JP2013207915A - 電圧変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧変換装置におけるリアクトル電流の平均値を正確に検出する。
【解決手段】電圧変換装置の制御装置（３０）は、リアクトル電流（ＩＬ）を検出する電流検出手段（１８，３１０）と、ゲート信号（ＰＷＣ）の１周期における入力電圧（ＶＬ）の平均値（ａｖｅＶＬ）及び出力電圧（ＶＨ）の平均値（ａｖｅＶＨ）を夫々算出する平均電圧算出手段（３３２）と、入力電圧及び出力電圧の平均値、並びにリアクトル（Ｌ１）のインダクタンス（Ｌ）を用いて、リアクトル電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を算出する変化率算出手段（３３３）と、リアクトル電流及びリアクトル電流の変化率を用いて、ゲート信号の１周期におけるリアクトル電流の平均値（ａｖｅＩＬ）を推定する平均電流推定手段（３３６）と、推定されたリアクトル電流の平均値に基づいて電圧変換装置（１２）の動作を制御する制御手段（３５０）とを備える。
【選択図】図９

Description

本発明は、例えば車両等に搭載される電圧変換装置の制御装置の技術分野に関する。

近年、環境に配慮した車両として、蓄電装置（たとえば二次電池やキャパシタ等）を搭載し、蓄電装置に蓄えられた電力から生じる駆動力を用いて走行する電動車両が注目されている。この電動車両には、たとえば電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池車などが含まれる。

これらの電動車両においては、発進時や加速時に蓄電装置から電力を受けて走行のための駆動力を発生するとともに、制動時に回生制動によって発電を行なって蓄電装置に電気エネルギを蓄えるためのモータジェネレータを備える場合がある。このように、走行状態に応じてモータジェネレータを制御するために、電動車両にはインバータが搭載される。

このような車両においては、車両状態によって変動するインバータが利用する電力を安定的に供給するために、蓄電装置とインバータとの間に電圧変換装置（コンバータ）が備えられる場合がある。このコンバータにより、インバータの入力電圧を蓄電装置の出力電圧より高くして、モータの高出力化ができるとともに、同一出力時のモータ電流を低減することで、インバータ及びモータの小型化、低コスト化を図ることができる。

そして、電動車両のさらなる燃費向上のためには、このコンバータの損失を低減して効率を向上させることが重要である。このため、例えば特許文献１から３では、昇圧コンバータを片アームだけでスイッチング駆動させるという技術が提案されている。このような技術によれば、電流リプルを減らせる分、コンバータの損失を低減させることができるとされている。

特開２０１１−１２０３２９号公報 特開２００６−０７４９３２号公報 国際公開２０１０−１３７１２７号公報

コンバータは、リアクトルに流れる電流の平均値に基づいて、その動作が制御される。しかしながら、上述した片アーム駆動を行う場合には、正の電流に対応するアームが駆動される際に負の電流を流すことができず、負の電流に対応するアームが駆動される際には正の電流を流すことができない。よって、リアクトル電流がゼロ付近となると、通常の方法ではリアクトル電流の平均値を求めることが困難となってしまう。

具体的には、リアクトル電流の平均値は、例えばスイッチング素子のオンオフを切替えるゲート信号を生成するためのキャリア信号に応じたタイミングでリアクトル電流がサンプリングされることで検出される。これは、キャリア信号の山及び谷が、スイッチング素子の切替えタイミング（言い換えれば、リアクトル電流の山及び谷）のほぼ中間地点となることを利用している。

これに対し、片アーム駆動を行う場合には、いずれか一方の極性でしか電流を流すことができないため、リアクトル電流がゼロ付近となる際に非線形的な制御が行われる。このため、キャリア信号の山及び谷が、スイッチング素子の切替えタイミングの中間地点からずれることになる。よって、キャリア信号に基づくタイミングでリアクトル電流をサンプリングしても、正確な平均値を推定することができない。

以上のように、上述した特許文献１から３に記載されている片アーム駆動には、リアクトル電流の平均値をゼロ付近において正確に検出することが困難であるという技術的問題点がある。

本発明は、上述した問題点に鑑みなされたものであり、片アーム駆動を行う電圧変換装置において、リアクトル電流の平均値を高い精度で推定することが可能な電圧変換装置の制御装置を提供することを課題とする。

本発明の電圧変換装置の制御装置は上記課題を解決するために、リアクトルに夫々直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を択一的にオンとすることで、前記第１スイッチング素子を含んでなる第１アーム及び前記第２スイッチング素子を含んでなる第２アームのいずれか一方のみによる片アーム駆動を実現可能な電圧変換装置の制御装置であって、前記リアクトルを流れる電流であるリアクトル電流を検出する電流検出手段と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の各々のオンオフを切替えるゲート信号の１周期における入力電圧の平均値及び出力電圧の平均値を夫々算出する平均電圧算出手段と、前記入力電圧の平均値及び前記出力電圧の平均値、並びに前記リアクトルのインダクタンスを用いて、前記リアクトル電流の変化率を算出する変化率算出手段と、前記リアクトル電流及び前記リアクトル電流の変化率を用いて、前記ゲート信号の１周期におけるリアクトル電流の平均値を推定する平均電流推定手段と、前記推定されたリアクトル電流の平均値に基づいて、前記電圧変換装置の動作を制御する制御手段とを備える。

本発明に係る電圧変換装置は、例えば車両に搭載されるコンバータであり、リアクトルに夫々直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を備えている。第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、或いは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。

なお、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の各々には、例えばダイオードが並列に接続されており、それぞれ第１アーム及び第２アームを形成している。即ち、第１スイッチング素子は第１アームを形成しており、そのスイッチング動作によって、第１アームにおける駆動のオンオフを切替えることができる。同様に、第２スイッチング素子は第２アームを形成しており、そのスイッチング動作によって、第２アームにおける駆動のオンオフを切替えることができる。

また、本発明に係る電圧変換装置は特に、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を択一的にオンとするように制御することで、第１スイッチング素子を含んでなる第１アーム及び第２スイッチング素子を含んでなる第２アームのいずれか一方のみによる片アーム駆動を実現することが可能とされている。

片アーム駆動が行われる際には、例えば出力すべき電圧値や電流値等に基づいて、第１アーム及び第２アームのいずれのアームで片アーム駆動を行うべきかが判定される。より具体的には、例えば電圧変換装置に接続されるモータジェネレータが回生動作を行う場合に第１アームによる片アーム駆動が選択され、力行動作を行う場合に第２アームによる片アーム駆動が選択される。このように、片アーム駆動時には、第１アームによる片アーム駆動及び第１アームによる片アーム駆動が適宜切替えられる。

本発明に係る電圧変換装置の制御装置は、上述した電圧変換装置の動作を制御する装置であって、例えば、一又は複数のＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）、各種プロセッサ又は各種コントローラ、或いは更にＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、バッファメモリ又はフラッシュメモリ等の各種記憶手段等を適宜に含み得る、単体の或いは複数のＥＣＵ（Electronic Controlled Unit）等の各種処理ユニット、各種コントローラ或いはマイコン装置等各種コンピュータシステム等の形態を採り得る。

本発明に係る電圧変換装置の制御装置の動作時には、電流検出手段によって、リアクトルを流れる電流であるリアクトル電流が検出される。電流検出手段は、例えばリアクトル周辺に設けられる電流センサ及び適切なタイミングでリアクトル電流をサンプリングするＡＤＣ（Analog to Digital Converter）等によって構成される。

また本発明では、平均電圧算出手段によって、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の各々のオンオフを切替えるゲート信号の１周期における入力電圧の平均値及び出力電圧の平均値が夫々算出される。なお、ここでの「入力電圧」とは、電圧変換装置による昇圧前の電圧（即ち、バッテリ等から入力される電圧）を意味しており、「出力電圧」とは、電圧変換装置による昇圧後の電圧（即ち、インバータ等に出力される電圧）を意味している。入力電圧の平均値及び出力電圧の平均値は、例えばキャリア信号の山及び谷のタイミングで電圧値をサンプリングし、キャリア信号の山に対応する電圧値及び谷に対応する電圧値の中間値をとることで算出できる。

入力電圧の平均値及び出力電圧の平均値が算出されると、変化率算出手段によって、リアクトル電流の変化率が算出される。変化率算出手段は、平均電圧算出手段において算出された入力電圧の平均値及び出力電圧の平均値、並びに予め記憶されたリアクトルのインダクタンスを用いてリアクトル電流の変化率を算出する。より具体的には、リアクトル電流の変化率は、出力電圧の平均値から入力電圧の平均値を差し引いた値を、更にリアクトルのインダクタンスで割った値として算出できる。

なお、リアクトル電流の変化率は、例えばリアクトル電流を２点でサンプリングし、それらの差分から算出することもできる。しかしながら、リアクトル電流がゼロに極めて近い場合には、リアクトル電流が一瞬でゼロに達してしまうおそれがある。このような場合には、仮に高速でサンプリングしたとしても、サンプリングされた値が既にゼロに達している状況が発生し得る。よって、リアクトル電流を直接サンプリングして変化率を算出しようとする場合、サンプリングされた値がゼロであるため正確な変化率を算出できないおそれがある。

しかるに本態様では、上述したように入力電圧の平均値及び出力電圧の平均値からリアクトル電流の変化率が算出される。よって、リアクトルがゼロ付近である場合にも、平均値を確実に算出することができる。

リアクトル電流の変化率が算出されると、平均電流推定手段によって、ゲート信号の１周期（例えば、ゲート信号の立ち上がりタイミングから次の立ち上がりタイミングまでの期間）におけるリアクトル電流の平均値が推定される。以下では、リアクトル電流の平均値の算出方法の一例を示す。

リアクトル電流の平均値を算出する際には、先ずリアクトル電流がゼロとなるゲート信号の立ち上がりタイミングから立ち下がりタイミングまでの第１の期間にリアクトルに流れる第１の電流量が算出される。より具体的には、第１の電流量は、第１の期間の長さを底辺とし、立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流（言い換えれば、リアクトル電流のピーク値）を高さとする三角形の面積として算出できる。

続いて、立ち下がりタイミング後にリアクトル電流がゼロとなるタイミングが算出される。リアクトル電流がゼロとなるタイミングは、立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流及びリアクトル電流の変化率から予測できる。

リアクトル電流がゼロとなるタイミングが推定されると、立ち下がりタイミングからリアクトル電流がゼロとなるタイミングまでの第２の期間にリアクトルに流れる第２の電流量が算出される。より具体的には、第２の電流量は、第２の期間の長さを底辺とし、立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流（言い換えれば、リアクトル電流のピーク値）を高さとする三角形の面積として算出できる。

第１の電流量及び第２の電流量が算出されると、第１の電流量及び第２の電流量に加えて、ゲート信号の１周期分の期間を用いて、リアクトル電流の平均値が算出される。より具体的には、リアクトル電流の平均値は、上述したように三角形の面積として算出される第１の電流量及び第２の電流量を互いに足し合わせた値（即ち、ゲート信号１周期において流れる総電流量）を、ゲート信号１周期分の期間の長さで割った値（言い換えれば、総電流量に対応する三角形と同じ面積を有する、ゲート信号１周期分の期間を長さとする長方形の高さ）として算出できる。

なお、リアクトル電流の平均値の推定方法としては、例えばキャリア信号に基づいてリアクトル電流をサンプリングして算出する方法も考えられる。しかしながら、片側アーム駆動を行う場合には、アームを切替えない限りいずれか一方の極性でしか電流を流すことができないため、キャリア信号とリアクトル電流との対応関係が通常の駆動（即ち、片アーム駆動でない駆動）を行う場合とは異なる状況が生じ得る。例えば、片アーム駆動では、リアクトル電流がゼロ付近となる場合に非線形的な制御を行うため、リアクトル電流の周期的な上下が一時的に乱れる。よって、仮にキャリア信号に基づいて平均値を算出しようとしても、片アーム駆動を行っている場合には、正確な値とはならないおそれがある。

しかるに本発明では、上述したように、リアクトル電流の平均値が、入力電圧の平均値及び出力電圧の平均値から算出されたリアクトル電流の変化率を用いて推定される。よって、片アーム駆動を行う場合であっても、正確にリアクトル電流の平均値を推定することができる。

リアクトル電流の平均値が算出されると、制御手段によって、推定されたリアクトル電流の平均値に基づく電圧変換装置の制御が行われる。例えば、リアクトル電流の平均値に基づいて第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のデューティ比が決定される。デューティ比はデューティ信号として出力され、キャリア信号と比較されることでゲート信号が生成される。本発明に係る電圧変換装置の制御装置によれば、リアクトル電流の平均値が正確に推定されるため、電圧変換装置を適切に制御することが可能である。

本発明の電圧変換装置の制御装置の一態様では、前記平均電流推定手段は、前記ゲート信号の立ち下がりタイミングにおける前記リアクトル電流が所定の閾値以下である場合に、前記リアクトル電流の平均値を推定する。

この態様によれば、平均電流推定手段によってリアクトル電流の平均値が推定される前に、ゲート信号の立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流（言い換えれば、リアクトル電流のピーク値）が所定の閾値以下であるか否かが判定される。そして、平均電流推定手段によるリアクトル電流の平均値の推定は、ゲート信号の立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流が所定の閾値以下である場合に行なわれる。

なお、ここでの「所定の閾値」とは、平均電流推定手段によるリアクトル電流の平均値の推定を行なうのに適した状況であるか否かを判定するための閾値として設定されている。ここで、本願発明者の研究するところによれば、リアクトル電流のピーク値が比較的大きい値である場合には、リアクトルのインダクタンスが変動し、上述したリアクトル電流の変化率を正確に算出できなくなるおそれがあることが判明している。また、上述した入力電圧の平均値及び出力電圧の平均値からリアクトル電流の変化率を求める方法以外の方法で、リアクトル電流の平均値を求めることが可能であることも判明している。

従って、ゲート信号の立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流が所定の閾値以下である場合に、平均電流推定手段によってリアクトル電流の平均値を推定するようにすれば、適切な条件下でリアクトル電流の平均値を推定することが可能となる。なお、ゲート信号の立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流が所定の閾値を超える場合には、平均電流推定手段以外の手段によってリアクトル電流の平均値を推定するようにすればよい。

上述したリアクトル電流が所定の閾値以下である場合に平均値を推定する態様では、前記所定の閾値は、前記リアクトルのインダクタンスが一定である領域に対応して設定されてもよい。

この場合、ゲート信号の立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流が所定の閾値以下であるか否かを判定することで、リアクトルが一定であるか（即ち、予め記憶された値のままであるか）、或いはリアクトルが変動しているか（即ち、予め記憶された値と異なる値となっているか）を判定できる。

なお、ここでの「一定」とは、リアクトルのインダクタンスが全く変動しない場合を意味する他、リアクトルの変動がリアクトル電流の変化率の算出に影響を与えないまでに小さい場合を含む広い概念である。即ち、本態様における「一定」には、多少のマージンが含まれていてもよい。

上述した構成によれば、リアクトルが変動することに起因して、リアクトル電流の変化率を正確に算出できないという事態を確実に回避できる。従って、リアクトル電流の平均値を正確に推定することができる。

本発明の作用及び他の利得は次に説明する発明を実施するための形態から明らかにされる。

第１実施形態に係る電圧変換装置の制御装置が搭載される車両の全体構成を示す概略図である。 両アーム駆動時における電流値の変動を示すチャート図である。 下アーム駆動時の電流の流れを示す概念図である。 上アーム駆動時の電流の流れを示す概念図である。 片アーム駆動時における電流値の変動を示すチャート図である。 第１実施形態に係るＥＣＵの構成を示すブロック図である。 第１実施形態に係る平均リアクトル電流推定回路の構成を示すブロック図である。 第１実施形態に係る電圧変換装置の制御装置の動作を示すフローチャートである。 下アーム駆動時における平均リアクトル電流の推定方法を示すチャート図である。 上アーム駆動時における平均リアクトル電流の推定方法を示すチャート図である。 第２実施形態に係るＥＣＵの構成を示すブロック図である。 第２実施形態に係る電圧変換装置の制御装置の動作を示すフローチャートである。 下アーム駆動時における推定手段の切替判定方法を示すチャート図である。 リアクトル電流とリアクトルのインダクタンス値との関係を示すグラフである。 リアクトル電流とサンプリングタイミングとの関係を示すグラフである。 上アーム駆動時における推定手段の切替判定方法を示すチャート図である。

以下では、本発明の実施形態について図を参照しつつ説明する。

＜第１実施形態＞
先ず、第１実施形態に係る電圧変換装置の制御装置が搭載される車両の全体構成について、図１を参照して説明する。ここに図１は、本実施形態に係る電圧変換装置の制御装置が搭載される車両の全体構成を示す概略図である。

図１において、本実施形態に係る電圧変換装置の制御装置が搭載される車両１００は、エンジン４０及びモータジェネレータＭＧ１及びＭＧ２を動力源とするハイブリッド車両として構成されている。但し、車両１００の構成はこれに限定されるものではなく、蓄電装置からの電力によって走行可能な車両（例えば、電気自動車や燃料電池自動車）等にも適用可能である。また、本実施形態では、電圧変換装置の制御装置が車両１００に搭載される構成について説明するが、車両以外でも交流電動機により駆動される機器であれば適用が可能である。

車両１００は、直流電圧発生部２０と、負荷装置４５と、平滑コンデンサＣ２と、ＥＣＵ３０とを備えて構成されている。

直流電圧発生部２０は、蓄電装置２８と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

蓄電装置２８は、例えばニッケル水素又はリチウムイオン等の二次電池や、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置を含んで構成される。また、蓄電装置２８が出力する直流電圧ＶＬは、電圧センサ１０によって検出される。そして、電圧センサ１０は、検出した直流電圧ＶＬの検出値をＥＣＵ３０に出力する。

システムリレーＳＲ１は、蓄電装置２８の正極端子及び電力線ＰＬ１の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、蓄電装置２８の負極端子及び接地線ＮＬの間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、ＥＣＵ３０からの信号ＳＥにより制御され、蓄電装置２８からコンバータ１２への電力の供給と遮断とを切替える。

コンバータ１２は、本発明の「電圧変換装置」の一例であり、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、本発明の「第１スイッチング素子」及び「第２スイッチング素子」の一例であり、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、ＥＣＵ３０からのゲート信号ＰＷＣによって制御される。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２には、例えばＩＧＢＴ、電力用ＭＯＳトランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の接続ノードと電力線ＰＬ１の間に設けられる。また、平滑コンデンサＣ２は、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に接続される。

電流センサ１８は、本発明の「電流検出手段」の一例であり、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流を検出し、その検出値ＩＬをＥＣＵ３０に出力する。

負荷装置４５は、インバータ２３と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、エンジン４０と、動力分割機構４１と、駆動輪４２とを含む。また、インバータ２３は、モータジェネレータＭＧ１を駆動するためのインバータ１４と、モータジェネレータＭＧ２を駆動するためのインバータ２２とを含む。なお、図１のようにインバータ及びモータジェネレータを２組備えることは必須ではなく、たとえばインバータ１４とモータジェネレータＭＧ１、あるいはインバータ２２とモータジェネレータＭＧ２のいずれか１組のみを備える構成としてもよい。

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、インバータ２３から供給される交流電力を受けて車両推進のための回転駆動力を発生する。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、外部から回転力を受け、ＥＣＵ３０からの回生トルク指令によって交流電力を発電するとともに回生制動力を車両１００に発生する。

また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、動力分割機構４１を介してエンジン４０にも連結される。そして、エンジン４０の発生する駆動力とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の発生する駆動力とが最適な比率となるように制御される。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のいずれか一方を専ら電動機として機能させ、他方のモータジェネレータを専ら発電機として機能させてもよい。なお、本実施形態においては、モータジェネレータＭＧ１をエンジン４０により駆動される発電機として機能させ、モータジェネレータＭＧ２を駆動輪４２を駆動する電動機として機能させるものとする。

動力分割機構４１には、エンジン４０の動力を、駆動輪４２とモータジェネレータＭＧ１との両方に振り分けるために、例えば遊星歯車機構（プラネタリギヤ）が使用される。

インバータ１４は、コンバータ１２から昇圧された電圧を受けて、たとえばエンジン４０を始動させるためにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、エンジン４０から伝達される機械的動力によってモータジェネレータＭＧ１で発電された回生電力をコンバータ１２に出力する。このときコンバータ１２は、降圧回路として動作するようにＥＣＵ３０によって制御される。

インバータ１４は、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に並列に設けられ、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７を含んで構成される。各相上下アームは、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、ＥＣＵ３０からのゲート信号ＰＷＩによって制御される。

例えばモータジェネレータＭＧ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の接続ノードと接続される。

インバータ２２は、コンバータ１２に対してインバータ１４と並列的に接続される。

インバータ２２は駆動輪４２を駆動するモータジェネレータＭＧ２に対してコンバータ１２の出力する直流電圧を三相交流に変換して出力する。またインバータ２２は、回生制動に伴い、モータジェネレータＭＧ２において発電された回生電力をコンバータ１２に出力する。このときコンバータ１２は降圧回路として動作するようにＥＣＵ３０によって制御される。インバータ２２の内部の構成は、図示しないがインバータ１４と同様であり、詳細な説明については省略する。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１及びＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、蓄電装置２８から供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１及び逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線ＰＬ２へ供給することにより行われる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２及び逆並列ダイオードＤ２を介して、接地線ＮＬへ供給することにより行われる。

これらの昇圧動作及び降圧動作における電圧変換比（ＶＨ及びＶＬの比）は、上記スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２をオン及びオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２３へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値をＥＣＵ３０へ出力する。

インバータ１４は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値が正（ＴＲ１＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ２から直流電圧が供給されるとＥＣＵ３０からのゲート信号ＰＷＩ１に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するようにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値が零の場合（ＴＲ１＝０）には、ゲート信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるようにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。これにより、モータジェネレータＭＧ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

更に、車両１００の回生制動時には、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１は負に設定される（ＴＲ１＜０）。この場合には、インバータ１４は、ゲート信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング動作により、モータジェネレータＭＧ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を、平滑コンデンサＣ２を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

インバータ２２についても同様に、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値に対応したＥＣＵ３０からのゲート信号ＰＷＩ２を受け、ゲート信号ＰＷＩ２応答したスイッチング動作によって、直流電圧を交流電圧に変換して所定のトルクになるようにモータジェネレータＭＧ２を駆動する。

電流センサ２４，２５は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に流れるモータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２を検出し、その検出したモータ電流をＥＣＵ３０へ出力する。なお、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の電流の瞬時値の和はゼロであるので、図１に示すように電流センサ２４，２５は２相分のモータ電流を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２６，２７は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転角θ１，θ２を検出し、その検出した回転角θ１，θ２をＥＣＵ３０へ送出する。ＥＣＵ３０では、回転角θ１，θ２に基づきモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転速度ＭＲＮ１，ＭＲＮ２及び角速度ω１，ω２（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２６，２７については、回転角θ１，θ２をＥＣＵ３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置しないようにしてもよい。

ＥＣＵ３０は、本発明の「電圧変換装置の制御装置」の一例であり、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）、記憶装置及び入出力バッファを含み、車両１００の各機器を制御する。なお、ＥＣＵ３０の行う制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で構築して処理することも可能である。

代表的な機能として、ＥＣＵ３０は、入力されたトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ及び電流センサ２４，２５からのモータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２、回転角センサ２６，２７からの回転角θ１，θ２等に基づいて、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２がトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２に従ったトルクを出力するように、コンバータ１２及びインバータ２３の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２及びインバータ２３を上記のように制御するためのゲート信号ＰＷＣ，ＰＷＩ１，ＰＷＩ２を生成して、コンバータ１２及びインバータ２３へそれぞれ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、ＥＣＵ３０は、システム電圧ＶＭをフィードバック制御し、システム電圧ＶＭが電圧指令値に一致するようにゲート信号ＰＷＣを生成する。

また、ＥＣＵ３０は、車両１００が回生制動モードに入ると、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにゲート信号ＰＷＩ１、ＰＷＩ２を生成してインバータ２３へ出力する。これにより、インバータ２３は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、ＥＣＵ３０は、車両１００が回生制動モードに入ると、インバータ２３から供給された直流電圧を降圧するようにゲート信号ＰＷＣを生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、さらに降圧されて蓄電装置２８に供給される。

次に、コンバータ１２動作時の電流変動について、図２から図５を参照して説明する。ここに図２は、両アーム駆動時における電流値の変動を示すチャート図である。また図３は、下アーム駆動時の電流の流れを示す概念図であり、図４は、上アーム駆動時の電流の流れを示す概念図である。図５は、片アーム駆動時における電流値の変動を示すチャート図である。

図２において、コンバータ１２が両アーム駆動（即ち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方をオンとする駆動）を行う場合には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ１、及びスイッチング素子Ｑ２のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ２がそれぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に供給されることで、リアクトル電流ＩＬの値が制御される。

なお、両アーム駆動時には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々によって、正の電流及び負の電流を流すことができるため、例えば図に示すような０を跨ぐ電流制御においても、通常と同様の制御が可能である。

図３及び図４において、本実施形態に係るコンバータ１２は、上述した両アーム駆動に加えて、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のいずれか一方のみをオンとする片アーム駆動を実現することが可能とされている。具体的には、力行時においては、スイッチング素子Ｑ２のみをオンとする下アーム駆動が行われる。この場合、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１側に流れる電流はダイオードＤ１を介して流れ、スイッチング素子Ｑ２側に流れる電流はスイッチング素子Ｑ２を介して流れる。一方、回生時においては、スイッチング素子Ｑ２のみをオンとする下アーム駆動が行われる。この場合、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ１側に流れる電流はスイッチング素子Ｑ１を介して流れ、スイッチング素子Ｑ２側に流れる電流はダイオードＤ２を介して流れる。

片アーム駆動によれば、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のいずれか一方のみがオンとされるため、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の短絡を防止するために設定されるデッドタイムが不要となる。よって、例えば装置の小型化に伴って高周波化が求められている場合であっても、コンバータ１２の昇圧性能が低下してしまうことを防止できる。

図５において、下アーム駆動が行われる力行時（即ち、リアクトル電流ＩＬが正の場合）には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ１は供給されず、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ２のみが供給される。また、上アーム駆動が行われる回生時（即ち、リアクトル電流ＩＬが負の場合）には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ１のみが供給され、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ２は供給されない。

ここで特に、下アーム駆動時には負の電流を流すことができないため、リアクトル電流ＩＬの下限がゼロにかかるような場合には、ゲート信号であるＰＷＣ２のデューティ比率を変更して、非線形的な制御を行うことが求められる。同様に、上アーム駆動時には正の電流を流すことができないため、リアクトル電流ＩＬの上限がゼロにかかるような場合には、ゲート信号であるＰＷＣ１のデューティ比率を変更して、非線形的な制御を行うことが求められる。即ち、片−アーム駆動時には、リアクトル電流ＩＬがゼロに近づいた場合に、通常とは異なる比較的複雑な制御が求められる。

本実施形態に係る電圧変換装置の制御装置は、上述した片アーム駆動時において、ゼロ付近でのリアクトル電流ＩＬの平均値を正確に推定することを目的としている。

次に、本実施形態に係る電圧変換装置の制御装置であるＥＣＵ３０の具体的な構成について、図６を参照して説明する。ここに図６は、第１実施形態に係るＥＣＵの構成を示すブロック図である。なお、図６では、説明の便宜上、ＥＣＵ３０に備えられる各部位のうち本実施形態に関連の深いもののみを示し、その他の詳細な部位については適宜図示を省略している。

図６において、ＥＣＵ３０は、ＡＤＣ３１０と、電圧制御部３２０と、平均リアクトル電流推定回路３３０と、電流制御部３４０と、ゲート信号出力回路３５０と、キャリア信号出力部３６０とを備えて構成されている。

ＡＤＣ３１０は、本発明の「電流検出手段」の一例であり、リアクトル電流ＩＬの値を複数のタイミングでサンプリングして、平均リアクトル電流推定回路３２０へと出力する。またＡＤＣ３１０は、入力電圧ＶＬ（即ち、電圧センサ１０で検出された昇圧前の電圧値）及び出力電圧ＶＨ（即ち、電圧センサ１３で検出された昇圧後の電圧値）の各々をサンプリングして、それぞれ電圧制御部３２０及び平均リアクトル電流推定回路３３０へと出力する。なお、ＡＤＣ３１０におけるサンプリングタイミングは、ゲート信号出力回路３５０から入力されるアクティブなスイッチング素子を示す信号に基づいて決定される。ＡＤＣ３１０における具体的なサンプリングタイミングについては、後に詳述する。

電圧制御部３２０は、ＡＤＣ３１０においてサンプリングされた出力電圧ＶＨ及び入力電圧ＶＬに基づいて電圧偏差を演算し、リアクトル電流指令値ＩＬＲＥＦを算出する。算出されたリアクトル電流指令値ＩＬＲＥＦは、電流制御部３４０へと出力される。

平均リアクトル電流推定回路３３０は、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定する。平均リアクトル電流推定回路３３０で推定されたリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬは、電流制御部３４０に出力されフィードバック制御に用いられる。リアクトル電流の平均値ａｖｅＩＬの具体的な推定方法については、後に詳述する。

電流制御部３４０は、電圧制御部３２０から入力されたリアクトル電流指令値ＩＬＲＥＦと、推定されたリアクトル電流ａｖｅＩＬとに基づいて電流偏差を演算し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ指令信号ＤＵＴＹを算出する。算出されたデューティ指令信号ＤＵＴＹは、ゲート信号出力回路３５０に出力される。

ゲート信号出力回路３５０は、本発明の「制御手段」の一例であり、電流制御部３４０から入力されたデューティ指令信号ＤＵＴＹと、キャリア信号生成部３６０において生成されたキャリア信号ＣＲとに基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート信号であるＰＷＣ１及びＰＷＣ２を生成する。

キャリア信号生成部３６０は、ゲート信号ＰＷＣ１及びＰＷＣ２を生成するために、所定周期のキャリア信号ＣＲを生成する。キャリア信号ＣＲは、ゲート信号出力回路３５０及びＡＤＣ３１０に出力される。

以上説明したＥＣＵ３０は、上述した各部位を含んで構成された一体の電子制御ユニットであり、上記各部位に係る動作は、全てＥＣＵ３０によって実行されるように構成されている。但し、本発明に係る上記部位の物理的、機械的及び電気的な構成はこれに限定されるものではなく、例えばこれら各手段は、複数のＥＣＵ、各種処理ユニット、各種コントローラ或いはマイコン装置等各種コンピュータシステム等として構成されていてもよい。

次に、上述したＥＣＵ３０に含まれる平均リアクトル電流推定回路３３０の具体的な構成について、図７を参照して説明する。ここに図７は、第１実施形態に係る平均リアクトル電流推定回路の構成を示す回路図である。

図７において、平均リアクトル電流推定回路３３０は、第１電流量算出部３３１と、平均電圧算出部３３２と、電流変化率算出部３３３と、ゼロタイミング算出部３３４と、第２電流量算出部３３５と、平均電流算出部３３６とを備えて構成されている。

第１電流量算出部３３１は、リアクトル電流ＩＬがゼロとなるゲート信号ＰＷＣの立ち上がりタイミングから立ち下がりタイミングまでの第１の期間に、リアクトルＬ１に流れる第１の電流量を算出する。第１電流算出部３３１は、第１の期間の長さ及びゲート信号ＰＷＣの立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流（言い換えれば、リアクトル電流のピーク値）を用いて第１の電流量を算出する。

平均電圧算出部３３２は、本発明の「平均電圧算出手段」の一例であり、ＡＤＣ３１０によってサンプリングされた出力電圧ＶＨ及び入力電圧ＶＬの値から、ゲート信号ＰＷＣの１周期における出力電圧ＶＨの平均値及び入力電圧ＶＬの平均値をそれぞれ算出する。

電流変化率算出部３３３は、本発明の「変化率算出手段」の一例であり、平均電圧算出部３３２で算出された出力電圧ＶＨの平均値及び入力電圧ＶＬの平均値と、予め記憶されているリアクトルのインダクタンス値を用いて、ゲート信号ＰＷＣの立ち下がりタイミング後におけるリアクトル電流ＩＬの変化率を算出する。

ゼロタイミング算出部３３４は、ゲート信号ＰＷＣの立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流と、電流変化率算出部３３３で算出されたリアクトル電流ＩＬの変化率とを用いて、リアクトル電流ＩＬがゼロとなるタイミングを予測する。

第２電流量算出部３３５は、ゲート信号ＰＷＣの立ち下がりタイミングからリアクトル電流ＩＬがゼロとなるタイミングまでの第２の期間にリアクトルＬ１に流れる第２の電流量を算出する。第２電流量算出部３３５は、第２の期間の長さ及びゲート信号ＰＷＣの立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流を用いて第２の電流量を算出する。

平均電流算出部３３６は、本発明の「平均電流推定手段」の一例であり、第１の電流量及び第２の電流量を用いて、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを算出する。平均電流算出部は、第１の電流量及び第２の電流量を互いに足し合わせた値（即ち、ゲート信号１周期において流れる総電流量）を、ゲート信号１周期分の期間の長さで割った値として、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを算出する。

次に、本実施形態に係る電圧変換装置の制御装置の動作について、図８から図１０を参照して説明する。ここに図８は、第１実施形態に係る電圧変換装置の制御装置の動作を示すフローチャートである。また図９は、下アーム駆動時における平均リアクトル電流の推定方法を示すチャート図であり、図１０は、上アーム駆動時における平均リアクトル電流の推定方法を示すチャート図である。なお、以下では、本実施形態に特有の平均リアクトル電流の算出に係る処理について詳細に説明し、その他の一般的な処理については、適宜説明を省略するものとする。

図８及び図９において、本実施形態に係る電圧変換装置の制御装置の動作時には、先ずＡＤＣ３１０によって、所定のタイミングでリアクトル電流ＩＬがサンプリングされる（ステップＳ１０１）。具体的には、リアクトル電流ＩＬは、ゲート信号ＰＷＣ２の立ち下がりタイミングであるＡ点でサンプリングされる（図９参照）。

続いて、第１電流量算出部３３１によって、第１の電流量Ｗ１が算出される（ステップＳ１０２）。ここで第１の電流量Ｗ１は、図９におけるリアクトル電流ＩＬがなす三角形ＡＣＤのうち、Ａ点から見て左側の三角形（即ち、Ｄ点からＡ点までの期間を底辺とし、Ａ点におけるリアクトル電流ＩＬａを高さとする三角形）の面積に相当する。このため、第１の電流量Ｗ１は以下の数式（１）を用いて算出することができる。

Ｗ１＝（ＴｉｍＡ−ＴｉｍＤ）×ＩＬａ／２ ・・・（１）
なお、上記数式における“ＴｉｍＡ”はＡ点における時刻（即ち、ゲート信号ＰＷＣ２の立ち下がりタイミング）であり、“ＴｉｍＤ”はＤ点における時刻（即ち、ゲート信号ＰＷＣ２の立ち上がりタイミング）である。

続いて、ＡＤＣ３１０によって、所定のタイミングで出力電圧ＶＨ及び入力電圧ＶＬがサンプリングされる（ステップＳ１０３）。具体的には、出力電圧ＶＨ及び入力電圧ＶＬの各々は、キャリア信号の山及び谷のタイミング（即ち、図９中のａ点及びｂ点）でサンプリングされる。

出力電圧ＶＨ及び入力電圧ＶＬがサンプリングされると、平均電圧算出部３３２によって、出力電圧ＶＨ及び入力電圧ＶＬのゲート信号ＰＷＣ２の１周期における平均値が算出される（ステップＳ１０４）。ここで、出力電圧ＶＨの平均値ａｖｅＶＨ及び入力電圧ＶＬの平均値ａｖｅＶＬは、ａ点でサンプリングされた出力電圧をＶＨａ、ｂ点でサンプリングされた出力電圧をＶＨｂとし、ａ点でサンプリングされた入力電圧をＶＬａ、ｂ点でサンプリングされた入力電圧をＶＬｂとすると、それぞれ以下の数式（２）及び（３）を用いて算出することができる。

ａｖｅＶＨ＝（ＶＨａ＋ＶＨｂ）／２ ・・・（２）
ａｖｅＶＬ＝（ＶＬａ＋ＶＬｂ）／２ ・・・（３）
即ち、出力電圧ＶＨの平均値ａｖｅＶＨ及び入力電圧ＶＬの平均値ａｖｅＶＬは、出力電圧及び入力電圧の最大値と最小値との中間値として算出できる。

出力電圧ＶＨの平均値ａｖｅＶＨ及び入力電圧ＶＬの平均値ａｖｅＶＬが算出されると、電流変化率算出部３３３によって、リアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔが算出される（ステップＳ１０５）。リアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔは、出力電圧ＶＨの平均値ａｖｅＶＨ及び入力電圧ＶＬの平均値ａｖｅＶＬ、並びにリアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌを用いて、以下の数式（４）で算出することができる。

ｄｉ／ｄｔ＝（ａｖｅＶＨ−ａｖｅＶＬ）／Ｌ ・・・（４）
リアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔが算出されると、Ａ点からどのようにリアクトル電流ＩＬが下降していくかが分かる。よって、ゼロタイミング算出部３３４では、リアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔを利用して、リアクトル電流ＩＬがゼロとなるタイミング（即ち、図中のＣ点の時刻ＴｉｍＣ）が算出される（ステップＳ１０６）。Ｃ点の時刻ＴｉｍＣは、以下の数式（５）を用いて算出できる。

ＴｉｍＣ＝−ＩＬａ／ｄｉ／ｄｔ＋ＴｉｍＡ ・・・（５）
ＴＩｍＣが算出されると、第２電流量算出部３３５によって、第２の電流量Ｗ２が算出される（ステップＳ１０７）。ここで、第２の電流量Ｗ２は、図９におけるリアクトル電流ＩＬがなす三角形ＡＣＤのうち、Ａ点から見て右側の三角形（即ち、Ａ点からＣ点までの期間を底辺とし、Ａ点におけるリアクトル電流ＩＬａを高さとする三角形）の面積に相当する。このため、第２の電流量Ｗ２は以下の数式（６）を用いて算出することができる。

Ｗ２＝（ＴｉｍＣ−ＴｉｍＡ）×ＩＬａ／２ ・・・（６）
第１の電流量Ｗ１及び第２の電流量Ｗ２が算出されると、平均電流算出部３３６によって、ゲート信号ＰＷＣ２の１周期におけるリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬが算出される（ステップＳ１０８）。リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを算出する際には、先ずゲート信号ＰＷＣ２の１周期において流れるリアクトル電流ＩＬの総電流量Ｗａが算出される。ここで、総電流量Ｗａは、図９における三角形ＡＣＤの面積に相当する。このため、総電流量Ｗａは、第１電流量Ｗ１及び第２電流量Ｗ２を用いて、以下の数式（７）で表せる。

Ｗａ＝Ｗ１＋Ｗ２ ・・・（７）
なお、総電流量Ｗａは、上述したように第１電流量Ｗ１及び第２電流量Ｗ２として別々に算出せずとも、まとめて算出することができる。具体的には、Ｄ点からＣ点までの期間を底辺とし、Ａ点におけるリアクトル電流ＩＬａを高さとする三角形）の面積として算出できる。よって、総電流量Ｗａは、以下の数式（８）を用いることでも算出できる。

Ｗａ＝（ＴｉｍＣ−ＴｉｍＤ）×ＩＬａ／２ ・・・（８）
リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬは、図９に示すように、ゲート信号ＰＷＣ２の１周期分の長さを有し、三角形ＡＣＤと面積が同じである長方形ＳＱの高さとして算出できる。ここで、三角形ＡＣＤの面積は総電流量Ｗａであるので、ゲート信号ＰＷＣ２の１周期分の長さをＴｐｗｃ２とすると、ａｖｅＩＬは、以下の数式（９）を用いて算出できる。

ａｖｅＩＬ＝Ｗａ／Ｔｐｗｃ２ ・・・（９）
以上のように、本実施形態に係る電圧変換装置の制御装置では、ゲート信号ＰＷＣの周期単位でリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬが算出される。なお、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬの推定方法としては、例えばキャリア信号ＣＲに基づいてリアクトル電流をサンプリングして算出する方法も考えられる。しかしながら、片側アーム駆動を行う場合には、アームを切替えない限りいずれか一方の極性でしか電流を流すことができないため、キャリア信号ＣＲとリアクトル電流ＩＬとの対応関係が通常の駆動（即ち、片アーム駆動でない駆動）を行う場合とは異なる状況が生じ得る。例えば、片アーム駆動では、リアクトル電流ＩＬがゼロ付近となる場合に非線形的な制御を行うため、リアクトル電流ＩＬの周期的な上下が一時的に乱れる。よって、仮にキャリア信号ＣＲに基づいて平均値ａｖｅＩＬを算出しようとしても、片アーム駆動を行っている場合には、正確な値とはならないおそれがある。

これに対し本実施形態では、上述したように、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬがゲート信号ＰＷＣの周期単位で推定される。ここでゲート信号ＰＷＣの周期は、キャリア信号ＣＲとは違い、片アーム駆動においてもリアクトル電流ＩＬとの対応関係が崩れない。より具体的には、リアクトル電流ＩＬは、ゲート信号ＰＷＣの立ち上がりタイミングにおいて上昇を開始し、ゲート信号ＰＷＣの立ち下がりタイミングで下降を開始する。従って、ゲート信号ＰＷＣの周期単位で平均値ａｖｅＩＬを算出するようにすれば、片アーム駆動を行う場合であっても、正確な値を推定することができる。

なお、上述した例では、下アーム駆動を行う場合（即ち、スイッチング素子Ｑ１を常にオフとし、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを切替えて駆動する場合）について説明したが、上アーム駆動を行う場合（即ち、スイッチング素子Ｑ２を常にオフとし、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを切替えて駆動する場合）であっても、同様の方法でリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定できる。

具体的には、図９に示すように、下アーム駆動を行う場合と上アーム駆動を行う場合とでは、リアクトルＩＬの極性が逆転する。このような場合であっても、三角形ＡＤＣと同じ面積を有する長方形ＳＱの高さを求めることで、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定できる。

図８に戻り、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬが推定されると、電流制御部３４０においてスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のデューティ比が決定される（ステップＳ１０９）。決定されたデューティ比は、デューティ指令信号ＤＵＴＹとしてゲート信号出力回路３５０に出力される。

ゲート信号出力回路３５０では、デューティ指令信号ＤＵＴＹとキャリア信号が比較されることで、ゲート信号ＰＷＣが生成される（ステップＳ１１０）。そして、このゲート信号ＰＷＣによって、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが制御される（ステップＳ１１１）。

以上説明したように、推定されたリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬは、コンバータ１２の制御に用いられる。本実施形態に係る電圧変換装置の制御装置によれば、上述したように、片アーム駆動を行う場合であっても正確にリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定できるため、コンバータ１２の制御を好適に行うことが可能である。

＜第２実施形態＞
次に、第２実施形態に係る電圧変換装置の制御装置について説明する。なお、第２実施形態は、上述した第１実施形態と一部の構成及び動作が異なるのみであり、その他の部分については概ね同様である。このため、以下では、第１実施形態と異なる部分について詳細に説明し、重複する部分については適宜説明を省略するものとする。

先ず、第２実施形態に係る電圧変換装置の制御装置であるＥＣＵ３０の構成について、図１１を参照して説明する。ここに図１１は、第２実施形態に係るＥＣＵの構成を示すブロック図である。

図１１において、第２実施形態に係るＥＣＵ３０は、第１実施形態に係るＥＣＵ３０の各構成要素に加え、切替判定部３７０と、第２平均リアクトル電流推定回路３８０を備えて構成されている。

切替判定部３７０は、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定する際に、平均リアクトル電流推定回路３３０及び第２平均リアクトル電流推定回路３８０のいずれを用いるかを切替える。切替判定部３７０は、ゲート信号ＰＷＣの立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流ＩＬが所定の閾値以下であるか否かによって、平均リアクトル電流推定回路３３０及び第２平均リアクトル電流推定回路３８０を切替えて、選択的にリアクトル電流の平均値を算出させる。

第２平均リアクトル電流推定回路３８０は、平均リアクトル電流推定手段３３０とは異なる方法で、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定する。具体的には、第２平均リアクトル電流推定回路３８０は、平均リアクトル電流推定回路３３０のように出力電圧ＶＨ及び入力電圧ＶＬを用いずに、リアクトル電流ＩＬのみで、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定する。第２平均リアクトル電流推定回路３８０における、より具体的な平均値ａｖｅＩＬの算出方法については、後に詳述する。

次に、第２実施形態に係る電圧変換装置の制御装置の動作について、図１２から図１６を参照して説明する。ここに図１２は、第２実施形態に係る電圧変換装置の制御装置の動作を示すフローチャートである。また図１３は、下アーム駆動時における推定手段の切替判定方法を示すチャート図である。図１４は、リアクトル電流とリアクトルのインダクタンス値との関係を示すグラフであり、図１５は、リアクトル電流とサンプリングタイミングとの関係を示すグラフである。図１６は、上アーム駆動時における推定手段の切替判定方法を示すチャート図である。

図１２及び図１３において、第２実施形態に係る電圧変換装置の制御装置の動作時には、先ずＡＤＣ３１０によって、所定のタイミングでリアクトル電流ＩＬがサンプリングされる（ステップＳ２０１）。具体的には、リアクトル電流ＩＬは、ゲート信号ＰＷＣ２の立ち下がりタイミングであるＡ点、及びＡ点の直後（例えば、数μ秒後）のＢ点でそれぞれサンプリングされる（図１３参照）。サンプリングされたリアクトル電流ＩＬａ及びＩＬｂは、切替判定部３７０へと出力される。

続いて、切替判定部３７０によって、ゲート信号ＰＷＣ２の立ち下がりタイミングであるＡ点のリアクトル電流ＩＬａが、所定の閾値Ｌ１以下であるか否かが判定される（ステップＳ２０２）。ここで特に、所定の閾値Ｌ１は、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬの推定手段として、平均リアクトル電流推定回路３３０及び第２平均リアクトル電流推定回路３８０のいずれを用いるかを判定するための閾値であり、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌと、リアクトル電流ＩＬとの関係に基づいて設定されている。

図１４において、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌは、リアクトル電流ＩＬが比較的低い領域では（具体的には、リアクトル電流ＩＬが０から閾値ＩＬ１となるまでは）、設計値Ｌｄのまま一定である。しかしながら、リアクトル電流ＩＬが閾値ＩＬ１を超えると、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌは徐々に低下する。このように、リアクトル電流ＩＬが閾値ＩＬ１を超えると、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌは変動し、設計値Ｌｄとは異なる値となる。

ここで、平均リアクトル電流推定回路３３０では、上述した第１実施形態で説明したように、リアクトル電流の変化率ｄｉ／ｄｔを求める際に、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌを用いる。この際、リアクトル電流ＩＬが閾値ＩＬ１以下であればインダクタンス値Ｌとして設計値Ｌｄを用いることができるが、リアクトル電流ＩＬが閾値ＩＬ１を超えている場合には設計値Ｌｄを用いることができない。よって、リアクトル電流ＩＬが閾値ＩＬ１を超えている場合には、平均リアクトル電流推定回路３３０によってリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定することが難しい。

以上のような理由から、切替判定部３７０は、Ａ点のリアクトル電流ＩＬａが、所定の閾値Ｌ１以下である場合に（ステップＳ２０２：ＹＥＳ）、平均リアクトル電流推定回路３３０を用いてリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定する（ステップＳ２０３）。

図１３において、ＣＡＳＥ１におけるＡ点のリアクトル電流ＩＬａは、閾値ＩＬ１より小さい値である。このため、ＣＡＳＥ１においては、平均リアクトル電流推定回路３３０を用いてリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬが推定される。即ち、出力電圧ＶＨ及び入力電圧ＶＬを用いてリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬが推定される。

一方で、ＣＡＳＥ２におけるＡ点のリアクトル電流ＩＬａは、閾値ＩＬ１より大きい値である。このように、Ａ点のリアクトル電流ＩＬａが閾値ＩＬを超えている場合には（ステップＳ２０２：ＮＯ）、第２平均リアクトル電流推定回路３８０を用いてリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬが推定される（ステップＳ２０４）。以下では、第２平均リアクトル電流推定回路３８０におけるリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬの推定方法について詳細に説明する。

第２平均リアクトル電流推定回路３８０は、上述した平均リアクトル電流推定回路３３０と概ね同様の方法でリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定するが、ゲート信号ＰＷＣ２の立ち下がりタイミング後におけるリアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔを算出する際の方法が異なる。

具体的には、第２平均リアクトル電流推定回路３８０では、リアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔが、Ａ点でサンプリングされたリアクトル電流ＩＬａ及びＢ点でサンプリングされたリアクトル電流ＩＬｂの値を用いて算出される。即ち、第２平均リアクトル電流推定回路３８０では、短時間の間にサンプリングされた複数のリアクトル電流ＩＬの値を用いて、リアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔが算出される。この場合、リアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔは、Ａ点における時刻ＴｉｍＡ及び電流値ＩＬａ、並びにＢ点における時刻ＴｉｍＢ及び電流値ＩＬｂを用いて、以下の数式（１０）で算出することができる。

ｄｉ／ｄｔ＝（ＩＬｂ−ＩＬａ）／（ＴｉｍＢ−ＴｉｍＡ） ・・・（１０）
第２平均リアクトル電流推定回路３８０によれば、インダクタンス値Ｌを用いずに済むため、リアクトル電流ＩＬａが閾値ＩＬ１を超えている場合であっても、正確にリアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔを算出することができる。よって、リアクトル電流ＩＬがゼロとなるタイミングを正確に算出でき、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを好適に推定できる。

図１５において、ＣＡＳＥ２のように、Ａ点におけるリアクトル電流ＩＬａが閾値ＩＬ１に達する場合には、Ａ点及びＢ点の両方で適切にリアクトル電流の値がサンプリングできる。このため、上述したように、リアクトル電流ＩＬａ及びＩＬｂの値を用いてリアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔを算出できる。

しかしながら、ＣＡＳＥ１のように、Ａ点におけるリアクトル電流ＩＬａが閾値ＩＬ１より小さい場合には、Ａ点を過ぎた後に、リアクトル電流ＩＬが極めて短い期間でゼロに達してしまう。このような場合、Ｂ点においてサンプリングされるＩＬｂはゼロとなり、リアクトル電流ＩＬａ及びＩＬｂの値を用いてリアクトル電流ＩＬの変化率ｄｉ／ｄｔを算出することができなくなってしまう。よって、切替判定部３７０は、Ａ点のリアクトル電流ＩＬａが、所定の閾値Ｌ１以下である場合に、平均リアクトル電流推定回路３３０を用いてリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定する。

上述したように、平均リアクトル電流推定回路３３０又は第２平均リアクトル電流推定回路３８０は、その適用可能範囲が互いに異なっている。このため、ゲート信号ＰＷＣ２の立ち下がりタイミングにおけるリアクトル電流ＩＬに基づいて、いずれの推定手段を用いるかを切替えるようにすれば、条件に応じた適切な推定手段を選択することができ、より好適にリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬを推定することが可能となる。

図１２に戻り、リアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬが推定されると、電流制御部３４０においてスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のデューティ比が決定される（ステップＳ２０５）。決定されたデューティ比は、デューティ指令信号ＤＵＴＹとしてゲート信号出力回路３５０に出力される。

ゲート信号出力回路３５０では、デューティ指令信号ＤＵＴＹとキャリア信号が比較されることで、ゲート信号ＰＷＣが生成される（ステップＳ２０６）。そして、このゲート信号ＰＷＣによって、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが制御される（ステップＳ２０７）。

第２実施形態に係る電圧変換装置の制御装置によれば、上述したように、条件に応じて推定手段が選択されリアクトル電流ＩＬの平均値ａｖｅＩＬが推定されるため、コンバータ１２の制御をより好適に行うことが可能である。

なお、上述した例では、下アーム駆動を行う場合について説明したが、上アーム駆動を行う場合であっても、同様の方法で推定手段を切替えることができる。

具体的には、図１６に示すように、下アーム駆動を行う場合と上アーム駆動を行う場合とでは、リアクトルＩＬの極性が逆転する。このような場合であっても、リアクトル電流ＩＬのピーク値であるＡ点におけるリアクトル電流ＩＬａがゼロ以上であるか否かを判定することによって、適切に推定手段を切替えることができる。

本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う電圧変換装置の制御装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。

１０…電圧センサ、１２…コンバータ、１３…電圧センサ、１８…電流センサ、２０…直流電圧発生部、２２，２３…インバータ、２８…蓄電装置、３０…ＥＣＵ、４０…エンジン、４１…動力分割機構、４２…駆動輪、４５…負荷装置、１００…車両、３１０…ＡＤＣ、３２０…電圧制御部、３３０…平均リアクトル電流推定回路、３３１…第１電流量算出部、３３２…平均電圧算出部、３３３…電流変化率算出部３３３、３３４…ゼロタイミング算出部、３３５…第２電流量算出部、３３６…平均電流算出部、３４０…電流制御部、３５０…ゲート信号出力回路、３６０…キャリア信号生成部、３７０…切替判定部、３８０…第２平均リアクトル電流推定回路、ａｖｅＩＬ…平均リアクトル電流、ａｖｅＶＨ…平均出力電圧、ａｖｅＶＬ…平均入力電圧、Ｃ２…平滑コンデンサ、ＣＲ…キャリア信号、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ＩＬ…リアクトル電流、ＩＬ１…閾値、Ｌ１…リアクトル、ＭＧ１，ＭＧ２…モータジェネレータ、ＰＷＣ１，ＰＷＣ２…ゲート信号、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２…システムリレー、ＶＨ…出力電圧、ＶＬ…入力電圧。

Claims (3)

1. リアクトルに夫々直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を択一的にオンとすることで、前記第１スイッチング素子を含んでなる第１アーム及び前記第２スイッチング素子を含んでなる第２アームのいずれか一方のみによる片アーム駆動を実現可能な電圧変換装置の制御装置であって、
   前記リアクトルを流れる電流であるリアクトル電流を検出する電流検出手段と、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の各々のオンオフを切替えるゲート信号の１周期における入力電圧の平均値及び出力電圧の平均値を夫々算出する平均電圧算出手段と、
   前記入力電圧の平均値及び前記出力電圧の平均値、並びに前記リアクトルのインダクタンスを用いて、前記リアクトル電流の変化率を算出する変化率算出手段と、
   前記リアクトル電流及び前記リアクトル電流の変化率を用いて、前記ゲート信号の１周期におけるリアクトル電流の平均値を推定する平均電流推定手段と、
   前記推定されたリアクトル電流の平均値に基づいて、前記電圧変換装置の動作を制御する制御手段と
   を備えることを特徴とする電圧変換装置の制御装置。
2. 前記平均電流推定手段は、前記ゲート信号の立ち下がりタイミングにおける前記リアクトル電流が所定の閾値以下である場合に、前記リアクトル電流の平均値を推定することを特徴とする請求項１に記載の電圧変換装置の制御装置。
3. 前記所定の閾値は、前記リアクトルのインダクタンスが一定である領域に対応して設定されることを特徴とする請求項２に記載の電圧変換装置の制御装置。

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