JP2013240162A - 電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子において十分な耐圧性能を実現しつつ、スイッチング速度の低下による損失を効果的に低減する。
【解決手段】電圧変換装置（１２）は、互いに直列に接続された第１スイッチング素子（Ｑ１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２）の制御によって電圧を変換する。電圧変換装置は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のうち少なくとも一方の素子に印加されるサージ電圧（Ｖｃｅ）を検出するサージ電圧検出手段（２１１，２１２）と、サージ電圧に基づいて、少なくとも一方の素子のゲート抵抗値（Ｒｇ）を変更するゲート抵抗値変更手段（２１３）とを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、例えば車両等に搭載される電圧変換装置の技術分野に関する。

近年、環境に配慮した車両として、蓄電装置（たとえば二次電池やキャパシタ等）を搭載し、蓄電装置に蓄えられた電力から生じる駆動力を用いて走行する電動車両が注目されている。この電動車両には、たとえば電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池車などが含まれる。

これらの電動車両においては、発進時や加速時に蓄電装置から電力を受けて走行のための駆動力を発生するとともに、制動時に回生制動によって発電を行なって蓄電装置に電気エネルギを蓄えるためのモータジェネレータを備える場合がある。このように、走行状態に応じてモータジェネレータを制御するために、電動車両にはインバータが搭載される。

このような車両においては、車両状態によって変動するインバータが利用する電力を安定的に供給するために、蓄電装置とインバータとの間に電圧変換装置（コンバータ）が備えられる場合がある。このコンバータにより、インバータの入力電圧を蓄電装置の出力電圧より高くして、モータの高出力化ができるとともに、同一出力時のモータ電流を低減することで、インバータ及びモータの小型化、低コスト化を図ることができる。

コンバータには、例えばトランジスタ等のスイッチング素子が複数備えられており、これらのスイッチング制御を行うことで、蓄電装置から入力された電圧が変換され出力される。スイッチング素子にはゲート抵抗が設けられており、このゲート抵抗値が高いほど、スイッチング素子の耐圧性能は高くなる。一方で、ゲート抵抗値が高くなるほど、スイッチング素子のスイッチング速度は低下してしまう。

スイッチング速度の低下は、スイッチング制御時の損失を増大させる原因となる。特にスイッチング制御を高周波化する場合、スイッチング制御時の損失は周波数の倍率で増大するため、その影響は無視できない。よって、スイッチング素子のゲート抵抗値は、適切な耐圧性能を実現しつつ、できるだけ速いスイッチング速度を実現できるような値として設計されることが好ましい。

ここで、スイッチング素子や回路には製造ばらつき等によって少なからず特性に違いが生じる。このため、スイッチング素子は、例えばゲート抵抗に多少のマージンを持たせて設計される。即ち、十分な耐圧性能が確保できるよう、ゲート抵抗値が適正値より多少高い値となるよう設計される。この場合、スイッチング素子において必要以上の損失が生じてしまうおそれがある。

このようなスイッチング素子における損失を低減させるための技術として、例えば特許文献１では、スイッチング素子のゲート・エミッタ間の電圧が設定電圧に達するまでの時間に基づいて、スイッチング素子のゲート抵抗値を適宜適切な値へと変更するという技術が提案されている。

特開２００１−３１４０７５号公報

コンバータにおけるスイッチング素子には、例えば配線の寄生インダクタンスに起因するサージ電圧が印加される。サージ電圧は、通常スイッチング素子に印加される電圧と比べて高い電圧であるため、スイッチング素子の耐圧性能を適切なものとするためには、このサージ電圧に応じたゲート抵抗値が設定されることが好ましい。

しかしながら、上述した特許文献１に記載されている技術では、スイッチング素子におけるゲート抵抗値を変更する際に、サージ電圧については何ら考慮されていない。よって、仮にゲート抵抗値が可変であったとしても、サージ電圧に応じたゲート抵抗値を実現することは困難である。即ち、特許文献１に記載されている技術には、サージ電圧に耐え得る十分な耐圧性能を実現できないおそれがあるという技術的問題点がある。

本発明は、上述した問題点に鑑みなされたものであり、スイッチング素子において十分な耐圧性能を実現しつつ、スイッチング速度の低下による損失を効果的に低減することが可能な電圧変換装置を提供することを課題とする。

本発明の電圧変換装置は上記課題を解決するために、互いに直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の制御によって電圧を変換する電圧変換装置であって、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のうち少なくとも一方の素子に印加されるサージ電圧を検出するサージ電圧検出手段と、前記サージ電圧に基づいて、前記少なくとも一方の素子のゲート抵抗値を変更するゲート抵抗値変更手段とを備える。

本発明に係る電圧変換装置は、例えば車両に搭載されるコンバータであり、互いに直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を備えている。第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、或いは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。

なお、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の各々には、例えばダイオードが並列に接続されており、それぞれ第１アーム及び第２アームを形成している。即ち、第１スイッチング素子は第１アームを形成しており、そのスイッチング動作によって、第１アームにおける駆動のオンオフを切替えることができる。同様に、第２スイッチング素子は第２アームを形成しており、そのスイッチング動作によって、第２アームにおける駆動のオンオフを切替えることができる。

より具体的には、本発明に係る電圧変換装置の動作時には、例えば第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の各々のオンオフを切替えるゲート信号が夫々生成される。ゲート信号は、例えば第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のデューティ比率に対応するデューティ指令信号、及び第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のスイッチング周波数に対応するキャリア信号が互いに比較されることで生成される。生成されたゲート信号は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子に供給され、これにより電圧変換装置の第１アーム及び第２アームの駆動が制御されることになる。

ここで本発明に係る電圧変換装置では特に、その動作時に、サージ電圧検出手段によって、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のうち少なくとも一方の素子に印加されるサージ電圧が検出される。サージ電圧は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子に設けられた電圧センサ等によって直接的に検出されてもよいし、他のパラメータから間接的に検出（言い換えれば、推定）されてもよい。

サージ電圧が検出されると、ゲート抵抗値変更手段によって、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のゲート抵抗値（正確には、サージ電圧が検出されたスイッチング素子のゲート抵抗値）がサージ電圧に基づく値へと変更される。ゲート抵抗値変更手段は、例えばデジタルポテンショメータ等として構成されており、検出されたサージ電圧が所定の閾値より低ければゲート抵抗値を小さくし、検出されたサージ電圧が所定の閾値より高ければゲート抵抗値を大きくする。

上述したようにゲート抵抗値を変更すれば、例えばサージ電圧が比較的低い場合には、ゲート抵抗値が小さくされることでスイッチング速度が高速化される。これにより、スイッチング制御時の損失を低減できる。一方で、サージ電圧が比較的高い場合には、ゲート抵抗値が大きくされることで耐圧性能が高められる。これにより、高いサージ電圧に耐え得る耐圧性能を実現できる。

なお、上述したサージ電圧の検出及びゲート抵抗値の変更は、電圧変換装置の動作時において繰り返し実行される。これにより、スイッチング素子に印加されるサージ電圧が変化した場合であっても、適切なゲート抵抗値を実現することができる。

以上説明したように、本発明の電圧変換装置によれば、サージ電圧に応じてスイッチング素子のゲート抵抗値が変更される。従って、スイッチング素子において十分な耐圧性能を実現しつつ、スイッチング速度の低下による損失を効果的に低減することが可能である。

本発明に係る電圧変換装置の一態様では、前記サージ電圧検出手段は、前記少なくとも一方の素子に電気的に接続された配線の寄生インダクタンスに発生するサージ電圧を検出するインダクタンス電圧検出手段と、前記配線の寄生インダクタンスに発生するサージ電圧から前記少なくとも一方の素子に印加されるサージ電圧を推定するサージ電圧推定手段とを有する。

この態様によれば、サージ電圧検出手段によるサージ電圧の検出時には、先ずインダクタンス電圧検出手段によって、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のうち少なくとも一方の素子に電気的に接続された配線の寄生インダクタンスに発生するサージ電圧が検出される。

続いて、検出された寄生インダクタンスに発生するサージ電圧から、スイッチング素子に印加されるサージ電圧が推定される。即ち、本態様では、スイッチング素子に印加されるサージ電圧は直接検出されず、寄生インダクタンスに発生するサージ電圧から間接的に推定される。なお、スイッチング素子のサージ電圧は、例えば電圧変換装置から出力されるシステム電圧に、寄生インダクタンス全てにおけるサージ電圧を加算することで推定できる。

ここで、スイッチング素子に印加されるサージ電圧は、例えば１２００Ｖ程度の高い電圧であるため、直接検出しようとすると、検出回路の体格が大きくなり、部品数の増加によって製造コストが増大してしまう。具体的には、高電圧を測定可能な電圧に分圧する分圧回路や、絶縁破壊から回路を保護するための絶縁回路が求められるため、電圧値に比例して回路規模、領域面積が増え、コストも増加してしまう。

しかるに本態様では、上述したように、スイッチング素子に印加されるサージ電圧が比較的低い寄生インダクタンスに発生するサージ電圧（例えば２００Ｖ程度）から推定される。よって、電圧の検出動作は、比較的簡単な構成とされたインダクタンス電圧検出手段で済む。従って、検出回路の大型化及び製造コストの増大を防止できる。

上述したインダクタンス電圧検出手段及びサージ電圧推定手段を備える態様では、前記インダクタンス電圧検出手段は、前記配線の寄生インダクタンスの一部に発生するサージ電圧を検出し、前記サージ電圧推定手段は、前記配線の寄生インダクタンスの一部に発生するサージ電圧から前記配線の寄生インダクタンスの他部に発生するサージ電圧を推定すると共に、前記配線の寄生インダクタンスの一部及び他部に発生するサージ電圧から前記少なくとも一方の素子に印加されるサージ電圧を推定するように構成してもよい。

この場合、インダクタンス検出手段では、寄生インダクタンスの全部に発生するサージ電圧ではなく、一部に発生するサージ電圧のみが検出される。一方、サージ電圧推定手段では、配線の寄生インダクタンスの一部に発生するサージ電圧から配線の寄生インダクタンスの他部（即ち、寄生インダクタンス全体で見た場合の、サージ電圧が検出される一部を除いた部分）に発生するサージ電圧が推定される。

なお、寄生インダクタンスの他部に発生するサージ電圧は、例えば電圧が検出された寄生インダクタンスの一部が全体に占める割合から推定することができる。具体的には、例えば寄生インダクタンスの一部が全体の１／２を占めており、１００Ｖのサージ電圧が検出された場合、寄生インダクタンスの他部も全体の１／２を占めていると考えられるため、同様に１００Ｖのサージ電圧が発生していると推定できる。よって、寄生インダクタンス全体で見れば、合計２００Ｖのサージ電圧が発生していると推定することができる。

寄生インダクタンスの他部に発生するサージ電圧が推定されると、サージ電圧推定手段では更に、配線の寄生インダクタンスの一部及び他部に発生するサージ電圧（即ち、寄生インダクタンス全体に発生するサージ電圧）から、スイッチング素子に印加されるサージ電圧が推定される。本態様では、寄生インダクタンス全体に発生するサージ電圧を検出する場合と比べて、検出されるサージ電圧がより低い電圧となる。よって、検出回路の大型化及び製造コストの増大を効果的に防止できる。

本発明の作用及び他の利得は次に説明する発明を実施するための形態から明らかにされる。

第１実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両の全体構成を示す概略図である。 第１実施形態に係る電圧変換装置の具体的な構成を示す部分構成図である。 第１実施形態に係る電圧変換装置におけるゲート抵抗値の変更処理を示すフローチャートである。 第２実施形態に係る電圧変換装置の具体的な構成を示す部分構成図である。 第２実施形態に係る電圧変換装置におけるゲート抵抗値の変更処理を示すフローチャートである。 第２実施形態に係るサージ電圧の推定方法を示す概念図である。 第３実施形態に係る電圧変換装置の具体的な構成を示す部分構成図である。 第３実施形態に係る電圧変換装置におけるゲート抵抗値の変更処理を示すフローチャートである。 第３実施形態に係るサージ電圧の推定方法を示す概念図である。

以下では、本発明の実施形態について図を参照しつつ説明する。

＜第１実施形態＞
先ず、第１実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両の全体構成について、図１を参照して説明する。ここに図１は、第１実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両の全体構成を示す概略図である。

図１において、本実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両１００は、エンジン４０及びモータジェネレータＭＧ１及びＭＧ２を動力源とするハイブリッド車両として構成されている。但し、車両１００の構成はこれに限定されるものではなく、蓄電装置からの電力によって走行可能な車両（例えば、電気自動車や燃料電池自動車）等にも適用可能である。

また、本実施形態では、電圧変換装置が車両１００に搭載される構成について説明するが、車両以外でも交流電動機により駆動される機器であれば適用が可能である。

車両１００は、直流電圧発生部２０と、負荷装置４５と、平滑コンデンサＣ２と、ＥＣＵ３０とを備えて構成されている。

直流電圧発生部２０は、蓄電装置２８と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

蓄電装置２８は、例えばニッケル水素又はリチウムイオン等の二次電池や、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置を含んで構成される。

システムリレーＳＲ１は、蓄電装置２８の正極端子及び電力線ＰＬ１の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、蓄電装置２８の負極端子及び接地線ＮＬの間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、ＥＣＵ３０からの信号ＳＥにより制御され、蓄電装置２８からコンバータ１２への電力の供給と遮断とを切替える。

コンバータ１２は、本発明の「電圧変換装置」の一例であり、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、本発明の「第１スイッチング素子」及び「第２スイッチング素子」の一例であり、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、ＥＣＵ３０からのスイッチング制御信号ＰＷＣによって制御される。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２には、例えばＩＧＢＴ、電力用ＭＯＳトランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置される。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の接続ノードと電力線ＰＬ１の間に設けられる。また、平滑コンデンサＣ２は、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に接続される。リアクトルを流れる電流であるリアクトル電流ＩＬは、電流センサ１８によって検出され、ＥＣＵ３０へと出力される。

なお、本実施形態に係るコンバータ１２には、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のゲート抵抗値を変更するための手段が備えられているが、ここでは説明の便宜上、図示を省略している。ゲート抵抗値を変更する手段の構成については、後に詳述する。

負荷装置４５は、インバータ２３と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、エンジン４０と、動力分割機構４１と、駆動輪４２とを含む。また、インバータ２３は、モータジェネレータＭＧ１を駆動するためのインバータ１４と、モータジェネレータＭＧ２を駆動するためのインバータ２２とを含む。なお、図１のようにインバータ及びモータジェネレータを２組備えることは必須ではなく、たとえばインバータ１４とモータジェネレータＭＧ１、あるいはインバータ２２とモータジェネレータＭＧ２のいずれか１組のみを備える構成としてもよい。

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、インバータ２３から供給される交流電力を受けて車両推進のための回転駆動力を発生する。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、外部から回転力を受け、ＥＣＵ３０からの回生トルク指令によって交流電力を発電するとともに回生制動力を車両１００に発生する。

また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、動力分割機構４１を介してエンジン４０にも連結される。そして、エンジン４０の発生する駆動力とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の発生する駆動力とが最適な比率となるように制御される。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のいずれか一方を専ら電動機として機能させ、他方のモータジェネレータを専ら発電機として機能させてもよい。なお、本実施形態においては、モータジェネレータＭＧ１をエンジン４０により駆動される発電機として機能させ、モータジェネレータＭＧ２を駆動輪４２を駆動する電動機として機能させるものとする。

動力分割機構４１には、エンジン４０の動力を、駆動輪４２とモータジェネレータＭＧ１との両方に振り分けるために、例えば遊星歯車機構（プラネタリギヤ）が使用される。

インバータ１４は、コンバータ１２から昇圧された電圧を受けて、たとえばエンジン４０を始動させるためにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、エンジン４０から伝達される機械的動力によってモータジェネレータＭＧ１で発電された回生電力をコンバータ１２に出力する。このときコンバータ１２は、降圧回路として動作するようにＥＣＵ３０によって制御される。

インバータ１４は、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に並列に設けられ、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７を含んで構成される。各相上下アームは、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、ＥＣＵ３０からのスイッチング制御信号ＰＷＩによって制御される。

例えばモータジェネレータＭＧ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の接続ノードと接続される。

インバータ２２は、コンバータ１２に対してインバータ１４と並列的に接続される。

インバータ２２は駆動輪４２を駆動するモータジェネレータＭＧ２に対してコンバータ１２の出力する直流電圧を三相交流に変換して出力する。またインバータ２２は、回生制動に伴い、モータジェネレータＭＧ２において発電された回生電力をコンバータ１２に出力する。このときコンバータ１２は降圧回路として動作するようにＥＣＵ３０によって制御される。インバータ２２の内部の構成は、図示しないがインバータ１４と同様であり、詳細な説明については省略する。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１及びＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、蓄電装置２８から供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１及び逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線ＰＬ２へ供給することにより行われる。

コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２及び逆並列ダイオードＤ２を介して、接地線ＮＬへ供給することにより行われる。

これらの昇圧動作及び降圧動作における電圧変換比（ＶＨ及びＶＬの比）は、上記スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２をオン及びオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

なお本実施形態では、昇圧前の直流電圧ＶＬが電圧センサ１０によって検出され、昇圧後の直流電圧ＶＨが電圧センサ１３によって検出される。検出された直流電圧ＶＬ及びＶＨの各々は、ＥＣＵ３０に出力される構成となっている。

平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２３へ供給する。

インバータ１４は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値が正（ＴＲ１＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ２から直流電圧が供給されるとＥＣＵ３０からのスイッチング制御信号ＰＷＩ１に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するようにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値が零の場合（ＴＲ１＝０）には、スイッチング制御信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクがゼロになるようにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。これにより、モータジェネレータＭＧ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたゼロまたは正のトルクを発生するように駆動される。

更に、車両１００の回生制動時には、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１は負に設定される（ＴＲ１＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング動作により、モータジェネレータＭＧ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を、平滑コンデンサＣ２を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

インバータ２２についても同様に、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値に対応したＥＣＵ３０からのスイッチング制御信号ＰＷＩ２を受け、スイッチング制御信号ＰＷＩ２応答したスイッチング動作によって、直流電圧を交流電圧に変換して所定のトルクになるようにモータジェネレータＭＧ２を駆動する。

電流センサ２４，２５は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に流れるモータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２を検出し、その検出したモータ電流をＥＣＵ３０へ出力する。なお、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の電流の瞬時値の和はゼロであるので、図１に示すように電流センサ２４，２５は２相分のモータ電流を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２６，２７は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転角θ１，θ２を検出し、その検出した回転角θ１，θ２をＥＣＵ３０へ送出する。ＥＣＵ３０では、回転角θ１，θ２に基づきモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転速度ＭＲＮ１，ＭＲＮ２及び角速度ω１，ω２（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２６，２７については、回転角θ１，θ２をＥＣＵ３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置しないようにしてもよい。

ＥＣＵ３０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、記憶装置及び入出力バッファを含み、車両１００の各機器を制御する。なお、ＥＣＵ３０の行う制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で構築して処理することも可能である。

代表的な機能として、ＥＣＵ３０は、入力されたトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ及び電流センサ２４，２５からのモータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２、回転角センサ２６，２７からの回転角θ１，θ２等に基づいて、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２がトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２に従ったトルクを出力するように、コンバータ１２及びインバータ２３の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２及びインバータ２３を上記のように制御するためのスイッチング制御信号ＰＷＣ，ＰＷＩ１，ＰＷＩ２を生成して、コンバータ１２及びインバータ２３へそれぞれ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、ＥＣＵ３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号ＰＷＣを生成する。

また、ＥＣＵ３０は、車両１００が回生制動モードに入ると、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号ＰＷＩ１、ＰＷＩ２を生成してインバータ２３へ出力する。これにより、インバータ２３は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、ＥＣＵ３０は、車両１００が回生制動モードに入ると、インバータ２３から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号ＰＷＣを生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、さらに降圧されて蓄電装置２８に供給される。

次に、上述したコンバータ１２のより具体的な構成について、図２を参照して説明する。ここに図２は、第１実施形態に係る電圧変換装置の具体的な構成を示す部分構成図である。

図２において、本実施形態に係るコンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１には、コレクタ及びエミッタ間のサージ電圧を検出するための電圧測定端子２１１ａが設けられている。電圧測定端子２１１ａは、一端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタ直近及びエミッタ直近に電気的に接続されており、他端が電圧測定器２１２に電気的に接続されている。

電圧測定器２１２は、例えばＡＤコンバータ（Analog to Digital Converter）やコンパレータ等として構成されており、測定した電圧値をスイッチング素子駆動回路２１３へと出力する。なお、ここでの電圧測定器２１２は、上述した電圧測定端子２１１ａと共に、本発明の「サージ電圧検出手段」の一例として機能する。

スイッチング素子駆動回路２１３は、スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗を可変とするデジタルポテンショメータ２１４を含んで構成されており、電圧測定器２１２で測定された電圧値に応じてゲート抵抗値を変更する。即ち、ここでのスイッチング素子駆動回路２１３は、本発明の「ゲート抵抗値変更手段」として機能する。

他方で、スイッチング素子Ｑ２側も、上述したスイッチング素子Ｑ１側と同様の構成とされている。即ち、スイッチング素子Ｑ２には、スイッチング素子Ｑ２に印加されるサージ電圧を検出する電圧測定端子２２１ａ及び電圧測定器２２２、並びにスイッチング素子Ｑ２に印加されるサージ電圧に応じてゲート抵抗値を変更するスイッチング素子駆動回路２２３がそれぞれ設けられている。

また、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に接続される配線には、寄生インダクタンスＬ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６、Ｌ７、Ｌ８及びＬ９が存在している。

次に、本実施形態に係るコンバータ１２の動作時に実行されるゲート抵抗値の変更処理について、図３を参照して説明する。ここに図３は、第１実施形態に係る電圧変換装置におけるゲート抵抗値の変更処理を示すフローチャートである。

図３において、本実施形態のコンバータ１２の動作時には、先ずスイッチング制御信号ＰＷＣが生成されることで、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２がスイッチング制御される（ステップＳ１０１）。そして、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の制御時には、電圧測定器２１２及び２２２によって、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅがそれぞれ検出される（ステップＳ１０２）。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅが検出されると、スイッチング素子駆動回路２１３及び２２３において、サージ電圧Ｖｃｅと所定の閾値Ｖｓｅｔが互いに比較される（ステップＳ１０３）。なお、所定の閾値Ｖｓｅｔは、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２において検出されたサージ電圧Ｖｃｅに耐え得るゲート抵抗値を実現するために設定される値であり、装置の特性等に基づいて予め決定され、スイッチング素子駆動回路２１３及び２２３が有するメモリ等に記憶されている。

ここで特に、検出されたサージ電圧Ｖｃｅが所定の閾値Ｖｓｅｔより大きくない場合（ステップＳ１０３：ＮＯ）、デジタルポテンショメータ２１４及び２２４によってゲート抵抗値Ｒｇが小さくされる（ステップＳ１０４）。このようにすれば、ゲート抵抗値Ｒｇが小さくされた分、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチング速度が高速化される。これにより、スイッチング制御時の損失を低減できる。なお、ゲート抵抗値Ｒｇが小さくされた分、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の耐圧性能は低下してしまうが、サージ電圧Ｖｃｅが所定の閾値Ｖｓｅｔ以下であるため、十分な耐圧性能が実現される。

一方、検出されたサージ電圧Ｖｃｅが所定の閾値Ｖｓｅｔより大きい場合（ステップＳ１０３：ＹＥＳ）、デジタルポテンショメータ２１４及び２２４によってゲート抵抗値Ｒｇが大きくされる（ステップＳ１０５）。このようにすれば、ゲート抵抗値Ｒｇが大きくされた分、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の耐圧性能が向上する。よって、サージ電圧Ｖｃｅが所定の閾値Ｖｓｅｔより大きい場合であっても、十分な耐圧性能が実現される。

なお、上述した一連の処理は、コンバータ１２の動作時において繰り返し実行される。これにより、一度の変更ではゲート抵抗値Ｒｇを適切な値にできなかった場合であっても、段階的に最適値へと近づけることができる。また、スイッチング素子に印加されるサージ電圧Ｖｃｅが変化した場合であっても、適切なゲート抵抗値Ｒｇを実現することができる。

以上説明したように、第１実施形態に係る電圧変換装置によれば、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅに応じて、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のゲート抵抗値Ｒｇが変更される。従って、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２において十分な耐圧性能を実現しつつ、スイッチング速度の低下による損失を効果的に低減することが可能である。

＜第２実施形態＞
次に、第２実施形態に係る電圧変換装置について説明する。なお、第２実施形態は、上述した第１実施形態と比べて一部の構成が異なるのみであり、その他の部分については概ね同様である。このため、以下では、第１実施形態と異なる部分について詳細に説明し、重複する部分については適宜説明を省略するものとする。

先ず、第２実施形態に係るコンバータ１２の具体的な構成について、図４を参照して説明する。ここに図４は、第２実施形態に係る電圧変換装置の具体的な構成を示す部分構成図である。

図４において、第２実施形態に係るコンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１には、寄生インダクタンスＬ２に発生するサージ電圧を検出するための電圧測定端子２１１ｂが設けられている。電圧測定端子２１１ｂは、一端が寄生インダクタンスＬ２の両側に電気的に接続されており、他端が電圧測定器２１２に電気的に接続されている。電圧測定器２１２は、測定した寄生インダクタンスＬ２に発生するサージ電圧をスイッチング素子駆動回路２１３へと出力する。即ち、ここでの電圧測定端子２１１ｂ及び電圧測定器２１２は、本発明の「インダクタンス電圧検出手段」の一例として機能する。

スイッチング素子駆動回路２１３は、電圧測定器２１２で測定された寄生インダクタンスＬ２に発生するサージ電圧からスイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧を推定する。即ち、ここでのスイッチング素子駆動回路２１３は、本発明の「サージ電圧推定手段」として機能する。続いて、スイッチング素子駆動回路２１３は、推定されたスイッチング素子Ｑ１のサージ電圧に応じてゲート抵抗値を変更する。

他方で、スイッチング素子Ｑ２側も、上述したスイッチング素子Ｑ１側と同様の構成とされている。即ち、スイッチング素子Ｑ２には、寄生インダクタンスＬ２に発生するサージ電圧を検出する電圧測定端子２２１ｂ及び電圧測定器２２２、並びに寄生インダクタンスＬ２に発生するサージ電圧からスイッチング素子Ｑ２に印加されるサージ電圧を推定してゲート抵抗値を変更するスイッチング素子駆動回路２２３がそれぞれ設けられている。

次に、第２実施形態に係るコンバータ１２の動作時に実行されるゲート抵抗値の変更処理について、図５を参照して説明する。ここに図５は、第２実施形態に係る電圧変換装置におけるゲート抵抗値の変更処理を示すフローチャートである。

図５において、第２実施形態のコンバータ１２の動作時には、先ずスイッチング制御信号ＰＷＣが生成されることで、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２がスイッチング制御される（ステップＳ２０１）。そして、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の制御時には、電圧測定器２１２及び２２２によって、寄生インダクタンスＬ２に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇが検出される（ステップＳ２０２）。

寄生インダクタンスＬ２に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇが検出されると、スイッチング素子駆動回路２１３及び２２３において、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅが推定される（ステップＳ２０３）。

以下では、第２実施形態に係るサージ電圧Ｖｃｅの推定方法について、図６を参照して具体的に説明する。ここに図６は、第２実施形態に係るサージ電圧の推定方法を示す概念図である。なお、図６では、説明の便宜上、スイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧に影響を与える部材のみを図示しており、その他の部材は適宜図示を省略している。このため、図４とは一部構成が異なる部分がある。

図６において、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ側の寄生インダクタンスＬａに発生するサージ電圧Ｖｓｒｇ１が、電圧測定器２１２によって２００Ｖであると検出されたとする。ここで、電流傾きはエミッタ側及びコレクタ側で共通であるため、エミッタ側の寄生インダクタンスＬａに発生するサージ電圧Ｖｓｒｇ１が検出されれば、Ｌ値を用いてコレクタ側の寄生インダクタンスＬｂに発生するサージ電圧Ｖｓｒｇ２を算出できる。ここでは、寄生インダクタンスＬｂに発生するサージ電圧Ｖｓｒｇ２が２００Ｖと算出されたものとする。

スイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧Ｖｃｅは、スイッチング素子Ｑ１に電気的に接続される配線の全ての寄生インダクタンスで発生するサージ電圧及び出力されるシステム電圧ＶＨの和として算出できる。よって、ここでのスイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧Ｖｃｅは、２００＋２００＋６５０＝１０５０Ｖと推定できる。なお、スイッチング素子Ｑ２側においても同様に、寄生インダクタンスに発生するサージ電圧を用いてスイッチング素子Ｑ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅを推定できる。

図５に戻り、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅが推定されると、スイッチング素子駆動回路２１３及び２２３において、サージ電圧Ｖｃｅと所定の閾値Ｖｓｅｔが互いに比較される（ステップＳ２０４）。

ここで特に、検出されたサージ電圧Ｖｃｅが所定の閾値Ｖｓｅｔより大きくない場合（ステップＳ２０４：ＮＯ）、デジタルポテンショメータ２１４及び２２４によってゲート抵抗値Ｒｇが小さくされる（ステップＳ２０５）。一方、検出されたサージ電圧Ｖｃｅが所定の閾値Ｖｓｅｔより大きい場合（ステップＳ２０４：ＹＥＳ）、デジタルポテンショメータ２１４及び２２４によってゲート抵抗値Ｒｇが大きくされる（ステップＳ２０６）。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧は、例えば１２００Ｖ程度の高い電圧であるため、直接検出しようとすると、検出回路の体格が大きくなり、部品数の増加によって製造コストが増大してしまう。具体的には、高電圧を測定可能な電圧に分圧する分圧回路や、絶縁破壊から回路を保護するための絶縁回路が求められるため、電圧値に比例して回路規模、領域面積が増え、コストも増加してしまう。

これに対し第２実施形態では、上述したように、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧が比較的低い寄生インダクタンスに発生するサージ電圧（例えば２００Ｖ程度）から推定される。よって、検出回路の大型化及び製造コストの増大を防止できる。

なお、ここでは寄生インダクタンスに発生するサージ電圧Ｖｓｒｇから推定されるスイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅに基づいてゲート抵抗値Ｒｇを変更する実施例について説明したが、所定の閾値ＶｓｅｔをＶｓｒｇに対応するものとして設定すれば、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅを推定する処理を行うことなく、寄生インダクタンスに発生するサージ電圧Ｖｓｒｇに基づいてゲート抵抗値Ｒｇを変更することもできる。

以上説明したように、第２実施形態に係る電圧変換装置によれば、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅを直接検出せずに済むため、より好適にスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のゲート抵抗値Ｒｇを変更することが可能である。

＜第３実施形態＞
次に、第３実施形態に係る電圧変換装置について説明する。なお、第３実施形態は、上述した第１実施形態及び第２実施形態と比べて一部の構成が異なるのみであり、その他の部分については概ね同様である。このため、以下では、第１実施形態及び第２実施形態と異なる部分について詳細に説明し、重複する部分については適宜説明を省略するものとする。

先ず、第３実施形態に係るコンバータ１２の具体的な構成について、図７を参照して説明する。ここに図７は、第３実施形態に係る電圧変換装置の具体的な構成を示す部分構成図である。

図７において、第３実施形態に係るコンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１には、寄生インダクタンスＬ２の一部に発生するサージ電圧を検出するための電圧測定端子２１１ｃが設けられている。電圧測定端子２１１ｃは、一端が寄生インダクタンスＬ２の端及び中心に電気的に接続されており、他端が電圧測定器２１２に電気的に接続されている。電圧測定器２１２は、測定した寄生インダクタンスＬ２の一部に発生するサージ電圧をスイッチング素子駆動回路２１３へと出力する。

スイッチング素子駆動回路２１３は、電圧測定器２１２で測定された寄生インダクタンスＬ２の一部に発生するサージ電圧から寄生インダクタンスＬ２の全部に発生するサージ電圧を推定する。そして、スイッチング素子駆動回路２１３は、推定した寄生インダクタンスＬ２の全部に発生するサージ電圧からスイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧を推定する。最後に、スイッチング素子駆動回路２１３は、推定されたスイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧に応じてゲート抵抗値を変更する。

他方で、スイッチング素子Ｑ２側も、上述したスイッチング素子Ｑ１側と同様の構成とされている。即ち、スイッチング素子Ｑ２には、寄生インダクタンスＬ２の一部に発生するサージ電圧を検出する電圧測定端子２２１ｃ及び電圧測定器２２２、並びに寄生インダクタンスＬ２の一部に発生するサージ電圧からスイッチング素子Ｑ２に印加されるサージ電圧を推定してゲート抵抗値を変更するスイッチング素子駆動回路２２３がそれぞれ設けられている。

次に、第３実施形態に係るコンバータ１２の動作時に実行されるゲート抵抗値の変更処理について、図８を参照して説明する。ここに図８は、第３実施形態に係る電圧変換装置におけるゲート抵抗値の変更処理を示すフローチャートである。

図８において、第３実施形態のコンバータ１２の動作時には、先ずスイッチング制御信号ＰＷＣが生成されることで、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２がスイッチング制御される（ステップＳ３０１）。そして、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の制御時には、電圧測定器２１２及び２２２によって、寄生インダクタンスＬ２の一部に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇｐが検出される（ステップＳ３０２）。

寄生インダクタンスＬ２の一部に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇｐが検出されると、スイッチング素子駆動回路２１３及び２２３において、寄生インダクタンスＬ２の全部に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇが推定される（ステップＳ３０３）。

寄生インダクタンスＬ２の全部に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇが推定されると、スイッチング素子駆動回路２１３及び２２３において、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅが推定される（ステップＳ３０４）。

以下では、第３実施形態に係るサージ電圧Ｖｃｅの推定方法について、図９を参照して具体的に説明する。ここに図９は、第３実施形態に係るサージ電圧の推定方法を示す概念図である。なお、図９では、説明の便宜上、スイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧に影響を与える部材のみを図示しており、その他の部材は適宜図示を省略している。このため、図７とは一部構成が異なる部分がある。

図９において、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ側の寄生インダクタンスＬａの一部に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇｐが、電圧測定器２１２によって１００Ｖであると検出されたとする。ここで、サージ電圧Ｖｓｒｇｐが検出された寄生インダクタンスＬａの一部が、寄生インダクタンスＬａの１／２を占めているとすると、寄生インダクタンスＬａの一部を除く他部も寄生インダクタンスＬａの１／２を占めていると考えられるため、寄生インダクタンスＬａの他部に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇｑは１００Ｖと推定できる。ちなみに、寄生インダクタンスＬａの一部が、寄生インダクタンスＬａの１／３を占めているとすると、寄生インダクタンスＬａの他部に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇｑは２００Ｖと推定できる。

寄生インダクタンスＬａの全体に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇ１は、寄生インダクタンスＬａの一部に発生するサージ電圧寄生Ｖｓｒｇｐと、インダクタンスＬａの他部に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇｑとの和として算出できる。よって、寄生インダクタンスＬａの全体に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇ１は、１００＋１００＝２００Ｖと推定できる。

電流傾きはエミッタ側及びコレクタ側で共通であるため、エミッタ側の寄生インダクタンスＬａに発生するサージ電圧Ｖｓｒｇ１が検出されれば、Ｌ値を用いてコレクタ側の寄生インダクタンスＬｂに発生するサージ電圧Ｖｓｒｇ２を算出できる。ここでは、寄生インダクタンスＬｂに発生するサージ電圧Ｖｓｒｇ２が２００Ｖと算出されたものとする。

スイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧Ｖｃｅは、スイッチング素子Ｑ１に電気的に接続される配線の全ての寄生インダクタンスに発生するサージ電圧及び出力されるシステム電圧ＶＨの和として算出できる。よって、ここでのスイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧Ｖｃｅは、２００＋２００＋６５０＝１０５０Ｖと推定できる。なお、スイッチング素子Ｑ２側においても同様に、寄生インダクタンスの一部に発生するサージ電圧を用いてスイッチング素子Ｑ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅを推定できる。

図８に戻り、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅが推定されると、スイッチング素子駆動回路２１３及び２２３において、サージ電圧Ｖｃｅと所定の閾値Ｖｓｅｔが互いに比較される（ステップＳ３０５）。

ここで特に、検出されたサージ電圧Ｖｃｅが所定の閾値Ｖｓｅｔより大きくない場合（ステップＳ３０５：ＮＯ）、デジタルポテンショメータ２１４及び２２４によってゲート抵抗値Ｒｇが小さくされる（ステップＳ３０６）。一方、検出されたサージ電圧Ｖｃｅが所定の閾値Ｖｓｅｔより大きい場合（ステップＳ３０５：ＹＥＳ）、デジタルポテンショメータ２１４及び２２４によってゲート抵抗値Ｒｇが大きくされる（ステップＳ３０７）。

第３実施形態では、寄生インダクタンスの一部に発生するサージ電圧を検出するため、上述した第２実施形態のように寄生インダクタンス全体に発生するサージ電圧を検出する場合と比べて、検出されるサージ電圧がより低い電圧となる。よって、検出される電圧が高くなることに伴う検出回路の大型化及び製造コストの増大を効果的に防止できる。

なお、ここでは寄生インダクタンスの一部に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇｐから推定されるスイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅに基づいてゲート抵抗値Ｒｇを変更する実施例について説明したが、所定の閾値ＶｓｅｔをＶｓｒｇｐに対応するものとして設定すれば、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に印加されるサージ電圧Ｖｃｅを推定する処理を行うことなく、寄生インダクタンスの一部に発生するサージ電圧Ｖｓｒｇｐに基づいてゲート抵抗値Ｒｇを変更することもできる。

以上説明したように、第３実施形態に係る電圧変換装置によれば、より好適にスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のゲート抵抗値Ｒｇを変更することが可能である。

なお、上述した各実施形態では、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２における処理について併せて説明したが、ゲート抵抗値Ｒｇを変更するための一連の処理は、スイッチング素子Ｑ１側とＱ２側とで互いに独立して実行されてよい。また、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の両方にゲート抵抗値Ｒｇを変更する手段が備えられる場合について説明したが、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のいずれかにのみゲート抵抗値Ｒｇを変更する手段が備えられる場合であっても、上述した効果は相応に発揮される。

本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う電圧変換装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。

１０，１３…電圧センサ、１２…コンバータ、１８…電流センサ、２０…直流電圧発生部、２２，２３…インバータ、２８…蓄電装置、３０…ＥＣＵ、４０…エンジン、４１…動力分割機構、４２…駆動輪、４５…負荷装置、１００…車両、２１１ａ，２２１ａ，２１１ｂ，２２１ｂ，２１１ｃ，２２１ｃ…電圧測定端子、２１２，２２２…電圧測定器、２１３，２２３…スイッチング素子駆動回路、２１４，２２４…デジタルポテンショメータ、スイッチングＣ２…平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ＩＬ…リアクトル電流、Ｌ１…リアクトル、Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６，Ｌ７，Ｌ８，Ｌ９，Ｌａ，Ｌｂ…寄生インダクタンス、ＭＧ１，ＭＧ２…モータジェネレータ、ＰＷＣ…ゲート信号、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子、Ｒｇ…ゲート抵抗値、ＳＲ１，ＳＲ２…システムリレー。

Claims (3)

1. 互いに直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の制御によって電圧を変換する電圧変換装置であって、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のうち少なくとも一方の素子に印加されるサージ電圧を検出するサージ電圧検出手段と、
   前記サージ電圧に基づいて、前記少なくとも一方の素子のゲート抵抗値を変更するゲート抵抗値変更手段と
   を備えることを特徴とする電圧変換装置。
2. 前記サージ電圧検出手段は、
   前記少なくとも一方の素子に電気的に接続された配線の寄生インダクタンスに発生するサージ電圧を検出するインダクタンス電圧検出手段と、
   前記配線の寄生インダクタンスに発生するサージ電圧から前記少なくとも一方の素子に印加されるサージ電圧を推定するサージ電圧推定手段と
   を有することを特徴とする請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記インダクタンス電圧検出手段は、前記配線の寄生インダクタンスの一部に発生するサージ電圧を検出し、
   前記サージ電圧推定手段は、前記配線の寄生インダクタンスの一部に発生するサージ電圧から前記配線の寄生インダクタンスの他部に発生するサージ電圧を推定すると共に、前記配線の寄生インダクタンスの一部及び他部に発生するサージ電圧から前記少なくとも一方の素子に印加されるサージ電圧を推定する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電圧変換装置。

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