JP2012165634A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を備えて、交流電源(6)から供給された入力交流電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換し、接続されたモータ(7)に供給する電力変換装置において、スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチングを制御する制御部(5)を設ける。スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチングにより生じるリプルを平滑するコンデンサ(3a)を設ける。モータ(7)に流れる電流を制御する電流制御部(53)を設ける。モータ電力歪みに起因する高調波成分を検出し、高調波成分の値に応じて補償値(vd_h,vq_h)を電流制御部(53)の出力に重畳する電圧歪み補正部(54)を設ける。
【選択図】図5
Description
スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を備えて、交流電源(6)から供給された入力交流電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換し、接続されたモータ(7)に供給する電力変換装置であって、
前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチングを制御する制御部(5)と、
前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチングにより生じるリプルを平滑するコンデンサ(3a)と、
前記モータ(7)に流れる電流を制御する電流制御部(53)と、
モータ入力電力歪みに起因する高調波成分を検出し、前記高調波成分の値に応じて補償値(vd_h,vq_h)を前記電流制御部(53)の出力に重畳する電圧歪み補正部(54)と、
を備えていることを特徴とする。
第1の発明の電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記モータ(7)への入力電力から前記高調波成分を抽出することを特徴とする。
第1の発明の電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記コンデンサ(3a)の電圧から前記高調波成分を抽出することを特徴とする。
第1の発明の電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、電力変換装置への入力電流から前記高調波成分を抽出することを特徴とする。
第2から第4の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記交流電源(6)の半周期の整数倍の期間に基づいて、フーリエ変換を行って前記高調波成分を抽出することを特徴とする。
第2から第5の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記補償値(vd_h,vq_h)を変化させた前後の前記高調波成分の増減に応じて、前記補償値(vd_h,vq_h)を調整することを特徴とする。
第2から第6の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記補償値(vd_h,vq_h)は、前記モータ(7)の電圧の基本周波数の6n倍(nは整数)の周波数成分を有していることを特徴とする。
第2から第7の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記モータ(7)の回転数、トルク、及び電力の何れかに応じて前記補償値(vd_h,vq_h)の振幅を調整することを特徴とする。
第2から第7の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記補償値(vd_h,vq_h)の位相及び振幅の少なくとも一方を調整することを特徴とする。
第1から第9の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記入力交流電力を全波整流するコンバータ回路(2)を備え、
前記コンデンサ(3a)は、前記コンバータ回路(2)の出力間に並列接続されて直流リンク部(3)を構成して脈動する直流電圧(vdc)を出力し、
前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)は、インバータ回路(4)を構成し、前記直流リンク部(3)の出力をスイッチングして交流電力に変換して前記モータ(7)に供給し、
前記制御部(5)は、前記モータ(7)の電流(iu,iv,iw)が、前記電源電圧(vin)の脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御することを特徴とする。
図1は、本発明の実施形態に係る電力変換装置(1)の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置(1)は、コンバータ回路(2)、直流リンク部(3)、インバータ回路(4)、及び制御部(5)を備え、単相の交流電源(6)から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ(7)に供給するようになっている。
コンバータ回路(2)は、リアクトル(L)を介して交流電源(6)に接続され、交流電源(6)が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路(2)は、複数(本実施形態では4つ)のダイオード(D1〜D4)がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード(D1〜D4)は、交流電源(6)の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。
直流リンク部(3)は、コンデンサ(3a)を備えている。コンデンサ(3a)は、コンバータ回路(2)の出力に並列接続され、該コンデンサ(3a)の両端に生じた直流電圧(直流リンク電圧(vdc))がインバータ回路(4)の入力ノードに接続されている。コンデンサ(3a)は、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。このコンデンサ(3a)は、インバータ回路(4)のスイッチング素子(後述)がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧(電圧変動)のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ(3a)は、コンバータ回路(2)によって整流された電圧(電源電圧に起因する電圧変動)を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部(3)が出力する直流リンク電圧(vdc)は、その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。
インバータ回路(4)は、入力ノードが直流リンク部(3)のコンデンサ(3a)に並列に接続され、直流リンク部(3)の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ(7)に供給するようになっている。本実施形態のインバータ回路(4)は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路(4)は、三相交流をモータ(7)に出力するので、6個のスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を備えている。詳しくは、インバータ回路(4)は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子(Su,Sv,Sw)と下アームのスイッチング素子(Sx,Sy,Sz)との中点が、それぞれモータ(7)の各相のコイル(図示は省略)に接続されている。また、各スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)には、還流ダイオード(Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz)が逆並列に接続されている。インバータ回路(4)は、これらのスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のオンオフ動作によって、直流リンク部(3)から入力された直流リンク電圧(vdc)をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ(7)へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部(5)が行う。
制御部(5)は、モータ(7)に流れる電流(モータ電流(iu,iv,iw))が、電源電圧(vin)の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路(4)におけるスイッチング(オンオフ動作)を制御する。すなわち、電力変換装置(1)は、いわゆるコンデンサレスインバータの一例である。図2は、制御部(5)の構成例を示すブロック図である。この例では、制御部(5)は、速度制御部(50)、電流指令生成部(51)、高調波成分除去部(52)、dq軸電流制御部(53)(図中では電流制御部と略記)、電圧歪み補正部(54)及びPWM演算部(55)を備えている。
速度制御部(50)は、モータ(7)の機械角の回転角周波数(ωm)と、機械角の指令値(ωm*)との偏差を求めるとともに、該偏差に比例・積分演算(PI演算)を行ってトルク指令値(T*)を電流指令生成部(51)に出力する。
図3は、電流指令生成部(51)の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、この電流指令生成部(51)は、基本波成分演算部(51a)、絶対値演算部(51b)(図3ではabsと略記)、入力電流制御部(51c)、dq電流指令値生成部(51d)、乗算器(51e,51f)、及び加算器(51g)を備え、トルク指令値(T*)、電源電圧(vin)の位相角(θin)の正弦値(sin(θin))、及び入力電流(iin)の絶対値(|iin|)が入力されている。
高調波成分除去部(52)は、入力された信号から、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減する。図2に示すように、高調波成分除去部(52)は2箇所に設けられている。図2等では両者を区別するため、符号に枝番(-1,2)を付してある。図4は、高調波成分除去部(52)の構成例を示すブロック図である。図4では、電流指令生成部(51)に接続された高調波成分除去部(52-1)を例示してある。高調波成分除去部(52-1)には、電流指令値(id*,iq*)が入力されている。なお、高調波成分除去部(52-2)は、入力される信号が電流指令値(id’*,iq’*)と実電流値(id,iq)の偏差である点が高調波成分除去部(52-1)と異なる。
また、高調波成分除去部(52-1)は、q軸電流指令値(iq*)とsin(6θ)の積とq軸電流指令値(iq*)とcos(6θ)の積を加算し、平均化した値の2倍の値を求め、その値とsin(6θ)、cos(6θ)の積を加算し、q軸電流指令値(iq*)の6次成分(iq_6th*)として求める。高調波成分除去部(52-1)は、q軸電流指令値(iq*)から6次成分(iq_6th*)を減算した値を出力する。
dq軸電流制御部(53)は、本発明の電流制御部の一例である。dq軸電流制御部(53)は、モータ電流(iu,iv,iw)の指令値(id’*,iq’*)と実電流値(id,iq)との偏差が小さくなるように、電圧指令値(vd*,vq*)を生成する。dq軸電流制御部(53)は、後述する補償電圧(vd_h,vq_h)の周波数成分未満の帯域を有している。これは,モータ電圧歪みに基づくモータ電流の高調波成分に対して,電流制御の応答を鈍らせるためである。
制御部(5)では、電源側に含まれる、モータ電圧歪みに基づく高調波成分(後述)が低減するように、インバータ回路(4)への電圧指令値(vd*,vq*)に、補償値(後述の補償電圧(vd_h,vq_h))を調整する。電圧歪み補正部(54)は、この補償電圧(vd_h,vq_h)を生成する。
PWM演算部(55)は、d軸電圧指令値(vd’*)、q軸電圧指令値(vq’*)、直流リンク電圧(vdc)、及び、モータ(7)の回転子(図示は省略)の回転角(電気角(θe))が入力されている。PWM演算部(55)は、これらの値に基づいて、各スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のオンオフ動作を制御するゲート信号(G)を生成する。
〈概要〉
本実施形態では、直流リンク部(3)に小容量のコンデンサ(3a)を設けているため、直流リンク電圧(vdc)がより大きく脈動する。直流リンク電圧(vdc)の脈動により、コンバータ回路(2)のダイオード(D1〜D4)の電流導通幅が広くなり、その結果力率が改善する。また制御部(5)は、モータ電流(iu,iv,iw)が、電源電圧(vin)の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路(4)におけるスイッチングを制御する。
本実施形態では、制御部(5)の高調波成分除去部(52)は、dq軸電流制御部(53)へ入力されるモータ電流歪みに基づく高調波成分を低減する。具体的には、高調波成分除去部(52-1)は、交流電源(6)の半周期の整数倍の期間、フーリエ変換を行って電流指令値(id*,iq*)から、モータ(7)の電圧の6次成分を抽出する。そして、高調波成分除去部(52-1)は、電流指令値(id*,iq*)から抽出した6次成分(id_6th*,iq_6th*)を減じて新たな電流指令値(id’*,iq’*)を生成する。これにより、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減した信号がdq軸電流制御部(53)へ入力されることになる。
図7(A)及び図7(B)は、電圧歪み補正部(54)による補正の効果を説明する波形図である。図7(A)は、補償電圧(vd_h,vq_h)を重畳しなかった場合の、モータの入力電力(p)、U相のモータ誘起電圧(vu)、U相の相電流(iu)(モータ電流)を示す波形図である。また、図7(B)は、補償電圧(vd_h,vq_h)を重畳した場合の、入力電力(p)、モータ誘起電圧電圧(vu)、モータ電流(iu)を示す波形図である。図7(A)では,歪みを含んだ電圧に対して,歪みの少ない電流を流しているため,モータ入力電力が歪んでしまい,そのモータ電力に含まれる高調波成分が直流リンク電圧や電源側の電流,電力に流出することになる。一方,図7(B)では,電圧の歪みに対して逆相の歪みを有した電流を流しているため,モータ入力電力には高調波成分が含まれていない。このように、補償電圧(vd_h,vq_h)を適切に重畳することで、モータ電流(iu)にはモータ電圧歪みに対して逆相の高調波成分が含まれるため,モータの入力電力、ひいては電源側の電流、電力、直流リンク電圧の歪みを低減できる。
なお、モータ電圧歪みに基づく高調波成分は、インバータ回路(4)への入力電流や、インバータ回路(4)への入力電力,モータへの入力電力をフーリエ変換したりすることによって抽出するようにしてもよい。
2 コンバータ回路
3 直流リンク部
3a コンデンサ
4 インバータ回路
5 制御部
6 交流電源
7 モータ
54 電圧歪み補正部
Claims (10)
- スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を備えて、交流電源(6)から供給された入力交流電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換し、接続されたモータ(7)に供給する電力変換装置であって、
前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチングを制御する制御部(5)と、
前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチングにより生じるリプルを平滑するコンデンサ(3a)と、
前記モータ(7)に流れる電流を制御する電流制御部(53)と、
モータ入力電力歪みに起因する高調波成分を検出し、前記高調波成分の値に応じて補償値(vd_h,vq_h)を前記電流制御部(53)の出力に重畳する電圧歪み補正部(54)と、
を備えていることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1の電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記モータ(7)への入力電力から前記高調波成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1の電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記コンデンサ(3a)の電圧から前記高調波成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1の電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、電力変換装置への入力電流から前記高調波成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2から請求項4のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記交流電源(6)の半周期の整数倍の期間に基づいて、フーリエ変換を行って前記高調波成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2から請求項5のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記補償値(vd_h,vq_h)を変化させた前後の前記高調波成分の増減に応じて、前記補償値(vd_h,vq_h)を調整することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2から請求項6のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記補償値(vd_h,vq_h)は、前記モータ(7)の電圧の基本周波数の6n倍(nは整数)の周波数成分を有していることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2から請求項7のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記モータ(7)の回転数、トルク、及び電力の何れかに応じて前記補償値(vd_h,vq_h)の振幅を調整することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2から請求項7のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記電圧歪み補正部(54)は、前記補償値(vd_h,vq_h)の位相及び振幅の少なくとも一方を調整することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1から請求項9のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記入力交流電力を全波整流するコンバータ回路(2)を備え、
前記コンデンサ(3a)は、前記コンバータ回路(2)の出力間に並列接続されて直流リンク部(3)を構成して脈動する直流電圧(vdc)を出力し、
前記スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)は、インバータ回路(4)を構成し、前記直流リンク部(3)の出力をスイッチングして交流電力に変換して前記モータ(7)に供給し、
前記制御部(5)は、前記モータ(7)の電流(iu,iv,iw)が、前記電源電圧(vin)の脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御することを特徴とする電力変換装置。
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