電池電圧系電力ライン４４に供給したりすることができる。電池電圧系電力ライン４４の正極母線と負極母線とには平滑用のコンデンサ４８が接続されている。

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４と、データを一時的に記憶するＲＡＭ５６と、図示しない入出力ポートと、を備える。電子制御ユニット５０には、モータ３２のロータの回転位置を検出する回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２のロータの回転位置θｍや、モータ３２の三相コイルのＶ相，Ｗ相に流れる相電流を検出する電流センサ３３Ｕ，３３Ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３７ａからの端子間電圧Ｖｂ，バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３７ｂからの充放電電流Ｉｂ（放電側が正の値），バッテリ３６に取り付けられた温度センサ３７ｃからの電池温度Ｔｂ，コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６の電圧（駆動電圧系電力ライン４２の電圧）ＶＨ，コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８の電圧（電池電圧系電力ライン４４の電圧）ＶＬ，イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号，シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ，アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ，ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ，車速センサ６８からの車速Ｖなどが入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０からは、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号や昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号などが出力ポートを介して出力されている。なお、電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａにより検出されたモータ３２のロータの回転位置θｍに基づいてモータ３２のロータの電気角θｅや回転角速度ωｍ，回転数Ｎｍを演算したり、電流センサ３７ｂにより検出されたバッテリ３６の充放電電流Ｉｂに基づいてそのときのバッテリ３６から放電可能な電力量の全容量に対する割合である蓄電割合ＳＯＣを演算したり、演算した蓄電割合ＳＯＣと電池温度Ｔｂとに基づいてバッテリ３６を充放電してもよい最大許容電力である入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔを演算したりしている。

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに応じて駆動軸２２に出力すべき要求トルクＴｒ＊を設定し、バッテリ３６の入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔをモータ３２の回転数Ｎｍで除してモータ３２から出力してもよいトルクの上下限としてのトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘを設定し、要求トルクＴｒ＊をトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘで制限してモータ３２から出力すべきトルクとしてのトルク指令Ｔｍ＊を設定し、設定したトルク指令Ｔｍ＊でモータ３２が駆動されるようインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御する。また、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とモータ３２の回転数Ｎｍとに応じて駆動電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨｔａｇを設定し、駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨｔａｇとなるよう昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２をスイッチング制御する。以下、インバータ３４の制御について説明する。

インバータ３４は、実施例では、電子制御ユニット５０により、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御によって制御するものとした。図２は、ＰＷＭ制御の一例を示す説明図である。なお、実施例では、電力ライン４２の負極母線の電位を値０（基準電位）として説明する。ＰＷＭ制御では、図示するように、モータ３２の各相の電圧指令と搬送波（キャリア波）電圧との比較によってインバータ３４の上アーム（トランジスタＴ１１〜Ｔ１３）や下アーム（トランジスタＴ１４〜Ｔ１６）のオン時間の割合を調節して擬似的正弦波電圧をモータ３２の各相に印加する。このＰＷＭ制御では、インバータ３４に作用する電圧（インバータ３４の入力直流電圧）に対するモータ３２に作用する線間電圧（インバータ３４の出力交流電圧）の実効値の割合としての変調率Ｒｍは値０〜約０．７８０となる。また、ＰＷＭ制御では、正弦波電圧を各相の電圧指令として用いる場合、モータ３２に作用する線間電圧Ｖｌｉは次式（１）により表わされるから、各相の電圧指令の振幅と搬送波電圧の振幅とが等しくなる変調率Ｒｍとしての等振幅変調率は約０．６１２となる。ＰＷＭ制御では、各相の電圧指令の振幅が搬送波電圧の振幅以下のときに、各相の電圧指令の振幅が搬送波電圧の振幅より大きいときに比してモータ３２の出力応答性や制御性が良くなるから、近年、等振幅変調率Ｒｍを大きくするために、正弦波電圧に３次高調波成分（モータ３２の電気角θｅの周期の３分の１の周期で変化する成分）を重畳して得られる重畳後電圧を各相の電圧指令として用いることが考えられている。図３は、正弦波電圧，３次高調波成分，重畳後電圧の関係の一例を示す説明図である。図中、実線は正弦波電圧を示し、破線は３次高調波成分，一点鎖線は重畳後電圧を示す。図３に示すように、重畳後電圧を各相の電圧指令として用いる場合、正弦波電圧を各相の電圧指令として用いる場合に比してピーク値が小さくなる。この場合、モータ３２に作用する線間電圧Ｖｌｉは式（２）により表わされるから、等振幅変調率は約０．７０７となる。即ち、重畳後電圧を各相の電圧指令として用いる場合、正弦波電圧を各相の電圧指令として用いる場合に比して等振幅変調率を大きくすることができるのである。なお、３次高調波成分は、各相の電圧指令の３倍の周波数であることから、線間で見たときには相殺される。また、高調波成分は、３次高調波成分に限定されるものではなく、値３の倍数の高調波成分であれば同様の効果を得られることが分かっている。これらを踏まえて、実施例では、変調率Ｒｍが約０．７０７以下のときには、基本的には重畳後電圧を各相の電圧指令として用いる第１態様のＰＷＭ制御（以下、第１ＰＷＭ制御という）によってインバータ３４を制御し、変調率Ｒｍが約０．７０７より大きいときには、正弦波電圧を各相の電圧指令として用いる第２態様のＰＷＭ制御（以下、第２ＰＷＭ制御という）によってインバータ３４を制御するものとした。なお、第１ＰＷＭ制御の「基本的には重畳後電圧を各相の電圧指令として用いる」とは、詳細は後述するが、重畳後電圧でなく正弦波電圧を各相の電圧指令として用いる場合があることを意味する。

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、第１ＰＷＭ制御や第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際の動作について説明する。以下、まず、第１ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際の動作について説明し、その後、第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際の動作について説明する。

図４は、実施例の電子制御ユニット５０により実行される第１ＰＷＭ制御実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、第１ＰＷＭ制御によってンバータ３４を制御するときに所定時間毎（例えば数百μｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。

第１ＰＷＭ制御実行ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，電流センサ３３Ｕ，３３ＶからのＵ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，電圧センサ４６ａからの駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨなど制御に必要なデータを入力し（ステップＳ１００）、モータ３２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータ３２の電気角θｅを用いて次式（３）により相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１１０）。ここで、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は、上述の駆動制御で設定されたもの、即ち、駆動軸２２に出力すべき要求トルクＴｒ＊をトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘで制限した値を入力するものとした。また、モータ３２の電気角θｅは、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２のロータの回転位置に基づいて演算されたものを入力するものとした。さらに、ｄ軸はモータ３２のロータに埋め込まれた永久磁石によって形成される磁束の方向であり、ｑ軸はｄ軸に対してモータ３２の正回転方向にπ／２だけ電気角θｅが進角した方向である。

続いて、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ１２０）。ここで、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係、具体的には、トルク指令Ｔｍ＊に対応するトルクをモータ３２から出力させるための電流指令大きさＩｒ（電流指令Ｉｄ＊の２乗と電流指令Ｉｑ＊の２乗との和の平方根）が最小値近傍となるトルク指令Ｔｍ＊と電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係（以下、この関係を示すラインを電流指令ラインという）を予め定めて電流指令設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が与えられると記憶したマップから対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を導出して設定するものとした。電流指令設定用マップの一例を図５に示す。図５の例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊がトルクＴ３のときにこのトルク指令Ｔｍ＊に対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する様子を示している。なお、図５には、電流指令ラインやトルク指令Ｔｍ＊，電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の他に、電流指令大きさＩｒと、電流指令角度θｉｒ（ｄ軸の電流指令Ｉｄ＊，ｑ軸の電流指令Ｉｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸の方向に対する角度）と、についても図示した。

そして、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とを用いて次式（４），（５）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する（ステップＳ１３０）。ここで、式（４），（５）は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差が打ち消されるようにするための電流フィードバック制御における関係式であり、式（４），（５）中、「Ｋｐ１」，「Ｋｐ２」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ１」，「Ｋｉ２」は積分項のゲインである。

Vd*=Kp1・(Id*-Id)+Ki1・Σ(Id*-Id) (4)
Vq*=Kp2・(Iq*-Iq)+Ki2・Σ(Iq*-Iq) (5)

次に、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の２乗とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の２乗との和の平方根を電圧指令大きさＶｒとして計算すると共に（ステップＳ１４０）、計算した電圧指令大きさＶｒを電力ライン４２の電圧ＶＨで除して変調率Ｒｍを計算する（ステップＳ１５０）。ここで、電圧指令大きさＶｒは、モータ３２に作用させるべき線間電圧の実効値に相当する。参考のために、第１ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するときの電圧指令大きさＶｒと電圧指令角度θｖｒ（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊，ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸の方向に対する角度）との一例を図６に示す。なお、こうして計算した変調率Ｒｍが約０．７０７より大きいときには、インバータ３４の制御を第１ＰＷＭ制御から第２ＰＷＭ制御に切り替える。

続いて、モータ３２の電気角θｅを用いて次式（６）および式（７）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータ２２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の仮の値としての仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐに座標変換（２相−３相変換）し（ステップＳ１６０）、変調率Ｒｍを閾値Ｒｒｅｆと比較する（ステップＳ１７０）。ここで、閾値Ｒｒｅｆは、詳細は後述するが、例えば、値０．６４や値０．６５，値０．６６などを用いることができる。また、仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐは、電気角θｅに対して正弦波状に変化する電圧指令である。

変調率Ｒｍが閾値Ｒｒｅｆ未満のときには、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐに３次高調波成分を重畳してＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を設定し（ステップＳ１８０）、設定した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し（ステップＳ２００）、変換したＰＷＭ信号をインバータ３４に出力することによってインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御して（ステップＳ２１０）、本ルーチンを終了する。

一方、変調率Ｒｍが閾値Ｒｒｅｆ以上のときには、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐに３次高調波成分を重畳せずに仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，ＶｗｔｍｐをそのままＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に設定し（ステップＳ１９０）、設定した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し（ステップＳ２００）、変換したＰＷＭ信号をインバータ３４に出力することによってインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御して（ステップＳ２１０）、本ルーチンを終了する。

即ち、実施例では、変調率Ｒｍが閾値Ｒｒｅｆ未満のときには、正弦波電圧に３次高調波成分を重畳した重畳後電圧を電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊として用いてインバータ３４を制御し、変調率Ｒｍが閾値Ｒｒｅｆ以上のときには、正弦波電圧を電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊として用いてインバータ３４を制御するのである。以下、この理由について説明する。インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングすると、図７に示すように、そのスイッチングによってサージ電圧が発生する。そして、そのサージ電圧の大きさによっては、モータ３２の耐圧を超える電圧がモータ３２に作用し、モータ３２で絶縁破壊が生じる可能性がある。変調率Ｒｍが約０．７０７以下のとき即ち第１ＰＷＭ制御を実行するときに必ず重畳後電圧を電圧指令としてＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するものとすると、電池電圧系電力ライン４４の電圧ＶＨや重畳後電圧の振幅によっては、図８に示すように、重畳後電圧と搬送波電圧とが共に上限付近となるタイミング（図中、点線で囲んだ部分参照）でインバータ３４の上アームをオンとするときに、サージ電圧によってモータ３２の入力電圧がモータ３２の耐圧を超える可能性がある。したがって、実施例では、重畳後電圧を電圧指令として用いてＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するとサージ電圧によりモータ３２の入力電圧がモータ３２の耐圧を超え得ると想定される変調率Ｒｍの範囲の下限（例えば、値０．６４や値０．６５，値０．６６など）を閾値Ｒｒｅｆとして設定し、変調率Ｒｍが閾値Ｒｒｅｆ以上のときには、仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐに３次高調波成分を重畳せずに仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，ＶｗｔｍｐをそのままＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に設定するものとした。これにより、サージ電圧によってモータ３２の入力電圧がモータ３２の耐圧を超えるのを抑制することができ、モータ３２で絶縁破壊が生じるのを抑制することができる。この結果、モータ３２をより適正に保護することができる。

次に、第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際の動作について説明する。図９は、電子制御ユニット５０により実行される第２ＰＷＭ制御実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、第２ＰＷＭ制御によってンバータ３４を制御するときに所定時間毎（例えば数ｍｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。

第２ＰＷＭ制御実行ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、図４の第１ＰＷＭ制御実行ルーチンのステップＳ１００、Ｓ１１０の処理と同様に、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，電流センサ３３Ｕ，３３ＶからのＵ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，電圧センサ４６ａからの駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨなど制御に必要なデータを入力し（ステップＳ３００）、モータ３２の電気角θｅを用いて上述の式（１）により相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ３１０）。

続いて、次式（８），（９）により、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算する（ステップＳ３２０）。ここで、式（８），（９）中、「Ｔ１」は時定数であり、「前回Ｉｄｍｏ」，「前回Ｉｑｍｏ」は前回に本ルーチンが実行されたときに計算されたなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏである。時定数Ｔ１は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに含まれる高調波成分を減衰させるための値としてモータ３２の回転数Ｎｍや本ルーチンの実行間隔などに応じて設定することができる。このように、過変調制御方式でインバータ３４を制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算することにより、電流センサ３３Ｕ，３３Ｖにより検出された相電流Ｉｕ，Ｉｖや相電流Ｉｕ，Ｉｖを座標変換して得られたｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに含まれる高調波成分を減衰させた電流としてなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算することができる。

Idmo=(1-T1)・Id+T1・(前回Idmo) (8)
Iqmo=(1-T1)・Iq+T1・(前回Iqmo) (9)

続いて、図４の第１ＰＷＭ制御実行ルーチンのステップＳ１２０の処理と同様に、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定し（ステップＳ３３０）、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とを用いて次式（１０），（１１）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する（ステップＳ３４０）。ここで、式（１０），（１１）は、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差が打ち消されるようにするための電流フィードバック制御における関係式であり、式（１０），（１１）中、「Ｋｐ３」，「Ｋｐ４」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ４」，「Ｋｉ４」は積分項のゲインである。

Vd*=Kp3・(Id*-Idmo)+Ki3・Σ(Id*-Idmo) (10)
Vq*=Kp4・(Iq*-Iqmo)+Ki4・Σ(Iq*-Iqmo) (11)

そして、次式（１２），（１３）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算する（ステップＳ３５０）。ここで、式（１２），（１３）中、「Ｔ２」は時定数であり、「前回Ｖｄｍｏ＊」，「前回Ｖｑｍｏ＊」は前回に本ルーチンが実行されたときに計算されたなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊である。時定数Ｔ２は、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に含まれる高調波成分を減衰させるための値としてモータ３２の回転数Ｎｍや本ルーチンの実行間隔などに応じて設定することができる。このように、過変調制御方式でインバータ３４を制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算することにより、高調波成分を減衰させた電圧指令としてなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算することができる。

Vdmo*=(1-T2)・Vd*+T2・(前回Vdmo*) (12)
Vqmo*=(1-T2)・Vq*+T2・(前回Vqmo*) (13)

こうしてｄ軸，ｑ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算すると、計算したｄ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊の２乗とｑ軸のなまし後電圧流指令Ｖｑｍｏ＊の２乗との和の平方根を電圧指令大きさＶｒとして計算すると共にｄ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊とｑ軸のなまし後電圧流指令Ｖｑｍｏ＊とを用いて電圧指令角度θｖｒを計算し（図６参照）（ステップＳ３６０）、計算した電圧指令大きさＶｒを駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して変調率Ｒｍを計算する（ステップＳ３７０）。なお、こうして計算した変調率Ｒｍが約０．７０７以下のときには、インバータ３４の制御を第２ＰＷＭ制御から第１ＰＷＭ制御に切り替える。

続いて、電圧指令大きさＶｒに振幅補正処理を施して振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏを設定する（ステップＳ３８０）。第２ＰＷＭ制御では、ＰＷＭ信号を生成する際の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅が搬送波電圧の振幅より大きいことから、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊（電圧指令大きさＶｒ）に２相−３相変換して得られる電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いてＰＷＭ信号を生成してインバータ３４を制御すると、電圧指令大きさＶｒより小さな値が線間電圧の実効値となる交流電圧がモータ３２に印加される。振幅補正処理は、そのことを踏まえて、電圧指令大きさＶｒが線間電圧の実効値となる交流電圧がモータ３２に印加されるよう電圧指令大きさＶｒを補正する処理（いわゆる線形補正処理）である。この振幅補正処理は、実施例では、ステップＳ３６０で計算した電圧指令大きさＶｒに応じた交流電圧がモータ３２に印加されるよう、電圧指令大きさＶｒに、変調率Ｒｍに応じた補正係数αを乗じて振幅補正後電圧指令大きさＶｒｍｏを計算するものとした。ここで、補正係数αは、変調率Ｒｍと補正係数αとの関係を予め実験や解析などによって定めて補正係数設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、変調率Ｒｍが与えられると記憶したマップから対応する補正係数αを導出して設定するものとした。ここで、補正係数設定用マップの一例を図１０に示す。図１０の例では、電圧指令の１周期に含まれる搬送波電圧の周期数としての同期数ｎが値ｎ１（例えば値６など）のときにおいて、第２ＰＷＭ制御での変調率Ｒｍの下限（約０．７０７）近傍では、値１．０００やそれより若干大きな数（例えば、値１．００１など）を設定し、第２ＰＷＭ制御での変調率Ｒｍの上限（約０．７８０）近傍では、値３や値４近傍の値を設定すものとした。この補正係数αや補正係数設定用マップの詳細については後述する。

こうしてｄ軸，ｑ軸の振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏを計算すると、計算した振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏと電圧指令角度θｖｒとを用いてｄ軸，ｑ軸の振幅補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊を計算し（ステップＳ３９０）、モータ３２の電気角θｅを用いて、上述の式（６）および式（７）の「Ｖｄ＊」，「Ｖｑ＊」を「Ｖｄｍｏ２＊」，「Ｖｑｍｏ２＊」に置き換えたものにより、ｄ軸，ｑ軸の振幅補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊をモータ２２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し（ステップＳ４００）、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し（ステップＳ４１０）、変換したＰＷＭ信号をインバータ３４に出力することによってインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御して（ステップＳ４２０）、本ルーチンを終了する。

ここで、補正係数αについて説明する。図１１は、第２ＰＷＭ制御を実行する際の電圧指令と搬送波電圧とトランジスタのオンオフとの時間変化の様子の一例を示す説明図であり、図１２は、インバータ３４の上アームのいずれかのトランジスタ（例えばトランジスタＴ１１）のオンオフとモータ３２の入力電圧との時間変化の様子の一例を示す説明図である。図１１中、「Ｔｏｆｆｍｉｎ」は、電気角θｅの１周期のうちインバータ３４の上アームのオフの最短継続時間である。また、図１２（ａ）は、最短継続時間Ｔｏｆｆがある程度長いときの様子を示し、図１２（ｂ）は、最短継続時間Ｔｏｆｆが短いときの様子を示す。図１２（ａ）に示すように、最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎが、上アームのオンからオフの切替によるサージ電圧（以下、オフ時サージ電圧という）の発生から収束までに要する時間（以下、オフ時サージ電圧収束時間という）より長いときには、電気角θｅの１周期において、オフ時サージ電圧の揺り戻し（上昇）とその次の上アームのオフからオンの切替によるサージ電圧（以下、オン時サージ電圧という）の立ち上がり（上昇）とが重畳しないから、モータ３２の入力電圧の変動は比較的小さく、モータ３２の入力電圧がモータ３２の耐圧を超えるおそれは低い。一方、最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎがオフ時サージ電圧収束時間以下のときには、オフ時サージ電圧の揺り戻しとその次のオン時サージ電圧の立ち上がりとが重畳してモータ３２の入力電圧が大きくなり、モータ３２の耐圧を超えてしまうおそれが生じる。したがって、これを踏まえて、実施例では、補正係数αは、上アームのオフの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎがオフ時サージ電圧収束時間（例えば、１μｓｅｃ，１．５μｓｅｃ，２μｓｅｃなど）より長くなるよう設定するものとした。

次に、この補正係数設定用マップの作成方法について説明する。補正係数設定用マップを作成する際には、まず、変調率Ｒｍと同期数ｎとを選択し、選択した変調率Ｒｍに対応する電圧指令大きさＶｒが線間電圧の実効値となる交流電圧がモータ３２に印加されるよう補正係数αの仮の値としての仮補正係数αｔｍｐを設定する。そして、電圧指令大きさＶｒに仮補正係数αｔｍｐを乗じて得られる値としての仮振幅補正後電圧指令大きさＶｒｍｏｔｍｐとモータ３２の回転数Ｎｍ（同期数ｎ）とを用いて、これらに応じてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成するときの上アームのオフの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎとしての仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐを求める。そして、この仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐがオフ時サージ電圧収束時間より長いときには、仮補正係数αｔｍｐを補正係数αとして設定する。一方、仮最短時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐがオフ時サージ電圧収束時間以下のときには、仮補正係数αｔｍｐより所定値だけ大きな値または小さな値を仮補正係数αｔｍｐに再設定して同様に仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐを求めて、仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐがオフ時サージ電圧収束時間より長いときにそのときの仮補正係数αｔｍｐを補正係数αとして設定する。例えば、変調率Ｒｍが値Ｒｍ１で同期数ｎが値ｎ１のときにおいて、仮補正係数αｔｍｐを値１．１１０としたときに、仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐがオフ時サージ電圧収束時間より長いときには、その値１．１１０を変調率Ｒｍ１，同期数ｎ１に対応する補正係数αとして設定する。一方、仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐがオフ時サージ電圧収束時間以下のときには、仮補正係数αｔｍｐを値１．１１１や値１．１０９に変更して仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐを求めて、その仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐがオフ時サージ電圧収束時間より長いときにはその値を変調率Ｒｍ１，同期数ｎ１に対応する補正係数αとして設定し、仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐがオフ時サージ電圧収束時間以下のときには、仮補正係数αｔｍｐを値１．１１２，・・・や値１．１０８，・・・と仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐがオフ時サージ電圧収束時間より長くなるまで変更していき、仮最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎｔｍｐがオフ時サージ電圧収束時間より長くなったときの値を変調率Ｒｍ１，同期数ｎ１に対応する補正係数αとして設定するのである。こうした手法によって補正係数設定用マップを作成しておくことにより、上述したように、補正係数αは、上アームのオフの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎがオフ時サージ電圧収束時間より長くなるよう設定されることになる。したがって、この補正係数αを用いた振幅補正処理を電圧指令大きさＶｒに施して振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏを設定してこれをインバータ３４の制御に用いることにより、モータ３２の入力電圧が大きくなってモータ３２の耐圧を超えるのを抑制することができ、モータ３２で絶縁破壊が生じるのを抑制することができる。この結果、モータ３２をより適正に保護することができる。

なお、第２ＰＷＭ制御では、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算すると共に、計算したなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算し、計算したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算してインバータ３４の制御に用いることにより、高調波成分をより適正に減衰させてインバータ３４を制御することができる。一方、上述の図４の第１ＰＷＭ制御実行ルーチンでは、通常、第１ＰＷＭ制御（重畳後電圧を各相の電圧指令として用いれば電圧指令の振幅が搬送波電圧の振幅以下となる制御）が第２ＰＷＭ制御（各相の電圧指令の振幅が搬送波電圧より大きくなる制御）より出力応答性が高いことを踏まえて、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑやｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に対してなまし処理を施さずにインバータ３４の制御に用いるものとした。

以上説明した実施例の電気自動車２０によれば、第１ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際において、変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ未満のときには、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に応じたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐに３次高調波成分を重畳して電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を設定してＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御し、変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ以上のときには、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐをそのまま電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に設定してＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するから、サージ電圧によってモータ３２の入力電圧がモータ３２の耐圧を超えるのを抑制することができ、モータ３２で絶縁破壊が生じるのを抑制することができる。この結果、モータ３２をより適正に保護することができる。

また、実施例の電気自動車２０によれば、第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づくなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊に応じた電圧指令大きさＶｒに、上アームのオフの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎがオフ時サージ電圧収束時間より長くなるよう設定した補正係数αを用いた振幅補正処理（電圧指令大きさＶｒに補正係数αを乗じる処理）を施して、振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏを設定し、設定した振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏに応じた電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いてＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するから、サージ電圧によってモータ３２の入力電圧がモータ３２の耐圧を超えるのを抑制することができ、モータ３２で絶縁破壊が生じるのを抑制することができる。この結果、モータ３２をより適正に保護することができる。

実施例の電気自動車２０では、第１ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐに対して変調率Ｒｍに応じて３次高調波成分を重畳させて又は重畳させずに電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を設定してＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御し、第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づくなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊に応じた電圧指令大きさＶｒに、上アームのオフの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎがオフ時サージ電圧収束時間より長くなるよう設定した補正係数αを用いた振幅補正処理を施して、振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏを設定し、設定した振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏに応じた電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いてＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するものとしたが、第１ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、実施例と同様に、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐに対して変調率Ｒｍに応じて３次高調波成分を重畳させて又は重畳させずに電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を設定してＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するが、第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、実施例とは異なり、電圧指令大きさＶｒに、上アームのオフの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎを考慮せずに設定した補正係数αを用いた振幅補正処理を施して、振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏを設定し、設定した振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏに応じた電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いてＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するものとしてもよい。この場合、第１ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、実施例と同様の効果を奏することができる。また、第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、実施例と同様に、電圧指令大きさＶｒに、上アームのオフの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎがオフ時サージ電圧収束時間より長くなるよう設定した補正係数αを用いた振幅補正処理を施して、振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏを設定し、設定した振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏに応じた電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いてＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するが、第１ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、実施例とは異なり、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐに対して変調率Ｒｍに拘わらず３次高調波成分を重畳させて電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を設定してＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するものとしてもよい。この場合、第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、実施例と同様の効果を奏することができる。

実施例の電気自動車２０では、第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際の振幅補正処理に用いる補正係数αは、インバータ３４の上アームの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎがオフ時サージ電圧収束時間以下のときには、オフ時サージ電圧の揺り戻しとその次のオン時サージ電圧の立ち上がりとが重畳してモータ３２の入力電圧が大きくなる場合があるということを踏まえて、上アームのオフの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎがオフ時サージ電圧収束時間（例えば、１μｓｅｃ，１．５μｓｅｃ，２μｓｅｃなど）より長くなるよう設定するものとしたが、一般に、オフ時サージ電圧の１回目の揺り戻し（上昇）とオン時サージ電圧の１回目の立ち上がり（上昇）とが重畳したときにモータ３２の入力電圧が最も大きくなりやすいと考えられることから、これを回避するだけでモータ３２の入力電圧がモータ３２の耐圧を超えるのを抑制できる場合には、補正係数αは、上アームのオフの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎがオフ時サージ電圧の発生から１回目の揺り戻しの終了までに要する時間（例えば、０．４μｓｅｃや０．６μｓｅｃなど）より長くなるよう設定するものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、第２ＰＭＷ制御によってインバータ３４を制御する際、振幅補正後電圧指令大きさＶｒｍｏと電圧指令角度θｖｒとを用いてｄ軸，ｑ軸の振幅補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊を計算し、計算したｄ軸，ｑ軸の振幅補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換するものとしたが、ｄ軸，ｑ軸の振幅補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊を計算せずに、振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏと電圧指令角度θｖｒとからＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に直接変換するものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算して電圧指令大きさＶｒや電圧指令角度θｖｒの計算などに用いるものとしたが、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をそのまま電圧指令大きさＶｒや電圧指令角度θｖｒの計算などに用いるものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、第１ＰＷＭ制御ルーチンについては所定時間毎（例えば数百μｓｅｃ毎）に繰り返し実行し、第２ＰＷＭ制御実行ルーチンについては所定時間毎（例えば数ｍｓｅｃ毎）に繰り返し実行するものとしたが、両ルーチンについて、同一の実行間隔で繰り返し実行するものとしてもよい。

実施例では、駆動輪２６ａ，２６ｂに接続された駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２を備える電気自動車２０に適用するものしたが、例えば、図１３の変形例のハイブリッド自動車１２０に例示するように、遊星歯車機構１２６を介して駆動軸２２に接続されたエンジン１２２およびモータ１２４と、駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２と、を備えるハイブリッド自動車１２０に適用するものとしてもよい。また、図１４の変形例のハイブリッド自動車２２０に例示するように、エンジン１２２のクランクシャフトに接続されたインナーロータ２３２と駆動輪２６ａ，２６ｂに連結された駆動軸２２に接続されたアウターロータ２３４とを有しエンジン１２２からの動力の一部を駆動軸２２に伝達すると共に残余の動力を電力に変換する対ロータ電動機２３０を備えるものとしてもよい。さらに、図１５の変形例のハイブリッド自動車３２０に例示するように、駆動軸２２に変速機３３０を介してモータ３２を取り付けると共に、モータ３２の回転軸にクラッチ３２９を介してエンジン１２２を接続する構成とし、エンジン１２２からの動力をモータ３２の回転軸と変速機３３０とを介して駆動軸２２に出力すると共にモータ３２からの動力を変速機３３０を介して駆動軸２２に出力するハイブリッド自動車３２０に適用するものとしてもよい。

実施例やその変形例では、本発明を電気自動車やハイブリッド自動車の形態として説明したが、自動車やその他の車両（例えば、列車など），船舶，航空機などの移動体に搭載される駆動装置の形態としてもよいし、建設設備などの移動体でない設備に組み込まれる駆動装置の形態してもよい。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「交流モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、図４の第１ＰＷＭ制御実行ルーチンや図９の第２ＰＷＭ制御実行ルーチンを実行する電子制御ユニット５０が「制御手段」に相当する。

ここで、「モータ」としては、永久磁石が埋め込まれたロータと三相コイルが巻回されたステータとを備える同期発電電動機（いわゆる埋込磁石型同期発電電動機）として構成されたモータ３２に限定されるものではなく、永久磁石が表面に取り付けられたロータと三相コイルが巻回されたステータとを備える同期発電電動機（いわゆる表面磁石型同期発電電動機）など、駆動輪に接続されたものであれば如何なるタイプのモータであっても構わない。「インバータ」としては、インバータ３４に限定されるものではなく、モータを駆動するものであれば如何なるタイプのインバータであっても構わない。「バッテリ」としては、リチウムイオン二次電池として構成されたバッテリ３６に限定されるものではなく、ニッケル水素二次電池やニッケルカドミウム二次電池，鉛蓄電池など、如何なるタイプのバッテリであっても構わない。「制御手段」としては、第１ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の仮電圧指令Ｖｕｔｍｐ，Ｖｖｔｍｐ，Ｖｗｔｍｐに対して変調率Ｒｍに応じて３次高調波成分を重畳させて又は重畳させずに電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を設定してＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御し、第２ＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御する際には、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づくなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊に応じた電圧指令大きさＶｒに、上アームのオフの最短継続時間Ｔｏｆｆｍｉｎがオフ時サージ電圧収束時間より長くなるよう設定した補正係数αを用いた振幅補正処理を施して、振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏを設定し、設定した振幅補正後電圧指令Ｖｒｍｏに応じた電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いてＰＷＭ制御によってインバータ３４を制御するものに限定されるものではなく、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づく各相の電圧指令を用いてパルス幅変調制御によってインバータを制御する際に、複数のスイッチング素子のスイッチングに起因するサージ電圧を踏まえて交流モータの入力電圧が交流モータの耐圧以下となるようｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づいて各相の電圧指令を設定するもの、例えば、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令を各相の仮電圧指令に変換し、変調率が所定範囲外のときには各相の仮電圧指令に３次高調波成分を重畳して各相の電圧指令を設定し、変調率が所定範囲内のときには各相の仮電圧指令を各相の電圧指令に設定するものや、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令を用いて交流モータに印加すべき目標電圧を設定し、目標電圧が交流モータに供給されるよう目標電圧に振幅補正を施して補正後電圧を設定し、補正後電圧を用いて各相の電圧指令を設定する、という一連の処理を実行する際、サージ電圧を踏まえて交流モータの入力電圧が交流モータの耐圧以下となるよう目標電圧に振幅補正を施して補正後電圧を設定するものなどであれば如何なるものとしても構わない。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、駆動装置や電動車両の製造産業などに利用可能である。

２０ 電気自動車、２２ 駆動軸、２４ デファレンシャルギヤ、２６ａ，２６ｂ 駆動輪、３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３３Ｕ，３３Ｖ 電流センサ、３４ インバータ、３６ バッテリ、３７ａ 電圧センサ、３７ｂ 電流センサ、３７ｃ 温度センサ、４０ 昇圧コンバータ、４２ 駆動電圧系電力ライン、４４ 電池電圧系電力ライン、４６，４８ コンデンサ、４６ａ，４８ａ 電圧センサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、１２０，２２０，３２０ ハイブリッド自動車、１２２ エンジン、１２４ モータ、１２６ 遊星歯車機構、２３０ 対ロータ電動機、２３２ インナーロータ、２３４ アウターロータ、３２９ クラッチ、３３０ 変速機、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。

Claims (6)

1. 交流モータと、複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記交流モータを駆動するインバータと、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づく各相の電圧指令を用いてパルス幅変調制御によって前記インバータを制御する制御手段と、を備える駆動装置であって、
   前記制御手段は、前記複数のスイッチング素子のスイッチングに起因するサージ電圧を踏まえて前記交流モータの入力電圧が該交流モータの耐圧以下となるよう、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づいて前記各相の電圧指令を設定する手段である、
   ことを特徴とする駆動装置。
2. 請求項１記載の駆動装置であって、
   前記制御手段は、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令を各相の仮電圧指令に変換し、変調率が所定範囲外のときには前記各相の仮電圧指令に３次高調波成分を重畳して前記各相の電圧指令を設定し、変調率が前記所定範囲内のときには前記各相の仮電圧指令を前記各相の電圧指令に設定する手段である、
   駆動装置。
3. 請求項２記載の駆動装置であって、
   前記所定範囲は、前記各相の仮電圧指令に３次高調波成分を重畳して前記各相の電圧指令を設定すると前記サージ電圧により前記交流モータの入力電圧が該交流モータの耐圧を超え得ると想定される範囲である、
   駆動装置。
4. 請求項１ないし３のいずれか１つの請求項に記載の駆動装置であって、
   前記制御手段は、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令を用いて前記交流モータに印加すべき目標電圧を設定し、該目標電圧が前記交流モータに供給されるよう該目標電圧に振幅補正を施して補正後電圧を設定し、該補正後電圧を用いて前記各相の電圧指令を設定する、という一連の処理を実行する際、前記サージ電圧を踏まえて前記交流モータの入力電圧が該交流モータの耐圧以下となるよう前記目標電圧に振幅補正を施して前記補正後電圧を設定する手段である、
   駆動装置。
5. 請求項４記載の駆動装置であって、
   前記制御手段は、前記振幅補正として、変調率に応じた補正係数を前記目標電圧に乗じて前記補正後電圧を設定する手段であり、
   前記補正係数は、各変調率に対して、前記補正後電圧を用いて前記パルス幅変調制御によって前記インバータを制御する際に前記複数のスイッチング素子のオフの最小継続時間が所定時間より長くなるよう設定されてなる、
   駆動装置。
6. 請求項１ないし５のいずれか１つの請求項に記載の駆動装置を備え、前記交流モータからの動力を用いて走行する電動車両。

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