JP2011217567A - モータ - Google Patents
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Abstract
【課題】制御回路を含む複数のモータを全体で低コスト化する。また、小型化、軽量化も実現する。
【解決手段】片方向電流すなわち直流電流で駆動可能な複数個のモータを、モータを選択する電力供給手段STと、直列に接続した各相巻線Wmへそれぞれに直流電流を供給する多相の相電流通電手段TRmとで駆動する。前記相電流通電手段TRmを複数のモータで共通化して使用することにより、全体での低コスト化、小型化、軽量化を実現する。また、モータを選択的に制御するだけでなく、時分割制御により複数のモータを並行して速度制御あるいは位置制御も可能とする。
【選択図】図5
【解決手段】片方向電流すなわち直流電流で駆動可能な複数個のモータを、モータを選択する電力供給手段STと、直列に接続した各相巻線Wmへそれぞれに直流電流を供給する多相の相電流通電手段TRmとで駆動する。前記相電流通電手段TRmを複数のモータで共通化して使用することにより、全体での低コスト化、小型化、軽量化を実現する。また、モータを選択的に制御するだけでなく、時分割制御により複数のモータを並行して速度制御あるいは位置制御も可能とする。
【選択図】図5
Description
本発明は、自動車やトラック等に搭載されるモータとその制御装置に関する。また、産業用機器、家庭電化製品などへの適用も可能である。
3相交流モータは従来より広く使用されている。図18はその概略的な構成を示す縦断面図の例である。181はモータ出力軸、182はロータコア、187および188はロータ表面に取り付けられたN極永久磁石およびS極永久磁石、183は軸受け、184はステータコア、185は巻線のコイルエンド、186はモータケースである。
図19は図18の断面AA−AAを示す横断面図である。このモータは、3相交流、2極、6スロットであり、巻線は全節巻、集中巻きである。ステータの歯は円周方向に、191、192、193、194、195、196である。
図19は図18の断面AA−AAを示す横断面図である。このモータは、3相交流、2極、6スロットであり、巻線は全節巻、集中巻きである。ステータの歯は円周方向に、191、192、193、194、195、196である。
各歯に挟まれた各スロットには3相の巻線が巻回され、U相巻線は197から19Aへ巻回し、V相巻線は199から19Cへ巻回し、W相巻線は19Bから198へ巻回する。各巻線のピッチは電気角で180°のピッチとなっている。なお、図18、図19では2極のモータの例を示しているが、4極以上に多極化して使用することが多い。また、各相巻線を1個のスロットに巻回する集中巻きの例を示しているが、特に全節巻きのモータの場合、各相巻線を2個以上のスロットへ分布させる分布巻きであることが多い。
図20は前記3相交流モータを3相交流インバータで駆動する場合の構成を示している。20EはU相巻線でU相電流Iuを通電する。20FはV相巻線でV相電流Ivを通電する。20GはW相巻線でW相電流Iwを通電する。20Dはバッテリなどの直流電源、201、202、203、204、205、206はパワートランジスタ、207、208、209、20A、20B、20Cは各パワートランジスタに並列に配置されたダイオードである。トランジスタには、いわゆるIGBTあるいはFETなどの各種の電力半導体素子を使用できる。図20において、1個のモータを駆動するためにパワートランジスタが6個必要であり、そのコストの問題がある。また、モータとインバータを含む制御装置とがセットで、その性能、大きさ、コストの点で競争力が求められている。
他の従来モータの横断面図を図21に示す。スイッチトリラクタンスモータと言われるモータで、ステータに6個の磁極である歯、ロータに4個の磁極を持っている。多くの研究が成されているが、まだ実用化の例は少ない。
211はA相のステータ磁極であり、A相の巻線217、218を図のシンボルで示す正負の方向に破線21Nで示すように211へ集中して巻回する。214は負のA相のステータ磁極であり、A相の巻線21E、21Dを図のシンボルで示す正負の方向に破線21Pで示すように214へ集中して巻回する。この2つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。これらのA相の巻線へ電流を流すことにより、矢印21Mで示す磁束が発生し、ステータ磁極211、214とロータ磁極21Lの間に吸引力が発生し、反時計回転方向CCWへトルクが発生する。
211はA相のステータ磁極であり、A相の巻線217、218を図のシンボルで示す正負の方向に破線21Nで示すように211へ集中して巻回する。214は負のA相のステータ磁極であり、A相の巻線21E、21Dを図のシンボルで示す正負の方向に破線21Pで示すように214へ集中して巻回する。この2つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。これらのA相の巻線へ電流を流すことにより、矢印21Mで示す磁束が発生し、ステータ磁極211、214とロータ磁極21Lの間に吸引力が発生し、反時計回転方向CCWへトルクが発生する。
213はB相のステータ磁極であり、B相の巻線21B、21Cを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように213へ集中して巻回する。216は負のB相のステータ磁極であり、B相の巻線21J、21Hを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように216へ集中して巻回する。この2つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。
215はC相のステータ磁極であり、C相の巻線21G、21Fを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように215へ集中して巻回する。212は負のC相のステータ磁極であり、C相の巻線219、21Aを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように212へ集中して巻回する。この2つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。
215はC相のステータ磁極であり、C相の巻線21G、21Fを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように215へ集中して巻回する。212は負のC相のステータ磁極であり、C相の巻線219、21Aを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように212へ集中して巻回する。この2つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。
図21に示すモータは、ロータ磁極21Lの回転位置θrに応じてA相電流、B相電流、C相電流を順次通電して、総合トルクとして連続トルクを生成する。A相電流の電流の向きは、2つの巻線の電流方向を同時に逆向きにしても、軟磁性体の吸引力でトルクを発生させるので、トルクの方向は変わらない。
図21に示すスイッチトリラクタンスモータは、永久磁石を使用せず低コストであり、ステータの巻線は集中巻きで簡素な構成であり、ステータ磁極211〜216を形成しているステータの突極と、ロータ磁極21Lを形成しているロータの突極とに作用する磁束は、電磁鋼板の飽和磁束密度で作用するので高磁束密度の電磁気作用でのトルクを利用でき、また、ロータが堅牢なので高速回転が可能であると言う特徴がある。
図21に示すスイッチトリラクタンスモータは、永久磁石を使用せず低コストであり、ステータの巻線は集中巻きで簡素な構成であり、ステータ磁極211〜216を形成しているステータの突極と、ロータ磁極21Lを形成しているロータの突極とに作用する磁束は、電磁鋼板の飽和磁束密度で作用するので高磁束密度の電磁気作用でのトルクを利用でき、また、ロータが堅牢なので高速回転が可能であると言う特徴がある。
図21に示すスイッチトリラクタンスモータの問題点は、回転に伴ってステータとロータ間に作用するラジアル力が、円周方向に90°異なる位置へ変化するため、また、駆動電流がスイッチ的に作用させるため、特にステータのラジアル方向変形が大きく、振動、騒音が大きい問題がある。巻線の使用効率については、トルクを発生するために通電する電流が図21に示す12個の巻線の内の4個の巻線に通電され、4/12=1/3の巻線使用効率であり使用効率が低く、結果として巻線の発熱であるジュール損が大きくなる問題がある。
図22は図21のモータを駆動するインバータの例である。221、222、223、224、225、226はパワートランジスタ、227、228、229、22A、22B、22Cは各パワートランジスタと各巻線22D、22E、22Fに逆並列に配置されたダイオードである。各パワートランジスタをオンさせて直流電源20Dの電気エネルギーを各巻線へ供給し、各パワートランジスタをオフさせた時には磁気エネルギーを直流電源20Dへ返す。また、各トランジスタと巻線を介してフライホイール電流を流すこともできる。ここで、巻線22DはA相の巻線217、218と21E、21Dとを渡り線で直列に巻回した巻線である。巻線22EはB相の巻線21B、21Cと21J、21Hとを渡り線で直列に巻回した巻線である。巻線22FはC相の巻線21G、21Fと219、21Aとを直列に巻回した巻線である。図22に示すインバータにおいても図20に示したインバータと同様に、1個のモータを駆動するためにパワートランジスタが6個必要であり、そのコストの問題がある。
本発明が解決しようとする課題は、制御回路を含めたモータの低コスト化および小型化である。特に自動車の補機用モータは、少ないもので30台位から、多いものでは100台以上のモータが使用されており、通常は休止しているモータも多い。これらの現状の補機用モータの大半は直流電動機であり低コストであるが、整流部の寿命、信頼性、騒音、そしてモータサイズなどの問題がある。一方、ブラシレスモータは制御回路が高コストの問題がある。これらの複数個のモータシステムをトータルで低コスト化、小型化することが課題である。しかも、寿命、信頼性、騒音、モータサイズなどの問題も解決する必要がある。
(請求項1に係る発明)
本発明は、N(Nは2以上の整数)個のモータであって、各モータの各相巻線には片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、N個のモータから選択するモータ選択信号SMを入力し、モータ選択信号SMに従って選択的に各モータへ電圧および電流を供給するN個の電力供給手段STと、この電力供給手段STと直列に接続し各相巻線Wmへそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段TRmとを備えることを特徴とする。
本発明は、N(Nは2以上の整数)個のモータであって、各モータの各相巻線には片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、N個のモータから選択するモータ選択信号SMを入力し、モータ選択信号SMに従って選択的に各モータへ電圧および電流を供給するN個の電力供給手段STと、この電力供給手段STと直列に接続し各相巻線Wmへそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段TRmとを備えることを特徴とする。
(請求項2に係る発明)
本発明は、N(Nは2以上の整数)個のモータであって、各モータの各相巻線には、片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、各相巻線へ電力を供給する直流電源PS1とPS2とが2個直列に接続され、直流電源PS1に接続された巻線W1へトランジスタTR1で電力を供給し、トランジスタTR1がオフした時には、巻線W1の磁気エネルギーをダイオードD1を介して直流電源PS2へ回生し、直流電源PS2に接続された巻線W2へトランジスタTR2で電力を供給し、トランジスタTR2がオフした時には、巻線W2の磁気エネルギーをダイオードD2を介して直流電源PS1へ回生し、他の各巻線も同様に直流電源PS1あるいはPS2へ接続して直流電流を制御することを特徴とする。
本発明は、N(Nは2以上の整数)個のモータであって、各モータの各相巻線には、片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、各相巻線へ電力を供給する直流電源PS1とPS2とが2個直列に接続され、直流電源PS1に接続された巻線W1へトランジスタTR1で電力を供給し、トランジスタTR1がオフした時には、巻線W1の磁気エネルギーをダイオードD1を介して直流電源PS2へ回生し、直流電源PS2に接続された巻線W2へトランジスタTR2で電力を供給し、トランジスタTR2がオフした時には、巻線W2の磁気エネルギーをダイオードD2を介して直流電源PS1へ回生し、他の各巻線も同様に直流電源PS1あるいはPS2へ接続して直流電流を制御することを特徴とする。
(請求項3に係る発明)
請求項1に記載したモータにおいて、モータの各相の電流を検出する電流検出手段DSmを、相電流通電手段TRmが接続される経路に備えることを特徴とする。
請求項1に記載したモータにおいて、モータの各相の電流を検出する電流検出手段DSmを、相電流通電手段TRmが接続される経路に備えることを特徴とする。
(請求項4に係る発明)
請求項1に記載したモータにおいて、モータ選択信号SMに従って電力供給手段STでモータMXを選択し、モータ選択信号SMに従ってパラメータ選択手段SPAにより該当するモータMXの制御パラメータを選択して制御することを特徴とする。
請求項1に記載したモータにおいて、モータ選択信号SMに従って電力供給手段STでモータMXを選択し、モータ選択信号SMに従ってパラメータ選択手段SPAにより該当するモータMXの制御パラメータを選択して制御することを特徴とする。
(請求項5に係る発明)
請求項1または2に記載したモータにおいて、N(Nは2以上の整数)個のモータの中には、電気角で360°の間に、ステータのJ(Jは6以上の整数)個のステータ磁極と、ステータの磁極間に電気角でほぼ180°ピッチに巻回し一方向の電流を通電する巻線と、ロータのK(Kは2以上の整数)個のロータ磁極とを備えるモータを含むことを特徴とする。
請求項1または2に記載したモータにおいて、N(Nは2以上の整数)個のモータの中には、電気角で360°の間に、ステータのJ(Jは6以上の整数)個のステータ磁極と、ステータの磁極間に電気角でほぼ180°ピッチに巻回し一方向の電流を通電する巻線と、ロータのK(Kは2以上の整数)個のロータ磁極とを備えるモータを含むことを特徴とする。
(請求項6に係る発明)
請求項1または2に記載したモータにおいて、N(Nは2以上の整数)個のモータの中には、電気角で360°の間に、ステータのP(Pは6以上の整数)個のステータ磁極と、各ステータ磁極に巻回し一方向の電流を通電する巻線と、ロータのQ(Qは4以上の整数)個のロータ磁極とを備えるモータを含むことを特徴とする。
請求項1または2に記載したモータにおいて、N(Nは2以上の整数)個のモータの中には、電気角で360°の間に、ステータのP(Pは6以上の整数)個のステータ磁極と、各ステータ磁極に巻回し一方向の電流を通電する巻線と、ロータのQ(Qは4以上の整数)個のロータ磁極とを備えるモータを含むことを特徴とする。
(請求項7に係る発明)
請求項1または2に記載したモータにおいて、各巻線に直流電流を通電して駆動するステッピングモータを含むことを特徴とする。
請求項1または2に記載したモータにおいて、各巻線に直流電流を通電して駆動するステッピングモータを含むことを特徴とする。
(請求項8に係る発明)
請求項1または2に記載したモータにおいて、3相交流モータであり、ロータに永久磁石を配置したブラシレスモータの各巻線へ直流電流を通電して制御するモータを含むことを特徴とする。
請求項1または2に記載したモータにおいて、3相交流モータであり、ロータに永久磁石を配置したブラシレスモータの各巻線へ直流電流を通電して制御するモータを含むことを特徴とする。
(請求項9に係る発明)
請求項1に記載したモータにおいて、N個の電力供給手段STを時分割で制御することにより、複数のモータへの電力供給を時分割的に行えるようにし、時分割で割り当てられた時間内では該当するモータの各相電流を制御し、複数のモータを同時に制御することを特徴とする。
請求項1に記載したモータにおいて、N個の電力供給手段STを時分割で制御することにより、複数のモータへの電力供給を時分割的に行えるようにし、時分割で割り当てられた時間内では該当するモータの各相電流を制御し、複数のモータを同時に制御することを特徴とする。
請求項1に係る発明は、多数個のモータの駆動制御であって、どのモータを選択して制御するかをモータ選択信号SMの入力信号で決定する。
例えば、3相のモータ巻線Wa、Wb、Wcの片側は、相互に接続され共通の端子となっていて、電力供給手段STの一つであるトランジスタTR0をモータ選択信号SMに従ってオンして電源へ接続し、各相巻線Wa、Wb、Wcへ電圧および電流を供給可能な状態とする。モータ巻線Wa、Wb、Wcの他方は、各相巻線へそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段であって、複数のモータの共通トランジスタであるTRX、TRY、TRZへ接続し、各相の電圧、電流を制御する。
例えば、3相のモータ巻線Wa、Wb、Wcの片側は、相互に接続され共通の端子となっていて、電力供給手段STの一つであるトランジスタTR0をモータ選択信号SMに従ってオンして電源へ接続し、各相巻線Wa、Wb、Wcへ電圧および電流を供給可能な状態とする。モータ巻線Wa、Wb、Wcの他方は、各相巻線へそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段であって、複数のモータの共通トランジスタであるTRX、TRY、TRZへ接続し、各相の電圧、電流を制御する。
ここで使用するモータ構成のひとつは、電気角で360°の間に、ステータの6個のステータ磁極と、ステータの磁極間に電気角で180°ピッチに巻回した全節巻の巻線と、ロータの4個のロータ磁極と、各巻線へ一方向の電流を通電する電流制御手段とを備えた構成である。この構成によれば、各モータごとの電力供給手段STのトランジスタは1個だけとし、各相巻線の電圧、電流は共通トランジスタであるTRX、TRY、TRZで駆動できるので、トータルでのトランジスタ数を少なくすることができ、低コスト化、小型化が可能である。
請求項2に係る発明は、多数個のモータであって、各モータの各相巻線には片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、各相巻線へ電力を供給する直流電源PS1とPS2とが2個直列に接続され、直流電源PS1に接続された巻線W1等へトランジスタTR1等でそれぞれに電力を供給し、例えばトランジスタTR1がオフした時には、巻線W1の磁気エネルギーをダイオードD1を介して直流電源PS2へ回生する構成とする。一方、直流電源PS2に接続された巻線W2等へトランジスタTR2等でそれぞれに電力を供給し、例えばトランジスタTR2がオフした時には巻線W2の磁気エネルギーをダイオードD2を介して直流電源PS1へ回生する。そして、他の各巻線も同様に直流電源PS1あるいはPS2へ接続して直流電流を制御する。
このような構成よれば、磁気エネルギが回生された電力を変換するためのいわゆるDC−DCコンバータなどの機能を軽減することができ、全体の低コスト化、小型化を実現する。
このような構成よれば、磁気エネルギが回生された電力を変換するためのいわゆるDC−DCコンバータなどの機能を軽減することができ、全体の低コスト化、小型化を実現する。
請求項3に係る発明は、モータの各相の電流を検出する電流検出手段DSmをトランジスタが接続される経路に備えることにより、多数個のモータに共通の回路とすることが可能である。このような構成よれば、電流検出の方法には種々の方法があるが、そのコスト、発熱量、大きさは負担が大きく、共通化の効果が大きい。
請求項4に係る発明は、複数の異なった仕様のモータ、あるいは、異なる使い方をするモータを含む場合、モータ選択信号SMに従って電力供給手段STでモータMXを選択すると同時に、モータ選択信号SMに従ってパラメータ選択手段SPAにより該当するモータMXの制御パラメータを選択して制御することにより、各モータごとに、より適切なモータ制御を実現することができる。
この構成により、複数の異なった特性のモータおよび負荷を時分割に制御するとき、モータの制御パラメータを適切に変更することができるので、制御装置の簡略化、高機能化、高性能化が容易となる。
この構成により、複数の異なった特性のモータおよび負荷を時分割に制御するとき、モータの制御パラメータを適切に変更することができるので、制御装置の簡略化、高機能化、高性能化が容易となる。
請求項5に係る発明は、例えば、電気角で360°の間に、ステータの6個のステータ磁極と、ステータの磁極間に電気角でほぼ180°ピッチに巻回し一方向の電流を通電する3相の巻線と、4個のロータ磁極とを備えるモータである。
このような構成のモータは、インバータの二つの経路から同時に電力を供給できるので、インバータの低電流容量化、低コスト化が可能な構成のモータであり、さらに、前記のような制御回路の共通化により一層の低コスト化が可能となる。
このような構成のモータは、インバータの二つの経路から同時に電力を供給できるので、インバータの低電流容量化、低コスト化が可能な構成のモータであり、さらに、前記のような制御回路の共通化により一層の低コスト化が可能となる。
請求項6に係る発明は、例えば、電気角で360°の間に6個のステータ磁極と、各ステータ磁極に巻回し一方向の電流を通電する巻線と、4個のロータ磁極とを備えるモータについて本発明を適用することができる。いわゆるスイッチトリラクタンスモータであり、異なるステータ磁極の数、異なるロータ磁極の数のモータを構成することもでき、多極化することもできる。
このような構成のモータを使用することにより、前記のような制御回路の共通化により低コスト化が可能となる。
このような構成のモータを使用することにより、前記のような制御回路の共通化により低コスト化が可能となる。
請求項7に係る発明は、各巻線に直流電流を通電して駆動するステッピングモータである。このような構成のモータを使用することにより、前記のような制御回路の共通化により低コスト化が可能となる。
請求項8に係る発明は、ロータに永久磁石を配置したブラシレスモータの各巻線へ直流電流をして制御するモータを使用した構成である。普通は各巻線へ交流電流を通電することが多いが、本発明では各相巻線へ直流電流を通電して使用する。
このような構成のモータを使用することにより、前記のような制御回路の共通化により低コスト化が可能となる。
このような構成のモータを使用することにより、前記のような制御回路の共通化により低コスト化が可能となる。
請求項9に係る発明は、N個の電力供給手段STを時分割で制御することにより、複数のモータへの電力供給を時分割的に行い、前記時分割で割り当てられた時間内では該当するモータの各相電流を制御し、そのモータのトルクを生成し、その次の時間帯では他のモータの各相電流を制御する。このように、複数のモータについて平均トルクが得られるように制御する。
このような構成により、切り替え方式の低コストな制御回路でありながら、2個以上の複数のモータを同時に速度制御あるいは位置制御を行うことができる。
このような構成により、切り替え方式の低コストな制御回路でありながら、2個以上の複数のモータを同時に速度制御あるいは位置制御を行うことができる。
本発明を実施するための最良の形態を以下の実施例により詳細に説明する。
(実施例1)
本発明のモータ実施例の横断面を図1に示す。11、12、13、14、15、16はステータ磁極であり、ステータ磁極の数Mは6である。17、18、19、1A、1B、1Cは、ステータ磁極に挟まれた各スロットである。1Dと1GはA相巻線であり破線で示す1Lはコイルエンド部の巻線経路を示している。巻線経路1Lは円状のバックヨークの片側に配置しているが、半分づつ両側へ配置することもできる。各相の巻線には、電流のシンボルで示しているように、そのシンボルの方向の片方向電流を通電して制御する。則ち、交流ではなく、直流電流制御である。この巻線は、電気角180°ピッチで全節巻で巻回し、それぞれ1個のスロットに集中して巻回しているので集中巻きである。1Fと1JはB相巻線であり破線で示す1Mはコイルエンド部の巻線経路を示している。1Hと1EはC相巻線であり破線で示す1Nはコイルエンド部の巻線経路を示している。
本発明のモータ実施例の横断面を図1に示す。11、12、13、14、15、16はステータ磁極であり、ステータ磁極の数Mは6である。17、18、19、1A、1B、1Cは、ステータ磁極に挟まれた各スロットである。1Dと1GはA相巻線であり破線で示す1Lはコイルエンド部の巻線経路を示している。巻線経路1Lは円状のバックヨークの片側に配置しているが、半分づつ両側へ配置することもできる。各相の巻線には、電流のシンボルで示しているように、そのシンボルの方向の片方向電流を通電して制御する。則ち、交流ではなく、直流電流制御である。この巻線は、電気角180°ピッチで全節巻で巻回し、それぞれ1個のスロットに集中して巻回しているので集中巻きである。1Fと1JはB相巻線であり破線で示す1Mはコイルエンド部の巻線経路を示している。1Hと1EはC相巻線であり破線で示す1Nはコイルエンド部の巻線経路を示している。
1Zはロータ軸である。ロータは1Kで示す突極状のロータ磁極を円周上に4個等間隔に配置している。ロータ磁極の数Kは4である。図1ではステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅は、共に、電気角で30°の例を示している。A相の正の巻線中心からロータ磁極の反時計回転方向の端部までの角度をロータ回転位置θrとする。
図1のロータ回転位置θrで反時計回転方向CCWのトルクTを生成する場合、巻線シンボルの通り、A相巻線1Dへ紙面の表側から紙面の裏側へ、A相巻線1Gへ紙面の裏側から紙面の表側へ直流電流Iaを通電し、C相巻線1Hへ紙面の表側から紙面の裏側へ、C相巻線1Eへ紙面の裏側から紙面の表側へ直流電流Icを通電することにより、太線の矢印1Pで示す磁束が誘起され、ロータに反時計回転方向のトルクが生成する。この時、B相巻線1F、1Jへは電流Ibを流さない。また、太線の矢印1Pで示す磁束と直角な方向、すなわち、ステータ磁極12、13と15、16の方向へは、電流IaとIcの起磁力が相殺しているので、磁束が発生しない。電流IaとIcの大きさが異なる場合は、その差分に比例した起磁力が作用するので、矢印1Pで示す磁束と直角な方向へ磁束が誘起する。
図1のロータ回転位置θrで反時計回転方向CCWのトルクTを生成する場合、巻線シンボルの通り、A相巻線1Dへ紙面の表側から紙面の裏側へ、A相巻線1Gへ紙面の裏側から紙面の表側へ直流電流Iaを通電し、C相巻線1Hへ紙面の表側から紙面の裏側へ、C相巻線1Eへ紙面の裏側から紙面の表側へ直流電流Icを通電することにより、太線の矢印1Pで示す磁束が誘起され、ロータに反時計回転方向のトルクが生成する。この時、B相巻線1F、1Jへは電流Ibを流さない。また、太線の矢印1Pで示す磁束と直角な方向、すなわち、ステータ磁極12、13と15、16の方向へは、電流IaとIcの起磁力が相殺しているので、磁束が発生しない。電流IaとIcの大きさが異なる場合は、その差分に比例した起磁力が作用するので、矢印1Pで示す磁束と直角な方向へ磁束が誘起する。
A相、B相、C相の巻線の各電流Ia、Ib、Icに通電する制御回路の例を図2に示す。各巻線の電流は直流であり、片方向電流なので、例えば、図2のように簡素な構成のインバータとすることができる。21、22、23はそれぞれA相、B相、C相の巻線、24、25、26は電流を通電するトランジスタ、27、28、29はダイオードである。ダイオード27、28、29により集めた回生電流はコンデンサ2Cへ充電し、DC−DCコンバータであるトランジスタ2A、チョークコイルLdcc、ダイオード2Bにより電圧変換して直流電源2Eへ充電する。このDC−DCコンバータは良く使用されている一般的な構成であり、コンデンサ2Cへ充電された電荷をトランジスタ2AによりチョークコイルLdccへ電流Ircを通電し、この状態でトランジスタ2Aをオフする。この時、チョークコイルLdccにたまった磁気エネルギーは、ダイオード2Bを使用して電流Ircの形で直流電源2Eへ充電することが出来る。このようにしてモータの運動エネルギー、モータの磁気エネルギーを回生し、効率良く直流電源2Eへ回生する。なお、前記DC−DCコンバータの種々変形が可能である。また、DC−DCコンバータは、多数個のモータの共通回路として使用できるので多数個のモータを使用する場合は、そのモータ1個当たりのコスト負担を小さくすることができる。なお、図1のモータは図22の制御回路で駆動することもできる。
次に、ロータの回転位置θrと各相巻線へ通電する電流について、反時計回転方向へ回転する場合の例を図3に示し説明する。
図3の(a)は、図1と同じ回転位置θr=30°であり、前記のように、A相巻線1D、1GとC相巻線1H、1Eへ直流電流IaとIcを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向CCWのトルクTを発生する。この時、B相巻線1F、1Jへは通電しない。なお、図3の(a)の紙面で水平方向、すなわち、B相巻線1Fから1Jの方向への起磁力は、前記電流IaとIcとが逆方向に作用し、相殺しているので、水平方向の磁束は励磁されない。また、この時、B相電流Ibは零であるが、B相巻線の電圧Vbは、矢印で示す磁束φがB相巻線に鎖交しており、電圧Vb=Nw×dφ/dtが発生する。ここで、Nwは巻線の巻回数である。
図3の(a)は、図1と同じ回転位置θr=30°であり、前記のように、A相巻線1D、1GとC相巻線1H、1Eへ直流電流IaとIcを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向CCWのトルクTを発生する。この時、B相巻線1F、1Jへは通電しない。なお、図3の(a)の紙面で水平方向、すなわち、B相巻線1Fから1Jの方向への起磁力は、前記電流IaとIcとが逆方向に作用し、相殺しているので、水平方向の磁束は励磁されない。また、この時、B相電流Ibは零であるが、B相巻線の電圧Vbは、矢印で示す磁束φがB相巻線に鎖交しており、電圧Vb=Nw×dφ/dtが発生する。ここで、Nwは巻線の巻回数である。
図3の(b)は、回転位置θr=45°であり、A相巻線1D、1GとB相巻線1F、1Jへ直流電流IaとIbを通電し、矢印で示す磁束φを誘起し、反時計回転方向のトルクTを発生する。C相巻線1H、1Eへは通電しない。
図3の(c)は、回転位置θr=60°であり、A相巻線1D、1GとB相巻線1F、1Jへ直流電流IaとIbを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向のトルクTを発生する。C相巻線1H、1Eへは通電しない。
図3の(d)は、回転位置θr=30°であり、B相巻線1F、1JとC相巻線1H、1Eへ直流電流IbとIcを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向のトルクTを発生する。A相巻線1D、1Gへは通電しない。このように、ロータ回転位置θrにより通電する巻線を変えながら、連続的に回転トルクを得ることができる。
図3の(c)は、回転位置θr=60°であり、A相巻線1D、1GとB相巻線1F、1Jへ直流電流IaとIbを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向のトルクTを発生する。C相巻線1H、1Eへは通電しない。
図3の(d)は、回転位置θr=30°であり、B相巻線1F、1JとC相巻線1H、1Eへ直流電流IbとIcを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向のトルクTを発生する。A相巻線1D、1Gへは通電しない。このように、ロータ回転位置θrにより通電する巻線を変えながら、連続的に回転トルクを得ることができる。
トルク発生は、磁気的にロータ磁極を吸引するステータ磁極の円周方向の両側のスロットの巻線へ決められた方向の電流Ia、Ib、Icを通電することにより、ステータ磁極とロータ磁極の間に磁束φを発生させ、回転トルクTを得ている。
この時、特徴的なことは、各巻線の電流Ia、Ib、Icが片方向電流で、かつ、各巻線とその電流が2つの異なる電磁気的作用に関わっていて兼用していることである。そして、2つの巻線が2つの独立した電力の供給経路となっていて、それぞれの巻線が独立して同時に直流電源からモータへ電力を供給している。各巻線が2個のステータ磁極の駆動に兼用できるということは、その巻線の電流を駆動するパワートランジスタも兼用できるということでもある。
この時、特徴的なことは、各巻線の電流Ia、Ib、Icが片方向電流で、かつ、各巻線とその電流が2つの異なる電磁気的作用に関わっていて兼用していることである。そして、2つの巻線が2つの独立した電力の供給経路となっていて、それぞれの巻線が独立して同時に直流電源からモータへ電力を供給している。各巻線が2個のステータ磁極の駆動に兼用できるということは、その巻線の電流を駆動するパワートランジスタも兼用できるということでもある。
また、リラクタンストルクは、磁束の方向に関係なく同一方向の吸引力を発生する特徴も活かしている。これらの結果、後に示す、モータの小型化、制御回路のパワートランジスタの電流容量の低減を可能としている。そして、これらの特徴は、図1に示したモータ以外の後に示す他のモータ形式へも適用できる。
また、図3に示すように、ロータの回転位置θrに応じて各相の電流Ia、Ib、Icを制御することにより連続的に回転トルクを発生し、回転することができる。反時計回転方向および時計回転方向の駆動が可能であり、また、力行、回生が可能である。
そして、図1、図3に示すモータは、両方向へ電流を通電できる両方向電流制御手段でも、当然、制御することができ、本発明は両方向電流制御手段を排除するものではない。後で述べるように、正負の両方向の電流を通電することにより、平均モータ出力トルクの向上、モータのピーク出力トルクの向上、モータの定出力特性の改善などが可能な場合もある。
また、図3に示すように、ロータの回転位置θrに応じて各相の電流Ia、Ib、Icを制御することにより連続的に回転トルクを発生し、回転することができる。反時計回転方向および時計回転方向の駆動が可能であり、また、力行、回生が可能である。
そして、図1、図3に示すモータは、両方向へ電流を通電できる両方向電流制御手段でも、当然、制御することができ、本発明は両方向電流制御手段を排除するものではない。後で述べるように、正負の両方向の電流を通電することにより、平均モータ出力トルクの向上、モータのピーク出力トルクの向上、モータの定出力特性の改善などが可能な場合もある。
図1、図3に示すモータの電流Ia、Ib、IcとトルクTa、Tb、Tc、Tmの関係を図4に示す。図4の(A)は図1の巻線1Dと1Gへ通電するA相電流Iaである。図4の(C)は図3の巻線1Fと1Jへ通電するB相電流Ibである。図4の(E)は図3の巻線1Hと1Eへ通電するC相電流Icである。図4の(B)は図3のステータ磁極11と14がロータへ与えるトルクTaである。図4の(D)は図3のステータ磁極13と16がロータへ与えるトルクTbである。図4の(F)は図3のステータ磁極15と12がロータへ与えるトルクTcである。図4の(G)はトルクTa、Tb、Tcを加えた値で、ロータの回転トルクTmである。
図1のモータモデルは、理解が容易なように、ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を30°で作図しているので、各ステータ磁極が発生するトルクが他の相へ移行する部分でトルクが低下するトルクTmとなっている。ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を30°より大きくすることにより、トルクの乗り継ぎ部分のトルク低下を低減することができる。
図1のモータモデルは、理解が容易なように、ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を30°で作図しているので、各ステータ磁極が発生するトルクが他の相へ移行する部分でトルクが低下するトルクTmとなっている。ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を30°より大きくすることにより、トルクの乗り継ぎ部分のトルク低下を低減することができる。
各相電流の通電、制御方法の基本的な例を図4に示した。しかし、必ずしもこの方法に限定されるわけではなく、各電流の位相、各電流の大きさなどを修正して、さらに効果的に駆動することもできる。例えば、ある程度以上の高速回転では各電流の増加、減少応答遅れが問題となるので、各相電流の位相を早めることは効果的である。巻線に同一の電流が流れている状態でも、回転位置によって磁束φの大きさが異なり、磁気エネルギが異なる。また、各巻線に誘起する電圧は回転と共に発生する。従って、電流の増加は、磁気エネルギが小さく、巻線に正の電圧が誘起していない区間で電圧を印加すれば、電流の増加を早めることができる。その意味で、各電流の位相を進めることは、電流の応答遅れを改善するために効果的である。
また、各ステータ磁極の磁束は電磁気上、基本の考え方は、トルクを発生させる対象とするステータ磁極の円周方向両隣の2個のスロットに、それぞれ逆方向の向きの電流を通電するものであるが、電流の大きさが異なっていても良く、また、3個の巻線全てに電流を通電しても良い。
また、各ステータ磁極の磁束は電磁気上、基本の考え方は、トルクを発生させる対象とするステータ磁極の円周方向両隣の2個のスロットに、それぞれ逆方向の向きの電流を通電するものであるが、電流の大きさが異なっていても良く、また、3個の巻線全てに電流を通電しても良い。
また、図4でのA相電流Iaは、15°から75°まで一定電流を流し、75°から105°までは電流を零とし、以下同様のサイクルとなっている。B相電流IbはA相電流Iaに対して位相が30°遅れた関係となり、C相電流IcはB相電流Ibに対して位相が30°遅れた関係となっている。同時に2つの相の電流が流れるような関係となっていて、一つの相の電流が減少する時、他の一相の電流が増加する関係となっている。
また、原理的な考え方の他の1方法は、図4の破線で示すように、例えば15°の点で電流IaとIcを増加して通電し、45°の点で電流IaとIcを零に減少し、直後に電流IbとIa増加して通電し、75°の点で電流IbとIaを零に減少し、直後に電流IcとIb増加して通電し、105°の点で電流IcとIbを零に減少し、直後に電流IaとIc増加して通電し、135°の点で電流IaとIcを零に減少し、以下同様に通電することにより一定のトルクで反時計回転方向へ回り続けることができる。
また、原理的な考え方の他の1方法は、図4の破線で示すように、例えば15°の点で電流IaとIcを増加して通電し、45°の点で電流IaとIcを零に減少し、直後に電流IbとIa増加して通電し、75°の点で電流IbとIaを零に減少し、直後に電流IcとIb増加して通電し、105°の点で電流IcとIbを零に減少し、直後に電流IaとIc増加して通電し、135°の点で電流IaとIcを零に減少し、以下同様に通電することにより一定のトルクで反時計回転方向へ回り続けることができる。
このようなアルゴリズムであれば、意図した方向の磁束だけが誘起される。なお、図4の破線で示す、一時的な電流の減少は、電流が零になるまで減少させるのではなく、その途中までの減少でもその効果が得られる。また、この時、ある回転以上の高速回転では、電流の応答性を向上するために、図4に示す電流位相より早める必要がある。
また、これらと異なる方法として、1相の電流だけを通電した場合には、2つの経路に磁束が誘起するような状態が発生し、動作が複雑となる。また、3相の巻線に電流を通電した場合にもそれらの電流の大きさにより種々の電磁気的作用を作り出すことができる。逆にそれらの種々の電磁気的作用を組み合わせてトルク発生することもできる。
次に、図1に示すモータがCCWへ回転している場合に、ブレーキをかける、すなわち、回生制動を行う場合、あるいは、時計回転方向CWへ回転させる場合の動作については、図4とは異なるが同様の考え方で実現することができる。
また、これらと異なる方法として、1相の電流だけを通電した場合には、2つの経路に磁束が誘起するような状態が発生し、動作が複雑となる。また、3相の巻線に電流を通電した場合にもそれらの電流の大きさにより種々の電磁気的作用を作り出すことができる。逆にそれらの種々の電磁気的作用を組み合わせてトルク発生することもできる。
次に、図1に示すモータがCCWへ回転している場合に、ブレーキをかける、すなわち、回生制動を行う場合、あるいは、時計回転方向CWへ回転させる場合の動作については、図4とは異なるが同様の考え方で実現することができる。
この図1に示すモータとその制御回路の大きな特徴は、各巻線電流が直流であること、各巻線の電流が隣接する両隣のステータ磁極のトルク発生に寄与できる構成で兼用していること、3個の直流電流の増減で時計回転方向CWと反時計回転方向CCW及び正トルクと逆トルクの4象限運転が可能なことである。
これらの特性は、モータ構成と制御回路構成が密接な関係となっていて、インバータの小型化を実現することができる。ここで、図2の制御回路の場合の例を挙げて説明する。直流電源2Eの電圧が200Vで、各トランジスタの電流容量が10Aであると仮定する。理想的状態で考えることにし、巻線抵抗は零オームでステータとロータ間のエアギャップは極めて小さく磁束を励起する励磁電流は零であると仮定する。
今、図1に示すモータのロータがある回転数ωrで回転していて、図3の(a)に示す回転位置θr=30°にさしかかった回転位置であり、A相巻線1D、1GとC相巻線1H、1Eとのそれぞれの巻線へ10Aの電流が通電されると仮定する。
これらの特性は、モータ構成と制御回路構成が密接な関係となっていて、インバータの小型化を実現することができる。ここで、図2の制御回路の場合の例を挙げて説明する。直流電源2Eの電圧が200Vで、各トランジスタの電流容量が10Aであると仮定する。理想的状態で考えることにし、巻線抵抗は零オームでステータとロータ間のエアギャップは極めて小さく磁束を励起する励磁電流は零であると仮定する。
今、図1に示すモータのロータがある回転数ωrで回転していて、図3の(a)に示す回転位置θr=30°にさしかかった回転位置であり、A相巻線1D、1GとC相巻線1H、1Eとのそれぞれの巻線へ10Aの電流が通電されると仮定する。
ここで、図3の(a)に図示して示されるように、A相巻線とC相巻線の鎖交磁束φは同じ値であり、鎖交磁束φの回転変化率dφ/dθも同じ値である。そして、電圧が丁度200Vであると仮定する。この時、インバータの出力であり、モータの入力出もある電力P1は、次式(1)となる。
P1=(200V)×(10A)×(2巻線)
=4000 [ W ] ……………………………………………………(1)
一方、図20に示すインバータは従来の3相交流インバータであり、通常良く使用されている。そして、このインバータに接続した3相交流モータを星形結線したものとについて、その最大出力について検証する。直流電源20Dの電圧は200Vとし、各トランジスタの電流容量は10Aとする。例えば、U相巻線20EからV相巻線20Fへ200Vを印加し、最大電流10Aを通電したと仮定すると、その時の出力P2は次式(2)となる。
P2=(200V)×(10A)
=2000 [ W ] ……………………………………………………(2)
P1=(200V)×(10A)×(2巻線)
=4000 [ W ] ……………………………………………………(1)
一方、図20に示すインバータは従来の3相交流インバータであり、通常良く使用されている。そして、このインバータに接続した3相交流モータを星形結線したものとについて、その最大出力について検証する。直流電源20Dの電圧は200Vとし、各トランジスタの電流容量は10Aとする。例えば、U相巻線20EからV相巻線20Fへ200Vを印加し、最大電流10Aを通電したと仮定すると、その時の出力P2は次式(2)となる。
P2=(200V)×(10A)
=2000 [ W ] ……………………………………………………(2)
なお、U相巻線20EからV相巻線20FとW相巻線20Gとへ半分づつ通電する場合もおおよそ同程度の電力供給である。すなわち、図20のシステムにおいて、モータ巻線の誘起電圧が直流電源20Dに近い値の時で、使用しているトランジスタの最大電流と3相正弦波電流のピーク電流とが同じになる程度に3相正弦波電流を通電すると、3相電流の位相に関わらず、おおよそ同程度のモータ出力が得られる。
図1のモータと図2の制御回路の組み合わせと図20の通常の3相交流モータとインバータとを比較すると、3個のトランジスタで4000Wの出力と6個のトランジスタで2000Wの出力であり、トランジスタ1個あたりの出力を比較すると、4倍となる。同一出力の条件で比較すると、図1のモータと図2の制御回路は、半分のトランジスタ数の3個で済み、かつ、トランジスタの電流容量は半分の5Aで、同一出力の2000Wを出力できることになる。
図1のモータと図2の制御回路の組み合わせと図20の通常の3相交流モータとインバータとを比較すると、3個のトランジスタで4000Wの出力と6個のトランジスタで2000Wの出力であり、トランジスタ1個あたりの出力を比較すると、4倍となる。同一出力の条件で比較すると、図1のモータと図2の制御回路は、半分のトランジスタ数の3個で済み、かつ、トランジスタの電流容量は半分の5Aで、同一出力の2000Wを出力できることになる。
なおここで、図2の構成では、トランジスタ2Aなどで構成するDC−DCコンバータが必要である。また、トランジスタ24、25、26の耐電圧は200Vより大きな値が必要であることには注意を要する。
なお、図2に示すようなDC−DCコンバータは、複数のモータで共用することが可能である。また、1台のモータ駆動用の駆動回路は、3個のトランジスタ24、25、26と3個のダイオード27、28、29であると見ることが出来る。従って、図2の破線に示すインバータはトランジスタ3個とダイオード3個でモータを1台駆動することが可能な簡素なインバータであり、低コスト化が可能である。
なお、図2に示すようなDC−DCコンバータは、複数のモータで共用することが可能である。また、1台のモータ駆動用の駆動回路は、3個のトランジスタ24、25、26と3個のダイオード27、28、29であると見ることが出来る。従って、図2の破線に示すインバータはトランジスタ3個とダイオード3個でモータを1台駆動することが可能な簡素なインバータであり、低コスト化が可能である。
次に、図22に示す直流の3相回路で図1に示すモータを駆動する場合について説明する。22DはA相巻線1D、IGでトランジスタ221と222で駆動する。22EはB相巻線1F、1Jでトランジスタ223と224で駆動する。22FはC相巻線1H、1Eでトランジスタ225と226で駆動する。そして、各巻線の前後には回生用のダイオードを取り付けている。図22の制御回路の場合、図2で示したようなトランジスタ2Aなどで構成するDC−DCコンバータは不要となる。
今、直流電圧源20Dの電圧が200Vで、各トランジスタの電流容量が10Aの時、A相巻線とC相巻線に最大電圧、最大電流を並列に出力するとき、最大出力P3は、次式(3)のようになる。
P3=(200V)×(10A)×(2巻線)
=4000 [ W ] ……………………………………………………(3)
今、直流電圧源20Dの電圧が200Vで、各トランジスタの電流容量が10Aの時、A相巻線とC相巻線に最大電圧、最大電流を並列に出力するとき、最大出力P3は、次式(3)のようになる。
P3=(200V)×(10A)×(2巻線)
=4000 [ W ] ……………………………………………………(3)
図20に示す3相交流インバータへ3相交流モータを星形結線で接続した構成では、最大出力P2が2000Wだったので、図1のモータと図22の駆動回路で2倍出力できることになる。また、同一出力の場合、1/2の電流容量すなわち5Aの電流容量で同程度の出力が可能なことになる。図1のモータと図22の駆動回路は、従来のモータシステムに比較して大幅な低コスト化が可能となる。
なお、図1、2、3、4、10、11、12、13、14、15、22に示すモータおよび駆動回路は、特願2008−292142、および、特願2009−119063において関連技術を含めて記載した技術である。本発明では記載することに限界がある各種応用技術、変形技術についても記載しており、それら技術についても本発明へ適用することが可能であり、本発明の範囲に含むものである。
本発明では、直流電流で駆動可能なモータを2個以上含むシステムにおいて、モータの駆動回路の一部を共用することにより、さらに低コスト化、小型化を実現するものである。
なお、図1、2、3、4、10、11、12、13、14、15、22に示すモータおよび駆動回路は、特願2008−292142、および、特願2009−119063において関連技術を含めて記載した技術である。本発明では記載することに限界がある各種応用技術、変形技術についても記載しており、それら技術についても本発明へ適用することが可能であり、本発明の範囲に含むものである。
本発明では、直流電流で駆動可能なモータを2個以上含むシステムにおいて、モータの駆動回路の一部を共用することにより、さらに低コスト化、小型化を実現するものである。
(実施例2)
本発明の実施例2を図5に示す。3個のモータM1、M2、M3を駆動回路を含め示している。2Eと2Fは直流電源であり、例えば自動車のバッテリーである。トランジスタ51、52、53は選択的に各モータへ電圧および電流を供給するN個の電力供給手段STであって、前記3個のモータM1、M2、M3の内、どのモータを駆動するのかを選択する。
54、55、56は片方向電流すなわち直流電流を通電するモータM1の各相巻線の例であり、例えば、そのモータM1の巻線は図1のモータのA相巻線1D、1GとB相巻線1F、1JとC相巻線1H、1Eである。モータM1の各相巻線へ電流を通電するときには、前記トランジスタ51をオンの状態にし、トランジスタ52と53をオフとしておく必要がある。
本発明の実施例2を図5に示す。3個のモータM1、M2、M3を駆動回路を含め示している。2Eと2Fは直流電源であり、例えば自動車のバッテリーである。トランジスタ51、52、53は選択的に各モータへ電圧および電流を供給するN個の電力供給手段STであって、前記3個のモータM1、M2、M3の内、どのモータを駆動するのかを選択する。
54、55、56は片方向電流すなわち直流電流を通電するモータM1の各相巻線の例であり、例えば、そのモータM1の巻線は図1のモータのA相巻線1D、1GとB相巻線1F、1JとC相巻線1H、1Eである。モータM1の各相巻線へ電流を通電するときには、前記トランジスタ51をオンの状態にし、トランジスタ52と53をオフとしておく必要がある。
5G、5H、5Jは電流検出手段で、それぞれA相電流Ia、B相電流Ib、C相電流Icを検出する。
24、25、26は各相巻線へそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段であって、それぞれA相電流I1a、B相電流I1b、C相電流I1cを駆動するトランジスタである。27、28、29はダイオードで、前記トランジスタ24、25、26がオンの状態からオフの状態に移行したときに、それぞれ、A相電流I1a、B相電流I1b、C相電流I1cが直流電源2Fへ通電し各巻線の磁気エネルギーが電源2Fへ回生する。
例えば、トランジスタ24をオンさせることにより巻線54へA相電流I1aを流し始めることができ、トランジスタ24がオフしたときに前記A相電流I1aをダイオード27を介して直流電源2Fへ通電し、巻線54に蓄えられた磁気エネルギーとモータ運動エネルギーの一部とを回生する。
24、25、26は各相巻線へそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段であって、それぞれA相電流I1a、B相電流I1b、C相電流I1cを駆動するトランジスタである。27、28、29はダイオードで、前記トランジスタ24、25、26がオンの状態からオフの状態に移行したときに、それぞれ、A相電流I1a、B相電流I1b、C相電流I1cが直流電源2Fへ通電し各巻線の磁気エネルギーが電源2Fへ回生する。
例えば、トランジスタ24をオンさせることにより巻線54へA相電流I1aを流し始めることができ、トランジスタ24がオフしたときに前記A相電流I1aをダイオード27を介して直流電源2Fへ通電し、巻線54に蓄えられた磁気エネルギーとモータ運動エネルギーの一部とを回生する。
5Dはトランジスタ51の過電圧保護用ダイオードで、前記A相電流I1a、B相電流I1b、C相電流I1cのいずれかが通電中にトランジスタ51がオフしたときに加わる過大電圧を、ダイオード側へ転流し通電することにより保護する。従って、前記A相電流I1a、B相電流I1b、C相電流I1cのいずれかが通電中には、トランジスタ51がオンからオフに切り替わらなければ、ダイオード5Dは必ずしも必要ない。また、他のアブゾーバなどの過電圧防止素子へ変更することもできる。
ダイオード5Dのさらなる積極的な活用方法は、通電電流減少のスピードアップであり、特に高速回転での大電流制御時に効果的である。例えば、前記トランジスタ51と24をオンしてA相電流I1aを通電しているときに両トランジスタ51、24をオフすると、A相電流I1aはダイオード27と5Dを介して直流電源2Fと2Eへ直列に通電され、回生電圧が大きくなるので電流減少時間を短縮することができる。また、回生モードは、トランジスタ51をオフとするモードとトランジスタ51をオンとするモードとを使い分けることもできる。
次に、57、58、59は片方向電流すなわち直流電流を通電するモータM2の各相巻線の例である。モータM2の各相巻線57、58、59へ電流を通電するときには、前記トランジスタ52をオンの状態にし、トランジスタ51と53をオフとしておく必要がある。各相巻線57、58、59へ電流を通電する方法は、モータM1の各相巻線54、55、56へ電流を通電する方法と同様である。
次に、5A、5B、5Cは片方向電流すなわち直流電流を通電するモータM3の各相巻線の例である。モータM3の各相巻線5A、5B、5Cへ電流を通電するときには、前記トランジスタ53をオンの状態にし、トランジスタ51と52をオフとしておく必要がある。各相巻線5A、5B、5Cへ電流を通電する方法は、モータM1の各相巻線54、55、56へ電流を通電する方法と同様である。
また、モータを選択する電力供給手段STであるトランジスタ51、52、53の機能は通電であり、リレーの接点あるいはスイッチなどの機械的な接点あるいはサイリスタなど他の種類の電力半導体であっても良い。
次に、5A、5B、5Cは片方向電流すなわち直流電流を通電するモータM3の各相巻線の例である。モータM3の各相巻線5A、5B、5Cへ電流を通電するときには、前記トランジスタ53をオンの状態にし、トランジスタ51と52をオフとしておく必要がある。各相巻線5A、5B、5Cへ電流を通電する方法は、モータM1の各相巻線54、55、56へ電流を通電する方法と同様である。
また、モータを選択する電力供給手段STであるトランジスタ51、52、53の機能は通電であり、リレーの接点あるいはスイッチなどの機械的な接点あるいはサイリスタなど他の種類の電力半導体であっても良い。
以上示したように図5では、トランジスタ24、25、26、および、電流検出手段5G、5H、5J、および、ダイオード27、28、29を3個のモータM1、M2、M3で共用して使用し、制御回路の素子数を低減する方法について示した。例えばトランジスタの数で比較すると、図20に示す従来ブラシレスモータでは3個のモータを駆動するときに18個のトランジスタが必要であるが、図5の方法では3個のモータを駆動するときに6個のトランジスタで制御することが可能であり、トランジスタの数を1/3に低減することができ、低コスト化と小型化が可能である。トランジスタの個数が少なくなると、比例してそのドライバー、ドライバー用の電源、スナバ回路などトランジスタの駆動に必要なトランジスタ周辺回路も不要となり低コスト化、小型化が可能となる。
また、制御回路とモータ本体とを離れて配置する場合には、相互に接続する電線数も配線コストの点で重要である。図20に示す従来ブラシレスモータでは3個のモータについて9本の電線が必要であるが、図5の方法では3個のモータについてA相、B相、C相の3線とモータM1共通線、モータM2共通線、モータM3共通線の合計6本の電線で相互に接続することができる。
また、4個以上のモータを駆動する場合には、矢印5Kに示すように、各モータに固有の制御回路部のみを追加することにより制御可能なモータ数を増加させることができ、さらにモータ1個当たりのコストを低減することができる。
また、4個以上のモータを駆動する場合には、矢印5Kに示すように、各モータに固有の制御回路部のみを追加することにより制御可能なモータ数を増加させることができ、さらにモータ1個当たりのコストを低減することができる。
自動車で複数のモータを使用する具体的な用途として、ドアミラーの姿勢制御、運転席シートの姿勢制御、エアコンの風の制御などがある。ドアミラーの場合、上下制御、左右制御、ドアミラー自体の折りたたみがあり、左右のドアミラーにそれぞれ使用しているので合計6個のモータを使用する。運転席のシートの姿勢をモータで駆動する場合には、前後制御、傾き制御、上下制御、リクライニング制御などにモータを使用している。近年ではマッサージ機能などが付加されることもある。エアコンの風の制御では、風を送るブロワー用モータ、外気と内気の切り替え制御、暖気と冷気の制御、風を送り出す場所を選択する制御などがある。このように多くの小型モータが使用されている。
このような用途に本発明の制御回路を含むモータを使用することができる。また、後に示すように、自動車を駆動する主機への応用すること、図5に示すモータシステムで2個以上のモータを同時に回転駆動することも可能である。
このような用途に本発明の制御回路を含むモータを使用することができる。また、後に示すように、自動車を駆動する主機への応用すること、図5に示すモータシステムで2個以上のモータを同時に回転駆動することも可能である。
(実施例3)
次に、本発明の実施例3を図6に示す。
図6は2個のモータM4、M5とそれらの制御回路であり、図2に示す制御回路を簡素化するもので、モータ1個当たりのコストを低減している。今、モータM4が図1に示すようなモータでその3相巻線をW5A、W5B、W5Cとし、モータM5も図1に示すようなモータでその3相巻線をW6A、W6B、W6Cとする。
図6の21、22、23、61、62、63は、前記モータM4、M5の何れかの巻線である。24、25、26、64、65、66は、接続された前記各巻線へ電流を流すトランジスタである。27、28、29、67、68、69は、接続された各トランジスタがオンからオフに変わった時に接続された各巻線に通電している各電流をそれぞれに転流するダイオードである。
次に、本発明の実施例3を図6に示す。
図6は2個のモータM4、M5とそれらの制御回路であり、図2に示す制御回路を簡素化するもので、モータ1個当たりのコストを低減している。今、モータM4が図1に示すようなモータでその3相巻線をW5A、W5B、W5Cとし、モータM5も図1に示すようなモータでその3相巻線をW6A、W6B、W6Cとする。
図6の21、22、23、61、62、63は、前記モータM4、M5の何れかの巻線である。24、25、26、64、65、66は、接続された前記各巻線へ電流を流すトランジスタである。27、28、29、67、68、69は、接続された各トランジスタがオンからオフに変わった時に接続された各巻線に通電している各電流をそれぞれに転流するダイオードである。
図6のトランジスタ24、25、26の動作は図2のそれとほぼ同じであり、直流電源2E、2Fに対して対称的に配置したトランジスタ64、65、66は対称的に作用する。例えば、巻線61へ電流Ihを通電する場合はトランジスタ64をオンし、トランジスタ64をオフすると、電流Ihはダイオード67を介して直流電源2Eへ流れ、巻線61の磁気エネルギーを回生する。他のトランジスタも同様に動作するので、直流電源2Eと2Fとがバランス良く消費され、回生される。従って、図2に示すコンデンサ2Cに貯まる回生エネルギーを直流電源2Eへ伝達するトランジスタ2A等のDC−DCコンバータは不要である。あるいはその負担を軽減することができる。その結果、低コスト化が可能となる。
前記モータM4、M5の巻線W5A、W5B、W5C、W6A、W6B、W6Cは図6の巻線21、22、23、61、62、63のいずれに振り当てることも可能であり、前記モータM4、M5をどのように使用するかによって、直流電源をよりバランス良く使用できるように配置することが好ましい。
また、図6では2個のモータについて示したが、破線の矢印6B、6Cで示すように制御回路を並列に付加することによりモータの数を3個以上に増加させることもできる。
また、図6では2個のモータについて示したが、破線の矢印6B、6Cで示すように制御回路を並列に付加することによりモータの数を3個以上に増加させることもできる。
(実施例4)
次に、本発明の実施例4を図7に示す。
この実施例4は、図5に示す制御回路とモータを直流電源2E、2Fに対して対称的に配置した例である。勿論、モータの数も自在に選択することができる。
次に、図5に示す電流検出手段5G、5H、5Jについて説明する。電流検出手段5G、5H、5Jはシャント抵抗、電流検出用のカーレントトランス、ホール素子を利用した電流検出器、磁気抵抗素子を利用した電流検出器などで実現することができる。シャント抵抗はその温度係数と消費電力による発熱およびサイズが問題となる。カーレントトランスの場合は大型になりがちである。ホール素子、磁気抵抗素子を使用するものは零点のオフセット、温度係数、ノイズなどが問題になりがちである。これらの理由により電流検出手段は高価なものとなり、図5に示すように複数個のモータで共用することができれば、コスト低減の点および小型化の点で大きな効果がある。
次に、本発明の実施例4を図7に示す。
この実施例4は、図5に示す制御回路とモータを直流電源2E、2Fに対して対称的に配置した例である。勿論、モータの数も自在に選択することができる。
次に、図5に示す電流検出手段5G、5H、5Jについて説明する。電流検出手段5G、5H、5Jはシャント抵抗、電流検出用のカーレントトランス、ホール素子を利用した電流検出器、磁気抵抗素子を利用した電流検出器などで実現することができる。シャント抵抗はその温度係数と消費電力による発熱およびサイズが問題となる。カーレントトランスの場合は大型になりがちである。ホール素子、磁気抵抗素子を使用するものは零点のオフセット、温度係数、ノイズなどが問題になりがちである。これらの理由により電流検出手段は高価なものとなり、図5に示すように複数個のモータで共用することができれば、コスト低減の点および小型化の点で大きな効果がある。
(実施例5)
次に、本発明の実施例5を図8に示す。
この実施例5は、3個のモータM1、M2、M3の制御の概要をブロックダイアグラムで示すものである。81はモータ制御指令情報82を入力する情報入力手段であり、演算部84へ入力情報83を伝える。モータ制御指令情報82は、例えば、制御するモータ名(以下、制御するモータをMXと定義する)、モータ回転数、トルクなどである。85はモータM1の回転数の比、制御のゲイン定数などのモータパラメータを格納するメモリである。86はモータM2のモータパラメータを格納するメモリである。87はモータM3のモータパラメータを格納するメモリである。89はパラメータ選択手段で、制御するモータMXのモータパラメータを選択し、該当するモータパラメータ情報8Aを演算部84へ伝える。
次に、本発明の実施例5を図8に示す。
この実施例5は、3個のモータM1、M2、M3の制御の概要をブロックダイアグラムで示すものである。81はモータ制御指令情報82を入力する情報入力手段であり、演算部84へ入力情報83を伝える。モータ制御指令情報82は、例えば、制御するモータ名(以下、制御するモータをMXと定義する)、モータ回転数、トルクなどである。85はモータM1の回転数の比、制御のゲイン定数などのモータパラメータを格納するメモリである。86はモータM2のモータパラメータを格納するメモリである。87はモータM3のモータパラメータを格納するメモリである。89はパラメータ選択手段で、制御するモータMXのモータパラメータを選択し、該当するモータパラメータ情報8Aを演算部84へ伝える。
演算部84は、マイクロプロセッサあるいはロジック回路などで構成し、制御するモータの相電流、相電圧などを計算し、各トランジスタのオン、オフタイミングなどを計算し、モータ制御出力情報8Bを出力部8Cへ出力する。出力部8Cは、モータMXの選択、各相巻線の電圧印加などを行う各トランジスタのベース駆動信号等である駆動信号8Dを出力する。そして、該当するモータの各相巻線への電圧の印加、電流の通電は図5に示す制御回路などで行う。
このように、複数のモータを一つの制御回路で行うためには、制御するモータMXを選択し、選択したモータMXのモータパラメータを選択する必要がある。そして、これら情報に基づいてモータMXの制御の内容を演算し、各トランジスタを駆動してモータへ電圧、電流を与える。なお、モータの数が3個の場合について説明したが、破線の矢印88で示すように、モータの数を増加することができる。
前記の直流電源2E、2Fは自動車のバッテリーなどであるが、種々の変形が可能である。例えば図9に示すように、直流電源91とコンデンサ92、93により各電位VH、VM、VLを作り出すなど、種々の変形が可能である。
前記の直流電源2E、2Fは自動車のバッテリーなどであるが、種々の変形が可能である。例えば図9に示すように、直流電源91とコンデンサ92、93により各電位VH、VM、VLを作り出すなど、種々の変形が可能である。
(実施例6)
この実施例6では、本発明に適用できるモータについて説明する。
図1、図3に示したモータはその基本的な構成の一つであるが、図10に示すモータは極数を2倍に多極化したモータの例である。ステータ磁極10Dの数は12個でロータ磁極10Eの数は8個で、それぞれ図1のモータの2倍の数である。A相の巻線は101、104、107、10Aであり、電流の方向をシンボルで示している。B相の巻線は103、106、109、10Cであり、電流の方向をシンボルで示している。C相の巻線は105、108、10B、102であり、電流の方向をシンボルで示している。各巻線の電流は片方向電流であり、直流である。また、巻線ピッチは電気角で180で同じであるが、コイルエンドの実際の長さは機械角で90°となっており、半分の長さとなっている。図1のモータは、さらに、3倍以上の多極化を行うことができる。
この実施例6では、本発明に適用できるモータについて説明する。
図1、図3に示したモータはその基本的な構成の一つであるが、図10に示すモータは極数を2倍に多極化したモータの例である。ステータ磁極10Dの数は12個でロータ磁極10Eの数は8個で、それぞれ図1のモータの2倍の数である。A相の巻線は101、104、107、10Aであり、電流の方向をシンボルで示している。B相の巻線は103、106、109、10Cであり、電流の方向をシンボルで示している。C相の巻線は105、108、10B、102であり、電流の方向をシンボルで示している。各巻線の電流は片方向電流であり、直流である。また、巻線ピッチは電気角で180で同じであるが、コイルエンドの実際の長さは機械角で90°となっており、半分の長さとなっている。図1のモータは、さらに、3倍以上の多極化を行うことができる。
次に、図1のモータのロータ磁極を半分の2個とするモータの横断面図を図11に示す。117、118、119、11A、11B、11Cはステータ磁極であり、ステータ磁極の数Mは6である。各ステータ磁極に挟まれたスペースは各スロットであり、111と114はA相巻線であり破線で示す巻線経路はコイルエンド部を示している。巻線経路は円状のバックヨークの片側へ半円状に配置しているが、半分づつ両側へ配置することもできる。各相の巻線には、電流のシンボルで示しているように、そのシンボルの方向の片方向電流を通電して制御する。則ち、交流ではなく、直流電流制御である。この巻線は、電気角180°ピッチで全節巻で巻回し、それぞれ1個のスロットに集中して巻回しているので集中巻きである。113と116はB相巻線で、破線部はコイルエンド部の巻線経路を示している。115と112はC相巻線であり破線で、破線部はコイルエンド部の巻線経路を示している。
11Eはロータである。ロータ11Eは突極状の2個のロータ磁極を円周上に電気角で180°のピッチで配置している。ロータ磁極の数Kは2である。A相の正の巻線111の中心からロータ磁極の反時計回転方向の端部までの角度をロータ回転位置θrとする。ステータ磁極の円周方向幅Htとロータ磁極の円周方向幅Hmは60°に近い値とすると連続的なトルクを得やすい。逆にスロットの円周方向幅Hsすなわちスロット開口部が小さすぎると隣接するステータ磁極間の漏れ磁束が大きくなる。11Dの部分は空間部である。11Dの部分に非磁性体を配置することもでき、高速回転時の風損低減の点では有効である。その場合は、渦電流低減のためには導電性が低い材料が好ましい。
トルクリップルはロータ突極部の円周方向端がスロット開口部へさしかかるとトルク発生のために作用する磁束密度が低下し、吸引力が低下しトルクリップルが発生する。トルクリップル低減の一つの方法は、ステータあるいはロータの円周方向スキューである。階段状のスキューとすることもできる。
トルクリップルはロータ突極部の円周方向端がスロット開口部へさしかかるとトルク発生のために作用する磁束密度が低下し、吸引力が低下しトルクリップルが発生する。トルクリップル低減の一つの方法は、ステータあるいはロータの円周方向スキューである。階段状のスキューとすることもできる。
図12は図11のモータを4倍に多極化したモータであり、ステータ磁極の数Mは24で、ロータ12Uのロータ磁極12Vの数Kは8である。A相巻線のスロットは121、124、127、12A、12D、12J、12M、12Qであり、それらのA相巻線のコイルエンド部を実線12Xと破線12Yで示している。B相巻線のスロットは123、126、129、12C、12F、12L、12P、12Sである。C相巻線のスロットは125、128、12B、12E、12K、12N、12R、122である。図12に示すように、図11に示したモータは多極化することができ、その場合には、コイルエンドの長さが短くなり、バックヨークの厚みを薄くできるのでモータを小型化、軽量化できる。半面、モータの制御周波数が高くなり、鉄損が増加する傾向がある。
図1、図2、図5、図6、図11に示すモータシステムは、そのモータ特性からインバータを低コスト化、小型化できることについて説明したが、その他の特徴について以下に説明する。図1のモータは高価な希土類磁石を使用しないので安価であり、希土類金属の資源枯渇問題および価格高騰の問題も無い。図21のスイッチトリラクタンスモータに比較して、スロット内の巻線の太さを2倍にできるので巻線抵抗が小さい。ただし、図1のモータはコイルエンドが長い点が不利である点には注意を要し、ステータコアのロータ軸方向積厚が小さいモータでは多極化によりその負担を軽減する必要がある。
図1のモータはロータが堅牢なので、高速回転を使用することが物理的に容易であり、高出力化が可能である。図1のモータのトルクは、ステータ磁極とロータ磁極との間に発生する吸引力を使用するもので、トルク発生原理が簡単であり、比較的トルクリップルの小さな特性を得易く、その点では低振動、低騒音とすることができる。図1のモータはリラクタンスモータなので、永久磁石を使用しておらず、電流を通電しないときにモータ内部で磁束は存在しないので、モータが連れ周りの状態で空転運転にあるときに不要な鉄損を発生することがない。これは、ハイブリッド自動車などに使用されて高速走行中にガソリンエンジンで走行する場合などに発生し、問題となり、重要な特性である。
また、図1、図11に示したモータの巻線の前記巻回方法は、重ね巻きのように説明したが、波巻きで巻回しても良い。環状巻とすることもできる。また、各巻線の電流が片方向なので各ステータ磁極の磁束の方向も片方向であり、各ステータ磁極へ界磁巻線を付加することもできる。図1、図11に示した各突極の表面に小さな突極を形成して2歯あるいは3歯と多歯化することもできる。また、図1、図11に示したモータ等をモータの内径側と外径側に2個複合化して配置することもでき、例えば、最外径側は外径側ロータで最内径側は内径側ロータで内径側と外径側との中間部に両モータの2個のステータを背中合わせに配置することができ、この場合には巻線を両ステータのスロット間に巻回することにより巻線の簡素化を実現することもできる。
図1、図11などに示したモータは、図2、図5、図6に示すような制御回路で、A相電流Ia、B相電流Ib、C相電流Icを通電することによりモータを回転駆動することができる。この時、各巻線への電流の通電は、少なくとも2個以上の通電経路を持って、2個以上の電流制御手段で同時に電力を供給する構成としている。
例えば、図2の制御回路で駆動する場合、2つの経路で電力を供給できるので、2個の電流制御手段は、(電流容量×電源電圧×2)の電力を供給することができる。図20に示す3相交流インバータが(電流容量×電源電圧×1)の電力供給であるのに比較して2倍の電力供給ができることになる。
例えば、図2の制御回路で駆動する場合、2つの経路で電力を供給できるので、2個の電流制御手段は、(電流容量×電源電圧×2)の電力を供給することができる。図20に示す3相交流インバータが(電流容量×電源電圧×1)の電力供給であるのに比較して2倍の電力供給ができることになる。
図2、図5、図6に示すような制御回路で、同時に2経路以上で電力供給が行える条件、すなわち制御回路の電流容量を低減できる条件として、前記したように、各巻線の電流が片方向電流であること、各巻線の電流が独立に制御できるモータの結線であって、円周方向に隣接する両隣のステータ磁極をそれぞれ2つのトルク発生モードで励磁でき、その巻線を両モードで兼用していることである。モータ特性と各巻線の結線および制御回路特性との全てが密接に関わっている。
これらの特徴、効果は、前記の波巻き、環状巻界磁巻線を付加した構成においても得られ、多歯化したモータ構成、複合化したモータ構成においても得られる。
これらの特徴、効果は、前記の波巻き、環状巻界磁巻線を付加した構成においても得られ、多歯化したモータ構成、複合化したモータ構成においても得られる。
(実施例7)
この実施例7では、図1に示した本発明モータのステータ磁極の表面あるいは内部に永久磁石を付加したモータの例を図13、図14、図15に示し説明する。
図1、図11に示したモータは永久磁石を使用しておらず、いわゆるリラクタンスモータである。リラクタンスモータは永久磁石コストがないので安価であるが、磁束を誘起する起磁力を電流で生成する必要があり、特に直径で100mm以下の小型のモータでは起磁力生成のための電流が相対的に大きくなるため、永久磁石応用モータに比較して顕著にトルクが小さくなる。
この実施例7では、図1に示した本発明モータのステータ磁極の表面あるいは内部に永久磁石を付加したモータの例を図13、図14、図15に示し説明する。
図1、図11に示したモータは永久磁石を使用しておらず、いわゆるリラクタンスモータである。リラクタンスモータは永久磁石コストがないので安価であるが、磁束を誘起する起磁力を電流で生成する必要があり、特に直径で100mm以下の小型のモータでは起磁力生成のための電流が相対的に大きくなるため、永久磁石応用モータに比較して顕著にトルクが小さくなる。
図13のモータは、図1に示したモータを基本構造とし、ステータ磁極の表面に永久磁石137、138、139、13A、13B、13Cを配置した構成である。131、132、133、134、135、136は、各ステータ磁極である。A相巻線1Dと1GへA相電流Iaを通電し、B相巻線1Fと1JへB相電流Ibを通電し、C相巻線1Hと1EへC相電流Icを通電する。電流の方向は図示するシンボルの方向で、片方向電流を通電する。13D、13E、13F、13Gは磁束である。
永久磁石の磁極の方向は図示する方向であり、あるステータ磁極の永久磁石の方向は、そのステータ磁極の両隣のスロットの巻線へ図示する巻線シンボルの方向へ電流を流したときに印可する起磁力の方向である。本発明モータのステータ側磁束が3相の片方向電流により励磁し、各ステータ磁極の磁束が一方向磁束となるモータ構成なので、ステータ側に永久磁石を配置するモータ構成が可能となっている。また、前記のように、正常なモータ電流制御を行っている時には磁石が減磁することはなく、永久磁石の減磁に対するマージンを低減できる可能性がある。
永久磁石の磁極の方向は図示する方向であり、あるステータ磁極の永久磁石の方向は、そのステータ磁極の両隣のスロットの巻線へ図示する巻線シンボルの方向へ電流を流したときに印可する起磁力の方向である。本発明モータのステータ側磁束が3相の片方向電流により励磁し、各ステータ磁極の磁束が一方向磁束となるモータ構成なので、ステータ側に永久磁石を配置するモータ構成が可能となっている。また、前記のように、正常なモータ電流制御を行っている時には磁石が減磁することはなく、永久磁石の減磁に対するマージンを低減できる可能性がある。
図13のモータの特徴は、図1、図11に示したモータに永久磁石を付加しているので、磁束を励磁する励磁電流が不要となり、トルクが増加すること、モータ電流を駆動するトランジスタの電流容量を低減できることである。その結果、モータ効率が向上し、駆動回路の電流容量低減、小型化も実現する。また、各巻線のインダクタンスが小さくなり、ロータ回転位置によるインダクタンス変化が小さくなるので、モータパラメータの変化率が低減し、制御が容易となる傾向がある。
図14のモータ例は図13に比較し、永久磁石147、148、149、14A、14B、14Cの円周方向幅を短縮した形状のモータである。このように、永久磁石の円周方向幅を変えて、種々モータ特性を得ることもできる。141、142、143、144、145、146はステータ磁極である。14D、14Eは磁束である。
図14のモータ例は図13に比較し、永久磁石147、148、149、14A、14B、14Cの円周方向幅を短縮した形状のモータである。このように、永久磁石の円周方向幅を変えて、種々モータ特性を得ることもできる。141、142、143、144、145、146はステータ磁極である。14D、14Eは磁束である。
なお、永久磁石の形状は種々変形が可能であり、磁石の種類も希土類磁石、フェライト磁石、鋳造磁石、いわゆるボンド磁石と言われている樹脂と混合した磁石、および、それらの組み合わせなどが可能である。
図15の(a)、(b)、(c)は前記ステータ磁極141などを部分的に拡大して示す図である。ステータ磁極151の内部に種々形状、配置で永久磁石を内蔵できることを示している。図15の(a)では、円周方向両端の近傍に永久磁石152、153を配置している。図15の(b)では永久磁石154、155、156を表面近傍に並べて配置している。図15の(c)では円周方向の中央部に永久磁石157を配置している。円周方向の片側に寄せて配置することもできる。
図15の(a)、(b)、(c)は前記ステータ磁極141などを部分的に拡大して示す図である。ステータ磁極151の内部に種々形状、配置で永久磁石を内蔵できることを示している。図15の(a)では、円周方向両端の近傍に永久磁石152、153を配置している。図15の(b)では永久磁石154、155、156を表面近傍に並べて配置している。図15の(c)では円周方向の中央部に永久磁石157を配置している。円周方向の片側に寄せて配置することもできる。
(実施例8)
この実施例8では、ループ状の3相巻線をもつステッピングモータを3相の直流電流Ia、Ib、Icで駆動し、図2、図5、図6、図7などの制御回路で駆動する例を図16に示し説明する。
169はロータのN極磁石、16AはS極磁石で、円周上に交互に配置している。168はロータのバックヨークで167はロータ軸である。ステータ16Bは、その1/4が正規の位置に配置されて示され、他の部分はステータ構造を図解して示すために都合がよいように直線状に展開した斜視図である。161はA相巻線、162はB相巻線、163はC相巻線であり、164、165、166はそれぞれの巻線を巻回し収納するボビンである。16DはA相のステータ磁極で、16EはA相の負のステータ磁極で、それらは相対的に電気角で180°の位相差を持っている。16FはB相のステータ磁極で、16GはB相の負のステータ磁極で、それらは相対的に電気角で180°の位相差を持っている。16HはC相のステータ磁極で、16JはC相の負のステータ磁極で、それらは相対的に電気角で180°の位相差を持っている。16Cはステータのバックヨークである。
この実施例8では、ループ状の3相巻線をもつステッピングモータを3相の直流電流Ia、Ib、Icで駆動し、図2、図5、図6、図7などの制御回路で駆動する例を図16に示し説明する。
169はロータのN極磁石、16AはS極磁石で、円周上に交互に配置している。168はロータのバックヨークで167はロータ軸である。ステータ16Bは、その1/4が正規の位置に配置されて示され、他の部分はステータ構造を図解して示すために都合がよいように直線状に展開した斜視図である。161はA相巻線、162はB相巻線、163はC相巻線であり、164、165、166はそれぞれの巻線を巻回し収納するボビンである。16DはA相のステータ磁極で、16EはA相の負のステータ磁極で、それらは相対的に電気角で180°の位相差を持っている。16FはB相のステータ磁極で、16GはB相の負のステータ磁極で、それらは相対的に電気角で180°の位相差を持っている。16HはC相のステータ磁極で、16JはC相の負のステータ磁極で、それらは相対的に電気角で180°の位相差を持っている。16Cはステータのバックヨークである。
図16のステッピングモータがある回転数で回転している時、3相の各巻線161、162、163の電圧Va、Vb、Vcは、図17の(A)、(C)、(E)である。そして、図17の(B)、(D)、(F)に示すような直流電流Ia、Ib、IcをA相巻線161、B相巻線162、C相巻線163へ通電すれば、図17の(G)に示すような、ほぼ均一のトルクを得ることができる。そして、このようなモータを複数個駆動する場合には、図5、図6、図7のような制御回路で、駆動することができ、安価なモータシステムを構成することができる。ただし、3相の各巻線161、162、163は、図1、図11のモータのように一つの巻線が二つの相の励磁に機能し兼用されているわけではないので、例えば、図5のトランジスタ24、25、26の電流容量を低減できるわけではない。
(実施例9)
この実施例9では、従来のモータとして示した図21のスイッチトリラクタンスモータを図5、図6の本発明モータシステムで駆動する例について説明する。
このモータは良く知られているようにリラクタンス形のモータであるから、片方向電流での駆動が可能であり、図22の駆動回路での駆動が可能である。図21のロータ突極が交互に吸引されるように各相の巻線に直流電流を順次通電することによりロータ回転駆動する。従って、図5、図6、図7のような制御回路で、駆動することができ、安価なモータシステムを構成することができる。ただし、3相の各巻線161、162、163は、図1、図11のモータのように一つの巻線が二つの相の励磁に機能し兼用されているわけではないので、例えば、図5のトランジスタ24、25、26の電流容量を低減できるわけではない。
この実施例9では、従来のモータとして示した図21のスイッチトリラクタンスモータを図5、図6の本発明モータシステムで駆動する例について説明する。
このモータは良く知られているようにリラクタンス形のモータであるから、片方向電流での駆動が可能であり、図22の駆動回路での駆動が可能である。図21のロータ突極が交互に吸引されるように各相の巻線に直流電流を順次通電することによりロータ回転駆動する。従って、図5、図6、図7のような制御回路で、駆動することができ、安価なモータシステムを構成することができる。ただし、3相の各巻線161、162、163は、図1、図11のモータのように一つの巻線が二つの相の励磁に機能し兼用されているわけではないので、例えば、図5のトランジスタ24、25、26の電流容量を低減できるわけではない。
(実施例10)
この実施例10では、図18、図19に示す従来のブラシレスモータについて本発明を適用する方法を示す。
図19のモータがある回転で回転している時、U相巻線197と19A、V相巻線199と19C、W相巻線19Bと198の各相電圧Vu、Vv、Vwは、図17の(A)、(C)、(E)と同じである。従って、図19のU相巻線197と19A、V相巻線199と19C、W相巻線19Bと198へ、それぞれ、図17の(B)、(D)、(F)に示す直流電流Ia、Ib、Icを通電すれば、図17の(G)に示すようなほぼ均一のトルクを得ることができる。そして、このようなモータを複数個駆動する場合には、図5、図6、図7のような制御回路で、駆動することができ、安価なモータシステムを構成することができる。ただし、各相の巻線の接続は図5に示す各相巻線のように、共通接続部および各相の個別接続部を結線する必要がある。また、図17のような通電方法では、二つの巻線に同時に通電できるわけではないので、例えば、図5のトランジスタ24、25、26の電流容量を低減できるわけではない。
この実施例10では、図18、図19に示す従来のブラシレスモータについて本発明を適用する方法を示す。
図19のモータがある回転で回転している時、U相巻線197と19A、V相巻線199と19C、W相巻線19Bと198の各相電圧Vu、Vv、Vwは、図17の(A)、(C)、(E)と同じである。従って、図19のU相巻線197と19A、V相巻線199と19C、W相巻線19Bと198へ、それぞれ、図17の(B)、(D)、(F)に示す直流電流Ia、Ib、Icを通電すれば、図17の(G)に示すようなほぼ均一のトルクを得ることができる。そして、このようなモータを複数個駆動する場合には、図5、図6、図7のような制御回路で、駆動することができ、安価なモータシステムを構成することができる。ただし、各相の巻線の接続は図5に示す各相巻線のように、共通接続部および各相の個別接続部を結線する必要がある。また、図17のような通電方法では、二つの巻線に同時に通電できるわけではないので、例えば、図5のトランジスタ24、25、26の電流容量を低減できるわけではない。
(実施例11)
この実施例11では、図5に示す制御回路とモータにおいて、2個のモータを同時に回転駆動する方法について図5、図8の1動作例として説明する。
まず、1個のモータM1のサンプリング制御による具体的な方法は、例えば、各相巻線の電流制御を20kHzのパルス幅変調PWMで行ない、速度制御を1kHzで行う場合、速度制御を周期Tv=1msecで1回行う間にPWM電流制御を周期Ti=0.05msecで20回行うことになり、それを繰り返して1個のモータM1の電圧、電流、速度を制御する。図5でその該当するモータM1の巻線を54、55、56とすると、電力供給手段STであるトランジスタ51をオン状態として、トランジスタ24、25、26を20kHzでPWM制御して各相の電圧、電流を制御する。
この実施例11では、図5に示す制御回路とモータにおいて、2個のモータを同時に回転駆動する方法について図5、図8の1動作例として説明する。
まず、1個のモータM1のサンプリング制御による具体的な方法は、例えば、各相巻線の電流制御を20kHzのパルス幅変調PWMで行ない、速度制御を1kHzで行う場合、速度制御を周期Tv=1msecで1回行う間にPWM電流制御を周期Ti=0.05msecで20回行うことになり、それを繰り返して1個のモータM1の電圧、電流、速度を制御する。図5でその該当するモータM1の巻線を54、55、56とすると、電力供給手段STであるトランジスタ51をオン状態として、トランジスタ24、25、26を20kHzでPWM制御して各相の電圧、電流を制御する。
(実施例12)
この実施例12では、2個のモータM1、M2の回転数制御を並行して行う例について説明する。モータM2の巻線は57、58、59であり、電力供給手段STであるトランジスタ52である。モータM1の速度制御を周期Tv=1msecの前半で1回行う間に、電力供給手段STであるトランジスタ51をオン状態として、モータM1のPWM電流制御を周期Ti=0.05msecで10回行い巻線54、55、56へ電圧、電流を供給する。そして、モータM2の速度制御を周期Tv=1msecの後半で1回行う間に、電力供給手段STであるトランジスタ51をオフとしトランジスタ52をオン状態として、モータM2のPWM電流制御を周期Ti=0.05msecで10回行い巻線57、58、59へ電圧、電流を供給する。この時、モータのトルクは電流に依存して発生し、モータの回転数はトルクを含む運動方程式で計算される関係で、モータ回転数はトルクの時間積分の項を含む関係となっているので、短時間の間は惰性で回転することができるので、2個のモータの回転数を制御する方法として2個のモータのトルクの時分割制御が可能である。
この実施例12では、2個のモータM1、M2の回転数制御を並行して行う例について説明する。モータM2の巻線は57、58、59であり、電力供給手段STであるトランジスタ52である。モータM1の速度制御を周期Tv=1msecの前半で1回行う間に、電力供給手段STであるトランジスタ51をオン状態として、モータM1のPWM電流制御を周期Ti=0.05msecで10回行い巻線54、55、56へ電圧、電流を供給する。そして、モータM2の速度制御を周期Tv=1msecの後半で1回行う間に、電力供給手段STであるトランジスタ51をオフとしトランジスタ52をオン状態として、モータM2のPWM電流制御を周期Ti=0.05msecで10回行い巻線57、58、59へ電圧、電流を供給する。この時、モータのトルクは電流に依存して発生し、モータの回転数はトルクを含む運動方程式で計算される関係で、モータ回転数はトルクの時間積分の項を含む関係となっているので、短時間の間は惰性で回転することができるので、2個のモータの回転数を制御する方法として2個のモータのトルクの時分割制御が可能である。
なお、モータM1、M2の速度制御は図8の演算部84で行うが、制御するモータのパラメータ等の制御条件はパラメータ選択手段89でパラメータを選択し、使用する。また、3個のモータの速度制御を図5の制御回路で行う場合にも、3個のモータの電圧、電流、トルクを時分割制御することにより実現できる。
以上説明したように、図5のような共通制御回路を持つような低コストな制御回路においても、複数のモータの並行した速度制御を実現することができる。その具体化の方法は、各モータの電圧、電流、トルクを時分割制御する方法である。
以上説明したように、図5のような共通制御回路を持つような低コストな制御回路においても、複数のモータの並行した速度制御を実現することができる。その具体化の方法は、各モータの電圧、電流、トルクを時分割制御する方法である。
複数のモータの速度制御は、例えば、1個のモータMmは大半の時間帯で回転していて、他のモータMsは一時的に駆動するだけであるような用途では、モータMmの制御回路を利用してモータMsを駆動するものであると考えることもできる。また、自動車の4輪を独立駆動する場合において、2個のモータを一組の制御回路で行い、4個のモータで駆動することもできる。特に雪道の低速運転での安定化には、必ずしも4個のモータが同一出力、同一トルクである必要はなく、4輪独立駆動が必要ない時には2個のモータで駆動するシステムも可能である。すなわち例えば、主モータ2個と補助モータ2個で、制御回路が二組であるような構成も可能である。
(変形例)
以上、複数のモータの低コストで小型なモータシステムについて説明したが、種々の変形、応用が可能である。例えば、アウターロータモータ、アキシャルギャップ型モータ、リニアモータ、各種モータの複合化されたモータ等への応用が可能である。複数のモータは、各種モータを混合して構成することも勿論可能であり、直流モータを混在させることもできる。直流モータの場合には、ダイオードを付加して、図5のトランジスタ24、25、26を並列駆動することも可能である。図1、図11に示すようなモータは、3相のモータに限らず、4相、5相、6相などのモータへ発展させることもできる。
以上、複数のモータの低コストで小型なモータシステムについて説明したが、種々の変形、応用が可能である。例えば、アウターロータモータ、アキシャルギャップ型モータ、リニアモータ、各種モータの複合化されたモータ等への応用が可能である。複数のモータは、各種モータを混合して構成することも勿論可能であり、直流モータを混在させることもできる。直流モータの場合には、ダイオードを付加して、図5のトランジスタ24、25、26を並列駆動することも可能である。図1、図11に示すようなモータは、3相のモータに限らず、4相、5相、6相などのモータへ発展させることもできる。
モータ巻線の電流、電圧の形状などについても種々変形が可能であり、重畳させることもできる。また、モータのロータ位置情報については触れなかったが、各種のエンコーダを取り付けた制御、あるいは、センサレス位置検出、センサレス速度検出等も可能である。制御回路の種々変形、応用も可能であり、マイクロプロセッサを使用した制御回路、マイクロプロセッサを使用しない制御回路、制御部とパワー部とを1チップ化したものなど、種々の変形、応用が可能である。これらの種々変形したモータのついても、本発明モータの主旨の変形技術は本発明に含むものである。
本発明の制御回路を含むモータは、直流電流で駆動可能な複数個のモータを一部共通化した制御回路で構成することにより、全体でのコストを低減し、小型化、軽量化も実現するものである。複数のモータを選択して速度制御あるいは位置制御などを行うだけでなく、複数のモータを並行して速度制御あるいは位置制御することもできる。また、トルク制御も可能であり、直流モータを混在することも可能である。
自動車、家電などの用途では複数のモータを使用することが多く、低コスト化、小型化、軽量化の要求も強い。本発明のモータはこれらの要求に応えることができ、効果的な技術である。
自動車、家電などの用途では複数のモータを使用することが多く、低コスト化、小型化、軽量化の要求も強い。本発明のモータはこれらの要求に応えることができ、効果的な技術である。
2E 直流電源
2F 直流電源
24 電流駆動用のトランジスタ
25 電流駆動用のトランジスタ
26 電流駆動用のトランジスタ
27 電力回生用のダイオード
28 電力回生用のダイオード
29 電力回生用のダイオード
51 モータを選択するトランジスタ
52 モータを選択するトランジスタ
53 モータを選択するトランジスタ
54 モータM1の巻線
55 モータM1の巻線
56 モータM1の巻線
57 モータM2の巻線
58 モータM2の巻線
59 モータM2の巻線
5A モータM3の巻線
5B モータM3の巻線
5C モータM3の巻線
5D 電圧保護および電力回生用のダイオード
5E 電圧保護および電力回生用のダイオード
5F 電圧保護および電力回生用のダイオード
5G 電流検出用手段
5H 電流検出用手段
5J 電流検出用手段
2F 直流電源
24 電流駆動用のトランジスタ
25 電流駆動用のトランジスタ
26 電流駆動用のトランジスタ
27 電力回生用のダイオード
28 電力回生用のダイオード
29 電力回生用のダイオード
51 モータを選択するトランジスタ
52 モータを選択するトランジスタ
53 モータを選択するトランジスタ
54 モータM1の巻線
55 モータM1の巻線
56 モータM1の巻線
57 モータM2の巻線
58 モータM2の巻線
59 モータM2の巻線
5A モータM3の巻線
5B モータM3の巻線
5C モータM3の巻線
5D 電圧保護および電力回生用のダイオード
5E 電圧保護および電力回生用のダイオード
5F 電圧保護および電力回生用のダイオード
5G 電流検出用手段
5H 電流検出用手段
5J 電流検出用手段
Claims (9)
- N(Nは2以上の整数)個のモータであって、
各モータの各相巻線には片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、
前記N個のモータから選択するモータ選択信号SMを入力し、
前記モータ選択信号SMに従って選択的に各モータへ電圧および電流を供給するN個の電力供給手段STと、
前記電力供給手段STと直列に接続し前記各相巻線Wmへそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段TRmとを備えることを特徴とするモータ。 - N(Nは2以上の整数)個のモータであって、
各モータの各相巻線には片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、
各相巻線へ電力を供給する直流電源PS1とPS2とが2個直列に接続され、
前記直流電源PS1に接続された巻線W1へトランジスタTR1で電力を供給し、
前記トランジスタTR1がオフした時には前記巻線W1の磁気エネルギーをダイオードD1を介して前記直流電源PS2へ回生し、
前記直流電源PS2に接続された巻線W2へトランジスタTR2で電力を供給し、
前記トランジスタTR2がオフした時には前記巻線W2の磁気エネルギーをダイオードD2を介して前記直流電源PS1へ回生し、
他の各巻線も同様に前記直流電源PS1あるいはPS2へ接続して直流電流を制御することを特徴とするモータ。 - 請求項1に記載したモータにおいて、
モータの各相の電流を検出する電流検出手段DSmを、前記相電流通電手段TRmが接続される経路に備えることを特徴とするモータ。 - 請求項1に記載したモータにおいて、
前記モータ選択信号SMに従って前記電力供給手段STでモータMXを選択し、
前記モータ選択信号SMに従ってパラメータ選択手段SPAにより該当するモータMXの制御パラメータを選択して制御することを特徴とするモータ。 - 請求項1または2に記載したモータにおいて、
前記N(Nは2以上の整数)個のモータの中には、電気角で360°の間に、ステータのJ(Jは6以上の整数)個のステータ磁極と、
ステータの磁極間に電気角でほぼ180°ピッチに巻回し一方向の電流を通電する巻線と、
ロータのK(Kは2以上の整数)個のロータ磁極とを備えるモータを含むことを特徴とするモータ。 - 請求項1または2に記載したモータにおいて、
前記N(Nは2以上の整数)個のモータの中には、電気角で360°の間に、ステータのP(Pは6以上の整数)個のステータ磁極と、
各ステータ磁極に巻回し一方向の電流を通電する巻線と、
ロータのQ(Qは4以上の整数)個のロータ磁極とを備えるモータを含むことを特徴とするモータ。 - 請求項1または2に記載したモータにおいて、
各巻線に直流電流を通電して駆動するステッピングモータを含むことを特徴とするモータ。 - 請求項1または2に記載したモータにおいて、
3相交流モータであり、ロータに永久磁石を配置したブラシレスモータの各巻線へ直流電流を通電して制御するモータを含むことを特徴とするモータ。 - 請求項1に記載したモータにおいて、
前記N個の電力供給手段STを時分割で制御することにより、複数のモータへの電力供給を時分割的に行えるようにし、
前記時分割で割り当てられた時間内では該当するモータの各相電流を制御し、
複数のモータを同時に制御することを特徴とするモータ。
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