JP2013062730A - パワーモジュール - Google Patents

Abstract

【課題】制御電源電圧が低下した場合においても、半導体デバイスの熱破壊を防止することが可能なパワーモジュールを提供する。
【解決手段】パワーモジュール１００は、半導体デバイス１０のＩＧＢＴ１１を駆動する駆動回路２０と、ＩＧＢＴ１１のコレクタ電流がトリップレベルに達したときにＩＧＢＴ１１の保護動作を行う保護回路３０と、駆動回路２０に供給される制御電源電圧Ｖ_Dを検出する制御電源電圧検出回路４０とを備える。保護回路３０は、制御電源電圧Ｖ_Dが所定値よりも低くなると、センス抵抗を抵抗Ｒ₁から抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の直列回路に切り替えることで、トリップレベルを下げる。
【選択図】図４

Description

本発明は、電力制御用の半導体装置に用いられるパワーモジュールに関し、特に、パワーモジュールが搭載する半導体デバイスの保護回路に関するものである。

電力制御用の半導体装置に用いられるパワーモジュールとして、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子である半導体デバイスを過電流や短絡から保護するための保護機能を備えたものが知られている。そのようなパワーモジュールは、半導体デバイスのセンス端子に流れる電流（センス電流）を電圧（センス電圧）に変換する抵抗（センス抵抗）と、そのセンス電圧に基づいて所定の保護動作を行う保護回路とを備えた構成となるのが一般的である（例えば下記の特許文献１，２）。保護回路は、センス電圧が所定の値に達した場合に、半導体デバイスを流れる電流が許容値を超えたと判断して、例えば半導体デバイスの動作を停止させるなどの保護動作を行う。

従来の保護機能を備えるパワーモジュールでは、主電流に対するセンス電流の分流比やセンス抵抗の抵抗値などのばらつきにより、保護回路が保護動作を開始する電流値、いわゆる「短絡保護（Short-circuit protection）トリップレベル」（ＳＣトリップレベル）にばらつきが生じ、適切な保護動作が困難になるという問題があった。また、パワーモジュールの使用環境の変化に応じて、半導体デバイスの電流値の上限を変更させる要求が生じることもある。特許文献１，２においては、それらの対策として、保護回路のＳＣトリップレベルを調整可能にしたパワーモジュールが提案されている。

特開２００５−３４８４２９号公報 特開平５−２７５９９９号公報

従来のパワーモジュールにおいては、半導体デバイスを制御するための電源電圧（制御電源電圧）が何らかの原因により低下すると、半導体デバイスの駆動信号の電圧レベルが下がり、当該半導体デバイスが活性領域で動作しやすくなる（以下、半導体デバイスが活性領域で動作することを「活性動作」と称する）。半導体デバイスが活性動作すると、オン電圧の上昇に起因する熱破壊が生じやすくなる。例えば半導体デバイスがＩＧＢＴの場合、ＩＧＢＴが活性動作すると、コレクタ電流が流れるときのオン電圧（コレクタ・エミッタ間電圧）が大きくなるため、ＩＧＢＴにおける熱損失が大きくなり、熱破壊を起き起こす原因となる。

先に述べたように、従来のパワーモジュールにおいては、主電流に対するセンス電流の分流比や、センス抵抗の抵抗値のばらつきに起因して、ＳＣトリップレベルにもばらつきが生じていた。特に、ＳＣトリップレベルが高い方向にずれたパワーモジュールにおいて制御電源電圧が低下した場合には、半導体デバイスを流れる電流がＳＣトリップレベルに達する前すなわち保護機能が働く前に、半導体デバイスが活性動作し、熱破壊の問題が生じる。

本発明は以上のような課題を解決するためになされたものであり、制御電源電圧が低下した場合においても、半導体デバイスの熱破壊を防止することが可能なパワーモジュールを提供することを目的とする。

本発明の第１の局面に係るパワーモジュールは、半導体デバイスと、前記半導体デバイスを駆動する駆動回路と、前記半導体デバイスの主電極間に流れる主電流を検出し、当該主電流がトリップレベルに達したときに前記半導体デバイスの保護動作を行う保護回路と、前記半導体デバイスが活性動作することを検出する活性動作検出手段と、前記半導体デバイスが活性動作することが検出されると、前記トリップレベルを下げるトリップレベル切替回路とを備えるものである。

本発明の第２の局面に係るパワーモジュールは、半導体デバイスと、前記半導体デバイスを駆動する駆動回路と、前記半導体デバイスの主電極間に流れる主電流を検出し、当該主電流がトリップレベルに達したときに前記半導体デバイスの保護動作を行う保護回路と、外部電源からの外部電源電圧を受ける外部電源入力端子と、内部電源電圧を生成する内部電源と、前記外部電源電圧および前記内部電源電圧を、選択的に、制御電源電圧として前記駆動回路に供給する電源選択手段とを備えるものである。

本発明の第１の局面によれば、制御電源電圧が低下して半導体デバイスが活性動作するときトリップレベルが下がるため、半導体デバイスの活性動作に起因する熱破壊を、保護回路が行う保護動作によって防止することができる。

本発明の第２の局面によれば、外部電源および内部電源から供給される制御電源電圧の一方が低下しても、他方を駆動回路に供給できるため、半導体デバイスが活性動作することが防止される。よって、半導体デバイスの活性動作に起因する熱破壊を防止することができる。

ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEとコレクタ電流Ｉ_Cとの関係を示すグラフである。 通常動作時における、ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Cおよびコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEおよび損失を示す図である。 活性動作時における、ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Cおよびコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEおよび損失を示す図である。 実施の形態１に係るパワーモジュールの構成図である。 実施の形態１に係るパワーモジュールの保護回路および制御電源電圧検出回路の構成図である。 実施の形態２に係るパワーモジュールの構成図である。 実施の形態２に係るパワーモジュールの保護回路およびコレクタ・エミッタ間電圧検出回路の構成図である。 実施の形態３に係るパワーモジュールの構成図である。 実施の形態３に係るパワーモジュールの保護回路およびコレクタ・エミッタ間電圧検出回路の構成図である。 実施の形態４に係るパワーモジュールの構成図である。 実施の形態４に係るパワーモジュールの電源切替回路の構成図である。 実施の形態５に係るパワーモジュールの構成図である。

＜実施の形態１＞
まず、半導体デバイスが活性動作したときに生じる熱破壊の問題を、ＩＧＢＴを例にして説明する。

図１は、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEとコレクタ電流Ｉ_Cとの関係を示すグラフである。ＩＧＢＴは、コレクタ電流Ｉ_Cがコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEに依存する飽和領域と、コレクタ電流Ｉ_Cがゲート・エミッタ間電圧Ｖ_GEに依存する活性領域（コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEに対してコレクタ電流Ｉ_Cが一定の領域）とを有している。

図１から、ゲート・エミッタ間電圧Ｖ_GEが低いほど、ＩＧＢＴが活性領域で動作する範囲が広がることが分かる。パワーモジュールにおいて、制御電源電圧の低下により半導体デバイス（ＩＧＢＴ）の駆動信号の電圧レベルが下がると半導体デバイスが活性動作しやすいのはこのためである。

ＩＧＢＴが通常動作する場合（駆動信号の電圧レベルが充分に高く、飽和領域で動作する場合）における、ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Cおよびコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEの波形と、ＩＧＢＴで生じる損失の変化を図２に示す。図２のように、ＩＧＢＴの通常動作時には、ＩＧＢＴがオンしてコレクタ電流Ｉ_Cが流れるとき、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CE（オン電圧）は充分小さくなる。ＩＧＢＴの損失は、スイッチング損失Ｌ１と飽和電圧損失Ｌ２（定常損失）との和となるが、オン電圧が小さいため飽和電圧損失Ｌ２が小さく抑えられる。

一方、図３に、ＩＧＢＴが活性動作する場合における、コレクタ電流Ｉ_Cおよびコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEの波形と、そのときＩＧＢＴで生じる損失の変化を示す。ＩＧＢＴの活性動作時には、ＩＧＢＴがオンしてコレクタ電流Ｉ_Cが流れてもコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CE（オン電圧）が高く維持されるため、飽和電圧損失Ｌ２が大きくなる。この飽和電圧損失Ｌ２の増大が、ＩＧＢＴの熱破壊を引き起こす原因となる。

図４は、実施の形態１に係るパワーモジュール１００の構成図である。当該パワーモジュール１００は、半導体デバイス１０、駆動回路２０、保護回路３０、制御電源電圧検出回路（Ｖ_D検出回路）４０および抵抗Ｒ₁，Ｒ₂を備えている。

半導体デバイス１０は、コレクタおよびエミッタ（主電極）がそれぞれＰ端子とＮ端子に接続したＩＧＢＴ１１と、当該ＩＧＢＴ１１に逆並列接続したダイオード（逆並列ダイオード）１２とを備えている。ＩＧＢＴ１１は、コレクタ電流（主電極間に流れる主電流）に比例したセンス電流が出力されるセンス端子を有しており、センス端子とＮ端子（ＩＧＢＴ１１のエミッタ）との間には、コレクタ電流検出用のセンス抵抗として用いられる抵抗Ｒ₁，Ｒ₂が直列に接続されている。

駆動回路２０は、外部から入力される制御信号である入力信号Ｖ_CINに基づいて、ＩＧＢＴ１１のゲートに入力する駆動信号を生成する。駆動回路２０には、半導体デバイス１０の外部電源入力端子に接続された外部電源１０１から、制御電源電圧Ｖ_Dが供給されており、ＩＧＢＴ１１の駆動信号の電圧レベルは制御電源電圧Ｖ_Dにより規定される。なお、ここでは外部電源１０１を用いた例を示したが、パワーモジュール１００が、制御電源電圧Ｖ_Dを生成する電源（内部電源）を内蔵していてもよい。

保護回路３０は、センス抵抗（抵抗Ｒ₁，Ｒ₂）に生じるセンス電圧に基づいてＩＧＢＴ１１のコレクタ電流を検出し、コレクタ電流がＳＣトリップレベルに達した場合に、駆動回路２０に対し、ＩＧＢＴ１１の保護動作を行わせる保護信号Ｓ_Pを出力する。駆動回路２０は、保護回路３０からの保護信号Ｓ_Pを受けると、ＩＧＢＴ１１の動作を停止させるなど、所定の保護動作を行う。

制御電源電圧検出回路（Ｖ_D検出回路）４０は、制御電源電圧Ｖ_Dのレベルを検出し、そのレベルが所定の電圧レベルよりも低下した場合に、それを通知する信号を保護回路３０に出力する。

図５は、実施の形態１のパワーモジュール１００が備える保護回路３０および制御電源電圧検出回路４０の構成図である。保護回路３０は、過電流検出回路３１、切替制御回路３２および切替器３３により構成され、制御電源電圧検出回路４０は、コンパレータ４１により構成されている。

過電流検出回路３１は、センス抵抗（抵抗Ｒ₁，Ｒ₂）に生じるセンス電圧を受け、当該センス電圧が所定値に達した場合に、ＩＧＢＴ１１のコレクタ電流がＳＣトリップレベルに達した（つまりＩＧＢＴ１１に過電流が流れた）と判断して保護信号Ｓ_Pを生成するものである。過電流検出回路３１は、従来のパワーモジュールが備える過電流検出回路と同じものでよい。

但し、過電流検出回路３１に入力されるセンス電圧は、切替器３３によって切り替えられる。上記したように、パワーモジュール１００はセンス抵抗として、抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の直列回路を有している。切替器３３は、過電流検出回路３１を、抵抗Ｒ₁の両端に接続させるか、抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の直列回路の両端に接続させるかを切り替える。つまり切替器３３は、過電流検出回路３１に入力するセンス電圧を、抵抗Ｒ₁に生じる電圧にするか、抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の直列回路の全体に生じる電圧にするかを切り替える。切替器３３の動作は、切替制御回路３２によって、制御電源電圧検出回路４０のコンパレータ４１の出力に基づき制御される。

コンパレータ４１は、制御電源電圧Ｖ_Dと所定の基準電圧Ｖ_REF1とを比較する。基準電圧Ｖ_REF1は、制御電源電圧Ｖ_Dの正常な値よりも低く設定される。コンパレータ４１の出力は、制御電源電圧Ｖ_Dが基準電圧Ｖ_REF1よりも高い正常な状態はＨ（High）レベルであるが、制御電源電圧Ｖ_Dが基準電圧Ｖ_REF1よりも低下するとＬ（Low）レベルになる。切替制御回路３２は、切替器３３を制御し、コンパレータ４１の出力がＨレベルのときは過電流検出回路３１を抵抗Ｒ₁の両端に接続させ、コンパレータ４１の出力がＬレベルのときは過電流検出回路３１を抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の直列回路の両端に接続させる。

従って、本実施の形態に係るパワーモジュール１００においては、制御電源電圧Ｖ_Dが正常な値をとっている間は、抵抗Ｒ₁に生じる電圧が、センス電圧として過電流検出回路３１に入力されるが、制御電源電圧Ｖ_Dが低下したときには、抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の直列回路の全体に生じる電圧が、センス電圧として過電流検出回路３１に入力される。そのため、コレクタ電流が一定であっても、制御電源電圧Ｖ_Dが低下すると過電流検出回路３１に入力されるセンス電圧が大きくなる。

よって、制御電源電圧Ｖ_Dが低下している間は、制御電源電圧Ｖ_Dが正常な場合に比べて、コレクタ電流が小さくても過電流検出回路３１が保護信号Ｓ_Pを出力するようになる。つまり、本実施の形態に係るパワーモジュール１００においては、制御電源電圧Ｖ_Dが低下したとき、ＳＣトリップレベルが下がることになる。

このように、制御電源電圧検出回路４０は、制御電源電圧Ｖ_Dが低下したことを検出することによって、ＩＧＢＴ１１の活性動作を検出する活性動作検出手段として機能する。そして切替制御回路３２および切替器３３は、制御電源電圧Ｖ_Dが所定値よりも低い場合にＳＣトリップレベルを下げるトリップレベル切替回路として機能する。

先に述べたように、制御電源電圧Ｖ_Dが低下すると、駆動回路２０が出力する駆動信号の電圧レベルが下がり、ＩＧＢＴ１１が活性動作してそのオン電圧が高くなるため、コレクタ電流が通常のＳＣトリップレベルに達する前に、ＩＧＢＴ１１の熱破壊が生じる恐れがある。本実施の形態のパワーモジュール１００では、制御電源電圧Ｖ_Dが低下したときにＳＣトリップレベルが下げられるので、比較的小さいコレクタ電流が流れても、保護回路３０から保護信号Ｓ_Pが出力されることになる。その結果、ＩＧＢＴ１１の熱破壊を防止することができる。

＜実施の形態２＞
図６は、実施の形態２に係るパワーモジュール１００の構成図である。当該パワーモジュール１００は、半導体デバイス１０、駆動回路２０、保護回路３０、コレクタ・エミッタ間電圧検出回路（Ｖ_CE検出回路）５０および抵抗Ｒ₁，Ｒ₂を備えている。

半導体デバイス１０、駆動回路２０および抵抗Ｒ₁，Ｒ₂は、図４に示したものと同様であるので説明は省略する。また本実施の形態においても、駆動回路２０には外部電源１０１から制御電源電圧Ｖ_Dが供給されているが、パワーモジュール１００が、制御電源電圧Ｖ_Dを生成する電源（内部電源）を内蔵していてもよい。

保護回路３０も図４に示したものとほぼ同様の構成であるが、コレクタ・エミッタ間電圧検出回路５０の出力によってその動作が制御される点で異なっている。

コレクタ・エミッタ間電圧検出回路（Ｖ_CE検出回路）５０は、ＩＧＢＴ１１のコレクタ・エミッタ間電圧（主電極間にかかる主電圧）を検出し、それが所定の値よりも大きいかどうかを示す信号を、保護回路３０に出力する。

図７は、実施の形態２のパワーモジュール１００が備える保護回路３０およびコレクタ・エミッタ間電圧検出回路５０の構成図である。保護回路３０は、過電流検出回路３１、切替制御回路３２および切替器３３により構成され、コレクタ・エミッタ間電圧検出回路５０は、コンパレータ５１により構成されている。

保護回路３０の構成は実施の形態１（図５）と同様であるが、実施の形態２では、切替器３３を制御する切替制御回路３２の動作が、コレクタ・エミッタ間電圧検出回路５０のコンパレータ５１の出力に基づき制御される。

コンパレータ５１は、ＩＧＢＴ１１のコレクタ・エミッタ間電圧（又はそれを所定比で分圧した電圧）と所定の基準電圧Ｖ_REF2とを比較する。基準電圧Ｖ_REF2は、ＩＧＢＴ１１の通常動作時のオン電圧（又はそれを分圧した電圧）よりも高く設定される。ＩＧＢＴ１１が通常動作でオンした場合、コレクタ・エミッタ間電圧は低くなるため、コンパレータ５１の出力はＬレベルとなる。しかしＩＧＢＴ１１が活性動作でオンした場合は、コレクタ電流が流れてもコレクタ・エミッタ間電圧が下がらないので（図３参照）、コンパレータ５１の出力はＨレベルに維持される。

切替制御回路３２は、切替器３３を制御し、コンパレータ５１の出力がＬレベルのときは過電流検出回路３１を抵抗Ｒ₁の両端に接続させ、コンパレータ５１の出力がＨレベルのときは過電流検出回路３１を抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の直列回路の両端に接続させる。

従って、本実施の形態に係るパワーモジュール１００においては、ＩＧＢＴ１１が通常動作でオンしたときには、抵抗Ｒ₁に生じる電圧がセンス電圧として過電流検出回路３１に入力されるが、ＩＧＢＴ１１が活性動作でオンしたときおよびＩＧＢＴ１１がオフ状態のときには、抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の直列回路の全体に生じる電圧がセンス電圧として過電流検出回路３１に入力される。よって、コレクタ電流が一定であっても、ＩＧＢＴ１１が活性動作でオンした場合には、通常動作でオンした場合よりも、過電流検出回路３１に入力されるセンス電圧が大きくなる。

従って、ＩＧＢＴ１１が活性動作でオンした場合は、通常動作でオンした場合に比べて、コレクタ電流が小さくても過電流検出回路３１が保護信号Ｓ_Pを出力するようになる。つまり、本実施の形態に係るパワーモジュール１００においては、ＩＧＢＴ１１が活性動作でオンしたとき、ＳＣトリップレベルが下がることになる。

このように、コレクタ・エミッタ間電圧検出回路５０は、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CE（主電圧）が所定値よりも高いことを検出することによって、ＩＧＢＴ１１の活性動作を検出する活性動作検出手段として機能する。そして切替制御回路３２および切替器３３は、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEが所定値よりも高い場合にＳＣトリップレベルを下げるトリップレベル切替回路として機能する。

本実施の形態のパワーモジュール１００では、制御電源電圧Ｖ_Dが低下してＩＧＢＴ１１が活性動作すると、ＳＣトリップレベルが下がるので、比較的小さいコレクタ電流が流れても、保護回路３０から保護信号Ｓ_Pが出力されることになる。その結果、ＩＧＢＴ１１が熱破壊を起こす前に、駆動回路２０が所定の保護動作を行うことができ、ＩＧＢＴ１１の熱破壊を防止することができる。

また、実施の形態１では制御電源電圧Ｖ_Dの低下からＩＧＢＴ１１の活性動作を予測していたが、本実施の形態ではＩＧＢＴ１１が実際に活性動作したことを検出して、ＳＣトリップレベルを下げるため、ＩＧＢＴ１１の動作が不要に停止されることを防止できるという利点もある。

＜実施の形態３＞
図８は、実施の形態３に係るパワーモジュール１００の構成図であり、図９は、そのパワーモジュール１００が備える保護回路３０およびコレクタ・エミッタ間電圧検出回路５０の構成図である。

実施の形態３に係るパワーモジュール１００の構成は、入力信号Ｖ_CINが駆動回路２０だけでなく保護回路３０の切替制御回路３２にも入力される点を除き、実施の形態２（図６、図７）と同様である。ここで、駆動回路２０は、入力信号Ｖ_CINがＨレベルのときＩＧＢＴ１１をオンにし、入力信号Ｖ_CINがＬレベルのときＩＧＢＴ１１をオフにするように動作するもの仮定する。

実施の形態２と同様に、コンパレータ５１は、ＩＧＢＴ１１のコレクタ・エミッタ間電圧（又はそれを所定比で分圧した電圧）と所定の基準電圧Ｖ_REF2とを比較する。ＩＧＢＴ１１が通常動作でオンした場合、コレクタ・エミッタ間電圧は低くなるため、コンパレータ５１の出力はＬレベルとなる。しかしＩＧＢＴ１１が活性動作でオンした場合は、コレクタ電流が流れてもコレクタ・エミッタ間電圧が下がらないので（図３参照）、コンパレータ５１の出力はＨレベルに維持される。

切替制御回路３２は、入力信号Ｖ_CINおよびコンパレータ５１に基づいて、入力信号Ｖ_CINがＨレベルになってＩＧＢＴ１１がオンする期間（オン期間）になってもコレクタ・エミッタ間電圧が下がらない状態を検出し、その状態が検出された場合に、ＩＧＢＴ１１が活性動作したものと判断してＳＣトリップレベルを下げる。具体的には、切替制御回路３２は、切替器３３を制御して、入力信号Ｖ_CINとコンパレータ５１の出力の両方がＨレベルになった場合に、過電流検出回路３１を抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の直列回路の両端に接続させ、それ以外の場合は過電流検出回路３１を抵抗Ｒ₁の両端に接続させる。

実施の形態２では、ＩＧＢＴ１１が通常動作でオンしてコレクタ・エミッタ間電圧が低下したときにのみＳＣトリップレベルが高くなり、それ以外の場合（ＩＧＢＴ１１が活性動作でオンしたときと、ＩＧＢＴ１１がオフ状態のとき）にはＳＣトリップレベルが低くなる。

それに対し、実施の形態３では、ＩＧＢＴ１１が活性動作でオンしたときのみにＳＣトリップレベルが低くなり、それ以外の場合（ＩＧＢＴ１１が通常動作でオンしたときと、ＩＧＢＴ１１がオフ状態のとき）には、ＳＣトリップレベルが高く維持される。よって本実施の形態では、不要にＳＣトリップレベルが低く設定されることがないため、実施の形態２よりもさらにＩＧＢＴ１１の活性動作を精度よく検知でき、ＩＧＢＴ１１の動作が不要に停止されることを防止できる。

＜実施の形態４＞
図１０は、実施の形態４に係るパワーモジュール１００の構成図である。当該パワーモジュール１００は、半導体デバイス１０、駆動回路２０、保護回路３０、電源切替回路６０、センス抵抗である抵抗Ｒ、および内部電源１０２を備えている。半導体デバイス１０および駆動回路２０は、図４に示したものと同様であるので説明は省略する。

実施の形態４の保護回路３０は、従来のパワーモジュールが備える過電流検出回路と同じものでよい（例えば、実施の形態１〜３で示した過電流検出回路３１と同じでよい）。当該保護回路３０は、抵抗Ｒに生じるセンス電圧が所定値に達した場合に、ＩＧＢＴ１１のコレクタ電流がＳＣトリップレベルに達したと判断し、駆動回路２０に保護信号Ｓ_Pを生成する。

また、実施の形態４のパワーモジュール１００は、当該パワーモジュール１００の外部電源入力端子に接続された外部電源１０１から制御電源電圧Ｖ_D1が供給されると共に、内部に制御電源電圧Ｖ_D2を生成する内部電源１０２を有している。以下、外部電源１０１から供給される制御電源電圧Ｖ_D1を「外部電源電圧」と称し、内部電源１０２が生成する制御電源電圧Ｖ_D2を「内部電源電圧」と称する。外部電源電圧Ｖ_D1および内部電源電圧Ｖ_D2は、電源切替回路６０に入力される。

電源切替回路６０は、外部電源電圧Ｖ_D1と内部電源電圧Ｖ_D2のうちの片方を選択し、それを制御電源電圧Ｖ_Dとして駆動回路２０に供給する。具体的には、通常は外部電源電圧Ｖ_D1を駆動回路２０に供給するが、外部電源電圧Ｖ_D1が低下したときには、それを内部電源電圧Ｖ_D2に切り替えて駆動回路２０に供給する。

図１１は、実施の形態４のパワーモジュール１００が備える電源切替回路６０の構成図である。電源切替回路６０は、コンパレータ６１、切替制御回路６２および切替器６３により構成されている。

切替器６３は、駆動回路２０に制御電源電圧Ｖ_Dとして、外部電源電圧Ｖ_D1を供給するか、内部電源電圧Ｖ_D2を供給するかを切り替える。切替器６３の動作は、切替制御回路６２によって、コンパレータ６１の出力に基づき制御される。

コンパレータ６１は、外部電源電圧Ｖ_D1と所定の基準電圧Ｖ_REF3とを比較する。基準電圧Ｖ_REF3は、外部電源電圧Ｖ_D1の正常な値よりも低く設定される。コンパレータ６１の出力は、外部電源電圧Ｖ_D1が基準電圧Ｖ_REF3よりも高い正常な状態ではＨレベルであるが、外部電源電圧Ｖ_D1が基準電圧Ｖ_REF3よりも低下するとＬレベルとなる。切替制御回路６２は、切替器６３を制御し、コンパレータ６１の出力がＨレベルのときは外部電源電圧Ｖ_D1を駆動回路２０に供給し、コンパレータ６１の出力がＬレベルのときは内部電源電圧Ｖ_D2を駆動回路２０に供給する。

従って、本実施の形態に係るパワーモジュール１００においては、通常は外部電源電圧Ｖ_D1が制御電源電圧Ｖ_Dとして用いられるが、外部電源電圧Ｖ_D1が低下した場合には、その代わりに内部電源電圧Ｖ_D2が制御電源電圧Ｖ_Dとして用いられることになる。よって、駆動回路２０に供給される制御電源電圧Ｖ_Dが低下してＩＧＢＴ１１が活性動作すること自体を防止でき、ＩＧＢＴ１１の熱破壊を防止することができる。

＜実施の形態５＞
図１２は、実施の形態５に係るパワーモジュール１００の構成図である。当該パワーモジュール１００は、半導体デバイス１０、駆動回路２０、保護回路３０、センス抵抗である抵抗Ｒ、一方向性素子であるダイオード７１，７２および内部電源１０２を備えている。

実施の形態５に係るパワーモジュール１００の構成は、電源切替回路６０がダイオード７１，７２に置き換えられていることを除いて、実施の形態４の構成（図１０、図１１）と同様である。

駆動回路２０に制御電源電圧Ｖ_Dを入力するための電源入力端子には、外部電源１０１がダイオード７１を介して接続されると共に、内部電源１０２がダイオード７２を介して接続される。ダイオード７１，７２は、カソード側が駆動回路２０の電源入力端子に接続される。

従って、駆動回路２０には、外部電源電圧Ｖ_D1および内部電源電圧Ｖ_D2のいずれか高い方が、制御電源電圧Ｖ_Dとして供給されることになる。つまり本実施の形態では、外部電源電圧Ｖ_D1が低下したときには内部電源電圧Ｖ_D2が制御電源電圧Ｖ_Dとして用いられ、内部電源電圧Ｖ_D2が低下したときには外部電源電圧Ｖ_D1が制御電源電圧Ｖ_Dとして用いられる。

よって、実施の形態４と同様に、駆動回路２０に供給される制御電源電圧Ｖ_Dが低下してＩＧＢＴ１１が活性動作すること自体を防止でき、ＩＧＢＴ１１の熱破壊を防止することができる。また実施の形態４（図１０、図１１）と比較して、パワーモジュール１００の構成が簡単であるため、パワーモジュール１００の低コスト化を図ることができる。

＜変更例＞
以上の各実施の形態では、ＩＧＢＴ１１とそれに接続した逆並列ダイオード１２とから成る半導体デバイス１０を示したが、半導体デバイス１０の構成はこれに限られない。例えば、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ１１に代えてＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタを用いてもよい。また半導体デバイス１０として、逆並列ダイオードを内蔵するＲＣ−ＩＧＢＴ（Reverse Conducting Insulated Gate Bipolar Transistor ）を用いてもよい。

半導体デバイス１０のスイッチング素子（ＲＣ−ＩＧＢＴを含む）およびダイオードは、シリコン（Ｓｉ）により形成されたものでもよいが、炭化シリコン（ＳｉＣ）をはじめとするワイドバンドギャップ半導体により形成されたものでもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、ＳｉＣの他、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料、ダイヤモンドなどがある。

ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成した半導体デバイス１０は高耐圧であり、電流密度の許容値を大きくできるため、半導体デバイス１０の小型化を図ることができる。よって、パワーモジュール１００の小型化に寄与できる。その場合、スイッチング素子およびダイオードの両方をワイドバンドギャップ半導体素子としてもよいし、その片方のみをワイドバンドギャップ半導体素子としてもよい。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１０ 半導体デバイス、１１ ＩＧＢＴ、１２ 逆並列ダイオード、２０ 駆動回路、３０ 保護回路、３１ 過電流検出回路、３２，６２ 切替制御回路、３３，６３ 切替器、４０ 制御電源電圧検出回路、４１，５１，６１ コンパレータ、５０ コレクタ・エミッタ間電圧検出回路、６０ 電源切替回路、７１，７２ ダイオード、Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ 抵抗、１００ パワーモジュール、１０１ 外部電源、１０２ 内部電源。

Claims (11)

1. 半導体デバイスと、
   前記半導体デバイスを駆動する駆動回路と、
   前記半導体デバイスの主電極間に流れる主電流を検出し、当該主電流がトリップレベルに達したときに前記半導体デバイスの保護動作を行う保護回路と、
   前記半導体デバイスが活性動作することを検出する活性動作検出手段と、
   前記半導体デバイスが活性動作することが検出されると、前記トリップレベルを下げるトリップレベル切替回路とを備える
   ことを特徴とするパワーモジュール。
2. 前記活性動作検出手段は、前記駆動回路に供給される制御電源電圧が所定値よりも低下したことを検出する制御電源電圧検出回路であり、
   前記トリップレベル切替回路は、前記制御電源電圧が所定値よりも低い場合に、前記トリップレベルを下げる
   請求項１記載のパワーモジュール。
3. 前記活性動作検出手段は、前記半導体デバイスの前記主電極間にかかる主電圧が所定値よりも高いことを検出する主電圧検出回路であり、
   前記トリップレベル切替回路は、前記主電圧が所定値よりも高い場合に、前記トリップレベルを下げる
   請求項１記載のパワーモジュール。
4. トリップレベル切替回路は、前記駆動回路の制御信号に基づいて前記半導体デバイスのオン期間を検出し、前記半導体デバイスのオン期間であり且つ前記主電圧が所定値よりも高い場合に、前記トリップレベルを下げる
   請求項３記載のパワーモジュール。
5. 半導体デバイスと、
   前記半導体デバイスを駆動する駆動回路と、
   前記半導体デバイスの主電極間に流れる主電流を検出し、当該主電流がトリップレベルに達したときに前記半導体デバイスの保護動作を行う保護回路と、
   外部電源からの外部電源電圧を受ける外部電源入力端子と、
   内部電源電圧を生成する内部電源と、
   前記外部電源電圧および前記内部電源電圧を、選択的に、制御電源電圧として前記駆動回路に供給する電源選択手段とを備える
   ことを特徴とするパワーモジュール。
6. 前記電源選択手段は、前記外部電源電圧および前記内部電源電圧を切り替えて、制御電源電圧として前記駆動回路に供給する電源切替回路であり、
   前記電源切替回路は、前記外部電源電圧が所定値よりも低下した場合に、前記内部電源電圧を前記駆動回路に供給する
   請求項５記載のパワーモジュール。
7. 前記電源選択手段においては、前記外部電源電圧および前記内部電源電圧のうち高い方が、制御電源電圧として前記駆動回路に供給される
   請求項５記載のパワーモジュール。
8. 前記電源選択手段は、
   前記外部電源電圧を前記駆動回路に供給する第１の一方向性素子と、
   前記内部電源電圧を前記駆動回路に供給する第２の一方向性素子とを含む
   請求項７記載のパワーモジュール。
9. 前記半導体デバイスは、ＩＧＢＴ、ＲＣ−ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタのいずれかを含む
   請求項１から請求項８のいずれか一項記載のパワーモジュール。
10. 前記半導体デバイスは、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を含む
    請求項１から請求項８のいずれか一項記載のパワーモジュール。
11. 前記半導体デバイスは、スイッチング素子とそれに逆並列に接続したダイオードを含んでおり、
    前記スイッチング素子およびダイオードの少なくとも片方がワイドバンドギャップ半導体により形成されている
    請求項１から請求項８のいずれか一項記載のパワーモジュール。

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