JP2009278704A - 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】還流ダイオードが小電流で逆回復する時のサ−ジ電圧や振動電圧を抑制するために、対向アームのＩＧＢＴのゲートオン抵抗を大きくする方法があるが、定常時の損失が大きくなる課題がある。
【解決手段】ターンオフ時におけるゲート閾値電圧を検出し、この電圧値が所定値に対して高いか低いかを判定し、次のターンオン時のゲートオン抵抗、オン用ゲート電源電圧などのゲート駆動条件を切替える。従って、還流ダイオードの順方向電流が小さい時だけ、ゲート条件を切替えるので、定常時の損失は大きくならない。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に適用される電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置に関し、特に電流を検出せずに小電流時の還流ダイオードの逆回復サージを抑制する技術に関する。

図５に電圧駆動型半導体素子としてＩＧＢＴを使用した周知の電圧形インバータの回路構成図を示す。図５において、１５は三相交流電源、１６は整流回路、１７は平滑用コンデンサ、１８〜２３はダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴモジュール、２４はモータ負荷である。
図６は、図５に示した電圧形インバータの１相分の等価回路図である。図６において、２９は平滑用コンデンサ、３０は回路の配線インダクタンス、３１はＬ負荷、３、２７はＩＧＢＴ、４、２８は還流ダイオード（以下、ＦＷＤ）、２６は上アームのＩＧＢＴモジュール、２は下アームのＩＧＢＴモジュール、２５は上アームのＩＧＢＴモジュールに接続するゲート駆動装置１（ＧＤＵ１）、１は下アームのＩＧＢＴモジュールに接続するゲート駆動装置２（ＧＤＵ２）である。
図７にゲート駆動装置２の主要部の回路図を示す。図７において、５、６はＩＧＢＴをターンオンおよびターンオフさせるためのスイッチ素子、７はゲートオン抵抗、８はゲートオフ抵抗、９はオン信号およびオフ信号を出力するインターフェイス回路である。尚、この種のゲート駆動装置としては、特許文献１に開示されているとおりである。
図６において、ＩＧＢＴ３がオン状態のときには、平滑用コンデンサ２９→回路配線インダクタンス３０→Ｌ負荷３１→ＩＧＢＴ３→平滑用コンデンサ２９の経路で電流が流れる（オンモード）。ＩＧＢＴ３がターンオフすると、ＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが上昇する。ＶＣＥが直流電圧Ｅｄの達すると、ＦＷＤ２８がオンすることによって、負荷電流ＩＬはＦＷＤ２８に転流して、Ｌ負荷３１→ＦＷＤ２８→Ｌ負荷３１の経路で電流が流れる(還流モード)。

この状態から、ＩＧＢＴ３がターンオンすると、ＦＷＤ２８が逆回復して、平滑用コンデンサ２９→回路配線インダクタンス３０→ＦＷＤ２８→ＩＧＢＴ３→平滑用コンデンサ２９の経路で電流が流れ、ＦＷＤ２８の逆回復動作が終了すると、再びＩＧＢＴ３がオン状態（オンモード）となる。ここで、ＦＷＤ２８の逆回復時にサージ電圧が発生する。
図８および図９に、図６のＩＧＢＴ３がスイッチングしたときのＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥおよびコレクタ電流Ｉｃの動作波形、ＦＷＤ２８のアノード−カソード間電圧ＶＡＫおよびダイオード電流ＩＦの動作波形を示す。ここで、図８は電流の大きい通常電流時の動作波形、図９は電流の小さい小電流時（一般的に素子定格電流の約１／１０以下）の動作波形である。
ＦＷＤに印加される電圧ＶＡＫは通常電流時（Ｖｐ１）に比べて小電流時（Ｖｐ２）の方がピーク値が高く、振動波形となっている。これは、ダイオードの逆回復特性が小電流時は高速化することに起因している。高いサージ電圧Ｖｐ２と高周波の振動現象は、最悪の場合発生ノイズの増大と共に、素子破壊に至る可能性がある。このピーク値の大きな振動波形を抑制する方式として、特許文献２に示すように、対向アームのＩＧＢＴのゲートオン抵抗値を大きくする方法がある。
特開２００２−１６５４３５号公報 特開平１０−３２９７６号公報

上述のように、ＦＷＤの小電流逆回復時のサージ電圧と振動現象による素子破壊を防ぐために、図７に示す従来のゲート駆動装置において、ＩＧＢＴ３のゲートオン抵抗７の抵抗値を大きくすることで、サージ電圧と振動現象を抑制することができるが、ゲート抵抗値を大きくして、ＩＧＢＴのコレクタ電流の立ち上がりを緩和する方法は、特許文献２に開示されているが、ゲートオン抵抗値を大きくすると、電流の大きい通常電流時のターンオン損失が増加してしまうという問題がある。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、電力変換装置に用いる電圧駆動型半導体素子を駆動するゲート駆動装置において、ターンオフ時のゲート閾値電圧を検出するゲート閾値電圧検出手段と、前記ゲート閾値電圧検出手段で検出したゲート閾値電圧値と予め定められた設定電圧値とを比較するゲート閾値電圧比較手段と、前記ゲート閾値電圧比較手段での比較結果に応じてターンオン用のゲート駆動条件を切替える切替手段を備える。
第２の発明においては、第１の発明におけるゲート駆動条件は、ターンオン用ゲート抵抗値であることを特徴とする。
第３の発明においては、第１の発明において、切替手段はゲート閾値電圧検出手段で検出したゲート閾値電圧が予め定められた設定電圧値より高い時は、ターンオン用のゲート抵抗値が通常抵抗値より低抵抗値になるように動作することを特徴とする。
第４の発明においては、第１の発明において、切替手段はゲート閾値電圧検出手段で検出したゲート閾値電圧が予め定められた設定電圧値より低い時は、ターンオン用のゲート抵抗値が通常抵抗値より高抵抗値になるように動作することを特徴とする。
第５の発明においては、第１の発明におけるゲート駆動条件は、ターンオン用ゲート駆動電源電圧であることを特徴とする。

第６の発明においては、第１の発明における切替手段は、ゲート閾値電圧検出手段で検出したゲート閾値電圧が予め定められた設定電圧値より高い時は、ターンオン用のゲート駆動電源電圧値が通常電源電圧値より高い電圧値になるように動作することを特徴とする。
第７の発明においては、第１の発明における切替手段は、ゲート閾値電圧検出手段で検出したゲート閾値電圧が予め定められた設定電圧値より低い時は、ターンオン用のゲート駆動電源電圧値が通常電源電圧値より低い電圧値になるように動作することを特徴とする。

本発明では、自アーム素子のターンオフ時におけるゲート閾値電圧を検出し、この電圧値が所定値に対して高いか低いかを判定し、次のターンオン時のゲート駆動条件を切替えている。その結果、電流が大きい時のターンオン損失を増加させずに、ＦＷＤの小電流逆回復時のサージ電圧と振動現象を抑制でき、発生ノイズの低減、素子破壊の防止が可能となる。

本発明の要点は、自アーム素子のターンオフ時におけるゲート閾値電圧を検出し、この電圧値が所定値に対して高いか低いかを判定し、次のターンオン時のゲート駆動条件を切替えることである。図１０に示すように、ゲート閾値電圧ＶＧＥはコレクタ電流Ｉｃが小さい時は低く、コレクタ電流が大きい時は高くなる。本願はこの特性に着目した発明であり、電流を検出せずに、ターンオフ時のゲート閾値電圧を検出することにより、ゲート駆動条件を切替えるものである。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。図７の従来例と同様な機能を有するものには、同様な符号を付けている。本発明によるゲート駆動装置は、従来のゲート駆動装置（図７）に、ターンオフ動作時のゲート閾値電圧を検出するゲート閾値電圧検出回路１２、検出されたゲート閾値電圧値と予め定められた設定電圧値を比較するゲート閾値電圧比較回路１３、ゲート閾値電圧比較回路１３の結果に応じてゲートオン抵抗値を選定する抵抗値選定回路１４、小電流逆回復時に高抵抗１１でＩＧＢＴ３をドライブするスイッチ素子１０が接続された構成である。
次に本発明によるゲート駆動装置の動作を、図２及び図３に基づいて説明する。図２は電流の大きい通常電流時の動作波形、図３は電流の小さい小電流時の動作波形である。図１において、インターフェイス回路９からオフ信号が出力されると、スイッチ素子６がオンして、ゲート電圧ＶＧＥが低下し、コレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが上昇を始める。このとき、ＶＣＥが電源電圧Ｅｄまで到達するまでは、コレクタ電流Ｉｃが対抗アームのＦＷＤに転流することができないため、ゲート電圧ＶＧＥはコレクタ電流値Ｉｃに応じたゲート閾値電圧ＶＧＥ（ｔｈ）でクランプされる。このゲート閾値電圧ＶＧＥ（ｔｈ）をゲート閾値電圧検出回路１２が検出すると、ゲート閾値電圧比較回路１３が、検出電圧ＶＧＥ（ｔｈ）と、予め定められた設定電圧ＶＧＥ（０）とを比較する。

ここで、ゲート閾値電圧比較回路１３の比較結果が、ＶＧＥ（ｔｈ）＞ＶＧＥ（０）であれば（図２参照）、抵抗値選定回路１４が、次のターンオン時における対抗アームのＦＷＤが通常電流で逆回復することを推測し、通常のゲートオン抵抗７を選定する。比較結果がＶＧＥ（ｔｈ）＜ＶＧＥ（０）であれば（図３参照）、抵抗値選定回路１４が、次のターンオン時における対抗アームのＦＷＤが小電流で逆回復することを推測し、高抵抗のゲートオン抵抗１１を選定する。
次にインターフェイス回路９からオン信号が出力されると、上記より通常のゲートオン抵抗７が選定されている場合は、スイッチ素子５がオンして、通常のゲートオン抵抗７でＩＧＢＴ３がターンオン動作をする。また、高抵抗のゲートオン抵抗１１が選定されている場合は、スイッチ素子１０がオンして、高抵抗のゲートオン抵抗１１でＩＧＢＴ３がターンオン動作をする。
このことより、対抗アームのＦＷＤが、電流の大きい通常電流で逆回復する時はＩＧＢＴを通常抵抗でターンオン、小電流で逆回復する時は高抵抗でＩＧＢＴをターンオンさせることができ、通常電流動作時のターンオン損失を増加させずに、ＦＷＤが小電流で逆回復する時のサージ電圧と振動現象を抑制することが可能となる。

尚、通常電流で逆回復する時はスイッチ素子５及び１０をオンとし、小電流で逆回復する時はスイッチ素子５又は１０の一方をオンさせるように抵抗値を選定しても同様に実現できることは言うまでもない。
また、定常的な電流が小さいパルス出力の装置などにおいては、定常的な状態では抵抗値が大きくなるようにスイッチ素子を制御し、電流の大きいパルス出力時は抵抗値が小さくなるようにすることにより、同様の効果を発揮できる。このような装置においては、定常状態ではＶＧＥ（ｔｈ）＜ＶＧＥ（０）で、パルス出力時はＶＧＥ（ｔｈ）＞ＶＧＥ（０）となるように、設定電圧ＶＧＥ（０）を定常状態での閾値電圧ＶＧＥ（ｔｈ）より高い値に設定すれば良い。

図４に、本発明の第２の実施例を示す。図７の従来例と同様な機能を有するものには、同様な符号を付けている。図４において、本発明によるゲート駆動装置は、従来のゲート駆動装置（図７）に、ターンオフ動作時のゲート閾値電圧を検出するゲート閾値電圧検出回路１２、検出されたゲート閾値電圧値と予め定められた設定電圧値を比較するゲート閾値電圧比較回路１３、ゲート閾値電圧比較回路１３の結果に応じて電源電圧値を選定する電源電圧値選定回路３２、小電流逆回復時に通常の電源電圧値（１５Ｖ）より低い電圧値（１５Ｖ―α）でＩＧＢＴ３をドライブするスイッチ素子３３が接続された構成である。
次に本発明によるゲート駆動装置の動作を説明する。図４において、上述した図１の実施例と同様に、ゲート閾値電圧比較回路１３で、検出したゲート閾値電圧ＶＧＥ（ｔｈ）と、予め定められた設定電圧ＶＧＥ（０）とを比較する。ゲート閾値電圧比較回路１３の比較結果が、ＶＧＥ（ｔｈ）＞ＶＧＥ（０）であれば、電源電圧値選定回路３２が、次のターンオン時における対抗アームのＦＷＤが電流の大きい通常電流で逆回復することを推測し、通常の電源電圧値（１５Ｖ）を選定する。比較結果がＶＧＥ（ｔｈ）＜ＶＧＥ（０）であれば、電源電圧値選定回路３２が、次のターンオン時における対抗アームのＦＷＤが小電流で逆回復することを推測し、通常の電源電圧値より低い電圧値（１５Ｖ―α）を選定する。ここで、αは素子特性に見合った任意の値を選ぶ。

次にインターフェイス回路９からオン信号が出力されると、上記より通常の電源電圧値が選定されている場合は、スイッチ素子５がオンして、通常の電源電圧値（１５Ｖ）でＩＧＢＴ３がターンオン動作をする。また、通常の電源電圧値より低い電圧値が選定されている場合は、スイッチ素子３３がオンして、通常の電源電圧値より低い電圧値（１５Ｖ―α）でＩＧＢＴ３がターンオン動作をする。
このことより、対抗アームのＦＷＤが、電流の大きい通常電流で逆回復する時はＩＧＢＴを通常の電源電圧でターンオンさせ、小電流で逆回復する時は通常よりも低い電源電圧でＩＧＢＴをターンオンさせることができ、通常電流動作時のターンオン損失を増加させずに、ＦＷＤが小電流で逆回復する時のサージ電圧と振動現象を抑制することが可能となる。
尚、電源電圧を二つの電源電圧の直列回路として構成し、高い電圧を出力する時は直列分の電源電圧を、低い電圧を出力する時は片方の電源電圧を、各々出力するように構成しても、同様の機能を発揮することができる。
また、定常的な電流が小さいパルス出力の装置などにおいては、定常的な状態では電源電圧が低くなるように、電流の大きいパルス出力時は電源電圧が高くなるように、各々スイッチ素子を制御することにより、同様の効果を発揮できる。このような装置においては、電流の小さい定常状態ではＶＧＥ（ｔｈ）＜ＶＧＥ（０）で、電流の大きいパルス出力時はＶＧＥ（ｔｈ）＞ＶＧＥ（０）となるように、設定電圧ＶＧＥ（０）を定常状態での閾値電圧ＶＧＥ（ｔｈ）より高い値に設定すれば良い。

さらに、本発明は各アームにＩＧＢＴが複数個直列接続された電力変換装置に適用した場合においても同様な効果があることは言うまでもない。

本発明は、負荷の電力変動の大きな装置や出力電流波形の変化の大きな装置への適用での効果が特に大きい。可変速インバータ、パルス電源、無効電力補償装置、無停電電源装置（ＵＰＳ）などへの適用が可能である。

本発明の第１の実施例を示す。 図1の動作を説明するための第1の動作波形図である。 図1の動作を説明するための第２の動作波形図である。 本発明の第２の実施例を示す。 電圧形インバータの回路構成図を示す。 図５の一相分の等価回路図である。 従来のゲート駆動回路図を示す。 図７における通常電流時の動作波形図を示す。 図７における小電流時の動作波形図を示す。 ゲート電圧ＶＧＥに対するＶｃｅ−Ｉｃ特性を示す。

符号の説明

１、２５・・・ゲート駆動回路
２、１８〜２３、２６・・・ＩＧＢＴモジュール
３、２７・・・ＩＧＢＴ ４、２８・・・還流ダイオード
５、６、１０、３３・・・半導体スイッチ ７、８、１１・・・抵抗
９・・・インターフェイス回路 １２・・・ゲート閾値電圧検出回路
１３・・・ゲート閾値電圧比較回路 １４・・・抵抗値選定回路
３２・・・電源電圧値選定回路 １５・・・交流電源
１６・・・整流回路 １７、２９・・・平滑コンデンサ
２４・・・モータ負荷 ３０・・・配線インダクタンス
３１・・・Ｌ負荷

Claims (7)

1. 電力変換装置に用いる電圧駆動型半導体素子を駆動するゲート駆動装置において、ターンオフ時のゲート閾値電圧を検出する閾値電圧検出手段と、前記閾値電圧検出手段で検出したゲート閾値電圧値と予め定められた設定電圧値とを比較するゲート閾値電圧比較手段と、前記ゲート閾値電圧比較手段での比較結果に応じてターンオン用のゲート駆動条件を切替える切替手段とを備えることを特徴とする電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置。
2. 前記ゲート駆動条件は、ターンオン用ゲート抵抗値であることを特徴とする請求項１に記載の電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置。
3. 前記切替手段は、前記ゲート閾値電圧検出手段で検出したゲート閾値電圧が予め定められた設定電圧値より高い時は、ターンオン用のゲート抵抗値が通常抵抗値より低抵抗値になるように動作することを特徴とする請求項１または２に記載の電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置。
4. 前記切替手段は、前記ゲート閾値電圧検出手段で検出したゲート閾値電圧が予め定められた設定電圧値より低い時は、ターンオン用のゲート抵抗値が通常抵抗値より高抵抗値になるように動作することを特徴とする請求項１または２に記載の電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置。
5. 前記ゲート駆動条件は、ターンオン用ゲート駆動電源電圧であることを特徴とする請求項１に記載の電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置。
6. 前記切替手段は、前記ゲート閾値電圧検出手段で検出したゲート閾値電圧が予め定められた設定電圧値より高い時は、ターンオン用のゲート駆動電源電圧値が通常電源電圧値より高い電圧値になるように動作することを特徴とする請求項１または５に記載の電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置。
7. 前記切替手段は、前記ゲート閾値電圧検出手段で検出したゲート閾値電圧が予め定められた設定電圧値より低い時は、ターンオン用のゲート駆動電源電圧値が通常電源電圧値より低い電圧値になるように動作することを特徴とする請求項１または５に記載の電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置。
   
   

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