JP2006254593A - 電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 安定した電圧変換の制御が可能な電圧変換装置を提供する。
【解決手段】 制御装置３０は、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように昇圧コンバータ１２を制御する第１の制御手段と、ＮＰＮトランジスタＱ２をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように昇圧コンバータ１２を制御する第２の制御手段と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング動作させて、昇圧動作または降圧動作を行なうように昇圧コンバータ１２を制御する第３の制御手段と有する。制御装置３０は、出力電圧Ｖｍと電圧指令値との大小関係に基づいて、第１の制御手段から第３の制御手段のいずれか１つを選択する。制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬが零点を交差するときには、第１の制御手段および第２の制御手段のいずれかを選択する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、電圧変換装置に関し、特に、安定した電圧変換制御が可能な電圧変換装置に関するものである。

最近、環境に配慮した自動車として、ハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）および電気自動車（Electric Vehicle）が注目されている。ハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。

また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

このようなハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧を、モータを駆動するインバータに供給する構成も開示されている（たとえば特許文献１〜５参照）。

そして、昇圧コンバータは、インバータの電源ラインとアースラインとの間に直列に接続された２つのＮＰＮトランジスタと、一方端が２つのＮＰＮトランジスタの中間点に接続され、他方端が電源の電源ラインに接続されたリアクトルとからなる。

昇圧コンバータは、制御装置によって電源ライン側に接続されたＮＰＮトランジスタ（上アーム）とアース側に接続されたＮＰＮトランジスタ（下アーム）とがオン／オフされ、電源から供給された直流電圧を昇圧してインバータへ供給する。このとき、昇圧コンバータは、上アームをオフ状態として、下アームをスイッチング動作することにより、昇圧動作を行なう。

また、昇圧コンバータは、モータ駆動装置が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、モータによって発電され、インバータによって変換された直流電圧を降圧して電源へ供給する。このとき、昇圧コンバータは、下アームをオフ状態として、上アームをスイッチング動作することにより、降圧動作を行なう。
特開２００４−６４８０３号公報 特開２００３−１３４６０６号公報 特開２００４−１５８９５号公報 特開２００４−２０８４０９号公報 特開平１１−８９２７０号公報

すなわち、上記の特許文献による昇圧コンバータは、出力電圧が電圧指令値を上回るとき、上アームのみをスイッチング動作して降圧動作を行ない、出力電圧が電圧指令値を下回るとき、下アームのみをスイッチング動作して昇圧動作を行なう。このとき、スイッチング動作をしない方のアームは、オフ状態に保持されている。

しかしながら、昇圧コンバータの出力電圧は、負荷の変動や直流電圧の変動の影響を受けて、常に変動している。このため、上記のように、上アームおよび下アームのいずれか一方のみをスイッチング動作して直流電圧を昇圧または降圧する構成においては、昇圧コンバータの出力電圧が電圧指令値の近傍となると、両者の大小関係の変化に応じて、昇圧動作と降圧動作とが頻繁に切換わることになる。その結果、電圧変換の制御が不安定となる。

さらに、上記の構成では、電源側とインバータ側との間のエネルギーの流れは、昇圧動作時には、電源からインバータへ向かう方向に限定され、降圧動作時には、インバータから電源へと向かう方向に限定される。そのため、昇圧コンバータの出力電圧が電圧指令値に収束しにくく、電圧指令値をオーバーシュートしてしまうおそれがある。

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、安定した電圧変換の制御が可能な電圧変換装置を提供することである。

この発明によれば、出力電圧が電圧指令値になるように、電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置であって、直列接続された第１および第２のスイッチング素子を含み、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作により、直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する電圧変換器と、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路とを備える。制御回路は、第１のスイッチング素子をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように電圧変換器を制御する第１の制御手段と、第２のスイッチング素子をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように電圧変換器を制御する第２の制御手段と、第１および第２のスイッチング素子をスイッチング動作させて、昇圧動作または降圧動作を行なうように電圧変換器を制御する第３の制御手段と、出力電圧と電圧指令値との大小関係に基づいて、第１の制御手段から第３の制御手段のいずれか１つを選択する選択手段とを含む。

好ましくは、選択手段は、出力電圧において、電圧指令値を含む所定の電圧範囲を有し、出力電圧が所定の電圧範囲よりも大きいとき、第１の制御手段を選択し、出力電圧が所定の電圧範囲よりも小さいとき、第２の制御手段を選択し、出力電圧が所定の電圧範囲内にあるとき、第３の制御手段を選択する。

好ましくは、電圧変換器は、電源と第１および第２のスイッチング素子の中間点との間に配されたリアクトルをさらに含む。電圧変換装置は、リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する検出手段をさらに備える。選択手段は、リアクトル電流が零点を交差するとき、出力電圧が電圧指令値よりも大きいことに基づいて、第１の制御手段を選択し、出力電圧が電圧指令値よりも小さいことに基づいて、第２の制御手段を選択する。

好ましくは、選択手段は、スイッチング動作の１周期におけるリアクトル電流の平均値が、１周期におけるリアクトル電流の電流振幅の１／２以下のとき、第１の制御手段または第２の制御手段を選択する。

好ましくは、電圧変換器は、電源と第１および第２のスイッチング素子の中間点との間に配されたリアクトルをさらに含む。電圧変換装置は、リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する検出手段をさらに備える。選択手段は、スイッチング動作の１周期におけるリアクトル電流の平均値が小さくなるに従って、所定の電圧範囲を次第に狭くする。

この発明によれば、出力電圧が電圧指令値になるように、電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置であって、直列接続された第１および第２のスイッチング素子を含み、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作により、直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する電圧変換器と、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路とを備える。制御回路は、電圧指令値を中央値として高圧側に設定された第１の電圧と、低圧側に設定された第２の電圧とを有し、出力電圧が第１の電圧よりも高いとき、第２の電圧を電圧指令値として、第１のスイッチング素子をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように電圧変換器を制御し、出力電圧が第２の電圧よりも低いとき、第１の電圧を電圧指令値として、第２のスイッチング素子をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように電圧変換器を制御する。

この発明によれば、昇圧コンバータは、出力電圧と電圧指令値との大小関係に基づいて選択された制御モードに応じて、昇圧動作、降圧動作および昇降圧動作のいずれかを行なう。その結果、昇圧コンバータの出力電圧の電圧指令値への電圧変換制御が安定する。

このとき、昇圧コンバータの出力電圧が電圧指令値に近いときにおいて、昇降圧動作を行なうように昇圧コンバータを制御することにより、電圧変換制御が安定するとともに、出力電圧のオーバーシュートを防ぐことができる。

また、この発明によれば、リアクトル電流が零点と交差するときには、昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なうように昇圧コンバータを制御することにより、スイッチング損失および定常損失による電力消費を抑えることができる。

あるいは、リアクトル電流の平均値が小さくなるに従って、昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なうように昇圧コンバータを制御することによっても、スイッチング損失による電力消費を抑えることができる。

また、この発明によれば、電圧指令値にヒステリシス幅を持たせることにより、昇圧動作と降圧動作との頻繁な切換えを回避できる。その結果、昇圧コンバータにおける電圧変換制御が安定する。さらに、昇圧コンバータは、常時、昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なうように昇圧コンバータを制御することから、電圧変換に不要なスイッチング動作を抑え、スイッチング損失および定常損失とこれらに伴なう発熱とを低減することができる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。

図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０，２０と、電流センサ１１と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４，３１と、電流センサ２４，２８と、制御装置３０とを備える。

モータジェネレータＭＧ１は、たとえば、ハイブリッド自動車に搭載される。そして、モータジェネレータＭＧ１は、ハイブリッド自動車のエンジン（図示せず）に接続され、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つとともに、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るモータである。モータジェネレータＭＧ１の発電トルクを調整することでエンジンを効率の良い運転状態に保つような制御を行なうことでハイブリッド自動車の燃費や排気ガスを良好なものにすることができる。

また、モータジェネレータＭＧ２は、たとえば、ハイブリッド自動車に搭載される。そして、モータジェネレータＭＧ２は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、自動車の減速時などで駆動輪の回転によってモータジェネレータＭＧ２が回転される場合には、モータジェネレータＭＧ２は発電機として機能し得る（いわゆる回生発電の機能）。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端はＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されている。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８から成る。また、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、モータジェネレータＭＧ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、モータジェネレータＭＧ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。

インバータ３１は、インバータ１４と同じ構成から成る。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。他にも、直流電源Ｂは、燃料電池であっても良い。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂ（「バッテリ電圧Ｖｂ」とも言う。）を検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンデンサＣ１は、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを平滑化し、その平滑化した直流電圧Ｖｂを昇圧コンバータ１２へ供給する。電流センサ１１は、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬを検出し、その検出したリアクトル電流ＩＬを制御装置３０へ出力する。

昇圧コンバータ１２は、コンデンサＣ１から供給された直流電圧Ｖｂを昇圧してコンデンサＣ２へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＵを受けると、信号ＰＷＭＵによってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧Ｖｂを昇圧してコンデンサＣ２に供給する。

また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＤを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４および／またはインバータ３１から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂを充電する。

コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をノードＮ１，Ｎ２を介してインバータ１４，３１へ供給する。電圧センサ２０は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（インバータ１４，３１への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭＩ１に基づいて直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧ１を駆動する。これにより、モータジェネレータＭＧ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。

また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車の回生制動時、モータジェネレータＭＧ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＣ１に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

インバータ３１は、コンデンサ１３から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭＩ２に基づいて直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧ２を駆動する。これにより、モータジェネレータＭＧ２は、トルク指令値ＴＲ２によって指定されたトルクを発生するように駆動される。

また、インバータ３１は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車の回生制動時、モータジェネレータＭＧ２が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＣ２に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

電流センサ２４は、モータジェネレータＭＧ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴ１を検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴ１を制御装置３０へ出力する。電流センサ２８は、モータジェネレータＭＧ２に流れるモータ電流ＭＣＲＴ２を検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴ２を制御装置３０へ出力する。

制御装置３０は、直流電源Ｂから出力された直流電圧Ｖｂを電圧センサ１０から受け、リアクトル電流ＩＬを電流センサ１１から受け、モータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２をそれぞれ電流センサ２４，２８から受け、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（すなわち、インバータ１４，３１への入力電圧）を電圧センサ２０から受け、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２を外部ＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）から受ける。そして、制御装置３０は、出力電圧Ｖｍ、モータ電流ＭＣＲＴ１およびトルク指令値ＴＲ１に基づいて、後述する方法によりインバータ１４がモータジェネレータＭＧ１を駆動するときにインバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩ１または信号ＰＷＭＣ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＩ１または信号ＰＷＭＣ１をインバータ１４へ出力する。

また、制御装置３０は、出力電圧Ｖｍ、モータ電流ＭＣＲＴ２およびトルク指令値ＴＲ２に基づいて、後述する方法によりインバータ３１がモータジェネレータＭＧ２を駆動するときにインバータ３１のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩ２または信号ＰＷＭＣ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭＩ２または信号ＰＷＭＣ２をインバータ３１へ出力する。

さらに、制御装置３０は、インバータ１４（または３１）がモータジェネレータＭＧ１（またはＭ２）を駆動するとき、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍ、リアクトル電流ＩＬ、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）に基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＵまたは信号ＰＷＭＤを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。

さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

図２は、図１に示す制御装置３０の機能ブロック図である。

図２を参照して、制御装置３０は、インバータ制御手段３０１と、コンバータ制御手段３０２とを含む。

インバータ制御手段３０１は、トルク指令値ＴＲ１、モータ電流ＭＣＲＴ１および電圧Ｖｍに基づいて信号ＰＷＭＩ１または信号ＰＷＭＣ１を生成してインバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。

より具体的には、インバータ制御手段３０１は、出力電圧Ｖｍ、モータ電流ＭＣＲＴ１およびトルク指令値ＴＲ１に基づいて、モータジェネレータＭＧ１の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果に基づいて、実際にインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭＩ１または信号ＰＷＭＣ１を生成する。そして、インバータ制御手段３０１は、生成した信号ＰＷＭＩ１または信号ＰＷＭＣ１をインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。

これにより、インバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、モータジェネレータＭＧ１が指令されたトルクを出力するようにモータジェネレータＭＧ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲ１に応じたモータトルクが出力される。

また、インバータ制御手段３０１は、出力電圧Ｖｍ、モータ電流ＭＣＲＴ２およびトルク指令値ＴＲ２に基づいて、上述した方法によって信号ＰＷＭＩ２または信号ＰＷＭＣ２を生成してインバータ３１のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。

これにより、インバータ３１の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、モータジェネレータＭＧ２が指令されたトルクを出力するようにモータジェネレータＭＧ２の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲ２に応じたモータトルクが出力される。

モータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）の動作モードが力行モードであるか回生モードであるかは、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）とモータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）との関係によって決定される。直交座標において、横軸をモータ回転数ＭＲＮとし、縦軸をトルク指令値ＴＲとした場合、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）とモータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）との関係が第１および第２象限に存在するとき、モータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）の動作モードは力行モードであり、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）とモータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）との関係が第３および第４象限に存在するとき、モータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）の動作モードは回生モードである。

したがって、インバータ制御手段３０１は、正のトルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）を受ければ、モータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）を駆動モータとして駆動するための信号ＰＷＭＩ１（または信号ＰＷＭＩ２）を生成してインバータ１４（または３１）のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力し、負のトルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）を受ければ、モータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）を回生モードで駆動するための信号ＰＷＭＣ１（またはＰＷＭＣ２）を生成してインバータ１４（または３１）のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。

コンバータ制御手段３０２は、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）、モータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍおよびリアクトル電流ＩＬに基づいて、後述する方法によって、信号ＰＷＭＵまたは信号ＰＷＭＤを生成して昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

図３は、図２に示すコンバータ制御手段３０２の機能ブロック図である。

図３を参照して、コンバータ制御手段３０２は、電圧指令演算部５０と、コンバータ用デューティー比演算部５２と、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４とを含む。

電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）に基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、昇圧コンバータ１２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍをコンバータ用デューティー比演算部５２へ出力する。

コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電圧センサ２０から出力電圧Ｖｍを受け、電流センサ１１からリアクトル電流ＩＬを受け、電圧指令演算部５０から電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受ける。そして、コンバータ用デューティー比演算部５２は、出力電圧Ｖｍを電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに設定するためのデューティー比ＤＲＵ，ＤＲまたはＤＲＤを演算し、その演算したデューティー比ＤＲＵ，ＤＲまたはＤＲＤをコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。

このとき、コンバータ用デューティー比演算部５２は、出力電圧Ｖｍと電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍとの大小関係とリアクトル電流ＩＬの大きさとに基づいて、デューティー比ＤＲＵ，ＤＲまたはＤＲＤを演算する。

詳細には、コンバータ用デューティー比演算部５２は、図４に示すように、出力電圧Ｖｍとリアクトル電流ＩＬの平均値（以下、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとも称する）との関係において、デューティー比の演算方法が異なる３つの領域ＲＧ１〜ＲＧ３を有する。なお、この発明において、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖは、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング動作の１制御周期Ｔにおけるリアクトル電流ＩＬの平均値である。コンバータ用デューティー比演算部５２は、電流センサ１１からリアクトル電流ＩＬを受けると、既知の制御周期Ｔを用いて平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖを算出する。

なお、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖを検出する他の手段としては、コンデンサＣ１より直流電源Ｂ側の電源ラインまたは接地ラインに電流センサを配し、この電流センサによって検出された直流電流をコンバータ用デューティー比演算部５２へ入力する構成とすることもできる。これによれば、電流センサにより検出された電流は、リアクトル電流ＩＬがコンデンサＣ１によって平滑化されたものであることから、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖと等価となる。

図４を参照して、３つの領域ＲＧ１〜ＲＧ３は、出力電圧Ｖｍと電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍとの大小関係が互いに異なる。領域ＲＧ１は、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに対して十分大きい領域である。領域ＲＧ２は、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに対して十分に小さい領域である。領域ＲＧ３は、図中の斜線で示す領域であって、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍの近傍となる領域であり、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを中心とする所定の電圧幅ΔＶｍを有する。

さらに、領域ＲＧ３のうち、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが所定の電流値ＩＬｍｉｎ以下となる領域において、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ以上となる上半分は、領域ＲＧ２に属し、かつ出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍより小となる下半分は、領域ＲＧ１に属する。

したがって、実際の領域ＲＧ３は、図中の斜線領域のうちの実線で囲まれた領域となる。また、実際の領域ＲＧ１と領域ＲＧ２とは、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが所定の電流値ＩＬｍｉｎを下回るときにおいて、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを互いの境界線とする。

そして、コンバータ用デューティー比演算部５２は、出力電圧Ｖｍおよび平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖの関係が図４の領域ＲＧ１〜ＲＧ３のいずれかに位置するかを判定する。具体的には、コンバータ用デューティー比演算部５２は、図４に示す出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係をマップとして保持しており、電圧センサ２０からの出力電圧Ｖｍと電流センサ１１からのリアクトル電流ＩＬから算出した平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係がマップの領域ＲＧ１〜ＲＧ３のいずれに位置するかを判定する。そして、コンバータ用デューティー比演算部５２は、その判定した結果に基づいてデューティー比ＤＲＵ，ＤＲまたはＤＲＤを演算する。以下に、デューティー比の詳細な演算方法を説明する。

［１］出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係が領域ＲＧ１にあるとき
このとき、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに対して十分小さいことから、昇圧コンバータ１２は、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍとなるように直流電圧Ｖｂを昇圧する。

詳細には、コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍと、直流電圧Ｖｂとに基づいて、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーＤ＿ＯＮ＿２を式（１）により演算する。

Ｄ＿ＯＮ＿２＝１−Ｖｂ／Ｖｄｃ＿ｃｏｍ・・・・（１）
一方、コンバータ用デューティー比演算部５２は、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１のオンディーティーＤ＿ＯＮ＿１を零に設定する。

そして、コンバータ用デューティー比演算部５２は、デューティー比ＤＲＵとして、ＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーＤ＿ＯＮ＿１＝０と、ＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーＤ＿ＯＮ＿２とを、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。

コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比ＤＲＵに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１をオフし、かつＮＰＮトランジスタＱ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵを昇圧コンバータ１２へ出力する。このとき、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ、信号ＰＷＭＵ１，ＰＷＭＵ２をゲート端子に受ける。

図５は、信号ＰＷＭＵ１，ＰＷＭＵ２およびリアクトル電流ＩＬのタイミングチャートである。

図５を参照して、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１は、信号ＰＷＭＵ１に応答してオフ状態に維持される。

一方、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ２は、信号ＰＷＭＵ２に応答して、上述した方法により求めたオンデューティーＤ＿ＯＮ＿２でオン／オフされる。なお、タイミングｔ０からタイミングｔ３までの期間は、昇圧動作時におけるＮＰＮトランジスタＱ２の１制御周期Ｔに相当する。

このときのリアクトル電流ＩＬは、昇圧コンバータ１２の昇圧動作に応じて、正となる。詳細には、タイミングｔ０からタイミングｔ１までの期間、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされ、直流電源Ｂ、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ２からなる回路を直流電源ＢからＮＰＮトランジスタＱ２の方向（この方向を正方向とする）へ直流電流が流れ、リアクトルＬ１に電力が蓄積される。すなわち、この期間において、ＮＰＮトランジスタＱ２を流れる電流ＩＱ２が増加し、リアクトル電流ＩＬも増加する。

そして、タイミングｔ１において、ＮＰＮトランジスタＱ２がオフされると、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間、リアクトルＬ１に蓄積された電力に応じて、直流電流がリアクトルＬ１からダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２側に流れる。このとき、ダイオードＤ１を流れる電流ＩＤ１は、タイミングｔ２に近づくに従って、徐々に減少する。したがって、リアクトル電流ＩＬもタイミングｔ２に近づくに従って減少する。なお、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが、直流電源Ｂから出力される電源電流となる。

このように、出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係が領域ＲＧ１にあるときには、昇圧コンバータ１２は、ＮＰＮトランジスタＱ１をオフ状態とし、ＮＰＮトランジスタＱ２のみをスイッチング制御して昇圧動作を行なう。これによれば、ＮＰＮトランジスタＱ１において、スイッチングのタイミングに生じるスイッチング損失と、オン状態のＮＰＮトランジスタにおいて発生する定常損失とを抑えることができる。さらに、これらの損失に伴なう発熱を抑えることも可能となる。

［２］出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係が領域ＲＧ２にあるとき
このとき、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに対して十分大きいことから、昇圧コンバータ１２は、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍになるように出力電圧Ｖｍを降圧する。

詳細には、コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍと、直流電圧Ｖｂとに基づいて、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーＤ＿ＯＮ＿１を式（２）により演算する。

Ｄ＿ＯＮ＿１＝Ｖｂ／Ｖｄｃ＿ｃｏｍ・・・・（２）
一方、コンバータ用デューティー比演算部５２は、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ２のオンディーティーＤ＿ＯＮ＿２を零に設定する。

そして、コンバータ用デューティー比演算部５２は、デューティー比ＤＲＤとして、ＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーＤ＿ＯＮ＿１と、ＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーＤ＿ＯＮ＿２＝０とをコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。

コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比ＤＲＤに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１をオン／オフし、かつＮＰＮトランジスタＱ２をオフするための信号ＰＷＭＤを生成し、その生成した信号ＰＷＭＤを昇圧コンバータ１２へ出力する。このとき、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ、信号ＰＷＭＤ１，ＰＷＭＤ２をゲート端子に受ける。

図６は、信号ＰＷＭＤ１，ＰＷＭＤ２およびリアクトル電流ＩＬのタイミングチャートである。

図６を参照して、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ２は、信号ＰＷＭＤ２に応答してオフ状態に維持される。

一方、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１は、信号ＰＷＭＤ１に応答して、上述した方法により求めたデューティー比ＤＲＤでオン／オフされる。なお、タイミングｔ８からタイミングｔ１１までの期間は、降圧動作時におけるＮＰＮトランジスタＱ１の１制御周期Ｔに相当する。

このときのリアクトル電流ＩＬは、昇圧コンバータ１２の降圧動作に応じて、負となる。詳細には、タイミングｔ８からタイミングｔ９までの期間、ＮＰＮトランジスタＱ１がオンされ、直流電流がコンデンサＣ２側からＮＰＮトランジスタＱ１を介して直流電源Ｂに流れる。そして、この期間、ＮＰＮトランジスタＱ１を流れる電流ＩＱ１は負の方向に増加し、負の方向に流れるリアクトル電流ＩＬが増加する。

そして、タイミングｔ９において、ＮＰＮトランジスタＱ１がオフされると、電流ＩＱ１が減少し（負の方向に流れる電流が減少するという意味）、直流電源Ｂ、ダイオードＤ２およびリアクトルＬ１からなる回路を直流電流が負の方向に流れる。そして、ダイオードＤ２を流れる電流ＩＤ２は、タイミングｔ１０に近づくに従って減少し、リアクトル電流ＩＬも減少する（ＮＰＮトランジスタＱ２側から直流電源Ｂの方向に流れる電流が減少するという意味）。なお、リアクトル電流ＩＬを平均した電流（平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖ）が、直流電源Ｂから入力される電源電流となる。

このように、出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係が領域ＲＧ２にあるときには、昇圧コンバータ１２は、ＮＰＮトランジスタＱ２をオフ状態とし、ＮＰＮトランジスタＱ１のみをスイッチング制御して降圧動作を行なう。これによれば、ＮＰＮトランジスタＱ２において、スイッチング損失および定常損失とこれらに伴なう発熱とが生じるのを抑えることができる。

［３］出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係が領域ＲＧ３にあるとき
上記の［１］の昇圧動作、あるいは［２］の降圧動作において、コンバータ用デューティー比演算部５２は、昇圧コンバータ１２から出力電圧Ｖｍを受けると、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍと出力電圧Ｖｍとの偏差が零となるようにデューティー比ＤＲＵまたはＤＲＤを調整する。

しかしながら、出力電圧Ｖｍは、負荷の変動や直流電圧Ｖｂの変動の影響を受けて、常に変動している。このため、上記［１］の昇圧動作および［２］の降圧動作のみでは、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍの近傍となるとき、両者の大小関係の変化に応じて、昇圧動作と降圧動作とが頻繁に切換わることになる。その結果、昇圧コンバータ１２における電圧変換の制御が不安定となる。

また、上記［１］の昇圧動作および［２］の降圧動作の実行中において、直流電源Ｂ側とコンデンサＣ２側との間のエネルギーの流れは、正方向または負方向のいずれか一方に限定される。これにより、出力電圧Ｖｍは電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに収束せず、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍをオーバーシュートしてしまうおそれがある。

そこで、この発明では、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに近づき、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを中央値とする所定の電圧範囲（Ｖｄｃ＿ｃｏｍ±ΔＶｍ／２）に至ったときは、昇圧動作と降圧動作との双方が行なわれるように、昇圧コンバータ１２を制御する構成とする。

詳細には、コンバータ用デューティー比演算部５２は、出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係が領域ＲＧ３に位置すると判定されると、以下に示すように、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフさせるためのデューティー比ＤＲを求める。

最初に、コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍと、直流電圧Ｖｂとに基づいて、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーＤ＿ＯＮ＿１を上記の式（２）により演算する。

そして、コンバータ用デューティー比演算部５２は、演算したオンデューティーＤ＿ＯＮ＿１を用いてＮＰＮトランジスタＱ２のオンディーティーＤ＿ＯＮ＿２（＝１−Ｄ＿ＯＮ＿１）を演算する。コンバータ用デューティー比演算部５２は、演算したオンデューティーＤ＿ＯＮ＿１とオンデューティーＤ＿ＯＮ＿２との比をデューティー比ＤＲとして、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。

コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比ＤＲに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵまたはＰＷＭＤを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵまたは信号ＰＷＭＤを昇圧コンバータ１２へ出力する。このとき、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ、信号ＰＷＭＵ１（または信号ＰＷＭＤ１），信号ＰＷＭＵ２（または信号ＰＷＭＤ２）をゲート端子に受ける。

図７は、信号ＰＷＭＵ１，ＰＷＭＵ２およびリアクトル電流ＩＬのタイミングチャートである。

図７を参照して、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ、信号ＰＷＭＵ１，信号ＰＷＭＵ２に応答してオン／オフされる。なお、タイミングｔ１４からタイミングｔ１８までの期間は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング動作の１制御周期Ｔに相当する。

具体的には、タイミングｔ１４からタイミングｔ１６までの期間、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされ、タイミングｔ１６でＮＰＮトランジスタＱ２がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ１がオンされる。そうすると、タイミングｔ１５からタイミングｔ１６までの期間、直流電源Ｂ、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ２からなる回路を直流電流が正の方向に流れ、リアクトルＬ１に電力が蓄積される。すなわち、この期間において、ＮＰＮトランジスタＱ２を流れる電流ＩＱ２は増加し、リアクトル電流ＩＬも増加する。そして、タイミングｔ１６において、ＮＰＮトランジスタＱ２がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ１がオンされると、タイミングｔ１６からタイミングｔ１７までの期間、リアクトルＬ１の蓄積された電力に応じて、直流電流がリアクトルＩＬ１からダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２側に流れる。そして、ダイオードＤ１を流れる電流ＩＤ１は、タイミングｔ１７に近づくに従って、徐々に減少する。したがって、リアクトル電流ＩＬもタイミングｔ１７に近づくに従って減少する。

そして、タイミングｔ１７において、リアクトル電流ＩＬの極性が正から負に切換わる（リアクトル電流ＩＬが零点を交差することに相当）。すなわち、昇圧コンバータ１２は、降圧動作を行なう。そうすると、タイミングｔ１７からタイミングｔ１８までの期間、直流電流がコンデンサＣ２側からＮＰＮトランジスタＱ１を介して直流電源Ｂへ流れる。そして、この期間、ＮＰＮトランジスタＱ１を流れる電流ＩＱ１は負の方向に増加し、負の方向に流れるリアクトル電流ＩＬが増加する。

その後、タイミングｔ１８において、ＮＰＮトランジスタＱ１がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされると、ＮＰＮトランジスタＱ１を流れる電流ＩＱ１が０Ａに減少し、直流電源Ｂ、ダイオードＤ２およびリアクトルＬ１からなる回路を直流電流が負の方向に流れる。そして、ダイオードＤ２を流れる電流ＩＤ２は、タイミングｔ１９に近づくに従って減少し、リアクトル電流ＩＬも減少する（ＮＰＮトランジスタＱ２側から直流電源Ｂの方向へ流れる電流が減少するという意味）。

このように、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに近づくと、昇圧コンバータ１２は、昇圧動作および降圧動作を行なう。これにより、昇圧コンバータ１２は、負荷変動の影響を軽減し、出力電圧Ｖｍを安定して電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに電圧変換することが可能となる。

ここで、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖは、上述したように、１制御周期Ｔにおけるリアクトル電流ＩＬの平均値であり、直流電源Ｂを流れる直流電流に相当する。平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖは、モータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）の負荷（以下、単にモータ負荷とも称する）が大きいときには、相対的に大きい値となり、モータ負荷が小さいときには、相対的に小さい値となる。

たとえば、モータ負荷が大きいとき、通常、リアクトル電流ＩＬは、極性が反転せず（零点を交差せず）、正方向に流れる。したがって、上述したように、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２の双方をスイッチング動作させていても、ＮＰＮトランジスタＱ２とダイオードＤ１とは通電されず、専ら昇圧動作が行なわれる。

しかしながら、モータ負荷は絶えず変動しており、リアクトル電流ＩＬにおいても、高電流と低電流との間で頻繁に電流レベルが変化する。たとえば、モータ負荷の急激な低下によって、リアクトル電流ＩＬが高電流から急激に０Ａ付近にまで低下したものとする。このとき、昇圧コンバータ１２は昇圧動作をさせていると、出力電圧Ｖｍは一気に跳ね上がり、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを越えてしまうことになる。また、このような現象は瞬時に起こることから、コンバータ制御手段３０２におけるフィードバック制御では、出力電圧Ｖｍの変化に追随できず、直ちに対応することが難しい。

そこで、この発明によれば、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍの近傍にあるときには、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のいずれもがスイッチング動作していることから、昇圧コンバータ１２は、昇圧動作から降圧動作に自動的に切換えることができる。そのため、出力電圧Ｖｍのオーバーシュートを抑えることができ、安定した電圧変換制御を行なうことができる。

一方、モータ負荷が小さいとき、すなわち、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが小さいとき、コンバータ制御手段３０２は、図４に示すように、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを含む所定の電圧範囲にあるときであっても、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが所定の電流値ＩＬｍｉｎ以下となるときには、出力電圧Ｖｍと電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍとの大小関係に基づいて、昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なうように昇圧コンバータ１２を制御する。

これによれば、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが所定の電流値ＩＬｍｉｎ以下となるときにおいて、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも小さいときには、上記［１］で述べたように、ＮＰＮトランジスタＱ２のみをスイッチング動作させて昇圧動作が行なわれる。また、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも大きいときには、上記［２］で述べたように、ＮＰＮトランジスタＱ１のみをスイッチング動作させて降圧動作が行なわれる。

このように、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが所定の電流値ＩＬｍｉｎ以下のときに昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なう構成としたのは、第１に、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが小さいときには、上述したモータ負荷の変動による出力電圧Ｖｍの変動が比較的小さいことに基づくものである。第２に、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが小さいときには、スイッチング損失および定常損失による電力消費が生じることに基づくものである。

詳細には、リアクトル電流ＩＬは、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２の双方をスイッチング動作させることによって、図７に示すように、制御周期Ｔごとに上り波形と下り波形とが交互に切換わる、電流振幅ΔＩＬを有する三角波の出力波形となる。そして、このリアクトル電流ＩＬは、モータ負荷が小さくなると、極性が反転する。すなわち、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが電流振幅ΔＩＬの１／２を下回ると、リアクトル電流ＩＬは零点を交差し、正負両方向に流れるようになる。

これによれば、たとえばモータ負荷が無負荷のときであっても、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖは０Ａであるにもかかわらず、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２には、それぞれのオンデューティーＤ＿ＯＮ＿１，Ｄ＿ＯＮ＿２に応じた期間、電流ＩＱ１，ＩＱ２が流れることになる。これは、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２に無駄にスイッチング動作を行なわせることになり、スイッチング損失および定常損失を増加させ、電力消費を招いてしまう。

さらに、モータ負荷が小さく、リアクトル電流ＩＬの極性が反転するとき（零点を交差するとき）においても、同様にスイッチング損失による電力消費が生じる。具体的には、昇圧動作において、ＮＰＮトランジスタＱ２をスイッチング動作させて直流電源ＢからコンデンサＣ２側に電力を供給したいときであっても、昇圧動作に寄与しないＮＰＮトランジスタＱ１にもオン期間に応じた電流ＩＱ１が流れる。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１の不要なスイッチング動作によってスイッチング損失および定常損失が増加し、電力消費が発生することになる。

そこで、この発明では、リアクトル電流ＩＬの極性が反転するときは、昇圧動作または降圧動作のいずれかを行なうように、昇圧コンバータ１２を制御する。具体的には、図４に示すように、所定の電流値ＩＬｍｉｎを電流振幅ΔＩＬの１／２に設定し、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが所定の電流値ＩＬｍｉｎとなるときには、出力電圧Ｖｍの大きさに基づいて、昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なうものとする。これによれば、昇圧コンバータ１２における電力損失を低減することができる。

図８は、この発明の実施の形態１による電圧変換の動作を説明するためのフローチャートである。

図８を参照して、一連の動作が開始されると、コンバータ制御手段３０２は、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータ回転数ＭＲ１（またはＭＲ２）受ける。また、コンバータ制御手段３０２は、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電流センサ１１からリアクトル電流ＩＬを受ける（ステップＳ０１）。

そして、コンバータ制御手段３０２の電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータ回転数ＭＲ１（またはＭＲ２）に基づいて電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍをコンバータ用デューティー比演算部５２へ出力する（ステップＳ０２）。

コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧指令演算部５０からの電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍおよびリアクトル電流ＩＬに基づいて、デューティー比ＤＲＵ，ＤＲまたはＤＲＤを生成してコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。

詳細には、コンバータ用デューティー比演算部５２は、電流センサ１１からのリアクトル電流ＩＬから、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖおよび電流振幅ΔＩＬを検出する（ステップＳ０３）。そして、コンバータ用デューティー比演算部５２は、その検出した電流振幅ΔＩＬの１／２を所定の電流値ＩＬｍｉｎとして設定する。

次に、コンバータ用デューティー比演算部５２は、出力電圧Ｖｍおよび平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが図４の領域ＲＧ１〜ＲＧ３のいずれかに位置するかを判定し、その判定結果に基づいてデューティー比ＤＲＵ，ＤＲまたはＤＲＤを演算する。

具体的には、最初に、コンバータ用デューティー比演算部５２は、出力電圧Ｖｍおよび平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが領域ＲＧ１に位置するか否かを判定する（ステップＳ０４）。

そして、出力電圧Ｖｍおよび平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが領域ＲＧ１に位置すると判定されると、コンバータ用デューティー比演算部５２は、上記［１］に説明した方法に従って求めたデューティー比ＤＲＵをコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比ＤＲＵに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵを昇圧コンバータ１２へ出力する。これによれば、ＮＰＮトランジスタＱ２（下アーム）のみをスイッチング制御され、かつＮＰＮトランジスタＱ１がオフ状態とされ、昇圧コンバータ１２は、昇圧動作を行なう（ステップＳ０６）。

一方、ステップＳ０４において、出力電圧Ｖｍおよび平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが領域ＲＧ１に位置しないと判定されると、コンバータ用デューティー比演算部５２は、さらに、出力電圧Ｖｍおよび平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが領域ＲＧ２に位置するか否かを判定する（ステップＳ０５）。

そして、出力電圧Ｖｍおよび平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが領域ＲＧ２に位置すると判定されると、コンバータ用デューティー比演算部５２は、上記［２］に説明した方法に従って求めたデューティー比ＤＲＤをコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比ＤＲＤに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵを昇圧コンバータ１２へ出力する。これによれば、ＮＰＮトランジスタＱ１（上アーム）のみがスイッチング制御され、かつＮＰＮトランジスタＱ２がオフ状態とされ、昇圧コンバータ１２は、降圧動作を行なう（ステップＳ０７）。

一方、ステップＳ０４，Ｓ０５を通じて、出力電圧Ｖｍおよび平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが領域ＲＧ３に位置すると判定されると、コンバータ用デューティー比演算部５２は、上記［３］に説明した方法に従って、デューティー比ＤＲを演算してコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比ＤＲに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵまたは信号ＰＷＭＤを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵまたは信号ＰＷＭＤを昇圧コンバータ１２へ出力する。これによれば、ＮＰＮトランジスタＱ１（上アーム）とＮＰＮトランジスタＱ２（下アーム）とはいずれもスイッチング制御され、昇圧コンバータ１２は、昇圧動作および降圧動作を行なう（ステップＳ０８）。

以上のように、この発明の実施の形態１によれば、出力電圧が電圧指令値よりも十分大きいとき、または小さいときは、昇圧コンバータの上アームおよび下アームの一方のみをスイッチング制御し、他方をオフ状態とすることによって、スイッチング損失および定常損失とこれらの伴なう発熱とを低減することができる。

一方、出力電圧が電圧指令値の近傍となるときは、昇圧コンバータの上アームおよび下アームの双方をスイッチング制御することによって、出力電圧のオーバーシュートを回避でき、電圧変換の安定した制御を可能とする。ただし、出力電圧の変動が相対的に小さくなるリアクトル電流が小さいときには、昇圧コンバータ１２の上アームおよび下アームの一方のみをスイッチング制御し、他方をオフ状態とすることで、スイッチング損失および定常損失を低減し、電力消費を抑えることができる。すなわち、この発明は、互いにトレードオフの関係にある電圧変換制御の安定性と電力損失の低減との両立を実現するものである。

［実施の形態２］
先の実施の形態１において、コンバータ用デューティー比演算部５２は、出力電圧Ｖｍおよび平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが図４に示すマップの領域ＲＧ１〜ＲＧ３のいずれに位置するかを判定し、その判定結果に基づいてデューティー比ＤＲＵ，ＤＲまたはＤＲＤを生成する。その結果、昇圧コンバータ１２は、領域ごとに異なるスイッチング動作を行ない、昇圧動作および／または降圧動作を実行する。

ここで、昇圧コンバータ１２のスイッチング動作を決定するマップとしては、図４に示す形態に限定されず、これ以外の形態でも構成することができ、同様の効果を得ることができる。

そこで、以下の実施の形態２および３では、図４に示す出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係を示すマップの変更例について説明する。なお、以下の実施の形態に係るモータ駆動装置および制御装置は、図１のモータ駆動装置１００および図２の制御装置３０と同じ構成であることから、詳細な説明は繰り返さない。

図９は、この発明の実施の形態２に係る出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係を示す図である。

図９を参照して、３つの領域ＲＧ１〜ＲＧ３は、出力電圧Ｖｍと電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍとの大小関係が互いに異なる。領域ＲＧ１は、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに対して十分大きい領域である。領域ＲＧ２は、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに対して十分に小さい領域である。領域ＲＧ３は、図中の斜線で示す領域であって、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍの近傍となる領域であり、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを中心とする所定の電圧幅ΔＶｍを有する。

ここで、本実施の形態において、領域ＲＧ３は、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが小さくなるに従って、所定の電圧幅ΔＶｍが次第に狭くなるように設定される。

これによれば、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍの近傍にあるときには、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが大きいとき、すなわちモータ負荷が大きいときには、昇圧コンバータ１２は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２の双方をスイッチング動作する。したがって、安定した電圧変換制御が可能となる。

一方、平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖが小さくなるに従って、昇圧コンバータ１２は、徐々にＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２の一方のみをスイッチング動作に移行する。すなわち、昇圧コンバータ１２は、出力電圧Ｖｍの変動が減少し、制御が安定するにつれて、電力消費の低減を重視した動作に移行する。結果として、実施の形態１と同様に、電圧変換制御の安定性と電力損失の低減との両立が実現される。

なお、コンバータ制御手段３０２の動作については、実施の形態１の図３で説明した動作と同じである。すなわち、コンバータ用デューティー比演算部５２は、図９に示す出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係をマップとして保持しており、電圧センサ２０からの出力電圧Ｖｍおよび電流センサ１１からのリアクトル電流ＩＬの平均値の関係がマップの領域ＲＧ１〜ＲＧ３のいずれに位置するかを判定する。そして、コンバータ用デューティー比演算部５２は、その判定した結果に基づいてデューティー比ＤＲＵ，ＤＲまたはＤＲＤを演算してコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。

コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、演算されたＤＲＵ，ＤＲまたはＤＲＤに基づいて、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング動作させるための信号ＰＷＭＵまたは信号ＰＷＭＤを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵまたは信号ＰＷＭＤを昇圧コンバータ１２へ出力する。

［実施の形態３］
図１０は、この発明の実施の形態３に係る出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係を示す図である。

図１０を参照して、本実施の形態において、コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを中央値として電圧レベルの異なる２つの電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１およびＶｄｃ＿ｃｏｍ２を有する。

詳細には、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍは、実施の形態１における電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍと同一であり、電圧指令演算部５０において、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータコンバータ出力電圧Ｖｍに基づいて演算されたものである。そして、この電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを中央値として、高圧側に第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍが設定され、低圧側に第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２が設定される。

そして、コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧センサ２０から出力電圧Ｖｍを受けると、出力電圧Ｖｍと電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ，Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１およびＶｄｃ＿ｃｏｍ２との大小関係に基づいて、デューティー比ＤＲＵまたはＤＲＤを演算する。

詳細には、コンバータ用デューティー比演算部５２は、出力電圧Ｖｍが第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２よりも小さいときには、第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを目標電圧レベルとして、デューティー比ＤＲＵを演算する。この演算において、コンバータ用デューティー比演算部５２は、実施の形態１の［１］で述べた方法に従って、ＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーＤ＿ＯＮ＿１を零とする。

コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比ＤＲＵに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、昇圧コンバータ１２は、ＮＰＮトランジスタＱ２をスイッチング動作し、かつＮＰＮトランジスタＱ１をオフ状態として、昇圧動作を行なう。

次に、昇圧コンバータ１２の昇圧動作が進み、出力電圧Ｖｍが第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１を上回ると、コンバータ用デューティー比演算部５２は、第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２を目標電圧レベルとして、デューティー比ＤＲＤを演算する。この演算において、コンバータ用デューティー比演算部５２は、実施の形態１の［２］で述べた方法に従って、ＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーＤ＿ＯＮ＿２を零とする。

コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比ＤＲＤに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＤを生成し、その生成した信号ＰＷＭＤを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、昇圧コンバータ１２は、ＮＰＮトランジスタＱ１をスイッチング動作し、かつＮＰＮトランジスタＱ２をオフ状態として、降圧動作を行なう。

そして、昇圧コンバータ１２の降圧動作が進み、出力電圧Ｖｍが再び第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２を下回ると、上述したように、コンバータ用デューティー比演算部５２は、第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１を目標電圧レベルとし、昇圧コンバータ１２を昇圧動作させる。

このように、昇圧コンバータ１２は、出力電圧Ｖｍと第１および第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１，Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２との大小関係に基づいて、昇圧動作と降圧動作とを交互に実行する。これにより、出力電圧Ｖｍは、図１１に示す出力波形となる。

図１１は、この発明の実施の形態３による電圧変換制御における出力電圧Ｖｍおよび電圧指令値の波形を示す図である。

図１１を参照して、電圧指令値は、実線ＬＮ１で示されるように、第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１と第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２との間で交互に切換わる波形を有する。

そして、出力電圧Ｖｍは、電圧指令値の切換わりに対応して、第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１および第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２を交互に目標電圧レベルとして、これらの２値の間で上りと下りとを繰り返す波形となる。そして、出力電圧Ｖｍが上り波形のとき、すなわち昇圧動作においては、ＮＰＮトランジスタＱ２（下アーム）のみがスイッチン制御され、出力電圧Ｖｍが下り波形のとき、すなわち降圧動作においては、ＮＰＮトランジスタＱ１（上アーム）のみがスイッチング制御される。

このような構成において、本実施の形態は、電圧指令値にヒステリシスを持たせることによって、電圧変換制御の安定化を図る。これは、出力電圧Ｖｍの大きさに応じて、昇圧コンバータ１２におけるスイッチング動作を変化させる、上記の実施の形態１および２とは異なる。

たとえば、図１１において、昇圧コンバータ１２が昇圧動作を行なっているときに、出力電圧Ｖｍが本来の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍの近傍で変動したものとする。この場合であっても、出力電圧Ｖｍが第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１を超えない限り、昇圧コンバータ１２は、昇圧動作から降圧動作に切換わることがない。すなわち、本実施の形態によれば、出力電圧Ｖｍの変動に応じて、昇圧動作および降圧動作とが頻繁に切換わるのを回避することができ、電圧変換制御を安定して行なうことができる。

また、本実施の形態によれば、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、出力電圧Ｖｍの大きさによらず、一方のみがスイッチング制御され、双方がスイッチング制御される場合が生じない。これにより、スイッチング損失および定常損失とこれらに伴なう発熱とを低減することができる。

図１２は、この発明の実施の形態３による電圧変換の動作を説明するためのフローチャートである。

図１２を参照して、一連の動作が開始されると、コンバータ制御手段３０２は、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータ回転数ＭＲ１（またはＭＲ２）受ける。また、コンバータ制御手段３０２は、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電流センサ１１からリアクトル電流ＩＬを受ける（ステップＳ１０）。

そして、コンバータ制御手段３０２の電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータ回転数ＭＲ１（またはＭＲ２）に基づいて電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍをコンバータ用デューティー比演算部５２へ出力する（ステップＳ１１）。

コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧指令演算部５０から電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受けると、これを中央値として第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１および第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２をそれぞれ設定する（ステップＳ１２）。

次に、コンバータ用デューティー比演算部５２は、出力電圧Ｖｍと第１および第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１，Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２との大小関係に基づいて、デューティー比ＤＲＵまたはＤＲＤを生成してコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。

詳細には、最初に、コンバータ用デューティー比演算部５２は、出力電圧Ｖｍが第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２よりも小さいか否かを判定する（ステップＳ１３）。そして、出力電圧Ｖｍが第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２よりも小さいと判定されると、コンバータ用デューティー比演算部５２は、第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１を目標電圧レベルとし、上記した方法に従って、デューティー比ＤＲＵを演算する。コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比ＤＲＵに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵを昇圧コンバータ１２へ出力する。これによれば、ＮＰＮトランジスタＱ２（下アーム）のみをスイッチング制御され、かつＮＰＮトランジスタＱ１がオフ状態とされ、昇圧コンバータ１２は、昇圧動作を行なう（ステップＳ１４）。

一方、ステップＳ１３において、出力電圧Ｖｍが第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２よりも小さいと判定されると、コンバータ用デューティー比演算部５２は、さらに、出力電圧Ｖｍが第１の電圧指令値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ１５）。

そして、出力電圧Ｖｍが第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも大きいと判定されると、コンバータ用デューティー比演算部５２は、第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２を目標電圧レベルとし、上記した方法に従って、デューティー比ＤＲＤを演算する。コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比ＤＲＤに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＤを生成し、その生成した信号ＰＷＭＤを昇圧コンバータ１２へ出力する。これによれば、ＮＰＮトランジスタＱ１（上アーム）のみをスイッチング制御され、かつＮＰＮトランジスタＱ２がオフ状態とされ、昇圧コンバータ１２は、降圧動作を行なう（ステップＳ１６）。そして、ステップＳ１３に戻って、昇圧コンバータ１２は、出力電圧Ｖｍが第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２よりも小さいと判定されるまで、降圧動作を継続する。

一方、昇圧コンバータ１２は、ステップＳ１４に示す昇圧動作を、ステップＳ１５において出力電圧Ｖｍが第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１よりも大きいと判定されるまで、継続して実行する。

なお、以上の実施の形態１〜３にて説明した制御装置３０のコンバータ制御手段３０２における電圧変換の制御は、実際にはＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）によって行なわれ、ＣＰＵは、図８または図１２に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）から読出し、その読出したプログラムを実行して図８または図１２に示すフローチャートに従って電圧変換の制御を行なう。したがって、ＲＯＭは、図８または図１２に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。

また、昇圧コンバータ１２および制御装置３０は、「電圧変換装置」を構成する。

さらに、ＮＰＮトランジスタＱ１は、「第１のスイッチング素子」を構成し、ＮＰＮトランジスタＱ２は、「第２のスイッチング素子」を構成する。

また、ＮＰＮトランジスタＱ１のみをスイッチング動作させて降圧動作を行なうようにする制御は、「第１の制御手段」に相当し、ＮＰＮトランジスタＱ２のみをスイッチング動作させて昇圧動作を行なうようにする制御は、「第２の制御手段」に相当し、ＮＰＮトランジスタＱ１およびＱ２をスイッチング動作させて行なう昇圧または降圧動作を行なうようにする制御は、「第３の制御手段」に相当する。

さらに、第１の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１は、「第１の電圧」を構成し、第２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ２は、「第２の電圧」を構成する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、自動車に搭載されるモータ駆動装置に適用することができる。

この発明の実施の形態１による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１に示す制御装置の機能ブロック図である。 図２に示すコンバータ制御手段の機能ブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係を示す図である。 信号ＰＷＭＵ１，ＰＷＭＵ２およびリアクトル電流ＩＬのタイミングチャートである。 信号ＰＷＭＤ１，ＰＷＭＤ２およびリアクトル電流ＩＬのタイミングチャートである。 信号ＰＷＭＵ１，ＰＷＭＵ２およびリアクトル電流ＩＬのタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１による電圧変換の動作を説明するためのフローチャートである。 この発明の実施の形態２に係る出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係を示す図である。 この発明の実施の形態３に係る出力電圧Ｖｍと平均リアクトル電流ＩＬ＿ａｖとの関係を示す図である。 この発明の実施の形態３による電圧変換制御における出力電圧Ｖｍおよび電圧指令値の波形を示す図である。 この発明の実施の形態３による電圧変換の動作を説明するためのフローチャートである。

符号の説明

１０，２０ 電圧センサ、１２ 昇圧コンバータ、１４，３１ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、１１，２４，２８ 電流センサ、３０ 制御装置、５０ 電圧指令演算部、５２ コンバータ用デューティー比演算部、５４ コンバータ用ＰＷＭ信号変換部、１００ モータ駆動装置、３０１ インバータ制御手段、３０２Ａ〜３０２Ｆ コンバータ制御手段、Ｂ 直流電源、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｑ１〜Ｑ８ ＮＰＮトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ。

Claims (6)

1. 出力電圧が電圧指令値になるように、電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換装置であって、
   直列接続された第１および第２のスイッチング素子を含み、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作により、前記直流電圧の電圧レベルを変えて前記出力電圧を出力する電圧変換器と、
   前記第１および第２のスイッチング素子の前記スイッチング動作を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   前記第１のスイッチング素子をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように前記電圧変換器を制御する第１の制御手段と、
   前記第２のスイッチング素子をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように前記電圧変換器を制御する第２の制御手段と、
   前記第１および第２のスイッチング素子をスイッチング動作させて、前記昇圧動作または前記降圧動作を行なうように前記電圧変換器を制御する第３の制御手段と、
   前記出力電圧と前記電圧指令値との大小関係に基づいて、前記第１の制御手段から前記第３の制御手段のいずれか１つを選択する選択手段とを含む、電圧変換装置。
2. 前記選択手段は、前記出力電圧において、前記電圧指令値を含む所定の電圧範囲を有し、前記出力電圧が前記所定の電圧範囲よりも大きいとき、前記第１の制御手段を選択し、前記出力電圧が前記所定の電圧範囲よりも小さいとき、前記第２の制御手段を選択し、前記出力電圧が前記所定の電圧範囲内にあるとき、前記第３の制御手段を選択する、請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記電圧変換器は、前記電源と前記第１および第２のスイッチング素子の中間点との間に配されたリアクトルをさらに含み、
   前記リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する検出手段をさらに備え、
   前記選択手段は、前記リアクトル電流が零点を交差するとき、前記出力電圧が前記電圧指令値よりも大きいことに基づいて、前記第１の制御手段を選択し、前記出力電圧が前記電圧指令値よりも小さいことに基づいて、前記第２の制御手段を選択する、請求項２に記載の電圧変換装置。
4. 前記選択手段は、前記スイッチング動作の１周期における前記リアクトル電流の平均値が、前記１周期における前記リアクトル電流の電流振幅の１／２以下のとき、前記第１の制御手段または前記第２の制御手段を選択する、請求項３に記載の電圧変換装置。
5. 前記電圧変換器は、前記電源と前記第１および第２のスイッチング素子の中間点との間に配されたリアクトルをさらに含み、
   前記リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する検出手段をさらに備え、
   前記選択手段は、前記スイッチング動作の１周期における前記リアクトル電流の平均値が小さくなるに従って、前記所定の電圧範囲を次第に狭くする、請求項２に記載の電圧変換装置。
6. 出力電圧が電圧指令値になるように、電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換装置であって、
   直列接続された第１および第２のスイッチング素子を含み、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作により、前記直流電圧の電圧レベルを変えて前記出力電圧を出力する電圧変換器と、
   前記第１および第２のスイッチング素子の前記スイッチング動作を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記電圧指令値を中央値として高圧側に設定された第１の電圧と、低圧側に設定された第２の電圧とを有し、前記出力電圧が前記第１の電圧よりも高いとき、前記第２の電圧を前記電圧指令値として、前記第１のスイッチング素子をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように前記電圧変換器を制御し、前記出力電圧が前記第２の電圧よりも低いとき、前記第１の電圧を前記電圧指令値として、前記第２のスイッチング素子をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように前記電圧変換器を制御する、電圧変換装置。

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