JP2012204985A

JP2012204985A - 負荷駆動装置

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Publication number: JP2012204985A
Application number: JP2011066221A
Authority: JP
Inventors: Tomohisa Oze; 朋久尾勢; Yoshiyuki Hamanaka; 義行濱中; Yasutaka Senda; 康隆千田; Ryotaro Miura; 亮太郎三浦
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-03-24
Filing date: 2011-03-24
Publication date: 2012-10-22
Anticipated expiration: 2031-03-24
Also published as: JP5392287B2

Abstract

【課題】短絡保護のためのクランプ電圧の設定に基づいて、損失を抑制することが可能な負荷駆動装置を提供する。
【解決手段】ＩＧＢＴ１の温度、出力電流、ミラー電流もしくはゲート閾値電圧Ｖｔｈを検出し、これらのいずれかに基づいてミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じたクランプ電圧を演算する。これにより、クランプ電圧をその状況下でのミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒに対応する値に低く抑えることが可能となり、クランプ電圧をミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮して設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にＩＧＢＴ１を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、負荷への電力供給を制御するスイッチングデバイス（半導体スイッチング素子）を有し、このスイッチングデバイスを駆動することで負荷への電力供給を制御する負荷駆動装置に関するものである。

従来より、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチングデバイスを用いて負荷の駆動を行う負荷駆動装置がある。この種の負荷駆動装置では、ＩＧＢＴをオンする際に、ＩＧＢＴを通じる負荷への電源供給ラインがどこかで短絡していると、過電流が流れてしまい、素子自身の急激な温度上昇によってＩＧＢＴが破壊されてしまう。このため、短絡検出が重要となる。

一方、上記のような負荷駆動装置では、ＩＧＢＴのコストダウンのために、ＩＧＢＴのサイズ縮小が図られており、そのために構造的にＩＧＢＴ素子の短絡耐量が下がる傾向にある。短絡耐量とは、短絡事故などでＩＧＢＴに過電流が流れ続けると素子自身に急激な温度上昇が起こって破壊に繋がるが、この過電流の流れ始めから破壊に至るまでの時間（またはエネルギー）のことを言い、短絡耐量の低下は破壊に至るまでに時間が短いことを意味している。この低い短絡耐量のために、短絡を検知した後保護する構成では短絡を検知してから保護するまでに時間が掛かってしまい、十分な保護が図れない可能性がある。

これを解決するために、ＩＧＢＴをオンする際に、ＩＧＢＴのゲート電圧をクランプ電圧にクランプし、短絡時に大電流が流れることによるＩＧＢＴの破壊を防止している。このときのクランプ電圧は、ＩＧＢＴのミラー効果によるゲート電圧（以下、ミラー電圧という）よりも大きい必要があり、ミラー電圧のバラツキ（変動）の最大値を考慮した設計としなければならない。図１１は、ＩＧＢＴの動作を示したタイミングチャートである。図１１（ａ）に示されるように、ミラー電圧はＩＧＢＴの環境変化等によって大きく変動し、その最大値よりも大きな電圧にクランプ電圧が設定される。そして、短絡検出回路による短絡判定によって正常であればクランプを解除してフルオン状態となる。一方、図１１（ｂ）に示されるように、短絡検出回路による短絡判定によって短絡していると判定されるとクランプを保持し、一定期間後にソフト遮断することで短絡によって大電流が流れないようにされる。

ＩＧＢＴのゲート電圧を切り替えて駆動する方法としては、例えば特許文献１に示すような二段階電圧駆動方式、つまりゲート電圧を切替える方式や、特許文献２に示すような定電流駆動回路と電圧駆動回路の切り替えを行う定電流切り替え方式がある。

特開２００９−７１９５６号公報特開２００９−１１０４９号公報

しかしながら、上記したように、クランプ電圧をミラー電圧のバラツキの最大値を考慮した設計としているため、クランプ電圧を大きな電圧に設定しなければならず、短絡時に電流を流してしまうため短絡耐量的に不利であるという問題がある。

本発明は上記点に鑑みて、短絡保護のためのクランプ電圧の設定に基づいて、十分な短絡耐量と損失を抑制することが可能な負荷駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、スイッチングデバイス（１）のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）を備えた負荷駆動装置において、スイッチングデバイス（１）の温度を検出する温度検出回路（４）と、クランプ電圧として、温度検出回路（４）で検出された温度に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路（３）におけるクランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴としている。

このように、スイッチングデバイス（１）の温度を検出し、この温度に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）に対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス（１）を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。

例えば、請求項２に記載したように、温度検出回路（４）は、スイッチングデバイス（１）に内蔵された感温ダイオード（１ａ）の出力を温度情報としてスイッチングデバイス（１）の温度を検出することができる。また、請求項３に記載したように、スイッチングデバイス（１）の冷却を行う冷却器（６）が備えられている場合には、温度検出回路（４）は、冷却器（６）の冷媒温度を検出する温度センサ（６ａ）の検出信号を温度情報としてスイッチングデバイス（１）の温度を検出することもできる。

請求項４に記載の発明では、スイッチングデバイス（１）のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）を備えた負荷駆動装置において、負荷に流されるスイッチングデバイス（１）の出力電流を検出する電流検出回路（７）と、クランプ電圧として、電流検出回路（７）で検出されたスイッチングデバイス（１）の出力電流に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路（３）におけるクランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴としている。

このように、スイッチングデバイス（１）の出力電流を検出し、この出力電流に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその出力電流でのミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）に対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス（１）を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。

例えば、請求項５に記載したように、電流検出回路（７）は、スイッチングデバイス（１）のセンス端子を通じて流れるセンス電流を電流情報としてスイッチングデバイス（１）の出力電流を検出することができる。また、請求項６に記載したように、出力電流に応じた出力を発生させる電流検出部（９）を備えれば、電流検出回路（７）は、電流検出部（９）の出力を電流情報としてスイッチングデバイス（１）の出力電流を検出することも可能である。

請求項７に記載の発明では、スイッチングデバイス（１）のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）を備えた負荷駆動装置において、負荷に流されるスイッチングデバイス（１）のゲート電圧を検出することでミラー電圧を検出するミラー電圧検出回路（１０）と、クランプ電圧として、ミラー電圧検出回路（１０）で検出されたミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路（３）におけるクランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴としている。

このように、スイッチングデバイス（１）のミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）自体を検出し、このミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をそのミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）に対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス（１）を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。

請求項８に記載の発明では、スイッチングデバイス（１）のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）を備えた負荷駆動装置において、スイッチングデバイス（１）のゲートとコレクタ間を短絡させるスイッチ（１２）と、スイッチングデバイス（１）を定電流駆動するための定電流を生成する定電流源（１１）と、スイッチ（１２）によってスイッチングデバイス（１）のゲートとコレクタ間を短絡させつつ、定電流減（１１）が生成する定電流にてスイッチングデバイス（１）を定電流駆動し、その際のスイッチングデバイス（１）のゲートと第２電極との間の電圧を検出する電圧検出回路（１３）と、クランプ電圧として、電圧検出回路（１３）で検出されたゲートと第２電極との間の電圧に基づいて該ゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）の変動と電流増幅度（ｇｍ）の変動の少なくとも一方を学習し、この学習結果に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路（３）におけるクランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴としている。

このように、ゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）の変動と電流増幅度（ｇｍ）の変動の少なくとも一方を初期学習しておき、その学習結果に基づいてクランプ電圧を設定することもできる。このようにしても、請求項１と同様の効果を得ることができる。

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。

本発明の第１実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。（ａ）、（ｂ）は、それぞれ、二段階電圧駆動方式の場合と定電流方式の場合の回路構成例を示したゲートドライブ回路の回路図である。クランプ回路の一例を示した回路図である。本発明の第２実施形態で説明するクランプ回路の回路図である。本発明の第３実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。本発明の第４実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。本発明の第５実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。本発明の第６実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。負荷駆動装置の動作を示したタイミングチャートである。本発明の第７実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。ＩＧＢＴの動作を示したタイミングチャートである。

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図を参照して説明する。図１は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図を参照して、本実施形態の負荷駆動装置について説明する。

図１に示す負荷駆動装置は、スイッチングデバイスとしてのＩＧＢＴ１、ゲートドライブ回路２、クランプ回路３、温度検出回路４および演算装置５を有した構成とされており、図示しない負荷が接続されたＩＧＢＴ１をオンすることにより負荷への電力供給を制御する。

ＩＧＢＴ１は、ゲートドライブ回路２によって駆動され、ＩＧＢＴ１のコレクタは電源側に接続されると共に、エミッタは所定の電位とされる基準点とされ、ＩＧＢＴ１のコレクタ側もしくはエミッタ側のいずれかに負荷が接続される。負荷は、電力供給のオンオフによって駆動される装置であればどのようなものであってもよく、例えば、ＩＧＢＴ１を複数個備えることでインバータを構成すれば、三相モータなどを負荷とすることもできる。その場合、三相それぞれの上アームもしくは下アームとして図１に示す負荷駆動装置を適用することができる。図１に示す負荷駆動装置が上アームとして適用されるものであれば、ＩＧＢＴ１のコレクタが電源に接続され、エミッタが三相モータに接続される。また、図１に示す負荷駆動装置が下アームとして適用されるものであれば、ＩＧＢＴ１のコレクタが三相モータに接続され、エミッタがＧＮＤに接続される。

また、ＩＧＢＴ１が形成されたチップには、温度検出手段となる感温ダイオード（Ｄｉ）１ａが内蔵されており、感温ダイオード１ａによりＩＧＢＴ１の温度に対応する出力が発生させられるようにすることで、ＩＧＢＴ１の温度が検出できるようにされている。例えば、感温ダイオード１ａは、複数個のダイオードが直列接続されることにより構成され、感温ダイオード１ａと図示しない温度検出用抵抗との間の電位をＩＧＢＴ１の温度に対応する出力電位として発生させる。このような構成により、ダイオードのＶｆの温度特性に基づいて出力電位が変化することから、この出力電位を温度情報としてＩＧＢＴ１の温度を検出することが可能となっている。

ゲートドライブ回路２は、ＩＧＢＴ１をオンすることにより負荷への電力供給を制御する。具体的には、ゲートドライブ回路２は、図示しないマイコンなどの制御手段からＩＧＢＴ１を駆動するための制御信号であるＩＮ信号を受け取り、このＩＮ信号に基づいてＩＧＢＴ１を制御することで負荷への電流供給を制御する。ゲートドライブ回路２は、二段階電圧駆動方式、つまりゲート電圧をクランプ電圧とそれよりも大きなフルオン状態にできる電圧に切替える方式と、定電流駆動回路によりゲートに供給される定電流自体を一定に保つ定電流方式のいずれであっても構わない。図２（ａ）、（ｂ）は、それぞれ、二段階電圧駆動方式の場合と定電流方式の場合の回路構成例を示したゲートドライブ回路２の回路図である。

図２（ａ）に示すように、ゲートドライブ回路２が二段階電圧駆動方式とされる場合、スイッチ２１ａと抵抗２２ａが直列接続されたオン側回路と、スイッチ２１ｂと抵抗２２ｂとが直列接続されたオフ側回路とが備えられる。そして、マイコンからのＩＮ信号に基づいてスイッチ２１ａ、２１ｂのオンオフが制御されることにより、ＩＧＢＴ１をオンさせる際には、オン側回路を介してゲート電圧ＶＧをＩＧＢＴ１のゲートに印加する。また、ＩＧＢＴ１をオフさせる際には、オフ側回路を介してＩＧＢＴ１のゲートをＧＮＤに接続する。

また、図２（ｂ）に示すように、ゲートドライブ回路２が定電流方式とされる場合、定電流源２３と抵抗２４を有するオン側回路と、スイッチ２５と抵抗２６とが直列接続されたオフ側回路とが備えられる。そして、ＩＧＢＴ１をオンさせる際には、オン側回路において、マイコンからのＩＮ信号に基づいて定電流源２３にて定電流が生成され、これがＩＧＢＴ１のゲートに供給される。また、ＩＧＢＴ１をオフさせる際には、オフ側回路を介してＩＧＢＴ１のゲートをＧＮＤに接続する。

このように、ゲートドライブ回路２を二段階電圧駆動方式と定電流方式のいずれで構成しても構わない。なお、定電流方式とする場合において、図２（ｂ）では、オフ側回路をスイッチ２５および抵抗２６にて構成する場合を例に挙げたが、オフ側回路をオン側回路と同様に、定電流源と抵抗との組み合わせによって構成しても良い。

クランプ回路３は、ＩＧＢＴ１をオフからオンに切り替える際に、一時的にＩＧＢＴ１のゲート電圧をクランプ電圧にクランプするものである。本実施形態では、クランプ回路３は、ミラー電圧のバラツキに対応してクランプ電圧を変化させられる構成とされている。このクランプ回路３でクランプする際のクランプ電圧は、後述する演算装置５の制御電圧コントロールに基づいて制御される。

図３は、クランプ回路３の一例を示した回路図である。この図に示されるクランプ回路３は電流シンク能力のみを有したもので、オペアンプ３１と基準電圧回路３２およびＭＯＳＦＥＴ３３により構成されている。この図に示すように、オペアンプ３１の反転入力端子がＩＧＢＴ１のゲートとＭＯＳＦＥＴのドレインとの間に接続されると共に、オペアンプ３１の非反転入力端子が基準電圧回路３２に接続され、オペアンプ３１の出力端子がＭＯＳＦＥＴ３３のゲートに接続されている。

このような構成では、基準電圧回路３２が生成する基準電圧Ｖｒｅｆが演算装置５の制御電圧コントロールによって調整されると、そのＩＧＢＴ１のゲート電圧がその基準電圧Ｖｒｅｆに近づけられるようにオペアンプ３１の出力端子の出力が調整され、ＭＯＳＦＥＴ３３が流す電流が制御される。具体的には、ゲート電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さいときにはＭＯＳＦＥＴ３３はオフ状態で、ゲート電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに達するとオペアンプ３１の出力に基づいてＭＯＳＦＥＴ３３が動作し始め、基準電圧Ｖｒｅｆに応じたゲート電圧となるようにオペアンプ３１の出力が調整される。したがって、基準電圧Ｖｒｅｆをクランプ電圧としてＩＧＢＴ１のゲート電圧をクランプ電圧にクランプすることができる。

温度検出回路４は、感温ダイオード１ａからの温度情報、例えば上述したような感温ダイオード１ａと温度検出抵抗の間の出力電位に基づいてＩＧＢＴ１の温度を検出し、その検出結果を演算装置５に伝える。

演算装置５は、クランプ回路３のクランプ電圧を調整するための制御電圧を演算し、制御電圧コントロールを行うことにより、温度検出回路４での検出結果に対応してクランプ電圧を調整する。すなわち、ミラー電圧は、ＩＧＢＴ１の温度に依存して変化することから、ＩＧＢＴ１の温度が分かれば、ミラー電圧のバラツキを推定することができ、このミラー電圧のバラツキに対応してクランプ電圧を調整する。具体的には、ミラー電圧は、次式に基づいて演算される。

（数１）Ｖｍｉｒｒｏｒ＝Ｖｔｈ＋√（Ｉｃ／ｇｍ）
なお、上記数式１において、Ｖｍｉｒｒｏｒはミラー電圧、ＶｔｈはＩＧＢＴ１のゲート閾値電圧、ｇｍは電流増幅度、ＩｃはＩＧＢＴ１の出力電流を示している。

数式１のうちゲート閾値電圧Ｖｔｈや電流増幅度ｇｍは、温度に依存して変動することから、ミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒも、温度に伴うゲート閾値電圧Ｖｔｈや電流増幅度ｇｍの変動に伴って変動する。したがって、検出されたＩＧＢＴ１の温度に基づいて、ミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを推定することができ、このミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じたクランプ電圧を演算し、そのクランプ電圧となるように制御電圧コントロールを行えば、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒに対応する値に低く抑えることが可能となる。

以上のような構成により、本実施形態にかかる短絡保護機能を有する負荷駆動装置が構成されている。

このような負荷駆動装置では、ＩＧＢＴ１を駆動する際にその都度クランプ電圧の演算を行う。すなわち、温度検出回路４が温度情報に基づいてＩＧＢＴ１の温度を検出すると、演算装置５が検出された温度に基づいてミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じたクランプ電圧を演算する。そして、演算装置５が演算したクランプ電圧となるように制御電圧コントロールを行うことで、クランプ回路３によるクランプ電圧をミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じた低い電圧に抑えることができる。

このように、ＩＧＢＴ１の温度を検出し、この温度に基づいてミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒに対応する値に低く抑えることが可能となり、クランプ電圧をミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮して設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にＩＧＢＴ１を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。

また、図１では図示していないが、実際には、ＩＧＢＴ１にはセンス端子が備えられており、センス端子を通じてＩＧＢＴ１のメインセルに流れる電流を所定の比で減少させたセンス電流に基づいて、演算装置５では、電流が流れない状態となっている断線検出や過電流が流れている過電流検出も行っている。また、温度検出回路４の温度情報に基づいて、演算装置５では、ＩＧＢＴ１の温度が高温となっている過熱状態の検出も行っている。そして、断線や過電流もしくは過熱状態が検出されなければ、演算装置５が所定のタイミングでクランプ解除信号を出力し、クランプ回路３によるＩＧＢＴ１のゲートのクランプを解除する。これにより、ＩＧＢＴ１のゲート電圧がフルオン状態となる大きさまで増加させられ、ＩＧＢＴ１が十分な非飽和状態で動作することで、負荷への電流供給が行われる。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態に対してクランプ回路３の構成を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。

図４は、本実施形態にかかるクランプ回路３の回路図である。この図に示されるクランプ回路３も電流シンク能力のみを有しており、順方向に接続したダイオード３４と逆方向に接続したツェナーダイオード３５、および、これらそれぞれに対して並列接続されたスイッチ３６、３７とを有した構成とされている。

このような構成では、演算装置５の制御電圧コントロールによるスイッチ３６、３７のオンオフにより、ダイオード３４の順方向電圧Ｖｆとツェナーダイオード３５のツェナー降伏電圧との組み合わせによって規定されるクランプ電圧とすることができる。例えば、スイッチ３６をオフ、スイッチ３７をオンとすれば、ダイオード３４の順方向電圧Ｖｆによって規定されるクランプ電圧にできる。スイッチ３６をオン、スイッチ３７をオフとすれば、ツェナーダイオード３５のツェナー降伏電圧によって規定されるクランプ電圧にできる。さらに、スイッチ３６、３７を共にオフとすれば、ダイオード３４の順方向電圧Ｖｆとツェナーダイオード３５のツェナー降伏電圧の和によって規定されるクランプ電圧にできる。すなわち、スイッチ３６、３７の選択に応じてダイオード３４の順方向電圧Ｖｆやツェナーダイオード３５のツェナー電圧に達するとダイオード３４、ツェナーダイオード３５が動作し、ゲート電圧をクランプすることができる。また、クランプしない時にはスイッチ３６、３７を共にオフすればよい。

なお、図中では、ダイオード３４やツェナーダイオード３５を１つずつしか記載していないが、多段に接続された構造にしておき、複数段のダイオード３４のＶｆの和や複数段のツェナーダイオード３５のツェナー降伏電圧の和によってクランプ電圧が規定されるようにしても良い。

このように、ダイオード３４やツェナーダイオード３５およびスイッチ３６、３７によってクランプ回路３を構成するようにしても良い。このような構成のクランプ回路３を用いても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態に対して温度検出の手法を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。

図５は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。図５に示すように、ＩＧＢＴ１のような発熱するスイッチングデバイスでは、冷却器６を備えることでＩＧＢＴ１の放熱を行い、ＩＧＢＴ１が過熱状態になることを抑制する構造が採用される。この冷却器６に備えられる温度センサ６ａの検出信号を温度情報として用いて、温度検出回路４によるＩＧＢＴ１の温度検出を行うようにしても良い。このように、ＩＧＢＴ１の温度を冷却器６に備えられる温度センサ６ａにて間接的に検出するようにしても良い。なお、冷却器６としては、水冷による冷却を行うものであれば温度センサ６ａによって水温を検出すれば良く、空冷による冷却を行うものであれば温度センサ６ａによって気温を検出すれば良い。つまり、冷却に用いられる冷媒の温度を温度センサ６ａで検出すれば良い。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態について説明する。本実施形態では、第１実施形態のような温度検出に変えて、ＩＧＢＴ１の出力電流を検出することでミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを演算するものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。

図６は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。ＩＧＢＴ１には負荷への電流供給を行うための出力電流を流すメインセルと、メインセルに流れる出力電流を所定の比で減少させたセンス電流を流すセンスセルとが備えられており、図６に示すように、センス端子から流されるセンス電流に基づいて電流検出を行う電流検出回路７を備えてある。具体的には、電流検出回路７はセンス端子とセンス端子に接続されたセンス抵抗８との間の電位を電流情報として入力することで、ＩＧＢＴ１のメインセルに流れる出力電流を検出している。

上記の数式１で示したように、ミラー電圧ＶｍｉｒｒｏｒはＩＧＢＴ１の温度だけでなく、ＩＧＢＴ１の出力電流Ｉｃに依存している。このため、ＩＧＢＴ１の出力電流を検出することで、その出力電流でのミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じたクランプ電圧を設定でき、クランプ電圧を低い電圧に抑えることが可能となる。したがって、ＩＧＢＴ１の出力電流を検出することによっても、第１実施形態に示す効果を得ることができる。

（第５実施形態）
本発明の第５実施形態について説明する。本実施形態でも、第４実施形態のようにＩＧＢＴ１の出力電流を検出することでミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを演算する。

図７は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図に示すように、ＩＧＢＴ１の出力電流と対応する出力を電流情報として発生させる電流検出部９を備えるようにし、この電流検出部９の出力が温度情報として電流検出回路７に入力されるようにすることで、電流検出回路７にてＩＧＢＴ１のメインセルに流れる出力電流を検出している。電流検出部９としては、例えば、ＩＧＢＴ１のエミッタもしくはコレクタに繋がる電流供給ラインに流れる出力電流が発生する磁界を電気信号に変換して出力するホール素子などを適用することができる。

このように、ＩＧＢＴ１の出力電流を直接電流検出部９にて検出することもできる。このようにしても、上記した第４実施形態と同様、第１実施形態に示す効果を得ることができる。

（第６実施形態）
本発明の第６実施形態について説明する。本実施形態では、第１実施形態のような温度検出や第４実施形態のようなＩＧＢＴ１の出力電流の検出に変えて、ミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒそのものを検出することでミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを演算するものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。

図８は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。また、図９は、本実施形態の負荷駆動装置の動作を示したタイミングチャートである。

図８に示すように、ＩＧＢＴ１のゲート電圧を検出するミラー電圧検出部１０を備え、ゲート電圧がミラー電圧となっているときを直接検出している。例えば、ミラー電圧検出部１０にて常時ＩＧＢＴ１のゲート電圧を検出しておき、ミラー電圧検出部１０からゲート電圧に対応する値を演算装置５に伝え、演算装置５にてその値をホールドする。そして、演算装置５にて、図９の期間Ｔ１に示されるミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒになると、その値をホールドしておいて、そのミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒに応じたクランプ電圧を演算し、制御電圧コントロールによってクランプ電圧を調整する。

このように、ミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒを直接検出することもできる。このようにしても、第１実施形態に示す効果を得ることができる。

なお、ここではミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒを検出する場合を例に挙げたが、次のようにしてミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒを検出しても良い。

通常、スイッチング損失を低く抑えるために、ミラー電圧となる区間であるミラー区間は短い時間とされる。このため、ＩＮ信号が入って一定時間が経過してミラー区間になると想定されるタイミングで、ゲート電圧を検出し、そのときのゲート電圧をミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒとして検出することができる。また、ＩＧＢＴ１のゲート容量に応じてゲート電圧の増加の仕方が決まっていることから、ゲート電圧が閾値を超えてから一定時間が経過したときにミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒになると想定して、そのタイミングでゲート電圧を検出し、そのときのゲート電圧をミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒとして検出するようにしても良い。

（第７実施形態）
本発明の第７実施形態について説明する。上記第１〜第６実施形態では、ＩＧＢＴ１の環境変化等に伴うミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを検出したが、本実施形態では、ＩＧＢＴ１のゲート閾値電圧Ｖｔｈを起動時に初期学習することで、ＩＧＢＴ１の製造バラツキに起因したゲート閾値電圧Ｖｔｈのバラツキによるミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを学習する。

図１０は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図に示すように、ＩＧＢＴ１のゲートおよびコレクタに対して定電流を供給する定電流源１１と、コレクタへの定電流の供給のオンオフを行うスイッチ１２と、ゲート閾値電圧Ｖｔｈを検出するための電圧検出回路１３が備えられている。このような構成において、初期学習を行う際には、初期学習信号によってスイッチ１２をオンさせてゲート−コレクタ間を短絡させると共に、初期学習信号によって定電流源１１で定電流を生成させる。これにより、ＩＧＢＴ１を定電流駆動し、電圧検出回路１３にてゲート−エミッタ間電圧もしくはコレクタ−エミッタ間電圧を検出することで、ＩＧＢＴ１のゲート閾値電圧Ｖｔｈを検出することができる。

また、初期学習信号を演算装置５に入力することで演算装置５に初期学習時であることを認識させ、そのときに電圧検出回路１３で検出されたゲート閾値電圧Ｖｔｈから、ゲート閾値電圧Ｖｔｈのバラツキを求め、それを学習（記憶）する。このゲート閾値電圧Ｖｔｈのバラツキより、上記数式１に基づいてミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒを演算すると共に、演算したミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒに応じたクランプ電圧を演算する。このとき、ゲート閾値電圧Ｖｔｈのバラツキに相当する値として、ミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキやクランプ電圧もしくは制御コントロールの制御量（図３に示す基準電圧回路３２の基準電圧Ｖｒｅｆや図４に示すスイッチ３６、３７のオンオフ状態）を学習しても良い。そして、負荷への電流供給を行うためにＩＧＢＴ１を駆動する際に、学習結果に基づいてクランプ電圧を設定する。

このように、ゲート閾値電圧Ｖｔｈを初期学習しておき、その学習結果に基づいてクランプ電圧を設定することもできる。これにより、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。また、ゲート閾値電圧Ｖｔｈだけではなく、初期学習時に定電流値を変化させ、そのときのゲート・エミッタ間の電圧を測定し、電流増幅度ｇｍを演算しても同様の効果を得ることができる。

なお、初期学習としては、ＩＧＢＴ１の駆動前に行うことを想定しているが、このような場合だけでなく、半導体装置のモジュール化の際、つまり半導体装置の製造段階において、一度ゲート閾値電圧Ｖｔｈを学習しておき、それを演算装置５に備えたメモリ等に記憶しておくようにしても良い。

（他の実施形態）
上記各実施形態では、スイッチングデバイスとしてＩＧＢＴ１を例に挙げているが、ＩＧＢＴ１以外のもパワーＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子であっても良い。その場合、上記第７実施形態のような学習を行う際には、ゲート−ソース間電圧を求めるようにすればよい。すなわち、スイッチングデバイスは、負荷への電流供給ラインの電源側に第１電極（コレクタ電極、ドレイン電極）が接続されると共に基準点側に第２電極（エミッタ電極、ソース電極）が接続され、ゲート電圧を制御することで電流供給ラインのオンオフを制御するが、これらのうちのゲートと第２電極との間の電圧を検出することで、上記の学習を行うことができる。

また、ゲートドライブ回路２やクランプ回路３の回路例を示したが、同様の動作を行う回路であれば、他の回路構成であっても構わない。また、上記第７実施形態では、ＩＧＢＴ１のコレクタ側に定電流源１１を配置するようにしたが、エミッタ側に定電流源１１を配置するようにしても良い。

１ＩＧＢＴ
１ａ感温ダイオード
２ゲートドライブ回路
３クランプ回路
４温度検出回路
５演算装置
６冷却器
６ａ温度センサ
７電流検出回路
８センス抵抗
９電流検出部
１０ミラー電圧検出部
１１定電流源
１２スイッチ
１３電圧検出回路
２１ａ、２１ｂスイッチ
２２ａ、２２ｂ抵抗
２３定電流源
２４、２６抵抗
２５スイッチ
３１オペアンプ
３２基準電圧回路
３３ＭＯＳＦＥＴ
３４ダイオード
３５ツェナーダイオード
３６、３７スイッチ

Claims

負荷に対する電流供給のオンオフを制御するスイッチングデバイス（１）と、
前記スイッチングデバイス（１）のゲート電圧を該スイッチングデバイス（１）が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス（１）をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路（２）と、
前記スイッチングデバイス（１）のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）と、
前記スイッチングデバイス（１）の温度を検出する温度検出回路（４）と、
前記クランプ電圧として、前記温度検出回路（４）で検出された温度に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路（３）における前記クランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。
前記温度検出回路（４）は、前記スイッチングデバイス（１）に内蔵された感温ダイオード（１ａ）の出力を温度情報として前記スイッチングデバイス（１）の温度を検出することを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
前記スイッチングデバイス（１）の冷却を行う冷却器（６）を有し、
前記温度検出回路（４）は、前記冷却器（６）の冷媒温度を検出する温度センサ（６ａ）の検出信号を温度情報として前記スイッチングデバイス（１）の温度を検出することを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
負荷に対する電流供給のオンオフを制御するスイッチングデバイス（１）と、
前記スイッチングデバイス（１）のゲート電圧を該スイッチングデバイス（１）が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス（１）をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路（２）と、
前記スイッチングデバイス（１）のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）と、
前記負荷に流される前記スイッチングデバイス（１）の出力電流を検出する電流検出回路（７）と、
前記クランプ電圧として、前記電流検出回路（７）で検出された前記スイッチングデバイス（１）の前記出力電流に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路（３）における前記クランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。
前記電流検出回路（７）は、前記スイッチングデバイス（１）のセンス端子を通じて流れるセンス電流を電流情報として前記スイッチングデバイス（１）の前記出力電流を検出することを特徴とする請求項４に記載の負荷駆動装置。
前記出力電流に応じた出力を発生させる電流検出部（９）を有し、
前記電流検出回路（７）は、前記電流検出部（９）の出力を電流情報として前記スイッチングデバイス（１）の前記出力電流を検出することを特徴とする請求項４に記載の負荷駆動装置。
負荷に対する電流供給のオンオフを制御するスイッチングデバイス（１）と、
前記スイッチングデバイス（１）のゲート電圧を該スイッチングデバイス（１）が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス（１）をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路（２）と、
前記スイッチングデバイス（１）のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）と、
前記負荷に流される前記スイッチングデバイス（１）のゲート電圧を検出することで前記ミラー電圧を検出するミラー電圧検出回路（１０）と、
前記クランプ電圧として、前記ミラー電圧検出回路（１０）で検出された前記ミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路（３）における前記クランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。
負荷に対する電流供給ラインの電源側に接続される第１電極および基準点側に接続される第２電極を有し、ゲート電圧が制御されることで前記電流供給ラインのオンオフを制御するスイッチングデバイス（１）と、
前記スイッチングデバイス（１）のゲート電圧を該スイッチングデバイス（１）が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス（１）をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路（２）と、
前記スイッチングデバイス（１）のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）と、
前記スイッチングデバイス（１）のゲートとコレクタ間を短絡させるスイッチ（１２）と、
前記スイッチングデバイス（１）を定電流駆動するための定電流を生成する定電流源（１１）と、
前記スイッチ（１２）によって前記スイッチングデバイス（１）のゲートとコレクタ間を短絡させつつ、前記定電流減（１１）が生成する前記定電流にて前記スイッチングデバイス（１）を定電流駆動し、その際の前記スイッチングデバイス（１）のゲートと第２電極との間の電圧を検出する電圧検出回路（１３）と、
前記クランプ電圧として、前記電圧検出回路（１３）で検出された前記ゲートと前記第２電極との間の電圧に基づいてゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）の変動と電流増幅度（ｇｍ）の変動の少なくとも一方を学習し、この学習結果に基づいて前記ミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路（３）における前記クランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。