JP2011217567A - モータ - Google Patents

Abstract

【課題】制御回路を含む複数のモータを全体で低コスト化する。また、小型化、軽量化も実現する。
【解決手段】片方向電流すなわち直流電流で駆動可能な複数個のモータを、モータを選択する電力供給手段ＳＴと、直列に接続した各相巻線Ｗｍへそれぞれに直流電流を供給する多相の相電流通電手段ＴＲｍとで駆動する。前記相電流通電手段ＴＲｍを複数のモータで共通化して使用することにより、全体での低コスト化、小型化、軽量化を実現する。また、モータを選択的に制御するだけでなく、時分割制御により複数のモータを並行して速度制御あるいは位置制御も可能とする。
【選択図】図５

Description

本発明は、自動車やトラック等に搭載されるモータとその制御装置に関する。また、産業用機器、家庭電化製品などへの適用も可能である。

３相交流モータは従来より広く使用されている。図１８はその概略的な構成を示す縦断面図の例である。１８１はモータ出力軸、１８２はロータコア、１８７および１８８はロータ表面に取り付けられたＮ極永久磁石およびＳ極永久磁石、１８３は軸受け、１８４はステータコア、１８５は巻線のコイルエンド、１８６はモータケースである。
図１９は図１８の断面ＡＡ−ＡＡを示す横断面図である。このモータは、３相交流、２極、６スロットであり、巻線は全節巻、集中巻きである。ステータの歯は円周方向に、１９１、１９２、１９３、１９４、１９５、１９６である。

各歯に挟まれた各スロットには３相の巻線が巻回され、Ｕ相巻線は１９７から１９Ａへ巻回し、Ｖ相巻線は１９９から１９Ｃへ巻回し、Ｗ相巻線は１９Ｂから１９８へ巻回する。各巻線のピッチは電気角で１８０°のピッチとなっている。なお、図１８、図１９では２極のモータの例を示しているが、４極以上に多極化して使用することが多い。また、各相巻線を１個のスロットに巻回する集中巻きの例を示しているが、特に全節巻きのモータの場合、各相巻線を２個以上のスロットへ分布させる分布巻きであることが多い。

図２０は前記３相交流モータを３相交流インバータで駆動する場合の構成を示している。２０ＥはＵ相巻線でＵ相電流Ｉｕを通電する。２０ＦはＶ相巻線でＶ相電流Ｉｖを通電する。２０ＧはＷ相巻線でＷ相電流Ｉｗを通電する。２０Ｄはバッテリなどの直流電源、２０１、２０２、２０３、２０４、２０５、２０６はパワートランジスタ、２０７、２０８、２０９、２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃは各パワートランジスタに並列に配置されたダイオードである。トランジスタには、いわゆるＩＧＢＴあるいはＦＥＴなどの各種の電力半導体素子を使用できる。図２０において、１個のモータを駆動するためにパワートランジスタが６個必要であり、そのコストの問題がある。また、モータとインバータを含む制御装置とがセットで、その性能、大きさ、コストの点で競争力が求められている。

他の従来モータの横断面図を図２１に示す。スイッチトリラクタンスモータと言われるモータで、ステータに６個の磁極である歯、ロータに４個の磁極を持っている。多くの研究が成されているが、まだ実用化の例は少ない。
２１１はＡ相のステータ磁極であり、Ａ相の巻線２１７、２１８を図のシンボルで示す正負の方向に破線２１Ｎで示すように２１１へ集中して巻回する。２１４は負のＡ相のステータ磁極であり、Ａ相の巻線２１Ｅ、２１Ｄを図のシンボルで示す正負の方向に破線２１Ｐで示すように２１４へ集中して巻回する。この２つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。これらのＡ相の巻線へ電流を流すことにより、矢印２１Ｍで示す磁束が発生し、ステータ磁極２１１、２１４とロータ磁極２１Ｌの間に吸引力が発生し、反時計回転方向ＣＣＷへトルクが発生する。

２１３はＢ相のステータ磁極であり、Ｂ相の巻線２１Ｂ、２１Ｃを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように２１３へ集中して巻回する。２１６は負のＢ相のステータ磁極であり、Ｂ相の巻線２１Ｊ、２１Ｈを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように２１６へ集中して巻回する。この２つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。
２１５はＣ相のステータ磁極であり、Ｃ相の巻線２１Ｇ、２１Ｆを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように２１５へ集中して巻回する。２１２は負のＣ相のステータ磁極であり、Ｃ相の巻線２１９、２１Ａを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように２１２へ集中して巻回する。この２つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。

図２１に示すモータは、ロータ磁極２１Ｌの回転位置θｒに応じてＡ相電流、Ｂ相電流、Ｃ相電流を順次通電して、総合トルクとして連続トルクを生成する。Ａ相電流の電流の向きは、２つの巻線の電流方向を同時に逆向きにしても、軟磁性体の吸引力でトルクを発生させるので、トルクの方向は変わらない。
図２１に示すスイッチトリラクタンスモータは、永久磁石を使用せず低コストであり、ステータの巻線は集中巻きで簡素な構成であり、ステータ磁極２１１〜２１６を形成しているステータの突極と、ロータ磁極２１Ｌを形成しているロータの突極とに作用する磁束は、電磁鋼板の飽和磁束密度で作用するので高磁束密度の電磁気作用でのトルクを利用でき、また、ロータが堅牢なので高速回転が可能であると言う特徴がある。

図２１に示すスイッチトリラクタンスモータの問題点は、回転に伴ってステータとロータ間に作用するラジアル力が、円周方向に９０°異なる位置へ変化するため、また、駆動電流がスイッチ的に作用させるため、特にステータのラジアル方向変形が大きく、振動、騒音が大きい問題がある。巻線の使用効率については、トルクを発生するために通電する電流が図２１に示す１２個の巻線の内の４個の巻線に通電され、４／１２＝１／３の巻線使用効率であり使用効率が低く、結果として巻線の発熱であるジュール損が大きくなる問題がある。

図２２は図２１のモータを駆動するインバータの例である。２２１、２２２、２２３、２２４、２２５、２２６はパワートランジスタ、２２７、２２８、２２９、２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃは各パワートランジスタと各巻線２２Ｄ、２２Ｅ、２２Ｆに逆並列に配置されたダイオードである。各パワートランジスタをオンさせて直流電源２０Ｄの電気エネルギーを各巻線へ供給し、各パワートランジスタをオフさせた時には磁気エネルギーを直流電源２０Ｄへ返す。また、各トランジスタと巻線を介してフライホイール電流を流すこともできる。ここで、巻線２２ＤはＡ相の巻線２１７、２１８と２１Ｅ、２１Ｄとを渡り線で直列に巻回した巻線である。巻線２２ＥはＢ相の巻線２１Ｂ、２１Ｃと２１Ｊ、２１Ｈとを渡り線で直列に巻回した巻線である。巻線２２ＦはＣ相の巻線２１Ｇ、２１Ｆと２１９、２１Ａとを直列に巻回した巻線である。図２２に示すインバータにおいても図２０に示したインバータと同様に、１個のモータを駆動するためにパワートランジスタが６個必要であり、そのコストの問題がある。

特開２００９−２４７０８９号公報（図２） 特開２００２−２７２０７１号公報（図１）

本発明が解決しようとする課題は、制御回路を含めたモータの低コスト化および小型化である。特に自動車の補機用モータは、少ないもので３０台位から、多いものでは１００台以上のモータが使用されており、通常は休止しているモータも多い。これらの現状の補機用モータの大半は直流電動機であり低コストであるが、整流部の寿命、信頼性、騒音、そしてモータサイズなどの問題がある。一方、ブラシレスモータは制御回路が高コストの問題がある。これらの複数個のモータシステムをトータルで低コスト化、小型化することが課題である。しかも、寿命、信頼性、騒音、モータサイズなどの問題も解決する必要がある。

（請求項１に係る発明）
本発明は、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のモータであって、各モータの各相巻線には片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、Ｎ個のモータから選択するモータ選択信号ＳＭを入力し、モータ選択信号ＳＭに従って選択的に各モータへ電圧および電流を供給するＮ個の電力供給手段ＳＴと、この電力供給手段ＳＴと直列に接続し各相巻線Ｗｍへそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段ＴＲｍとを備えることを特徴とする。

（請求項２に係る発明）
本発明は、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のモータであって、各モータの各相巻線には、片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、各相巻線へ電力を供給する直流電源ＰＳ１とＰＳ２とが２個直列に接続され、直流電源ＰＳ１に接続された巻線Ｗ１へトランジスタＴＲ１で電力を供給し、トランジスタＴＲ１がオフした時には、巻線Ｗ１の磁気エネルギーをダイオードＤ１を介して直流電源ＰＳ２へ回生し、直流電源ＰＳ２に接続された巻線Ｗ２へトランジスタＴＲ２で電力を供給し、トランジスタＴＲ２がオフした時には、巻線Ｗ２の磁気エネルギーをダイオードＤ２を介して直流電源ＰＳ１へ回生し、他の各巻線も同様に直流電源ＰＳ１あるいはＰＳ２へ接続して直流電流を制御することを特徴とする。

（請求項３に係る発明）
請求項１に記載したモータにおいて、モータの各相の電流を検出する電流検出手段ＤＳｍを、相電流通電手段ＴＲｍが接続される経路に備えることを特徴とする。

（請求項４に係る発明）
請求項１に記載したモータにおいて、モータ選択信号ＳＭに従って電力供給手段ＳＴでモータＭＸを選択し、モータ選択信号ＳＭに従ってパラメータ選択手段ＳＰＡにより該当するモータＭＸの制御パラメータを選択して制御することを特徴とする。

（請求項５に係る発明）
請求項１または２に記載したモータにおいて、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のモータの中には、電気角で３６０°の間に、ステータのＪ（Ｊは６以上の整数）個のステータ磁極と、ステータの磁極間に電気角でほぼ１８０°ピッチに巻回し一方向の電流を通電する巻線と、ロータのＫ（Ｋは２以上の整数）個のロータ磁極とを備えるモータを含むことを特徴とする。

（請求項６に係る発明）
請求項１または２に記載したモータにおいて、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のモータの中には、電気角で３６０°の間に、ステータのＰ（Ｐは６以上の整数）個のステータ磁極と、各ステータ磁極に巻回し一方向の電流を通電する巻線と、ロータのＱ（Ｑは４以上の整数）個のロータ磁極とを備えるモータを含むことを特徴とする。

（請求項７に係る発明）
請求項１または２に記載したモータにおいて、各巻線に直流電流を通電して駆動するステッピングモータを含むことを特徴とする。

（請求項８に係る発明）
請求項１または２に記載したモータにおいて、３相交流モータであり、ロータに永久磁石を配置したブラシレスモータの各巻線へ直流電流を通電して制御するモータを含むことを特徴とする。

（請求項９に係る発明）
請求項１に記載したモータにおいて、Ｎ個の電力供給手段ＳＴを時分割で制御することにより、複数のモータへの電力供給を時分割的に行えるようにし、時分割で割り当てられた時間内では該当するモータの各相電流を制御し、複数のモータを同時に制御することを特徴とする。

請求項１に係る発明は、多数個のモータの駆動制御であって、どのモータを選択して制御するかをモータ選択信号ＳＭの入力信号で決定する。
例えば、３相のモータ巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃの片側は、相互に接続され共通の端子となっていて、電力供給手段ＳＴの一つであるトランジスタＴＲ０をモータ選択信号ＳＭに従ってオンして電源へ接続し、各相巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃへ電圧および電流を供給可能な状態とする。モータ巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃの他方は、各相巻線へそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段であって、複数のモータの共通トランジスタであるＴＲＸ、ＴＲＹ、ＴＲＺへ接続し、各相の電圧、電流を制御する。

ここで使用するモータ構成のひとつは、電気角で３６０°の間に、ステータの６個のステータ磁極と、ステータの磁極間に電気角で１８０°ピッチに巻回した全節巻の巻線と、ロータの４個のロータ磁極と、各巻線へ一方向の電流を通電する電流制御手段とを備えた構成である。この構成によれば、各モータごとの電力供給手段ＳＴのトランジスタは１個だけとし、各相巻線の電圧、電流は共通トランジスタであるＴＲＸ、ＴＲＹ、ＴＲＺで駆動できるので、トータルでのトランジスタ数を少なくすることができ、低コスト化、小型化が可能である。

請求項２に係る発明は、多数個のモータであって、各モータの各相巻線には片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、各相巻線へ電力を供給する直流電源ＰＳ１とＰＳ２とが２個直列に接続され、直流電源ＰＳ１に接続された巻線Ｗ１等へトランジスタＴＲ１等でそれぞれに電力を供給し、例えばトランジスタＴＲ１がオフした時には、巻線Ｗ１の磁気エネルギーをダイオードＤ１を介して直流電源ＰＳ２へ回生する構成とする。一方、直流電源ＰＳ２に接続された巻線Ｗ２等へトランジスタＴＲ２等でそれぞれに電力を供給し、例えばトランジスタＴＲ２がオフした時には巻線Ｗ２の磁気エネルギーをダイオードＤ２を介して直流電源ＰＳ１へ回生する。そして、他の各巻線も同様に直流電源ＰＳ１あるいはＰＳ２へ接続して直流電流を制御する。
このような構成よれば、磁気エネルギが回生された電力を変換するためのいわゆるＤＣ−ＤＣコンバータなどの機能を軽減することができ、全体の低コスト化、小型化を実現する。

請求項３に係る発明は、モータの各相の電流を検出する電流検出手段ＤＳｍをトランジスタが接続される経路に備えることにより、多数個のモータに共通の回路とすることが可能である。このような構成よれば、電流検出の方法には種々の方法があるが、そのコスト、発熱量、大きさは負担が大きく、共通化の効果が大きい。

請求項４に係る発明は、複数の異なった仕様のモータ、あるいは、異なる使い方をするモータを含む場合、モータ選択信号ＳＭに従って電力供給手段ＳＴでモータＭＸを選択すると同時に、モータ選択信号ＳＭに従ってパラメータ選択手段ＳＰＡにより該当するモータＭＸの制御パラメータを選択して制御することにより、各モータごとに、より適切なモータ制御を実現することができる。
この構成により、複数の異なった特性のモータおよび負荷を時分割に制御するとき、モータの制御パラメータを適切に変更することができるので、制御装置の簡略化、高機能化、高性能化が容易となる。

請求項５に係る発明は、例えば、電気角で３６０°の間に、ステータの６個のステータ磁極と、ステータの磁極間に電気角でほぼ１８０°ピッチに巻回し一方向の電流を通電する３相の巻線と、４個のロータ磁極とを備えるモータである。
このような構成のモータは、インバータの二つの経路から同時に電力を供給できるので、インバータの低電流容量化、低コスト化が可能な構成のモータであり、さらに、前記のような制御回路の共通化により一層の低コスト化が可能となる。

請求項６に係る発明は、例えば、電気角で３６０°の間に６個のステータ磁極と、各ステータ磁極に巻回し一方向の電流を通電する巻線と、４個のロータ磁極とを備えるモータについて本発明を適用することができる。いわゆるスイッチトリラクタンスモータであり、異なるステータ磁極の数、異なるロータ磁極の数のモータを構成することもでき、多極化することもできる。
このような構成のモータを使用することにより、前記のような制御回路の共通化により低コスト化が可能となる。

請求項７に係る発明は、各巻線に直流電流を通電して駆動するステッピングモータである。このような構成のモータを使用することにより、前記のような制御回路の共通化により低コスト化が可能となる。

請求項８に係る発明は、ロータに永久磁石を配置したブラシレスモータの各巻線へ直流電流をして制御するモータを使用した構成である。普通は各巻線へ交流電流を通電することが多いが、本発明では各相巻線へ直流電流を通電して使用する。
このような構成のモータを使用することにより、前記のような制御回路の共通化により低コスト化が可能となる。

請求項９に係る発明は、Ｎ個の電力供給手段ＳＴを時分割で制御することにより、複数のモータへの電力供給を時分割的に行い、前記時分割で割り当てられた時間内では該当するモータの各相電流を制御し、そのモータのトルクを生成し、その次の時間帯では他のモータの各相電流を制御する。このように、複数のモータについて平均トルクが得られるように制御する。
このような構成により、切り替え方式の低コストな制御回路でありながら、２個以上の複数のモータを同時に速度制御あるいは位置制御を行うことができる。

本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻き、片方向電流のモータの横断面および磁束の例を示す図である。 図１のモータの駆動回路の例である。 図１のモータの各回転位置における各相電流と磁束およびトルクの方向を示す図である。 図１のモータの電流とトルクの関係を示す図である。 図１のモータを２個以上を、選択して駆動する回路の例である。 図１のモータを２個以上を駆動する回路の例である。 図６の駆動回路を２つの電源に対して対称に配置した例を示す図である。 モータ制御回路の概略構成とパラメータ選択手段ＳＰＡを示す図である。 電源構成の変形例を示す図である。 ２極の図１のモータを４極に変形したモータの横断面を示す図である。 図１のモータのロータ磁極の数を２個とした構成のモータの横断面を示す図である。 ２極の図１１のモータを８極に変形したモータの横断面を示す図である。 図１のモータの各歯の表面に永久磁石を配置したモータの横断面を示す図である。 図１のモータの各歯の表面に永久磁石を配置したモータの横断面を示す図である。 図１３あるいは図１４のモータの歯の内部へ永久磁石を配置した構成の例を示す図である。 ３相のステッピングモータを示す斜視図である。 図１８、１９に示すモータの誘起電圧と直流駆動電流を示す図である。 従来の３相交流のブラシレスモータの縦断面を示す図である。 図１８に示す従来のブラシレスモータの横断面を示す図である。 図１８、１９に示すブラシレスモータを駆動するインバータの構成を示す図である。 従来のスイッチトリラクタンスモータの横断面を示す図である。 図１、１１、１３、１６、２１等のモータを駆動することのできるインバータの構成例を示す図である。

本発明を実施するための最良の形態を以下の実施例により詳細に説明する。

（実施例１）
本発明のモータ実施例の横断面を図１に示す。１１、１２、１３、１４、１５、１６はステータ磁極であり、ステータ磁極の数Ｍは６である。１７、１８、１９、１Ａ、１Ｂ、１Ｃは、ステータ磁極に挟まれた各スロットである。１Ｄと１ＧはＡ相巻線であり破線で示す１Ｌはコイルエンド部の巻線経路を示している。巻線経路１Ｌは円状のバックヨークの片側に配置しているが、半分づつ両側へ配置することもできる。各相の巻線には、電流のシンボルで示しているように、そのシンボルの方向の片方向電流を通電して制御する。則ち、交流ではなく、直流電流制御である。この巻線は、電気角１８０°ピッチで全節巻で巻回し、それぞれ１個のスロットに集中して巻回しているので集中巻きである。１Ｆと１ＪはＢ相巻線であり破線で示す１Ｍはコイルエンド部の巻線経路を示している。１Ｈと１ＥはＣ相巻線であり破線で示す１Ｎはコイルエンド部の巻線経路を示している。

１Ｚはロータ軸である。ロータは１Ｋで示す突極状のロータ磁極を円周上に４個等間隔に配置している。ロータ磁極の数Ｋは４である。図１ではステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅は、共に、電気角で３０°の例を示している。Ａ相の正の巻線中心からロータ磁極の反時計回転方向の端部までの角度をロータ回転位置θｒとする。
図１のロータ回転位置θｒで反時計回転方向ＣＣＷのトルクＴを生成する場合、巻線シンボルの通り、Ａ相巻線１Ｄへ紙面の表側から紙面の裏側へ、Ａ相巻線１Ｇへ紙面の裏側から紙面の表側へ直流電流Ｉａを通電し、Ｃ相巻線１Ｈへ紙面の表側から紙面の裏側へ、Ｃ相巻線１Ｅへ紙面の裏側から紙面の表側へ直流電流Ｉｃを通電することにより、太線の矢印１Ｐで示す磁束が誘起され、ロータに反時計回転方向のトルクが生成する。この時、Ｂ相巻線１Ｆ、１Ｊへは電流Ｉｂを流さない。また、太線の矢印１Ｐで示す磁束と直角な方向、すなわち、ステータ磁極１２、１３と１５、１６の方向へは、電流ＩａとＩｃの起磁力が相殺しているので、磁束が発生しない。電流ＩａとＩｃの大きさが異なる場合は、その差分に比例した起磁力が作用するので、矢印１Ｐで示す磁束と直角な方向へ磁束が誘起する。

Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の巻線の各電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃに通電する制御回路の例を図２に示す。各巻線の電流は直流であり、片方向電流なので、例えば、図２のように簡素な構成のインバータとすることができる。２１、２２、２３はそれぞれＡ相、Ｂ相、Ｃ相の巻線、２４、２５、２６は電流を通電するトランジスタ、２７、２８、２９はダイオードである。ダイオード２７、２８、２９により集めた回生電流はコンデンサ２Ｃへ充電し、ＤＣ−ＤＣコンバータであるトランジスタ２Ａ、チョークコイルＬｄｃｃ、ダイオード２Ｂにより電圧変換して直流電源２Ｅへ充電する。このＤＣ−ＤＣコンバータは良く使用されている一般的な構成であり、コンデンサ２Ｃへ充電された電荷をトランジスタ２ＡによりチョークコイルＬｄｃｃへ電流Ｉｒｃを通電し、この状態でトランジスタ２Ａをオフする。この時、チョークコイルＬｄｃｃにたまった磁気エネルギーは、ダイオード２Ｂを使用して電流Ｉｒｃの形で直流電源２Ｅへ充電することが出来る。このようにしてモータの運動エネルギー、モータの磁気エネルギーを回生し、効率良く直流電源２Ｅへ回生する。なお、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの種々変形が可能である。また、ＤＣ−ＤＣコンバータは、多数個のモータの共通回路として使用できるので多数個のモータを使用する場合は、そのモータ１個当たりのコスト負担を小さくすることができる。なお、図１のモータは図２２の制御回路で駆動することもできる。

次に、ロータの回転位置θｒと各相巻線へ通電する電流について、反時計回転方向へ回転する場合の例を図３に示し説明する。
図３の（ａ）は、図１と同じ回転位置θｒ＝３０°であり、前記のように、Ａ相巻線１Ｄ、１ＧとＣ相巻線１Ｈ、１Ｅへ直流電流ＩａとＩｃを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向ＣＣＷのトルクＴを発生する。この時、Ｂ相巻線１Ｆ、１Ｊへは通電しない。なお、図３の（ａ）の紙面で水平方向、すなわち、Ｂ相巻線１Ｆから１Ｊの方向への起磁力は、前記電流ＩａとＩｃとが逆方向に作用し、相殺しているので、水平方向の磁束は励磁されない。また、この時、Ｂ相電流Ｉｂは零であるが、Ｂ相巻線の電圧Ｖｂは、矢印で示す磁束φがＢ相巻線に鎖交しており、電圧Ｖｂ＝Ｎｗ×ｄφ／ｄｔが発生する。ここで、Ｎｗは巻線の巻回数である。

図３の（ｂ）は、回転位置θｒ＝４５°であり、Ａ相巻線１Ｄ、１ＧとＢ相巻線１Ｆ、１Ｊへ直流電流ＩａとＩｂを通電し、矢印で示す磁束φを誘起し、反時計回転方向のトルクＴを発生する。Ｃ相巻線１Ｈ、１Ｅへは通電しない。
図３の（ｃ）は、回転位置θｒ＝６０°であり、Ａ相巻線１Ｄ、１ＧとＢ相巻線１Ｆ、１Ｊへ直流電流ＩａとＩｂを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向のトルクＴを発生する。Ｃ相巻線１Ｈ、１Ｅへは通電しない。
図３の（ｄ）は、回転位置θｒ＝３０°であり、Ｂ相巻線１Ｆ、１ＪとＣ相巻線１Ｈ、１Ｅへ直流電流ＩｂとＩｃを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向のトルクＴを発生する。Ａ相巻線１Ｄ、１Ｇへは通電しない。このように、ロータ回転位置θｒにより通電する巻線を変えながら、連続的に回転トルクを得ることができる。

トルク発生は、磁気的にロータ磁極を吸引するステータ磁極の円周方向の両側のスロットの巻線へ決められた方向の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを通電することにより、ステータ磁極とロータ磁極の間に磁束φを発生させ、回転トルクＴを得ている。
この時、特徴的なことは、各巻線の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃが片方向電流で、かつ、各巻線とその電流が２つの異なる電磁気的作用に関わっていて兼用していることである。そして、２つの巻線が２つの独立した電力の供給経路となっていて、それぞれの巻線が独立して同時に直流電源からモータへ電力を供給している。各巻線が２個のステータ磁極の駆動に兼用できるということは、その巻線の電流を駆動するパワートランジスタも兼用できるということでもある。

また、リラクタンストルクは、磁束の方向に関係なく同一方向の吸引力を発生する特徴も活かしている。これらの結果、後に示す、モータの小型化、制御回路のパワートランジスタの電流容量の低減を可能としている。そして、これらの特徴は、図１に示したモータ以外の後に示す他のモータ形式へも適用できる。
また、図３に示すように、ロータの回転位置θｒに応じて各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを制御することにより連続的に回転トルクを発生し、回転することができる。反時計回転方向および時計回転方向の駆動が可能であり、また、力行、回生が可能である。
そして、図１、図３に示すモータは、両方向へ電流を通電できる両方向電流制御手段でも、当然、制御することができ、本発明は両方向電流制御手段を排除するものではない。後で述べるように、正負の両方向の電流を通電することにより、平均モータ出力トルクの向上、モータのピーク出力トルクの向上、モータの定出力特性の改善などが可能な場合もある。

図１、図３に示すモータの電流Ｉａ、Ｉｂ、ＩｃとトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｍの関係を図４に示す。図４の（Ａ）は図１の巻線１Ｄと１Ｇへ通電するＡ相電流Ｉａである。図４の（Ｃ）は図３の巻線１Ｆと１Ｊへ通電するＢ相電流Ｉｂである。図４の（Ｅ）は図３の巻線１Ｈと１Ｅへ通電するＣ相電流Ｉｃである。図４の（Ｂ）は図３のステータ磁極１１と１４がロータへ与えるトルクＴａである。図４の（Ｄ）は図３のステータ磁極１３と１６がロータへ与えるトルクＴｂである。図４の（Ｆ）は図３のステータ磁極１５と１２がロータへ与えるトルクＴｃである。図４の（Ｇ）はトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを加えた値で、ロータの回転トルクＴｍである。
図１のモータモデルは、理解が容易なように、ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を３０°で作図しているので、各ステータ磁極が発生するトルクが他の相へ移行する部分でトルクが低下するトルクＴｍとなっている。ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を３０°より大きくすることにより、トルクの乗り継ぎ部分のトルク低下を低減することができる。

各相電流の通電、制御方法の基本的な例を図４に示した。しかし、必ずしもこの方法に限定されるわけではなく、各電流の位相、各電流の大きさなどを修正して、さらに効果的に駆動することもできる。例えば、ある程度以上の高速回転では各電流の増加、減少応答遅れが問題となるので、各相電流の位相を早めることは効果的である。巻線に同一の電流が流れている状態でも、回転位置によって磁束φの大きさが異なり、磁気エネルギが異なる。また、各巻線に誘起する電圧は回転と共に発生する。従って、電流の増加は、磁気エネルギが小さく、巻線に正の電圧が誘起していない区間で電圧を印加すれば、電流の増加を早めることができる。その意味で、各電流の位相を進めることは、電流の応答遅れを改善するために効果的である。
また、各ステータ磁極の磁束は電磁気上、基本の考え方は、トルクを発生させる対象とするステータ磁極の円周方向両隣の２個のスロットに、それぞれ逆方向の向きの電流を通電するものであるが、電流の大きさが異なっていても良く、また、３個の巻線全てに電流を通電しても良い。

また、図４でのＡ相電流Ｉａは、１５°から７５°まで一定電流を流し、７５°から１０５°までは電流を零とし、以下同様のサイクルとなっている。Ｂ相電流ＩｂはＡ相電流Ｉａに対して位相が３０°遅れた関係となり、Ｃ相電流ＩｃはＢ相電流Ｉｂに対して位相が３０°遅れた関係となっている。同時に２つの相の電流が流れるような関係となっていて、一つの相の電流が減少する時、他の一相の電流が増加する関係となっている。
また、原理的な考え方の他の１方法は、図４の破線で示すように、例えば１５°の点で電流ＩａとＩｃを増加して通電し、４５°の点で電流ＩａとＩｃを零に減少し、直後に電流ＩｂとＩａ増加して通電し、７５°の点で電流ＩｂとＩａを零に減少し、直後に電流ＩｃとＩｂ増加して通電し、１０５°の点で電流ＩｃとＩｂを零に減少し、直後に電流ＩａとＩｃ増加して通電し、１３５°の点で電流ＩａとＩｃを零に減少し、以下同様に通電することにより一定のトルクで反時計回転方向へ回り続けることができる。

このようなアルゴリズムであれば、意図した方向の磁束だけが誘起される。なお、図４の破線で示す、一時的な電流の減少は、電流が零になるまで減少させるのではなく、その途中までの減少でもその効果が得られる。また、この時、ある回転以上の高速回転では、電流の応答性を向上するために、図４に示す電流位相より早める必要がある。
また、これらと異なる方法として、１相の電流だけを通電した場合には、２つの経路に磁束が誘起するような状態が発生し、動作が複雑となる。また、３相の巻線に電流を通電した場合にもそれらの電流の大きさにより種々の電磁気的作用を作り出すことができる。逆にそれらの種々の電磁気的作用を組み合わせてトルク発生することもできる。
次に、図１に示すモータがＣＣＷへ回転している場合に、ブレーキをかける、すなわち、回生制動を行う場合、あるいは、時計回転方向ＣＷへ回転させる場合の動作については、図４とは異なるが同様の考え方で実現することができる。

この図１に示すモータとその制御回路の大きな特徴は、各巻線電流が直流であること、各巻線の電流が隣接する両隣のステータ磁極のトルク発生に寄与できる構成で兼用していること、３個の直流電流の増減で時計回転方向ＣＷと反時計回転方向ＣＣＷ及び正トルクと逆トルクの４象限運転が可能なことである。
これらの特性は、モータ構成と制御回路構成が密接な関係となっていて、インバータの小型化を実現することができる。ここで、図２の制御回路の場合の例を挙げて説明する。直流電源２Ｅの電圧が２００Ｖで、各トランジスタの電流容量が１０Ａであると仮定する。理想的状態で考えることにし、巻線抵抗は零オームでステータとロータ間のエアギャップは極めて小さく磁束を励起する励磁電流は零であると仮定する。
今、図１に示すモータのロータがある回転数ωｒで回転していて、図３の（ａ）に示す回転位置θｒ＝３０°にさしかかった回転位置であり、Ａ相巻線１Ｄ、１ＧとＣ相巻線１Ｈ、１Ｅとのそれぞれの巻線へ１０Ａの電流が通電されると仮定する。

ここで、図３の（ａ）に図示して示されるように、Ａ相巻線とＣ相巻線の鎖交磁束φは同じ値であり、鎖交磁束φの回転変化率ｄφ／ｄθも同じ値である。そして、電圧が丁度２００Ｖであると仮定する。この時、インバータの出力であり、モータの入力出もある電力Ｐ１は、次式（１）となる。
Ｐ１＝（２００Ｖ）×（１０Ａ）×（２巻線）
＝４０００ [ Ｗ ] ……………………………………………………（１）
一方、図２０に示すインバータは従来の３相交流インバータであり、通常良く使用されている。そして、このインバータに接続した３相交流モータを星形結線したものとについて、その最大出力について検証する。直流電源２０Ｄの電圧は２００Ｖとし、各トランジスタの電流容量は１０Ａとする。例えば、Ｕ相巻線２０ＥからＶ相巻線２０Ｆへ２００Ｖを印加し、最大電流１０Ａを通電したと仮定すると、その時の出力Ｐ２は次式（２）となる。
Ｐ２＝（２００Ｖ）×（１０Ａ）
＝２０００ [ Ｗ ] ……………………………………………………（２）

なお、Ｕ相巻線２０ＥからＶ相巻線２０ＦとＷ相巻線２０Ｇとへ半分づつ通電する場合もおおよそ同程度の電力供給である。すなわち、図２０のシステムにおいて、モータ巻線の誘起電圧が直流電源２０Ｄに近い値の時で、使用しているトランジスタの最大電流と３相正弦波電流のピーク電流とが同じになる程度に３相正弦波電流を通電すると、３相電流の位相に関わらず、おおよそ同程度のモータ出力が得られる。
図１のモータと図２の制御回路の組み合わせと図２０の通常の３相交流モータとインバータとを比較すると、３個のトランジスタで４０００Ｗの出力と６個のトランジスタで２０００Ｗの出力であり、トランジスタ１個あたりの出力を比較すると、４倍となる。同一出力の条件で比較すると、図１のモータと図２の制御回路は、半分のトランジスタ数の３個で済み、かつ、トランジスタの電流容量は半分の５Ａで、同一出力の２０００Ｗを出力できることになる。

なおここで、図２の構成では、トランジスタ２Ａなどで構成するＤＣ−ＤＣコンバータが必要である。また、トランジスタ２４、２５、２６の耐電圧は２００Ｖより大きな値が必要であることには注意を要する。
なお、図２に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のモータで共用することが可能である。また、１台のモータ駆動用の駆動回路は、３個のトランジスタ２４、２５、２６と３個のダイオード２７、２８、２９であると見ることが出来る。従って、図２の破線に示すインバータはトランジスタ３個とダイオード３個でモータを１台駆動することが可能な簡素なインバータであり、低コスト化が可能である。

次に、図２２に示す直流の３相回路で図１に示すモータを駆動する場合について説明する。２２ＤはＡ相巻線１Ｄ、ＩＧでトランジスタ２２１と２２２で駆動する。２２ＥはＢ相巻線１Ｆ、１Ｊでトランジスタ２２３と２２４で駆動する。２２ＦはＣ相巻線１Ｈ、１Ｅでトランジスタ２２５と２２６で駆動する。そして、各巻線の前後には回生用のダイオードを取り付けている。図２２の制御回路の場合、図２で示したようなトランジスタ２Ａなどで構成するＤＣ−ＤＣコンバータは不要となる。
今、直流電圧源２０Ｄの電圧が２００Ｖで、各トランジスタの電流容量が１０Ａの時、Ａ相巻線とＣ相巻線に最大電圧、最大電流を並列に出力するとき、最大出力Ｐ３は、次式（３）のようになる。
Ｐ３＝（２００Ｖ）×（１０Ａ）×（２巻線）
＝４０００ [ Ｗ ] ……………………………………………………（３）

図２０に示す３相交流インバータへ３相交流モータを星形結線で接続した構成では、最大出力Ｐ２が２０００Ｗだったので、図１のモータと図２２の駆動回路で２倍出力できることになる。また、同一出力の場合、１／２の電流容量すなわち５Ａの電流容量で同程度の出力が可能なことになる。図１のモータと図２２の駆動回路は、従来のモータシステムに比較して大幅な低コスト化が可能となる。
なお、図１、２、３、４、１０、１１、１２、１３、１４、１５、２２に示すモータおよび駆動回路は、特願２００８−２９２１４２、および、特願２００９−１１９０６３において関連技術を含めて記載した技術である。本発明では記載することに限界がある各種応用技術、変形技術についても記載しており、それら技術についても本発明へ適用することが可能であり、本発明の範囲に含むものである。
本発明では、直流電流で駆動可能なモータを２個以上含むシステムにおいて、モータの駆動回路の一部を共用することにより、さらに低コスト化、小型化を実現するものである。

（実施例２）
本発明の実施例２を図５に示す。３個のモータＭ１、Ｍ２、Ｍ３を駆動回路を含め示している。２Ｅと２Ｆは直流電源であり、例えば自動車のバッテリーである。トランジスタ５１、５２、５３は選択的に各モータへ電圧および電流を供給するＮ個の電力供給手段ＳＴであって、前記３個のモータＭ１、Ｍ２、Ｍ３の内、どのモータを駆動するのかを選択する。
５４、５５、５６は片方向電流すなわち直流電流を通電するモータＭ１の各相巻線の例であり、例えば、そのモータＭ１の巻線は図１のモータのＡ相巻線１Ｄ、１ＧとＢ相巻線１Ｆ、１ＪとＣ相巻線１Ｈ、１Ｅである。モータＭ１の各相巻線へ電流を通電するときには、前記トランジスタ５１をオンの状態にし、トランジスタ５２と５３をオフとしておく必要がある。

５Ｇ、５Ｈ、５Ｊは電流検出手段で、それぞれＡ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃを検出する。
２４、２５、２６は各相巻線へそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段であって、それぞれＡ相電流Ｉ１ａ、Ｂ相電流Ｉ１ｂ、Ｃ相電流Ｉ１ｃを駆動するトランジスタである。２７、２８、２９はダイオードで、前記トランジスタ２４、２５、２６がオンの状態からオフの状態に移行したときに、それぞれ、Ａ相電流Ｉ１ａ、Ｂ相電流Ｉ１ｂ、Ｃ相電流Ｉ１ｃが直流電源２Ｆへ通電し各巻線の磁気エネルギーが電源２Ｆへ回生する。
例えば、トランジスタ２４をオンさせることにより巻線５４へＡ相電流Ｉ１ａを流し始めることができ、トランジスタ２４がオフしたときに前記Ａ相電流Ｉ１ａをダイオード２７を介して直流電源２Ｆへ通電し、巻線５４に蓄えられた磁気エネルギーとモータ運動エネルギーの一部とを回生する。

５Ｄはトランジスタ５１の過電圧保護用ダイオードで、前記Ａ相電流Ｉ１ａ、Ｂ相電流Ｉ１ｂ、Ｃ相電流Ｉ１ｃのいずれかが通電中にトランジスタ５１がオフしたときに加わる過大電圧を、ダイオード側へ転流し通電することにより保護する。従って、前記Ａ相電流Ｉ１ａ、Ｂ相電流Ｉ１ｂ、Ｃ相電流Ｉ１ｃのいずれかが通電中には、トランジスタ５１がオンからオフに切り替わらなければ、ダイオード５Ｄは必ずしも必要ない。また、他のアブゾーバなどの過電圧防止素子へ変更することもできる。

ダイオード５Ｄのさらなる積極的な活用方法は、通電電流減少のスピードアップであり、特に高速回転での大電流制御時に効果的である。例えば、前記トランジスタ５１と２４をオンしてＡ相電流Ｉ１ａを通電しているときに両トランジスタ５１、２４をオフすると、Ａ相電流Ｉ１ａはダイオード２７と５Ｄを介して直流電源２Ｆと２Ｅへ直列に通電され、回生電圧が大きくなるので電流減少時間を短縮することができる。また、回生モードは、トランジスタ５１をオフとするモードとトランジスタ５１をオンとするモードとを使い分けることもできる。

次に、５７、５８、５９は片方向電流すなわち直流電流を通電するモータＭ２の各相巻線の例である。モータＭ２の各相巻線５７、５８、５９へ電流を通電するときには、前記トランジスタ５２をオンの状態にし、トランジスタ５１と５３をオフとしておく必要がある。各相巻線５７、５８、５９へ電流を通電する方法は、モータＭ１の各相巻線５４、５５、５６へ電流を通電する方法と同様である。
次に、５Ａ、５Ｂ、５Ｃは片方向電流すなわち直流電流を通電するモータＭ３の各相巻線の例である。モータＭ３の各相巻線５Ａ、５Ｂ、５Ｃへ電流を通電するときには、前記トランジスタ５３をオンの状態にし、トランジスタ５１と５２をオフとしておく必要がある。各相巻線５Ａ、５Ｂ、５Ｃへ電流を通電する方法は、モータＭ１の各相巻線５４、５５、５６へ電流を通電する方法と同様である。
また、モータを選択する電力供給手段ＳＴであるトランジスタ５１、５２、５３の機能は通電であり、リレーの接点あるいはスイッチなどの機械的な接点あるいはサイリスタなど他の種類の電力半導体であっても良い。

以上示したように図５では、トランジスタ２４、２５、２６、および、電流検出手段５Ｇ、５Ｈ、５Ｊ、および、ダイオード２７、２８、２９を３個のモータＭ１、Ｍ２、Ｍ３で共用して使用し、制御回路の素子数を低減する方法について示した。例えばトランジスタの数で比較すると、図２０に示す従来ブラシレスモータでは３個のモータを駆動するときに１８個のトランジスタが必要であるが、図５の方法では３個のモータを駆動するときに６個のトランジスタで制御することが可能であり、トランジスタの数を１／３に低減することができ、低コスト化と小型化が可能である。トランジスタの個数が少なくなると、比例してそのドライバー、ドライバー用の電源、スナバ回路などトランジスタの駆動に必要なトランジスタ周辺回路も不要となり低コスト化、小型化が可能となる。

また、制御回路とモータ本体とを離れて配置する場合には、相互に接続する電線数も配線コストの点で重要である。図２０に示す従来ブラシレスモータでは３個のモータについて９本の電線が必要であるが、図５の方法では３個のモータについてＡ相、Ｂ相、Ｃ相の３線とモータＭ１共通線、モータＭ２共通線、モータＭ３共通線の合計６本の電線で相互に接続することができる。
また、４個以上のモータを駆動する場合には、矢印５Ｋに示すように、各モータに固有の制御回路部のみを追加することにより制御可能なモータ数を増加させることができ、さらにモータ１個当たりのコストを低減することができる。

自動車で複数のモータを使用する具体的な用途として、ドアミラーの姿勢制御、運転席シートの姿勢制御、エアコンの風の制御などがある。ドアミラーの場合、上下制御、左右制御、ドアミラー自体の折りたたみがあり、左右のドアミラーにそれぞれ使用しているので合計６個のモータを使用する。運転席のシートの姿勢をモータで駆動する場合には、前後制御、傾き制御、上下制御、リクライニング制御などにモータを使用している。近年ではマッサージ機能などが付加されることもある。エアコンの風の制御では、風を送るブロワー用モータ、外気と内気の切り替え制御、暖気と冷気の制御、風を送り出す場所を選択する制御などがある。このように多くの小型モータが使用されている。
このような用途に本発明の制御回路を含むモータを使用することができる。また、後に示すように、自動車を駆動する主機への応用すること、図５に示すモータシステムで２個以上のモータを同時に回転駆動することも可能である。

（実施例３）
次に、本発明の実施例３を図６に示す。
図６は２個のモータＭ４、Ｍ５とそれらの制御回路であり、図２に示す制御回路を簡素化するもので、モータ１個当たりのコストを低減している。今、モータＭ４が図１に示すようなモータでその３相巻線をＷ５Ａ、Ｗ５Ｂ、Ｗ５Ｃとし、モータＭ５も図１に示すようなモータでその３相巻線をＷ６Ａ、Ｗ６Ｂ、Ｗ６Ｃとする。
図６の２１、２２、２３、６１、６２、６３は、前記モータＭ４、Ｍ５の何れかの巻線である。２４、２５、２６、６４、６５、６６は、接続された前記各巻線へ電流を流すトランジスタである。２７、２８、２９、６７、６８、６９は、接続された各トランジスタがオンからオフに変わった時に接続された各巻線に通電している各電流をそれぞれに転流するダイオードである。

図６のトランジスタ２４、２５、２６の動作は図２のそれとほぼ同じであり、直流電源２Ｅ、２Ｆに対して対称的に配置したトランジスタ６４、６５、６６は対称的に作用する。例えば、巻線６１へ電流Ｉｈを通電する場合はトランジスタ６４をオンし、トランジスタ６４をオフすると、電流Ｉｈはダイオード６７を介して直流電源２Ｅへ流れ、巻線６１の磁気エネルギーを回生する。他のトランジスタも同様に動作するので、直流電源２Ｅと２Ｆとがバランス良く消費され、回生される。従って、図２に示すコンデンサ２Ｃに貯まる回生エネルギーを直流電源２Ｅへ伝達するトランジスタ２Ａ等のＤＣ−ＤＣコンバータは不要である。あるいはその負担を軽減することができる。その結果、低コスト化が可能となる。

前記モータＭ４、Ｍ５の巻線Ｗ５Ａ、Ｗ５Ｂ、Ｗ５Ｃ、Ｗ６Ａ、Ｗ６Ｂ、Ｗ６Ｃは図６の巻線２１、２２、２３、６１、６２、６３のいずれに振り当てることも可能であり、前記モータＭ４、Ｍ５をどのように使用するかによって、直流電源をよりバランス良く使用できるように配置することが好ましい。
また、図６では２個のモータについて示したが、破線の矢印６Ｂ、６Ｃで示すように制御回路を並列に付加することによりモータの数を３個以上に増加させることもできる。

（実施例４）
次に、本発明の実施例４を図７に示す。
この実施例４は、図５に示す制御回路とモータを直流電源２Ｅ、２Ｆに対して対称的に配置した例である。勿論、モータの数も自在に選択することができる。
次に、図５に示す電流検出手段５Ｇ、５Ｈ、５Ｊについて説明する。電流検出手段５Ｇ、５Ｈ、５Ｊはシャント抵抗、電流検出用のカーレントトランス、ホール素子を利用した電流検出器、磁気抵抗素子を利用した電流検出器などで実現することができる。シャント抵抗はその温度係数と消費電力による発熱およびサイズが問題となる。カーレントトランスの場合は大型になりがちである。ホール素子、磁気抵抗素子を使用するものは零点のオフセット、温度係数、ノイズなどが問題になりがちである。これらの理由により電流検出手段は高価なものとなり、図５に示すように複数個のモータで共用することができれば、コスト低減の点および小型化の点で大きな効果がある。

（実施例５）
次に、本発明の実施例５を図８に示す。
この実施例５は、３個のモータＭ１、Ｍ２、Ｍ３の制御の概要をブロックダイアグラムで示すものである。８１はモータ制御指令情報８２を入力する情報入力手段であり、演算部８４へ入力情報８３を伝える。モータ制御指令情報８２は、例えば、制御するモータ名（以下、制御するモータをＭＸと定義する）、モータ回転数、トルクなどである。８５はモータＭ１の回転数の比、制御のゲイン定数などのモータパラメータを格納するメモリである。８６はモータＭ２のモータパラメータを格納するメモリである。８７はモータＭ３のモータパラメータを格納するメモリである。８９はパラメータ選択手段で、制御するモータＭＸのモータパラメータを選択し、該当するモータパラメータ情報８Ａを演算部８４へ伝える。

演算部８４は、マイクロプロセッサあるいはロジック回路などで構成し、制御するモータの相電流、相電圧などを計算し、各トランジスタのオン、オフタイミングなどを計算し、モータ制御出力情報８Ｂを出力部８Ｃへ出力する。出力部８Ｃは、モータＭＸの選択、各相巻線の電圧印加などを行う各トランジスタのベース駆動信号等である駆動信号８Ｄを出力する。そして、該当するモータの各相巻線への電圧の印加、電流の通電は図５に示す制御回路などで行う。

このように、複数のモータを一つの制御回路で行うためには、制御するモータＭＸを選択し、選択したモータＭＸのモータパラメータを選択する必要がある。そして、これら情報に基づいてモータＭＸの制御の内容を演算し、各トランジスタを駆動してモータへ電圧、電流を与える。なお、モータの数が３個の場合について説明したが、破線の矢印８８で示すように、モータの数を増加することができる。
前記の直流電源２Ｅ、２Ｆは自動車のバッテリーなどであるが、種々の変形が可能である。例えば図９に示すように、直流電源９１とコンデンサ９２、９３により各電位ＶＨ、ＶＭ、ＶＬを作り出すなど、種々の変形が可能である。

（実施例６）
この実施例６では、本発明に適用できるモータについて説明する。
図１、図３に示したモータはその基本的な構成の一つであるが、図１０に示すモータは極数を２倍に多極化したモータの例である。ステータ磁極１０Ｄの数は１２個でロータ磁極１０Ｅの数は８個で、それぞれ図１のモータの２倍の数である。Ａ相の巻線は１０１、１０４、１０７、１０Ａであり、電流の方向をシンボルで示している。Ｂ相の巻線は１０３、１０６、１０９、１０Ｃであり、電流の方向をシンボルで示している。Ｃ相の巻線は１０５、１０８、１０Ｂ、１０２であり、電流の方向をシンボルで示している。各巻線の電流は片方向電流であり、直流である。また、巻線ピッチは電気角で１８０で同じであるが、コイルエンドの実際の長さは機械角で９０°となっており、半分の長さとなっている。図１のモータは、さらに、３倍以上の多極化を行うことができる。

次に、図１のモータのロータ磁極を半分の２個とするモータの横断面図を図１１に示す。１１７、１１８、１１９、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃはステータ磁極であり、ステータ磁極の数Ｍは６である。各ステータ磁極に挟まれたスペースは各スロットであり、１１１と１１４はＡ相巻線であり破線で示す巻線経路はコイルエンド部を示している。巻線経路は円状のバックヨークの片側へ半円状に配置しているが、半分づつ両側へ配置することもできる。各相の巻線には、電流のシンボルで示しているように、そのシンボルの方向の片方向電流を通電して制御する。則ち、交流ではなく、直流電流制御である。この巻線は、電気角１８０°ピッチで全節巻で巻回し、それぞれ１個のスロットに集中して巻回しているので集中巻きである。１１３と１１６はＢ相巻線で、破線部はコイルエンド部の巻線経路を示している。１１５と１１２はＣ相巻線であり破線で、破線部はコイルエンド部の巻線経路を示している。

１１Ｅはロータである。ロータ１１Ｅは突極状の２個のロータ磁極を円周上に電気角で１８０°のピッチで配置している。ロータ磁極の数Ｋは２である。Ａ相の正の巻線１１１の中心からロータ磁極の反時計回転方向の端部までの角度をロータ回転位置θｒとする。ステータ磁極の円周方向幅Ｈｔとロータ磁極の円周方向幅Ｈｍは６０°に近い値とすると連続的なトルクを得やすい。逆にスロットの円周方向幅Ｈｓすなわちスロット開口部が小さすぎると隣接するステータ磁極間の漏れ磁束が大きくなる。１１Ｄの部分は空間部である。１１Ｄの部分に非磁性体を配置することもでき、高速回転時の風損低減の点では有効である。その場合は、渦電流低減のためには導電性が低い材料が好ましい。
トルクリップルはロータ突極部の円周方向端がスロット開口部へさしかかるとトルク発生のために作用する磁束密度が低下し、吸引力が低下しトルクリップルが発生する。トルクリップル低減の一つの方法は、ステータあるいはロータの円周方向スキューである。階段状のスキューとすることもできる。

図１２は図１１のモータを４倍に多極化したモータであり、ステータ磁極の数Ｍは２４で、ロータ１２Ｕのロータ磁極１２Ｖの数Ｋは８である。Ａ相巻線のスロットは１２１、１２４、１２７、１２Ａ、１２Ｄ、１２Ｊ、１２Ｍ、１２Ｑであり、それらのＡ相巻線のコイルエンド部を実線１２Ｘと破線１２Ｙで示している。Ｂ相巻線のスロットは１２３、１２６、１２９、１２Ｃ、１２Ｆ、１２Ｌ、１２Ｐ、１２Ｓである。Ｃ相巻線のスロットは１２５、１２８、１２Ｂ、１２Ｅ、１２Ｋ、１２Ｎ、１２Ｒ、１２２である。図１２に示すように、図１１に示したモータは多極化することができ、その場合には、コイルエンドの長さが短くなり、バックヨークの厚みを薄くできるのでモータを小型化、軽量化できる。半面、モータの制御周波数が高くなり、鉄損が増加する傾向がある。

図１、図２、図５、図６、図１１に示すモータシステムは、そのモータ特性からインバータを低コスト化、小型化できることについて説明したが、その他の特徴について以下に説明する。図１のモータは高価な希土類磁石を使用しないので安価であり、希土類金属の資源枯渇問題および価格高騰の問題も無い。図２１のスイッチトリラクタンスモータに比較して、スロット内の巻線の太さを２倍にできるので巻線抵抗が小さい。ただし、図１のモータはコイルエンドが長い点が不利である点には注意を要し、ステータコアのロータ軸方向積厚が小さいモータでは多極化によりその負担を軽減する必要がある。

図１のモータはロータが堅牢なので、高速回転を使用することが物理的に容易であり、高出力化が可能である。図１のモータのトルクは、ステータ磁極とロータ磁極との間に発生する吸引力を使用するもので、トルク発生原理が簡単であり、比較的トルクリップルの小さな特性を得易く、その点では低振動、低騒音とすることができる。図１のモータはリラクタンスモータなので、永久磁石を使用しておらず、電流を通電しないときにモータ内部で磁束は存在しないので、モータが連れ周りの状態で空転運転にあるときに不要な鉄損を発生することがない。これは、ハイブリッド自動車などに使用されて高速走行中にガソリンエンジンで走行する場合などに発生し、問題となり、重要な特性である。

また、図１、図１１に示したモータの巻線の前記巻回方法は、重ね巻きのように説明したが、波巻きで巻回しても良い。環状巻とすることもできる。また、各巻線の電流が片方向なので各ステータ磁極の磁束の方向も片方向であり、各ステータ磁極へ界磁巻線を付加することもできる。図１、図１１に示した各突極の表面に小さな突極を形成して２歯あるいは３歯と多歯化することもできる。また、図１、図１１に示したモータ等をモータの内径側と外径側に２個複合化して配置することもでき、例えば、最外径側は外径側ロータで最内径側は内径側ロータで内径側と外径側との中間部に両モータの２個のステータを背中合わせに配置することができ、この場合には巻線を両ステータのスロット間に巻回することにより巻線の簡素化を実現することもできる。

図１、図１１などに示したモータは、図２、図５、図６に示すような制御回路で、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃを通電することによりモータを回転駆動することができる。この時、各巻線への電流の通電は、少なくとも２個以上の通電経路を持って、２個以上の電流制御手段で同時に電力を供給する構成としている。
例えば、図２の制御回路で駆動する場合、２つの経路で電力を供給できるので、２個の電流制御手段は、（電流容量×電源電圧×２）の電力を供給することができる。図２０に示す３相交流インバータが（電流容量×電源電圧×１）の電力供給であるのに比較して２倍の電力供給ができることになる。

図２、図５、図６に示すような制御回路で、同時に２経路以上で電力供給が行える条件、すなわち制御回路の電流容量を低減できる条件として、前記したように、各巻線の電流が片方向電流であること、各巻線の電流が独立に制御できるモータの結線であって、円周方向に隣接する両隣のステータ磁極をそれぞれ２つのトルク発生モードで励磁でき、その巻線を両モードで兼用していることである。モータ特性と各巻線の結線および制御回路特性との全てが密接に関わっている。
これらの特徴、効果は、前記の波巻き、環状巻界磁巻線を付加した構成においても得られ、多歯化したモータ構成、複合化したモータ構成においても得られる。

（実施例７）
この実施例７では、図１に示した本発明モータのステータ磁極の表面あるいは内部に永久磁石を付加したモータの例を図１３、図１４、図１５に示し説明する。
図１、図１１に示したモータは永久磁石を使用しておらず、いわゆるリラクタンスモータである。リラクタンスモータは永久磁石コストがないので安価であるが、磁束を誘起する起磁力を電流で生成する必要があり、特に直径で１００ｍｍ以下の小型のモータでは起磁力生成のための電流が相対的に大きくなるため、永久磁石応用モータに比較して顕著にトルクが小さくなる。

図１３のモータは、図１に示したモータを基本構造とし、ステータ磁極の表面に永久磁石１３７、１３８、１３９、１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃを配置した構成である。１３１、１３２、１３３、１３４、１３５、１３６は、各ステータ磁極である。Ａ相巻線１Ｄと１ＧへＡ相電流Ｉａを通電し、Ｂ相巻線１Ｆと１ＪへＢ相電流Ｉｂを通電し、Ｃ相巻線１Ｈと１ＥへＣ相電流Ｉｃを通電する。電流の方向は図示するシンボルの方向で、片方向電流を通電する。１３Ｄ、１３Ｅ、１３Ｆ、１３Ｇは磁束である。
永久磁石の磁極の方向は図示する方向であり、あるステータ磁極の永久磁石の方向は、そのステータ磁極の両隣のスロットの巻線へ図示する巻線シンボルの方向へ電流を流したときに印可する起磁力の方向である。本発明モータのステータ側磁束が３相の片方向電流により励磁し、各ステータ磁極の磁束が一方向磁束となるモータ構成なので、ステータ側に永久磁石を配置するモータ構成が可能となっている。また、前記のように、正常なモータ電流制御を行っている時には磁石が減磁することはなく、永久磁石の減磁に対するマージンを低減できる可能性がある。

図１３のモータの特徴は、図１、図１１に示したモータに永久磁石を付加しているので、磁束を励磁する励磁電流が不要となり、トルクが増加すること、モータ電流を駆動するトランジスタの電流容量を低減できることである。その結果、モータ効率が向上し、駆動回路の電流容量低減、小型化も実現する。また、各巻線のインダクタンスが小さくなり、ロータ回転位置によるインダクタンス変化が小さくなるので、モータパラメータの変化率が低減し、制御が容易となる傾向がある。
図１４のモータ例は図１３に比較し、永久磁石１４７、１４８、１４９、１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃの円周方向幅を短縮した形状のモータである。このように、永久磁石の円周方向幅を変えて、種々モータ特性を得ることもできる。１４１、１４２、１４３、１４４、１４５、１４６はステータ磁極である。１４Ｄ、１４Ｅは磁束である。

なお、永久磁石の形状は種々変形が可能であり、磁石の種類も希土類磁石、フェライト磁石、鋳造磁石、いわゆるボンド磁石と言われている樹脂と混合した磁石、および、それらの組み合わせなどが可能である。
図１５の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は前記ステータ磁極１４１などを部分的に拡大して示す図である。ステータ磁極１５１の内部に種々形状、配置で永久磁石を内蔵できることを示している。図１５の（ａ）では、円周方向両端の近傍に永久磁石１５２、１５３を配置している。図１５の（ｂ）では永久磁石１５４、１５５、１５６を表面近傍に並べて配置している。図１５の（ｃ）では円周方向の中央部に永久磁石１５７を配置している。円周方向の片側に寄せて配置することもできる。

（実施例８）
この実施例８では、ループ状の３相巻線をもつステッピングモータを３相の直流電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃで駆動し、図２、図５、図６、図７などの制御回路で駆動する例を図１６に示し説明する。
１６９はロータのＮ極磁石、１６ＡはＳ極磁石で、円周上に交互に配置している。１６８はロータのバックヨークで１６７はロータ軸である。ステータ１６Ｂは、その１／４が正規の位置に配置されて示され、他の部分はステータ構造を図解して示すために都合がよいように直線状に展開した斜視図である。１６１はＡ相巻線、１６２はＢ相巻線、１６３はＣ相巻線であり、１６４、１６５、１６６はそれぞれの巻線を巻回し収納するボビンである。１６ＤはＡ相のステータ磁極で、１６ＥはＡ相の負のステータ磁極で、それらは相対的に電気角で１８０°の位相差を持っている。１６ＦはＢ相のステータ磁極で、１６ＧはＢ相の負のステータ磁極で、それらは相対的に電気角で１８０°の位相差を持っている。１６ＨはＣ相のステータ磁極で、１６ＪはＣ相の負のステータ磁極で、それらは相対的に電気角で１８０°の位相差を持っている。１６Ｃはステータのバックヨークである。

図１６のステッピングモータがある回転数で回転している時、３相の各巻線１６１、１６２、１６３の電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、図１７の（Ａ）、（Ｃ）、（Ｅ）である。そして、図１７の（Ｂ）、（Ｄ）、（Ｆ）に示すような直流電流Ｉａ、Ｉｂ、ＩｃをＡ相巻線１６１、Ｂ相巻線１６２、Ｃ相巻線１６３へ通電すれば、図１７の（Ｇ）に示すような、ほぼ均一のトルクを得ることができる。そして、このようなモータを複数個駆動する場合には、図５、図６、図７のような制御回路で、駆動することができ、安価なモータシステムを構成することができる。ただし、３相の各巻線１６１、１６２、１６３は、図１、図１１のモータのように一つの巻線が二つの相の励磁に機能し兼用されているわけではないので、例えば、図５のトランジスタ２４、２５、２６の電流容量を低減できるわけではない。

（実施例９）
この実施例９では、従来のモータとして示した図２１のスイッチトリラクタンスモータを図５、図６の本発明モータシステムで駆動する例について説明する。
このモータは良く知られているようにリラクタンス形のモータであるから、片方向電流での駆動が可能であり、図２２の駆動回路での駆動が可能である。図２１のロータ突極が交互に吸引されるように各相の巻線に直流電流を順次通電することによりロータ回転駆動する。従って、図５、図６、図７のような制御回路で、駆動することができ、安価なモータシステムを構成することができる。ただし、３相の各巻線１６１、１６２、１６３は、図１、図１１のモータのように一つの巻線が二つの相の励磁に機能し兼用されているわけではないので、例えば、図５のトランジスタ２４、２５、２６の電流容量を低減できるわけではない。

（実施例１０）
この実施例１０では、図１８、図１９に示す従来のブラシレスモータについて本発明を適用する方法を示す。
図１９のモータがある回転で回転している時、Ｕ相巻線１９７と１９Ａ、Ｖ相巻線１９９と１９Ｃ、Ｗ相巻線１９Ｂと１９８の各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、図１７の（Ａ）、（Ｃ）、（Ｅ）と同じである。従って、図１９のＵ相巻線１９７と１９Ａ、Ｖ相巻線１９９と１９Ｃ、Ｗ相巻線１９Ｂと１９８へ、それぞれ、図１７の（Ｂ）、（Ｄ）、（Ｆ）に示す直流電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを通電すれば、図１７の（Ｇ）に示すようなほぼ均一のトルクを得ることができる。そして、このようなモータを複数個駆動する場合には、図５、図６、図７のような制御回路で、駆動することができ、安価なモータシステムを構成することができる。ただし、各相の巻線の接続は図５に示す各相巻線のように、共通接続部および各相の個別接続部を結線する必要がある。また、図１７のような通電方法では、二つの巻線に同時に通電できるわけではないので、例えば、図５のトランジスタ２４、２５、２６の電流容量を低減できるわけではない。

（実施例１１）
この実施例１１では、図５に示す制御回路とモータにおいて、２個のモータを同時に回転駆動する方法について図５、図８の１動作例として説明する。
まず、１個のモータＭ１のサンプリング制御による具体的な方法は、例えば、各相巻線の電流制御を２０ｋＨｚのパルス幅変調ＰＷＭで行ない、速度制御を１ｋＨｚで行う場合、速度制御を周期Ｔｖ＝１ｍｓｅｃで１回行う間にＰＷＭ電流制御を周期Ｔｉ＝０．０５ｍｓｅｃで２０回行うことになり、それを繰り返して１個のモータＭ１の電圧、電流、速度を制御する。図５でその該当するモータＭ１の巻線を５４、５５、５６とすると、電力供給手段ＳＴであるトランジスタ５１をオン状態として、トランジスタ２４、２５、２６を２０ｋＨｚでＰＷＭ制御して各相の電圧、電流を制御する。

（実施例１２）
この実施例１２では、２個のモータＭ１、Ｍ２の回転数制御を並行して行う例について説明する。モータＭ２の巻線は５７、５８、５９であり、電力供給手段ＳＴであるトランジスタ５２である。モータＭ１の速度制御を周期Ｔｖ＝１ｍｓｅｃの前半で１回行う間に、電力供給手段ＳＴであるトランジスタ５１をオン状態として、モータＭ１のＰＷＭ電流制御を周期Ｔｉ＝０．０５ｍｓｅｃで１０回行い巻線５４、５５、５６へ電圧、電流を供給する。そして、モータＭ２の速度制御を周期Ｔｖ＝１ｍｓｅｃの後半で１回行う間に、電力供給手段ＳＴであるトランジスタ５１をオフとしトランジスタ５２をオン状態として、モータＭ２のＰＷＭ電流制御を周期Ｔｉ＝０．０５ｍｓｅｃで１０回行い巻線５７、５８、５９へ電圧、電流を供給する。この時、モータのトルクは電流に依存して発生し、モータの回転数はトルクを含む運動方程式で計算される関係で、モータ回転数はトルクの時間積分の項を含む関係となっているので、短時間の間は惰性で回転することができるので、２個のモータの回転数を制御する方法として２個のモータのトルクの時分割制御が可能である。

なお、モータＭ１、Ｍ２の速度制御は図８の演算部８４で行うが、制御するモータのパラメータ等の制御条件はパラメータ選択手段８９でパラメータを選択し、使用する。また、３個のモータの速度制御を図５の制御回路で行う場合にも、３個のモータの電圧、電流、トルクを時分割制御することにより実現できる。
以上説明したように、図５のような共通制御回路を持つような低コストな制御回路においても、複数のモータの並行した速度制御を実現することができる。その具体化の方法は、各モータの電圧、電流、トルクを時分割制御する方法である。

複数のモータの速度制御は、例えば、１個のモータＭｍは大半の時間帯で回転していて、他のモータＭｓは一時的に駆動するだけであるような用途では、モータＭｍの制御回路を利用してモータＭｓを駆動するものであると考えることもできる。また、自動車の４輪を独立駆動する場合において、２個のモータを一組の制御回路で行い、４個のモータで駆動することもできる。特に雪道の低速運転での安定化には、必ずしも４個のモータが同一出力、同一トルクである必要はなく、４輪独立駆動が必要ない時には２個のモータで駆動するシステムも可能である。すなわち例えば、主モータ２個と補助モータ２個で、制御回路が二組であるような構成も可能である。

（変形例）
以上、複数のモータの低コストで小型なモータシステムについて説明したが、種々の変形、応用が可能である。例えば、アウターロータモータ、アキシャルギャップ型モータ、リニアモータ、各種モータの複合化されたモータ等への応用が可能である。複数のモータは、各種モータを混合して構成することも勿論可能であり、直流モータを混在させることもできる。直流モータの場合には、ダイオードを付加して、図５のトランジスタ２４、２５、２６を並列駆動することも可能である。図１、図１１に示すようなモータは、３相のモータに限らず、４相、５相、６相などのモータへ発展させることもできる。

モータ巻線の電流、電圧の形状などについても種々変形が可能であり、重畳させることもできる。また、モータのロータ位置情報については触れなかったが、各種のエンコーダを取り付けた制御、あるいは、センサレス位置検出、センサレス速度検出等も可能である。制御回路の種々変形、応用も可能であり、マイクロプロセッサを使用した制御回路、マイクロプロセッサを使用しない制御回路、制御部とパワー部とを１チップ化したものなど、種々の変形、応用が可能である。これらの種々変形したモータのついても、本発明モータの主旨の変形技術は本発明に含むものである。

本発明の制御回路を含むモータは、直流電流で駆動可能な複数個のモータを一部共通化した制御回路で構成することにより、全体でのコストを低減し、小型化、軽量化も実現するものである。複数のモータを選択して速度制御あるいは位置制御などを行うだけでなく、複数のモータを並行して速度制御あるいは位置制御することもできる。また、トルク制御も可能であり、直流モータを混在することも可能である。
自動車、家電などの用途では複数のモータを使用することが多く、低コスト化、小型化、軽量化の要求も強い。本発明のモータはこれらの要求に応えることができ、効果的な技術である。

２Ｅ 直流電源
２Ｆ 直流電源
２４ 電流駆動用のトランジスタ
２５ 電流駆動用のトランジスタ
２６ 電流駆動用のトランジスタ
２７ 電力回生用のダイオード
２８ 電力回生用のダイオード
２９ 電力回生用のダイオード
５１ モータを選択するトランジスタ
５２ モータを選択するトランジスタ
５３ モータを選択するトランジスタ
５４ モータＭ１の巻線
５５ モータＭ１の巻線
５６ モータＭ１の巻線
５７ モータＭ２の巻線
５８ モータＭ２の巻線
５９ モータＭ２の巻線
５Ａ モータＭ３の巻線
５Ｂ モータＭ３の巻線
５Ｃ モータＭ３の巻線
５Ｄ 電圧保護および電力回生用のダイオード
５Ｅ 電圧保護および電力回生用のダイオード
５Ｆ 電圧保護および電力回生用のダイオード
５Ｇ 電流検出用手段
５Ｈ 電流検出用手段
５Ｊ 電流検出用手段

Claims (9)

1. Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のモータであって、
   各モータの各相巻線には片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、
   前記Ｎ個のモータから選択するモータ選択信号ＳＭを入力し、
   前記モータ選択信号ＳＭに従って選択的に各モータへ電圧および電流を供給するＮ個の電力供給手段ＳＴと、
   前記電力供給手段ＳＴと直列に接続し前記各相巻線Ｗｍへそれぞれに直流電流を供給する相電流通電手段ＴＲｍとを備えることを特徴とするモータ。
2. Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のモータであって、
   各モータの各相巻線には片方向の電流すなわち直流電流が供給されて回転駆動し、
   各相巻線へ電力を供給する直流電源ＰＳ１とＰＳ２とが２個直列に接続され、
   前記直流電源ＰＳ１に接続された巻線Ｗ１へトランジスタＴＲ１で電力を供給し、
   前記トランジスタＴＲ１がオフした時には前記巻線Ｗ１の磁気エネルギーをダイオードＤ１を介して前記直流電源ＰＳ２へ回生し、
   前記直流電源ＰＳ２に接続された巻線Ｗ２へトランジスタＴＲ２で電力を供給し、
   前記トランジスタＴＲ２がオフした時には前記巻線Ｗ２の磁気エネルギーをダイオードＤ２を介して前記直流電源ＰＳ１へ回生し、
   他の各巻線も同様に前記直流電源ＰＳ１あるいはＰＳ２へ接続して直流電流を制御することを特徴とするモータ。
3. 請求項１に記載したモータにおいて、
   モータの各相の電流を検出する電流検出手段ＤＳｍを、前記相電流通電手段ＴＲｍが接続される経路に備えることを特徴とするモータ。
4. 請求項１に記載したモータにおいて、
   前記モータ選択信号ＳＭに従って前記電力供給手段ＳＴでモータＭＸを選択し、
   前記モータ選択信号ＳＭに従ってパラメータ選択手段ＳＰＡにより該当するモータＭＸの制御パラメータを選択して制御することを特徴とするモータ。
5. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
   前記Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のモータの中には、電気角で３６０°の間に、ステータのＪ（Ｊは６以上の整数）個のステータ磁極と、
   ステータの磁極間に電気角でほぼ１８０°ピッチに巻回し一方向の電流を通電する巻線と、
   ロータのＫ（Ｋは２以上の整数）個のロータ磁極とを備えるモータを含むことを特徴とするモータ。
6. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
   前記Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のモータの中には、電気角で３６０°の間に、ステータのＰ（Ｐは６以上の整数）個のステータ磁極と、
   各ステータ磁極に巻回し一方向の電流を通電する巻線と、
   ロータのＱ（Ｑは４以上の整数）個のロータ磁極とを備えるモータを含むことを特徴とするモータ。
7. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
   各巻線に直流電流を通電して駆動するステッピングモータを含むことを特徴とするモータ。
8. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
   ３相交流モータであり、ロータに永久磁石を配置したブラシレスモータの各巻線へ直流電流を通電して制御するモータを含むことを特徴とするモータ。
9. 請求項１に記載したモータにおいて、
   前記Ｎ個の電力供給手段ＳＴを時分割で制御することにより、複数のモータへの電力供給を時分割的に行えるようにし、
   前記時分割で割り当てられた時間内では該当するモータの各相電流を制御し、
   複数のモータを同時に制御することを特徴とするモータ。

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