JP4821770B2 - 交流モータとその制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、自動車やトラック等に搭載されるモータおよびその制御装置に関する。

従来から、ステータ磁極に各相のコイルが集中的に巻回されたブラシレスモータが知られている（例えば、特許文献１参照。）。図９５は、そのような従来のブラシレスモータの概略的な構成を示す縦断面図である。また、図９７は図９５のＡＡ−ＡＡ線断面図である。

これらの図には、４極６スロット型のブラシレスモータが示されており、ステータの巻線構造はいわゆる集中巻きであって、各ステータ磁極には各相のコイルが集中的に巻回されている。また、図９６にはステータを円周方向に１周展開した状態で、Ｕ、Ｖ、Ｗ等の巻線の配置関係が示されている。横軸は電気角で表現されており、１周で７２０°となっている。ロータ２の表面には、Ｎ極の永久磁石とＳ極の永久磁石とが周方向に交互に配置されている。ステータ４では、Ｕ相のステータ磁極ＴＢＵ１、ＴＢＵ２のそれぞれにはＵ相巻線ＷＢＵ１、ＷＢＵ２が巻回されている。同様に、Ｖ相のステータ磁極ＴＢＶ１、ＴＢＶ２のそれぞれにはＶ相巻線ＷＢＶ１、ＷＢＶ２が巻回されている。Ｗ相のステータ磁極ＴＢＷ１、ＴＢＷ２のそれぞれにはＷ相巻線ＷＢＷ１、ＷＢＷ２が巻回されている。このような構造を有するブラシレスモータは、現在、広く産業用、家電用に使用されている。

また、図９８は他のステータの構成を示す横断面図である。図９８に示すステータは、２４スロットの構成であって，４極のモータの場合には分布巻きが可能であり、ステータの円周方向起磁力分布を比較的滑らかな正弦波形状につくることができるため、ブラシレスモータ、巻線界磁型同期電動機、誘導電動機などに広く使用されている。特に、リラクタンストルクを活用するシンクロナスリラクタンスモータおよびリラクタンストルク応用の各種モータあるいは誘導電動機等の場合、ステータによるより精密な回転磁界の生成が望まれることから、図９８に示す全節巻，分布巻きのステータ構造が適している。図９８のロータはマルチフラックスバリア型のリラクタンスモータのロータである。ロータ内部のロータ磁極の間にほぼ並行に施された複数のスリット状の空間がロータの方向による磁気抵抗の差を作り，ロータの極性を作り出している。

特開平６−２６１５１３号公報（第３頁、図１−３）

図９８に示す全節巻，分布巻きが可能なステータ構造の場合にはステータの起磁力分布を比較的滑らかな正弦波状に生成することができ，誘導電動機，図９８のマルチフラックスバリア型ロータで構成されるシンクロリラクタンスモータを効果的に駆動できる特徴がある。しかし、スロットの開口部から巻線を挿入する必要があるため巻線の占積率が低くなるとともに、コイルエンドの軸方向長さが長くなるため，モータの小型化が難しいという問題があった。また、巻線の生産性が低いという問題もあった。

図９５、図９６、図９７および特許文献１に開示された従来のブラシレスモータは、各歯へ各巻線巻回する構造なので，比較的巻線が単純であり，コイルエンドの軸方向長さが比較的短く，巻線の生産性も図９８のモータに比較して改善される。しかし，ステータの突極が電気角で３６０度の範囲に３個しかない構造であるため、ステータの発生する起磁力を正弦波状に生成して回転磁界を精密に生成することは難しく、シンクロナスリラクタンスモータやリラクタンストルク応用の各種モータあるいは誘導電動機などへの適用が難しいという問題がある。また，図９７のステータは，比較的簡単な構成ではあるが，さらに巻線の単純化，巻線占積率向上，コイルエンドの短縮が望まれている。

ロータに関しての問題は，図９８に示すマルチフラックスバリア型のロータにおいて，界磁を生成するための励磁電流であるｄ軸電流の負担が大きく，図９７のロータに示すような永久磁石型のロータに比較して，力率が低下し，モータ効率が劣る問題がある。永久磁石型ロータの場合，永久磁石コストの問題もある。

モータに使用される軟磁性体の問題は，現状のモータ技術が電磁鋼板をロータ軸方向に積層された構造を前提であって，前記のモータ諸問題を解決するためにロータ軸方向を含めた３次元的な方向に磁束が増減する構成とすると，電磁鋼板内で大きな渦電流が誘起され，大きな渦電流損が発生する問題がある。

モータの制御装置の問題は，特に小容量のモータの場合，電力素子数が多く，直流電動機の駆動に比較して制御装置コストが高価になる問題がある。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、小型，高性能なステータ構成の実現，低コストで高効率を実現するロータの実現，これらのモータ構成を可能とする軟磁性体の構成の実現，低コストなモータの制御装置の実現，そしてそれらの組み合わせによるより効果的な構成，性能の実現に置いている。

従来の円筒型の軟磁性体で構成されるステータ形状に対し，前記軟磁性体のステータを円周方向に磁気的に分離することにより，特定の巻線に鎖交する磁束を増加させることができる。その結果，その特定の巻線は従来巻線より効果的にトルクを発生することができることになり，その部分については高効率のトルク発生が可能となる。その時同時に，他の巻線の一部には磁束が作用しない構成となっていて，その部分の巻線を削除することが可能である。そのような効果を組み合わせることにより，単相モータ，２相モータ，３相モータ，４相以上の多相モータの高効率化，小型化が可能となる。

また，６相のモータにおいては，ステータの各相の磁気回路を分割することにより，３相電流ＩＡ，ＩＢ，ＩＣが，ＩＡ＋ＩＢ＋ＩＣ＝０の関係よりＩＣ＝−ＩＡ−ＩＢとして，電流ＩＣを電流ＩＡとＩＢで兼用した構成とし，巻線ＩＣを削除することができる。その結果，高効率化，小型化が可能となる。

軟磁性体のステータを円周方向に磁気的に分離する前記のモータは，ステータの円周方向のループ状の巻線を持つモータへ，電磁気的に等価的に変換することができる。その時には，各相の巻線がステータの軟磁性体部を通過してロータ軸方向へ往復する必要がないため，巻線がさらに単純化する効果があり，モータを高効率化できる。具体的な構成は，３相の内の２相のループ状巻線と３組で６相のステータ磁極と磁路で構成される。

単相，４極の従来のモータの概略的な構成を示す横断面図である。 図１に示したステータの一部を切り欠いて変形した図である。 単相，８極のモータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図である。 ３相，８極のモータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図である。 単相，８極のモータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図である。 単相，１２極のモータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図である。 単相，８極のモータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図である。 図７の断面図である。 ３相，８極のモータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図である。 単相，８極のモータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図である。 図１０の断面図である。 ３相，２極の従来のモータ構成を示す横断面図である。 図１２に示したステータの一部を切り欠いて変形した図である。 図１３に示したステータの巻線を変形した図である。 図１２と図１３に示す巻線電流のベクトルを示す図である。 ３相，４極のモータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図である。 図１６のモータの断面図である。 図１６のモータのステータコアの斜視図である。 ３相，８極の複合モータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図と縦断面図である。 ４相，２極の従来のモータの概略的な構成を示す横断面図である。 ４相，２極の従来のモータの概略的な構成を示す横断面図である。 図２１に示したステータの一部を切り欠いて変形した図である。 図２０，２１，２２に示した巻線の電流ベクトルを示す図である。 ４相，８極のモータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図である。 ４相，８極のモータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図である。 ４相，８極の複合モータで，ステータコアが電気角で３６０°ごと磁気的に分断されたモータの概略的な構成を示す横断面図と横断面図である。 ６相，２極の従来のモータの概略的な構成を示す横断面図である。 図２７に示したステータの一部を切り欠いて変形した図である。 ６相のモータで，ステータの磁気回路を磁気的に３組に分離した構造のモータの模式図である。 図２９のモータの模式図を変形した例である。 図２９のモータの模式図を変形した例である。 図２７〜図３１の巻線の電流ベクトルを示す図である。 ６相のモータで，ステータの磁気回路を磁気的に３組に分離し，２個の巻線で構成するモータの模式図である。 ループ状の巻線を持つ３相，８極のモータの概略的な構成を示す縦断面図である。 図３４のモータのロータ表面の展開図である。 図３４のモータの断面図である。 図３４のステータ磁極のロータに対向する面の展開図である。 図３４のモータの巻線形状を示す図である。 図３４のモータの巻線の展開図である。 図３４のモータの巻線を２個に統合した巻線の展開図である。 図３４のモータの各ステータ磁極と巻線の関係を示す展開図である。 図３４のモータの電流と電圧とトルクのベクトルを示す図である。 図３４のステータ磁極のロータに面する形状例の展開図である。 図３４のステータ磁極のロータに面する形状例の展開図である。 図３４のステータ磁極のロータに面する形状例の展開図である。 埋込磁石型のロータの横断面図例である。 埋込磁石型のロータの横断面図例である。 インセット型ロータの横断面図例である。 突極形状の磁極を持つリラクタンス型ロータの横断面図例である。 ２相から７相のベクトルを示す図である。 ６相のベクトルとそれらの合成ベクトルとの関係を示す図である。 ループ状の巻線を持つ４相のモータで，隣接するステータ磁極との相対位相が電気角で１８０°の構成のステータ磁極と巻線の展開図である。 ４相のベクトルとそれらの合成関係を示す図である。 図５２の構成のモータを改良したステータ磁極と巻線の展開図である。 図５４のモータの断面図である。 ループ状の巻線を持つ６相のモータの概略的な構成を示す縦断面図である。 ループ状の巻線を持つ６相のモータで，ステータコアを磁気的に３組に分離したモータの概略的な構成を示す縦断面図である。 図５７のモータの巻線を２個に低減したモータの概略的な構成を示す縦断面図である。 図５８のモータ形状を変形した例である。 図５９のモータのロータ表面形状とステータ磁極のロータに対向する面の形状と巻線との展開図である。 図６０のステータ磁極を円周方向にスキューしたステータ磁極形状の展開図である。 図５９のモータのステータ磁極のロータに対向する面の形状と接続される磁路との関係を示す展開図である。 図６２のステータ磁極を構成する電磁鋼板の展開図の例である。 図５９のモータのステータ磁極とそれらの相互の漏れ磁束を低減するための導体の板との配置を示す図である。 従来の３相，２極ステータ巻線の接続関係を示す図である。 短節巻き巻線を２重に配置した３相，２極の巻線の接続関係を示す図である。 図６６のモータの立て断面図で，巻線のコイルエンド形状，配置を示す図である。 図６６の各巻線の電流ベクトルと各スロットの合成電流ベクトルを示すベクトル図である。 従来の軟磁性体の突極形状のロータ磁極に巻線とダイオードが直列に巻回され，閉回路を構成する４極のロータの横断面図である。 複数の磁束障壁を設けたロータへ巻線とダイオードが直列に巻回され，閉回路を構成する４極のロータの横断面図である。 図６９，７０のロータの巻線とダイオードとの接続関係を示す図である。 図７０のロータを２極に変形して模式的に表現し，ステータ巻線のｄ軸電流ｉｄ，ｑ軸電流ｉｑを付加した図である。 図７２の各電流成分と電圧の関係を示す図とｄ軸磁気回路の等価モデルを示す図である。 一定のトルクを出力するｄ軸電流ｉｄ，ｑ軸電流ｉｑを示す図である。 断続的なステータのｄ軸電流ｉｄとロータ巻線の電流ｉｆｒの波形例を示す図である。 断続的で，ステータ巻線のｄ軸電流ｉｄとロータ巻線の電流ｉｆｒとが共存する制御を行った時の波形例を示す図である。 図７０のロータへ永久磁石を付加し，変形したロータの横断面図である。 インセット型ロータへ巻線とダイオードが直列に巻回され，閉回路を構成する８極のロータの横断面図である。 電磁鋼板がラジアル方向に積層されたマルチフラックスバリア型のロータへ巻線とダイオードが直列に巻回され，閉回路を構成する８極のロータの横断面図である。 図７９のロータに使用される電磁鋼板の形状例を示す斜視図である。 電磁鋼板内に電気的な絶縁膜が付加された電磁鋼板の構成を示す図である。 図８１の絶縁膜付き電磁鋼板を縦横に積層して使用する構成を示す図である。 ３相インバータの構成と３相モータの巻線とをの関係を示す図である。 ３相インバータと図３４の３相，２巻線のモータとの接続関係を示す図である。 図８４の電圧と電流のベクトル関係を示す図である。 図８４の巻線と電流と電圧との関係を示す図である。 電力制御素子が４個のインバータで図３４の３相，２巻線のモータを制御する構成を示す図である。 電力制御素子が４個のインバータで３相デルタ結線のモータを制御する構成を示す図である。 図８９，図９０の電圧のベクトル関係を示す図である。 図８７の電圧波形を示す図である。 図８８の電圧波形を示す図である。 電力制御素子が４個のインバータで３相スター結線のモータを制御する構成を示す図である。 図８７，８８，９２の直流電源の１個をＤＣ−ＤＣコンバータで構成する例を示す図である。 図８７，８８，９２の直流電源の１個をＤＣ−ＤＣコンバータで構成する例を示す図である。 従来のブラシレスモータの概略的な構成を示す縦断面図である。 図９５のＡＡ−ＡＡ線断面図である。 従来のブラシレスモータの横断面図である。 従来のシンクロナスリラクタンスモータの横断面図である。

符号の説明

Ｂ２１ 内径側のロータ
Ｂ２Ｄ 外径側のロータ
Ｂ２３，Ｂ２５，Ｂ２７ 内径側のステータ磁極
Ｂ２４，Ｂ２６，Ｂ２８ 外径側のステータ磁極
Ｂ２９，Ｂ２Ａ ａ相の巻線
Ｂ２Ｂ，Ｂ２Ｃ ｂ相の巻線

以下、本発明を適用した各種の実施形態に係るモータについて、図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は単相交流、４極のモータである。８３１はロータの永久磁石、８３２は軟磁性体で作られたステータコア、８２３，８２４，８２５，８２６は単相の巻線である。巻線の巻回方法はいくつかの方法があり、一つの例は巻線８２３と８２４とで単相巻線を巻回し、巻線８２５と８２６とで単相巻線を巻回する方法がある。この時、図１に示される巻線８２３に鎖交する最大磁束の量は永久磁石８３１の１磁極の磁束の１／２である。

次に、図２に図１のモータにおいて、波線部で示す８４３，８４４の部分を切り取って除去したモータを示す。この時、図２に示される巻線８２３に鎖交する最大磁束の量は永久磁石８３１の１磁極の磁束である。したがって、図２の巻線８２３は図１の巻線８２３に比較して２倍のトルクを発生できることになる。ただしこの時、図２の巻線８２４と８２６は鎖交する磁束が零であり、トルク発生には寄与しない。したがって、電磁気的なトルク発生上は、モータとして不要な巻線であり，削除することができることになる。しかし，巻線８２３と８２４はロータ軸方向への往復の電流が流される１組の巻線なので，巻線８２４を排除することはできず，できるだけ短い線とするか，あるいは，他の用途に効果的に活用する方法が考えられる。

なお，このような効果は，特に永久磁石型のロータで構成される交流モータで実現できる。その理由は，永久磁石同期電動機は界磁が永久磁石により生成されているため，ステータ側巻線へはトルク電流であるｑ軸電流だけを通電すればよいので，従来の古典的な全節巻き，分布巻きの構成とする必要が無く，モータの簡略化が可能なためである。

またここで、図２のモータは巻線８２３と８２５の外径側のバックヨーク部を通る最大磁束が２倍となるので、バックヨーク部を２倍に厚く設計する必要がある。ただし，モータを多極化して使用する場合には，バックヨーク部の軟磁性体の厚みが小さくなるので，多極化時はバックヨーク部の厚みの負担は小さい。

後述するように，前記のような磁束鎖交数を増加させる磁気回路の作用，効果を利用して多相の交流モータを実現することができる。

図３のモータは，図２のモータを８極にした単相交流モータで，８５２はステータの磁極および磁路，８５３，８５４はステータ磁極８５２へ起磁力を与える巻線，８５１はロータの永久磁石である。巻線８５４は空間に配置されていて，鎖交する磁気回路空間を介するため，磁気抵抗が非常に大きく，その巻線の電流が発生する起磁力がモータの電磁気的な作用にはほとんど作用しない。したがって，巻線８５３の電流のリターン線としての作用だけなので，巻線８５３のコイルエンド長さができるだけ短くなるような位置で，モータとしても空いているスペースへ巻回すればよい。

図４のモータは，図３のモータに対しステータ磁極と巻線を一組少なくし，かつ，３組のステータ磁極８５２，８６７，８６２を相対的に電気角で１２０°づつ位相を変えた構成とし，３相交流モータを構成している。ロータ軸方向への往復巻線８５３と８５４は，図３と同様に，近接させてコンパクトな巻線としている。

図５のモータは単相交流モータで，ステータ磁極８６Ｇ，８６Ｊと磁路８６１とが１８０°方向が変えられ，反転させた構成としている。したがって，巻線８６５と巻線８６Ｂとの電流方向を反対方向とすることができ，巻線８６５と巻線８６Ｂとを一組の巻線とすることができる。この結果，図３に示すリターン用の巻線８５４を排除することができている。そして，図３のモータと比較して，巻線を少なくできるので，巻線の量を少なくできるだけでなく，モータとしての銅損も低減できたことになる。

図６は１２極の単相交流モータである。ステータ磁極９０２と９０３に対し，ステータ磁極９０５と９０６はロータに対する電気角的位相が１８０°異なるように配置している。その結果，巻線９０９と９０８へは逆方向の電流を通ですることになり，両巻線をロータ軸方向の往復巻線とすることができる。この場合にも，図３のモータでは必要であった巻線８５４が不要となるので，巻線の量を少なくでき，モータとしての銅損も低減できたことになる。

図７のモータは単相交流，８極のモータで，ロータのＮ極が発生する磁束がステータ磁極８５２を通過し，磁路８５３，８５９，８５４，８５５を順次通り，ステータ磁極８５６を通ってロータのＳ極へ戻っている。そして，巻線８５１と８５Aは，前記磁路の磁束が同一方向に２度鎖交するような場所へ巻回している。結果として，巻線８５１の電流と巻線８５Aの電流の両方が２個のステータ磁極８５２，８５６へ起磁力を与えられるような構成となっている。断面ＦＥ−ＦＥは図８の（ａ）となっていて，断面ＦＦ−ＦＦは図８の（ｂ）となっている。そして，巻線８５７，８５８など他の構成要素についても同様の構成である。図７，８の場合にも，図３のモータでは必要であった巻線８５４が不要となるので，巻線の量を少なくでき，モータとしての銅損も低減できたことになる。

図９のモータは３相交流，８極のモータで，図７のステータの構成要素４組の内の１組を削除し，３組の構成要素の円周方向配置をロータとの相対位相が電気角で１２０°づつ異なるように配置した構成としている。例えば，それぞれの磁路の位置８５４，８５C，８５Dのロータに対する相対位相は，相互に電気角で１２０°づつ異なる位置に配置している。図９の場合にも，図３のモータでは必要であった巻線８５４が不要となるので，巻線の量を少なくでき，モータとしての銅損も低減できたことになる。

図１０のモータは単相交流，８極のモータである。８７１は表面磁石型ロータの永久磁石の一つで，ロータ表面近傍に取り付けられている。８７２はロータのＮ極磁石に対向したステータ磁極で，前記Ｎ極から出た磁束はエアギャップを介してステータ磁極８７２を通り，磁路８７６を通り，磁束をロータ側へ通過させる目的の磁束通過用磁路８７４を通る。図１１の（ａ）の断面ＦＧ−ＦＧの断面図に示されるように，前記磁束通過用磁路８７４は，磁束をステータ側へ通過させる目的の磁束通過用磁路８８１と対向していて，前記磁束通過用磁路８７４を通る磁束はロータのバックヨークへ通る構成となっている。

ステータ磁極８７３は，ステータ磁極８７２とロータに対する相対位相が電気角で１８０°異なる位相に取り付けられている。ステータ磁極８７３を通る磁束は，磁路８７８を通り，磁束通過用磁路８７５を通り，前記磁束通過用磁路８８１を通ってロータのバックヨークへ通る構成となっている。図１１の（ｂ）は断面ＦＨ−ＦＨの断面図である。

巻線８７Ａと８７Ｂは通電すべき電流の位相が１８０°異なるので，ロータ軸方向の往復巻線として巻回することができる。図１０の場合にも，図３のモータでは必要であった巻線８５４が不要となるので，巻線の量を少なくでき，モータとしての銅損も低減できたことになる。

ステータの磁束通過用磁路８７４，８７５は各ステータ磁極に繋がっているだけでなく，隣接するステータの磁束通過用磁路と磁気的に繋がっていても良い。ロータの磁束通過用磁路８８１は円形の形状をしていて，ロータとステータ間の磁気インピーダンスが回転位置によって変化しない構成としている。したがって，磁気インピーダンスを均一化するという点での必要条件は，ロータ側かステータ側の少なくとも片方の磁束通過用磁路が円形であればよい。その必要条件の範囲で，磁束通過用磁路の変形が可能である。

また，図１０の巻線は，図示した方向に電流を流す必要があるが，具体的な巻線の巻回方法はいくつかの方法が可能であり，前記のような巻線８７Ａと８７Ｂとを巻回する方法の他に，波巻きにする方法，図１０に図示した巻線シンボルの３個以上の巻線に直列に巻回する方法，並列に巻回する方法等も可能である。

図１０のモータは，構成の図示と説明を簡略化する目的もあり，単相のモータで説明したが，図４，図９などのように３相交流モータの構成とすることができる。また，２相交流，４相以上の多相交流のモータを構成することも可能である。

図１２は従来の３相交流，２極，短節巻き，ノンオーバラッピング巻き，集中巻きのモータの横断面図であって，いわゆる，「集中巻きブラシレスモータ」の横断面図である。Ａ６１はＡ相のステータ磁極，Ａ６２はＢ相のステータ磁極，Ａ６３はＣ相のステータ磁極である。Ａ６４，Ａ６５はＡ相のステータ磁極Ａ６１の巻線で，その電流値はＩＡである。Ａ６７，Ａ６８はＢ相のステータ磁極Ａ６２の巻線で，その電流値はＩＢである。Ａ６９，Ａ６ＡはＣ相のステータ磁極Ａ６３の巻線で，その電流値はＩＣである。そして，Ａ６Ｅはロータの永久磁石であり，このロータに同期して各相の電流を通電することによりトルクを発生することができる。

次に，図１３は図１２と一部を除いては同じ構造である。図１２のＡ相ステータ磁極Ａ６１とＣ相ステータ磁極Ａ６３との間の磁路Ａ６Ｂで，図１３の破線で示すＡ７１の部分の磁路が除去されている。図１３の状態でロータが回転すると，Ａ相の巻線Ａ７４の部分に鎖交する磁束はほぼ零となり，Ａ相の巻線Ａ７５の部分に鎖交する磁束は図１２の場合に比較して２倍となる。Ｃ相についても同様であり，Ｃ相の巻線Ａ７Ｂの部分に鎖交する磁束はほぼ零となり，Ｃ相の巻線Ａ７８の部分に鎖交する磁束は図１２の場合に比較して２倍となる。Ｂ相の巻線Ａ７６，Ａ７７に鎖交する磁束は図１２の場合と同じである。この結果，巻線Ａ７４，Ａ７Ｂは電磁気的には削除しても良いことになる。ただし，巻線Ａ７５，Ａ７８への給電方法は，別途，何らかの手段が必要となる。なお，この時，磁路Ａ７９，Ａ７Ａを通過する磁束の大きさは図１２に比較して２倍となるので，これらの磁路を大きくする必要がある。ただし，モータを多極化した場合には，ステータのバックヨークの厚みの絶対値が小さくなるので，多極した場合にはバックヨークの厚みの負担は大きくない。

次に，図１４は図１３の同一スロットに配置されている２個の巻線を１個の各巻線に統合し，統合した巻線の電流は統合する前の２個の巻線の電流の算術的加算値とする例を示す。例えば，図１３の巻線Ａ６５とＡ６７は図１４の巻線Ａ８２へ統合され，その電流値Ｉａは（−ＩＡ＋ＩＢ）となる。図１５はその電流の加算の関係をベクトルで示す図であり，例えば，Ｉａ＝−ＩＡ＋ＩＢの関係を示している。この時，巻線Ａ８２の太さは，巻線Ａ７５の太さの２倍となると仮定すると，電流はベクトル加算をして，１．７３２倍なので，銅損は（１．７３２／２）^２＝３／４となり，２５％低減することになる。

図１６は図１４のモータを４極のモータへ変形し，巻線Ｂ３５，Ｂ３７，Ｂ３９，Ｂ３Ｃのリターン線Ｂ３６，Ｂ３８，Ｂ３Ａ，Ｂ３Ｃをステータの外周部へ配置した例である。これらの巻線Ｂ３６，Ｂ３８，Ｂ３Ａ，Ｂ３Ｃを配置する位置は，ステータの磁気回路の外側であれば，特に限定されないので，製作的に都合の良い場所に配置することができる。ステータの形状も，例えば，巻線の長さを短縮できる形状に変形することができる。

図１７は図１６に示すモータの形状の例であり，その断面図である。図１７の（ａ）は，図１６の断面ＦＪ−ＦＪの断面図であり，図１７の（ｂ）は，図１６の断面ＦＫ−ＦＫの断面図である。各巻線の長さが小さくできるように磁路Ｂ３Ｄのロータ軸方向長さＬＳ１を短縮した例である。 図１８は，図１６，図１７に示すステータの斜視図である。

図１９の（ａ）のモータは，図１６に示す３相，４極のモータを，外径側と内径側に２個組み込んだ例である。このような構成とすると，巻線Ｂ２９とＢ２Ａとに流すべき電流が，丁度，反対位相となるため，ロータ軸方向の往復巻線とすることができる。これは，図１６における巻線Ｂ３６が排除できたことに相当する。図１９の他の３組の巻線についても同様のことが言えるので，モータの銅損を大幅に低減できることになる。図１９の（ｂ）は図１９の（ａ）の断面ＦＩ−ＦＩの断面図である。

図１２に示す３相交流，２極のモータを４極にし，モータの外径側と内径側へ２個組み込んだモータと図１９のモータの銅損を比較してみる。先に求めたように，同一スロットの２個の巻線を１個の巻線に統合することにより銅損は３／４に低減することができる。そして，３個の３相巻線の内，１個の巻線の銅損を排除することができれば，銅損は２／３となる。両方の銅損低減効果を合わせると，３／４×２／３＝１／２となり，定性的には，銅損を１／２に低減できることになる。さらには、排除した巻線のスペースの有効活用が可能であり、巻線抵抗が２／３となると考えると合計で、１／２×２／３＝１／３となり、定性的には，銅損が１／３となる。

なお，図１９に示すモータは４極のモータの例なので，外径側のモータと内径側のモータとでは電磁気的にトルクを発せさせるエアギャップ部の半径が大幅に異なるが，多極化することにより内外径の差を小さくでき，実用的な構造とすることができる。

図２０は４相交流、２極のモータである。この４相のモータについても、図１２の３相のモータと同様の変形を行うことができる。１スロット内の２個の巻線の統合は、巻線Ｃ２２とＣ２３は図２１の巻線Ｃ３７のように１個の巻線とすることができる。その電流は図２３の４相の電流ベクトルの関係となっており、Ｉａ＝−ＩＡ＋ＩＢとなる。他の巻線についても同様である。

ステータコアの分割、一部削除についても、図２２に示すように、例えばＣ２５の部分を削除することができる。この時、巻線Ｃ４Ａに鎖交する磁束は非常に小さいので、この巻線を削除することができる。図２２の２極のモータを８極に変形したモータを図２４に示す。この時、巻線Ｄ３８とＤ３Ｂは逆位相の電流となり、隣接しているので、ロータ軸方向の往復巻線として巻回することができる。巻線Ｄ３６とＤ３４についても同様である。巻線Ｄ３７についてはステータコアの外形側に巻線Ｄ３９を配置し、ロータ軸方向の往復巻線として巻回している。図２４のモータの他の巻線についても同様である。この図２４に示すモータは、図２１の４相モータを８極化したモータに比較して、コイルエンドが小さいモータを構成することができ、小型化が可能である。

図２５は４相モータの３巻線のリターン線を全てステータコアの外形側に配置し、環状巻きとした例である。一見、巻線の数が増加し不利に見えるが、特に、ロータ軸方向の厚みが小さい扁平な形状のモータで、かつ、多極のモータである場合、巻線の製作性が良く、コイルエンドも短いので小型で低コストなモータを実現することができる。

Ｄ３Ｃは隣接するステータコア間の漏れ磁束を低減する非磁性の部材である。この部材に電気的な良導体を使用し、漏れ磁束を渦電流で積極的に低減することもできる。

図２６のモータは、図２２のモータを８極にし、内径側と外形側に２個のモータを配置した４相交流、８極の複合モータである。図１９に示した３相交流の複合モータと同様の効果があり、巻線を効果的に配置することができるので、銅損低減、効率向上、小型化の点で優れている。図２６のモータについても、多極化したときに実質的な効果を得易い。

図２７のモータは６相交流、２極のモータの例である。一般的には、３相交流モータと呼称されているが、本特許ではステータ磁極のベクトル、位相、数に着目したモータ構成を論じているので、あえて、６相モータと表現することとする。

図２７の６相モータは、図１４、図２２で説明した３相、４相のモータのように、図２８の破線で示すＥ４３の部分を削除した構成とすることもできる。

図２９は、図２７のモータにおいて、電気角で１８０°位相が異なるステータ磁極同士を、それぞれ独立に、磁路Ｇ１２、Ｇ１３，Ｇ１４で磁気的に繋いだ構成のモータである。磁路Ｇ１２、Ｇ１３，Ｇ１４を通る磁束は，ロータ軸方向に相互に磁気的に分離されていて，各磁路中では交わらない。各巻線Ｇ１４，Ｇ１５，Ｇ１６へ図３４の電流ベクトルで示すＩＡ４，ＩＣ４，ＩＥ４の３相電流を通電することにより、各ステータ磁極Ｇ１Ａ，Ｇ１Ｂ，Ｇ１Ｃ，Ｇ１Ｄ，Ｇ１Ｅ，Ｇ１Ｆのそれぞれへ６相の起磁力を与えることができる。

しかし，図２９の巻線構成では，図３２で示される電流ベクトルの電流を巻き回数が１ターンの時のみしか配線することができない。また，図２９，３０，３１，３３は，ステータの磁路構成を模式的に示した図であり，現実的な磁路構成，形状は，図２７，図２８，図１１，図１８の様な磁路形状に変形することができる。

図３０のモータは，巻線Ｇ１６の電流ＩＥ４を巻線Ｅ８７，Ｅ８８の電流−ＩＡ４，−ＩＣ４に置き換えている。これは，ＩＡ４＋ＩＣ＋ＩＥ４＝０の関係を利用したものである。この結果，図３０のモータでは，巻線Ｇ１４とＥ８７でロータ軸方向に往復巻回し，巻線Ｇ１５とＥ８８をロータ軸方向に往復巻回することができる。

また，図２９のモータは，図３１のようにも変形できる。それは，巻線Ｇ１４の電流ＩＡ４を図３２のＩＡ４とＩＢ４で代用し，巻線Ｇ１５の電流ＩＣ４を図３２のＩＣ４とＩＤ４で代用し，巻線Ｇ１６の電流ＩＥ４を図３２のＩＥ４とＩＦ４で代用するものである。そして，ＩＤ４，ＩＥ４，ＩＦ４をそれぞれ，−ＩＡ４，−ＩＢ４，−ＩＣ４で置き換えるものである。その結果，図３１の構成のモータとなり，そしてそれぞれの巻線が，ロータ軸方向の往復巻回とすることが可能となり，各巻線の効率も巻線係数が０．８６６となり，それほど低くはならない。なお，電流の大きさが１．７３２倍となり，位相が電気角で３０°ずれるので，その換算を行う必要がある。

次に，図３２のモータを変形した例を図３３に示す。Ｂ相とＥ相のステータ磁極Ｇ１Ｂ，Ｇ１Ｅを励磁するために磁路Ｇ１４へ鎖交させる電流はＦ８７とＥ８８の−ＩＡ４と−ＩＣ４の電流である。今，図３０の磁路Ｇ１４を図３３のＥ８１に示すようにロータに対して逆方向に配置すると鎖交すべき電流の符号が反転し，巻線Ｅ８５とＥ８６の電流ＩＡ４とＩＣ４とを流用することができる。この結果，Ｅ８５とＥ８６の２個の巻線で，各ステータ磁極Ｇ１Ａ，Ｇ１Ｂ，Ｇ１Ｃ，Ｇ１Ｄ，Ｇ１Ｅ，Ｇ１Ｆのそれぞれへ６相の起磁力を与えたことになる。

なお，図３３のモータ構成では，巻線Ｅ８５，Ｅ８６のロータ軸方向のリターン線として，巻線Ｅ８７，Ｅ８８を追加している。しかし，巻線Ｅ８７，Ｅ８８の部分がモータへ電磁気的に作用しているわけではないので，モータ構成の工夫，図１９のようなモータの複合化などにより巻線Ｅ８７，Ｅ８８を削除することも可能である。

図３３のモータの巻線Ｅ８５は，図３０のモータの巻線Ｇ１４に比較し，鎖交磁束が１．７３２倍となり，この巻線Ｅ８５の誘起電圧定数，トルク定数は１．７３２倍になっている。従って，図３３のモータ構成は，効率向上，小型化の観点で大きな意味がある。

本出願人は、本発明のモータと共通した技術を含む関連技術「交流モータとその制御装置」（特開２００５−１６０２８５）を開発し、その内容が既に公開されている。一部については共通の技術を含み、また、本発明の対象となるモータの形態でもあるので、その関連技術の一部について説明する。なお、その他の関連技術の部分については説明を省略する。

〔関連技術〕
図３４は、関連技術のブラシレスモータの断面図である。図３４に示すブラシレスモータ１５０は、３相交流で動作する８極モータであり、ロータ１１、永久磁石１２、ステータ１４を含んで構成されている。

ロータ１１は、表面に配置された複数の永久磁石１２を備えている。これらの永久磁石１２は、ロータ１１表面に沿って円周方向にＮ極とＳ極とが交互に配置されている。図３５は、ロータ１１の円周方向展開図である。横軸は機械角を示しており、機械角で３６０°の位置は電気角で１４４０°となる。

ステータ１４は、それぞれ４個のＵ相ステータ磁極１９、Ｖ相ステータ磁極２０、Ｗ相ステータ磁極２１を備えている。各ステータ磁極１９、２０、２１は、ロータ１１に対して突極状の形状を有している。図３７は、ロータ１１側から見たステータ１４の内周側形状の展開図である。４個のＵ相ステータ磁極１９は同一円周上に等間隔に配置されている。同様に、４個のＶ相ステータ磁極２０は同一円周上に等間隔に配置されている。４個のＷ相ステータ磁極２１は同一円周上に等間隔に配置されている。４個のＵ相ステータ磁極１９をＵ相ステータ磁極群、４個のＶ相ステータ磁極２０をＶ相ステータ磁極群、４個のＷ相ステータ磁極２１をＷ相ステータ磁極群と称する。また、これらの各ステータ磁極群の中で、軸方向に沿って端部に配置されたＵ相ステータ磁極群とＷ相ステータ磁極群を端部ステータ磁極群、それ以外のＶ相ステータ磁極群を中間ステータ磁極群と称する。

また、Ｕ相ステータ磁極１９、Ｖ相ステータ磁極２０、Ｗ相ステータ磁極２１のそれぞれは、互いに軸方向位置と周方向位置がずらして配置されている。具体的には、各ステータ磁極群は、相対的に機械角で３０°、電気角で１２０°の位相差となるように互いに円周方向にずらして配置されている。図３７に示す破線は、対向するロータ１１の各永久磁石１２を示している。同極のロータ磁極（Ｎ極に永久磁石１２同士あるいはＳ極の永久磁石１２同士）のピッチは電気角で３６０°であり、同相のステータ磁極のピッチも電気角で３６０°である。

ステータ１４のＵ相ステータ磁極１９、Ｖ相ステータ磁極２０、Ｗ相ステータ磁極２１のそれぞれの間には、Ｕ相巻線１５、Ｖ相巻線１６、１７、Ｗ相巻線１８が配置されている。図３９は、各相の巻線の円周方向展開図を示す図である。Ｕ相巻線１５は、Ｕ相ステータ磁極１９とＶ相ステータ磁極２０との間に設けられており、周方向に沿ったループ形状を成している。ロータ１１側から見て時計回り方向の電流を正とすると（他の相の相巻線についても同様とする）、Ｕ相巻線１５に流れる電流Ｉu は負（−Ｉu ）となる。同様に、Ｖ相巻線１６は、Ｕ相ステータ磁極１９とＶ相ステータ磁極２０との間に設けられており、周方向に沿ってループ形状を成している。Ｖ相巻線１６に流れる電流Ｉv は正（＋Ｉv ）となる。Ｖ相巻線１７は、Ｖ相ステータ磁極２０とＷ相ステータ磁極２１との間に設けられており、周方向に沿ったループ形状を成している。Ｖ相巻線１７に流れる電流Ｉv は負（−Ｉv ）となる。Ｗ相巻線１８は、Ｖ相ステータ磁極２０とＷ相ステータ磁極２１との間に設けられており、周方向に沿ったループ形状を成している。Ｗ相巻線１８に流れる電流Ｉw は正（＋Ｉw ）となる。これら３種類の電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw は、３相交流電流であり、互いに位相が１２０°ずつずれている。また３９は軸方向起磁力を打ち消すための巻線である。

次に、ステータ１４の各相ステータ磁極形状と各相巻線形状の詳細について説明する。図３６は、図３４のステータ１４の断面箇所を示す図であり、図３６（ａ）にはＡＡ−ＡＡ線断面図が、図３６（ｂ）にはＡＢ−ＡＢ線断面図が、図３６（ｃ）にはＡＣ−ＡＣ線断面図がそれぞれ示されている。これらの図に示すように、Ｕ相ステータ磁極１９、Ｖ相ステータ磁極２０、Ｗ相ステータ磁極２１のそれぞれは、ロータ１１に対して突極形状を成しており、それぞれが相対的に機械角で３０°、電気角で１２０°の位相差を有するような位置関係となるように配置されている。

図３８は、Ｕ相巻線１５の概略的な形状を示す図であり、正面図と側面図がそれぞれ示されている。Ｕ相巻線１５は、巻き始め端子Ｕと巻き終わり端子Ｎを有している。なお、同様に、Ｖ相巻線１６、１７は巻き始め端子Ｖと巻き終わり端子Ｎを有し、Ｗ相巻線１８は巻き始め端子Ｗと巻き終わり端子Ｎを有している。各相巻線を３相Ｙ結線する場合は、各相巻線１５、１６、１７、１８の巻き終わり端子Ｎが接続される。各相巻線１５、１６、１７、１８に流れる電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw は、各相ステータ磁極１９、２０、２１とロータ１１の永久磁石１２との間でトルクを発生する電流位相に制御される。また、Ｉu ＋Ｉv ＋Ｉw ＝０となるように制御される。

次に、各相電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw とこれらの各相電流により各相ステータ磁極１９、２０、２１に付与される起磁力との関係について説明する。図４１は、エアギャップ面側（ロータ１１側）から見た各相ステータ磁極１９、２０、２１の展開図（図３７）に等価的な各相電流巻線を書き加えた図である。

Ｕ相巻線は、４個のＵ相ステータ磁極１９に同一方向で直列に巻回されている。したがって、各Ｕ相ステータ磁極１９は同一方向に起磁力が付与されている。例えば、図４１の左から２番目のＵ相ステータ磁極１９に巻回されているＵ相巻線は、導線（３）、（４）、（５）、（６）によって形成されており、Ｕ相ステータ磁極１９の回りにこの順番でこれらの導線が複数回巻回されている。なお、導線（２）、（７）は隣接するＵ相ステータ磁極１９間の渡り線であり、電磁気的作用はない。

このようなＵ相巻線に流れる電流Ｉu の各部分について詳細に見ると、導線（１）と（３）の電流の大きさは同一で逆方向に流れており、起磁力アンペアターンは相殺されているため、これらの導線は等価的に電流が流れていないときと同じ状態にあるといえる。同様に、導線（５）と（８）の部分の電流についても起磁力アンペアターンは相殺されており、これらの導線は等価的に電流が流れていないときと同じ状態にあるといえる。このように、Ｕ相ステータ磁極１９間に配置される導線に流れる電流は常に相殺されるため、電流を流す必要がなく、その部分の導線は排除することが可能である。その結果、導線（１０）、（６）に対応するようにステータ１４の円周上にループ状に流れるＵ相電流Ｉu と、導線（４）、（９）に対応するようにステータ１４の円周上にループ状に流れるＵ相電流−Ｉu とが同時に流れている状態と同じと考えることができる。

しかも、上述した導線（１０）、（６）に対応するようにステータ１４の円周上にループ状に流れるＵ相電流Ｉu は、ステータコアの外部でループ状に流れる電流であり、ステータコアの外部は空気等であって磁気抵抗が大きいことから、ブラシレスモータ１５への電磁気的作用はほとんどない。このため、省略しても影響はなく、ステータコアの外部に位置するループ状の巻線を排除することができる（なお、上述した例ではこのループ状の巻線を省略しているが、省略せずに残すようにしてもよい）。結局、図３４に示すＵ相巻線の作用は、図３４、図３９に示すループ状のＵ相巻線１５と等価であるということができる。

また、図４１に示したＶ相巻線は、Ｕ相巻線と同様に、４個のＶ相ステータ磁極２０を周回するように直列に巻回されている。この中で、導線（１１）と（１３）に流れる電流は大きさが同じで方向が逆であり、起磁力アンペアターンが相殺されるため、この部分は等価的に電流が流れていないときと同じ状態にあるといえる。同様に、導線（１５）、（１８）の電流についても起磁力アンペアターンは相殺されている。その結果、導線（２０）、（１６）に対応するようにステータ１４の円周上に沿ってループ状に流れるＶ相電流Ｉv と、導線（１４）、（１９）に対応するようにステータ１４の円周上にループ状に流れるＶ相電流−Ｉv とが同時に流れている状態と同じと考えることができる。結局、図３４に示すＶ相巻線の作用は、図３４、図３９に示すループ状のＶ相巻線１６、１７と等価であるということができる。

また、図４１に示したＷ相巻線は、Ｕ相巻線と同様に、４個のＷ相ステータ磁極２１を周回するように直列に巻回されている。この中で、導線（２１）と（２３）に流れる電流は大きさが同じで方向が逆であり、起磁力アンペアターンは相殺されるため、この部分は等価的に電流が流れていないときと同じ状態にあるといえる。同様に、導線（２５）、（２８）の電流についても起磁力アンペアターンは相殺されている。その結果、導線（３０）、（２６）に対応するようにステータ１４の円周上にループ状に流れるＷ相電流Ｉw と、導線（２４）、（２９）に対応するようにステータ１４の円周上にループ状に流れるＷ相電流−Ｉw とが同時に流れている状態と同じと考えることができる。

しかも、上述した導線巻線（２４）、（２９）に対応するようにステータ１４の円周上にループ状に流れるＷ相電流−Ｉw は、ステータコアの外部でループ状に流れる電流であり、ステータコアの外部は空気等であり磁気抵抗が大きいことから、ブラシレスモータ１５への電磁気的作用はほとんどない。このため、省略しても影響はなく、ステータコアの外部に位置するループ状の巻線を排除することができる。結局、図４１に示すＷ相巻線の作用は、図３４、図３９に示すループ状のＷ相巻線１８と等価であるということができる。

以上説明したように、ステータ１４の各相ステータ磁極１９、２０、２１に電磁気的作用を付与する巻線及び電流はループ状の簡素な巻線で代替えすることができ、かつ、ステータ１４の軸方向両端のループ状の巻線を排除することができる。その結果、ブラシレスモータ１５に使われる銅の量を大幅に低減することができるので、高効率化、高トルク化が可能となる。また、同相の円周方向のステータ磁極間に巻線（導線）を配置する必要がないため、従来構造以上の多極化が可能となり、特に巻線構造が簡素であることから、モータの生産性を向上させることができ、低コスト化が可能となる。

なお、磁気的には、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のステータ磁極を通る磁束φu 、φv 、φw がバックヨーク部で合流し、３相交流磁束の総和が零となるφu ＋φv ＋φw ＝０の関係となっている。また、図２６４、図２６５、図２６６に示した従来構造は、図４１に示した各相突極１９、２０、２１を２個ずつ合計６個を同一円周上に並べた構造であり、個々の突極の電磁気的作用、トルク発生はブラシレスモータ１５０と同じである。但し、図２６４、図２６５に示すような従来のブラシレスモータは、その構造上、図３４から図４０に示すブラシレスモータ１５０のように巻線の一部を排除したり、巻線の簡素化を行うことはできない。

ブラシレスモータ１５０はこのような構成を有しており、次にその動作を説明する。図４２は、ブラシレスモータ１５０の電流、電圧、出力トルクのベクトル図である。Ｘ軸が実軸に、Ｙ軸が虚軸にそれぞれ対応している。また、Ｘ軸に対する反時計回り方向の角度をベクトルの位相角とする。

ステータ１４の各相ステータ磁極１９、２０、２１に存在する磁束φu 、φv 、φw の回転角度変化率を単位電圧と称し、Ｅu ＝ｄφu ／ｄθ、Ｅv ＝ｄφv ／ｄθ、Ｅw ＝ｄφw ／ｄθとする。各相ステータ磁極１９、２０、２１のロータ１１（永久磁石１２）に対する相対位置は、図３７に示したように、電気角で１２０°ずつシフトしているので、各相巻線１５〜１８の１ターンに誘起される単位電圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅw は、図４２に示すような３相交流電圧となる。

今、ロータが一定回転ｄθ／ｄｔ＝Ｓ１で回転し、各相巻線１５〜１８の巻き回数をＷu 、Ｗv 、Ｗw とし、これらの値がＷc に等しいとすると、巻線１５〜１８の各誘起電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw は次のように表される。なお、各ステータ磁極の漏れ磁束成分を無視すると、Ｕ相巻線の磁束鎖交数はＷu ×φu、Ｖ相巻線の磁束鎖交数はＷv ×φｖ、Ｗ相巻線の磁束鎖交数はＷｗ ×φｗである。

Ｖu ＝Ｗu ×（−ｄφu ／ｄｔ）
＝−Ｗu ×ｄφu ／ｄθ×dθ／ｄｔ
＝−Ｗu ×Ｅu ×Ｓ１ …（１）
同様に、
Ｖv ＝Ｗv ×Ｅv ×Ｓ１ …（２）
Ｖw ＝Ｗw ×Ｅw ×Ｓ１ …（３）
ここで、具体的な巻線と電圧の関係は次のようになる。Ｕ相の単位電圧Ｅu は、図３４および図３９に示されるＵ相巻線１５の逆向きの１ターンに発生する電圧である。Ｕ相電圧Ｖu は、Ｕ相巻線１５の逆向きに発生する電圧である。Ｖ相の単位電圧Ｅv は、Ｖ相巻線１６の１ターンとＶ相巻線１７の逆向きの1ターンとを直列に接続したときに両端に発生する電圧である。Ｖ相電圧Ｖv は、Ｖ相巻線１６と逆向きのＶ相巻線１７とを直列に接続したときの両端の電圧である。Ｗ相の単位電圧Ｅw は、図３４および図３９に示されるＷ相巻線１８の１ターンに発生する電圧である。Ｗ相電圧Ｖw は、Ｗ相巻線１８の逆向きに発生する電圧である。

ブラシレスモータ１５０のトルクを効率良く発生させようとすると、各相電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw は、各相巻線の単位電圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅw と同一位相に通電する必要がある。図４２では、Ｉu 、Ｉv 、Ｉw とＥu 、Ｅv 、Ｅw とがそれぞれ同一位相であるものとし、ベクトル図の簡素化のため、同相の電圧ベクトル、電流ベクトルを同一のベクトル矢で表現している。

ブラシレスモータ１５０の出力パワーＰa 、各相のパワーＰu 、Ｐv 、Ｐw は、
Ｐu ＝Ｖu ×（−Ｉu ）＝Ｗu ×Ｅu ×Ｓ１×Ｉu …（４）
Ｐv ＝Ｖv ×Ｉv ＝Ｗv ×Ｅv ×Ｓ１×Ｉv …（５）
Ｐw ＝Ｖw ×Ｉw ＝Ｗw ×Ｅw ×Ｓ１×Ｉw …（６）
Ｐa ＝Ｐu ＋Ｐv ＋Ｐw ＝Ｖu ×Ｉu ＋Ｖv ×Ｉv ＋Ｖw ×Ｉw …（７）
となる。また、ブラシレスモータ１５０の出力トルクＴa 、各相のトルクＴu 、Ｔv 、Ｔw は、
Ｔu ＝Ｐu ／Ｓ１＝Ｗu ×Ｅu ×Ｉu …（８）
Ｔv ＝Ｐv ／Ｓ１＝Ｗv ×Ｅv ×Ｉv …（９）
Ｔw ＝Ｐw ／Ｓ１＝Ｗw ×Ｅw ×Ｉw …（１０）
Ｔa ＝Ｔu ＋Ｔv ＋Ｔw
＝Ｗu ×Ｅu ×Ｉu ＋Ｗv ×Ｅv ×Ｉv ＋Ｗw ×Ｅw ×Ｉw
＝Ｗc ×（Ｅu ×Ｉu ＋Ｅv ×Ｉv ＋Ｅw ×Ｉw） …（１１）
となる。なお、本実施形態のブラシレスモータ１５０の電圧、電流、トルクに関するベクトル図は、図２６４、図２６５、図２６６に示した従来のブラシレスモータのベクトル図と同じである。

次に、図３４および図３９に示した各相巻線と電流について、より高効率化する変形手法について説明する。Ｕ相巻線１５とＶ相巻線１６は、Ｕ相ステータ磁極１９とＶ相ステータ磁極２０の間に隣接して配置されたループ状の巻線であり、これらを単一の巻線にまとめることができる。同様に、Ｖ相巻線１７とＷ相巻線１８は、Ｖ相ステータ磁極２０とＷ相ステータ磁極２１の間に隣接して配置されたループ状の巻線であり、これらを単一の巻線にまとめることができる。

図４０は、２つの巻線を単一の巻線にまとめた変形例を示す図である。図４０と図３９とを比較すると明らかなように、Ｕ相巻線１５とＶ相巻線１６が単一のＭ相巻線３８に置き換えられ、Ｖ相巻線１７とＷ相巻線１８が単一のＮ相巻線３９に置き換えられている。また、Ｕ相巻線１５の電流（−Ｉu ）とＶ相巻線１６の電流（Ｉv ）とを加算したＭ相電流Ｉm （＝−Ｉu ＋Ｉv ）をＭ相巻線３８に流すことにより、Ｍ相巻線３８によって発生する磁束の状態とＵ相巻線１５とＶ相巻線１６のそれぞれによって発生する磁束を合成した状態とが同じになり、電磁気的に等価になる。同様に、Ｖ相巻線１７の電流（−Ｉv ）とＷ相巻線１８の電流（Ｉw ）とを加算したＮ相電流Ｉn （＝−Ｉv ＋Ｉw ）をＮ相巻線３９に流すことにより、Ｎ相巻線３９によって発生する磁束の状態とＶ相巻線１７とＷ相巻線１８のそれぞれによって発生する磁束を合成した状態とが同じになり、電磁気的に等価になる。

図４２にはこれらの状態も示されている。図４２に示されたＭ相巻線３８の単位電圧Ｅm 、Ｎ相巻線３９の単位電圧Ｅn は以下のようになる。

Ｅm ＝−Ｅu ＝−ｄφu ／ｄθ
Ｅn ＝Ｅw ＝ｄφw ／ｄθ
また、各巻線の電圧Ｖ、パワーＰ、トルクＴのベクトル算式は以下のようになる。

Ｖm ＝Ｗc ×Ｅm ×Ｓ１ …（１２）
Ｖn ＝Ｗc ×Ｅn ×Ｓ１ …（１３）
Ｐm ＝Ｖm ×Ｉm ＝Ｗc ×（−Ｅu ）×Ｓ１×（−Ｉu ＋Ｉv ）
＝Ｗc ×Ｅu ×Ｓ１×（−Ｉu ＋Ｉv ） …（１４）
Ｐn ＝Ｖn ×Ｉn ＝Ｗc ×Ｅw ×Ｓ１×（−Ｉv ＋Ｉw ）…（１５）
Ｐb ＝Ｐm ＋Ｐn ＝Ｖu ×（−Ｉu ＋Ｉv ）＋Ｖw ×（−Ｉv ＋Ｉw ）…（１６）
Ｔm ＝Ｐm ／Ｓ１＝Ｗc ×（−Ｅu ）×（−Ｉu ＋Ｉv ）…（１７）
Ｔn ＝Ｐn ／Ｓ１＝Ｗc ×Ｅw ×（−Ｉv ＋Ｉw ） …（１８）
Ｔb ＝Ｔm ＋Ｔn ＝Ｗc ×（（−Ｅu ×Ｉm ）＋Ｅw ×Ｉn ） …（１９）
＝Ｗc ×（−Ｅu ×（−Ｉu ＋Ｉv ）＋Ｅw ×（−Ｉv ＋Ｉw ））
＝Ｗc ×Ｅu ×Ｉu ＋Ｗc ×Ｉv ×（−Ｅu −Ｅw ）＋Ｗc ×Ｅw ×Ｉw
＝Ｗc ×（Ｅu ×Ｉu ＋Ｅv ×Ｉv ＋Ｅw ×Ｉw ） …（２０）
∵ Ｅu ＋Ｅv ＋Ｅw ＝０ …（２１）
ここで、（１１）式で示されたトルク式は３相で表現され、（１９）式で示されたトルク式は２相で表現されている。これらのトルク式の表現方法は異なるが、（１９）式を展開すると（２０）式となり、これら両式は数学的に等価であることがわかる。特に、電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw および電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw が平衡３相交流の場合は（１１）式で示されるトルクＴa の値は一定となる。このとき、（１９）式で示されるトルクＴb は、図４２に示すように、Ｔm とＴn との位相差であるＫmn＝９０°となる正弦波の２乗関数の和として得られ、一定値となる。

また、（１９）式は２相交流モータの表現形態であり、（１１）式と（２１）式は３相交流モータの表現形態であるが、これらの値は同じである。しかし、（１９）式において、（−Ｉu ＋Ｉv ）の電流Ｉm をＭ相巻線３８へ通電する場合と−Ｉu とＩv の電流をそれぞれＵ相巻線１５とＶ相巻線１６へ通電するのとでは、電磁気的には同じでも、銅損は異なる。図４２のベクトル図に示すように、電流Ｉm の実軸成分はＩm にｃｏｓ３０°を乗じた値に減少するため、Ｍ相巻線３８に電流Ｉm を通電する方が銅損が７５％になり、２５％の銅損が低減されるという効果がある。

このように隣接して配置されたループ状の巻線を統合することにより、銅損が低減するだけではなく、巻線構造がさらに簡素になることから、モータの生産性をより向上させることができ、いっそうの低コスト化が可能となる。

次に、図３４に示すモータのステータ１４の形状に関し、そのギャップ面磁極形状の変形例について説明する。ステータ１４の磁極形状は、トルク特性に大きく影響し、かつ、コギングトルクリップル、通電電流により誘起されるトルクリップルに密接に関係する。以下では、各ステータ磁極群に存在する磁束の回転角度変化率である単位電圧の形状および振幅がほぼ同一で相互に電気角で１２０°の位相差を維持するように、各ステータ磁極群のそれぞれに対応するステータ磁極の形状を変形する具体例について説明する。

図４３は、ステータ磁極の変形例を示す円周方向展開図である。図３７に示した各相のステータ磁極２２、２３、２４は、ロータ軸１１と平行に配置された基本形状を有している。各ステータ磁極は、各相について同一形状であって、相対的に電気角で１２０°の位相差をなすように配置されている。このような形状を有する各ステータ磁極２２、２３、２４を用いた場合にはトルクリップルが大きくなることが懸念される。しかし、各ステータ磁極２２、２３、２４のラジアル方向にかまぼこ形状の凹凸を形成することにより、境界部での電磁気的作用を滑らかにすることができ、トルクリップルの低減が可能になる。また、他の方法として、ロータ１１の永久磁石１２の各極の表面にかまぼこ形状の凹凸を形成することにより、円周方向に正弦波的な磁束分布を実現することができ、これによりトルクリップルを低減するようにしてもよい。なお、図４３の水平軸に付された角度は円周方向に沿った機械角であり、左端から右端までの１周が３６０°である。

また、図４３に示した各相のステータ磁極２２，２３，２４は、円周方向にスキューした形状とし，トルクリップルを低減することもできる。

ところで、図４３に示したステータ磁極形状を採用した場合には、ステータ磁極のエアギャップ面形状を実現するためには、各相の巻線１５、１６、１７、１８とエアギャップ部との間にその磁極形状を実現するために各相のステータ磁極の先端がロータ軸方向に出た形状となり、軸方向に出るための磁路のスペースが必要であり、そのスペース確保のためモータ外形形状が大きくなりがちであるという問題がある。

図４４は、ステータ磁極の他の変形例を示す円周方向展開図であり、この問題を軽減するステータ磁極形状が示されている。ステータ１４のＵ相ステータ磁極２８に存在する磁束φu の回転角度変化率であるＵ相の単位電圧をＥu （＝ｄφu ／ｄθ）、Ｖ相ステータ磁極２９に存在する磁束φv の回転角度変化率であるＶ相の単位電圧をＥv （＝ｄφv ／ｄθ）、Ｗ相ステータ磁極３０に存在する磁束φw の回転角度変化率であるＷ相の単位電圧をＥw （＝ｄφw ／ｄθ）とするとき、各相の単位電圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅw が形状、振幅がほぼ同一で、位相が相互に電気角で１２０°の位相差を保つように各相のステータ磁極２８、２９、３０の形状を変形した例が図４４に示されている。これらのステータ磁極形状の特徴は、各ステータ磁極２８、２９、３０のエアギャップ面の大半がそれぞれのステータ磁極の歯の中間部分に対して距離が短く、ロータ１１からの磁束が各ステータ磁極表面を通り、歯の中間部分を通り、そしてステータ１４のバックヨークへの磁路を介して磁束が容易に通過できる点である。したがって、図４４に示したステータ磁極形状は、図４３に示したステータ磁極形状に比べて、各相巻線１５、１６、１７、１８とエアギャップ部との間のステータ磁極のスペースを小さくできることになる。その結果、ブラレスモータの外形形状を小さくすることが可能になる。

図４５は、ステータ磁極の他の変形例を示す円周方向展開図であり、図４３に示したステータ磁極形状をさらに変形したステータ磁極形状が示されている。図４５に示す例では、ロータ軸１１方向両端のＵ、Ｗ相ステータ磁極３４、３６は、円周方向の磁極幅を電気角で１８０°に広げ、残ったスペースをＶ相のステータ磁極３５とバランスが取れるように分配配置し、Ｕ、Ｗ相ステータ磁極３４、３６のバックヨークから歯の表面までの距離が遠い部分についてはそれぞれの先端部分が細くなってその製作も難しくなることから削除している。３５はＶ相ステータ磁極である。そして、各相のステータ磁極形状の表面の回転角度変化率である各相の単位電圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅw は、位相は異なるが同一の値となるように変形されている。その結果、比較的大きな有効磁束を通過させることができ、かつ、その製作も比較的容易なステータ磁極形状となっている。

ステータ磁極のロータに対向する部分の形状は，図３７，４３，４４，４５の例に示したように，トルクの増大，トルクリップルの低減，製作の容易さなどの目的により種々の形状をとることができる。

図５０は２相交流から７相交流までをベクトル関係を示した図である。図３４から図４５までに示したモータは、図５０の（ｂ）に示す３相交流であり、特に図４０に示すループ状巻線を適用する構造のモータでは、ステータ磁極を含む磁路は３相交流で、巻線は３相の内の２巻線が使用され、残りの１相の電流は３番目の巻線の代わりに前記２巻線を直列に通電させていると見ることができる。また，図３４から図４５までに示した３相モータは、４相以上の多相化を，同様の考え方で行うことができる。

また，図３４から図４５までに示したモータは、図１６に示したモータを８極にし，各ステータ磁極と各スロット内の巻線の方向を円周方向に変形した構成のモータであるとも言える。そして，図１６の巻線Ｂ３５とＢ３９とを円周方向に直列に接続した巻線は，図３４の巻線１５と１６の統合巻線である図４０の巻線３８に相当する。このようなループ状の巻線３８，３９は，図１６のリターン線であるＢ３６，Ｂ３Ａが不要である。その結果，銅線材料が不要になるだけでなく，銅損も低減し，高効率，小型なモータを実現することができる。図２４，図３３などの他のモータへも同様に適用することができ，それぞれのリターン巻線Ｄ３９，Ｅ８７，Ｅ８８などを排除することもできる。

次に，他の４相交流のモータ例を図５２及び図５３に示す。図５２は，ステータ磁極のロータに対向する面の展開図である。横軸はステータの円周方向角度を電気角で表しており，電気角で７２０度分を記載している。縦軸はロータ軸方向である。Ａ８１，Ａ８２，Ａ８３，Ａ８４は４相のステータ磁極である。これらのステータ磁極の配置構成は、図３７に示したステータ磁極の構成を単純に４相化した構成ではなく，ステータ磁極Ａ８１とＡ８２およびＡ８３とＡ８４とが相互に電気角で１８０°の位相差を持たせている。Ａ８１はＡ相のステータ磁極、Ａ８２はＣ相のステータ磁極、Ａ８３はＢ相のステータ磁極、Ａ８４はＤ相のステータ磁極である。位相の１８０°異なるステータ磁極をロータ軸方向の隣に配置することによって、図５２で空いているスペースに各相のステータ磁極からロータ軸方向に延長することが容易な配置構成となっている。巻線Ａ８７へは図５３の（ａ）のベクトルＡに相当する電流、巻線Ａ８８へはベクトルＣに相当する電流、巻線Ａ８９へはベクトル−Ｃに相当する電流、巻線Ａ８ＡへはベクトルＢに相当する電流、Ａ８Ｂへはベクトル−Ｂに相当する電流、Ａ８ＣへはベクトルＤＣに相当する電流を流す。

このとき、巻線Ａ８７とＡ８８を１個の巻線に統合して図５３の（ｂ）に示すベクトルＣ−Ａの電流を通電し、巻線Ａ８９とＡ８Ａを１個の巻線に統合して図５３の（ｂ）に示すベクトルＢ−Ｃの電流を通電し、巻線Ａ８ＢとＡ８Ｃを１個の巻線に統合して図５３の（ｂ）に示すベクトルＤ−Ｂの電流を通電しても良い。その方が、銅損を約５／６に低減させることができる。

図５４に示すステータ磁極と巻線の配置構成は、図５２の配置構成を改良したものである。ＡＡ１はＡ相のステータ磁極、ＡＡ２はＣ相のステータ磁極、ＡＡ３はＢ相のステータ磁極、ＡＡ４はＤ相のステータ磁極である。図５２のステータ磁極の配置構成とは異なり、ロータに対向する面のほぼ全面にステータ磁極を配置している。従って、ロータからの磁束を効率良くステータ側へ通し、巻線と鎖交させることができるので大きなトルク発生が期待できる。巻線ＡＡ７へは図５３の（ａ）のベクトルＣ−Ａに相当する電流を流し、巻線ＡＡ９は巻線ＡＡ７，ＡＡＢの巻回数の１／２の巻回数とし、２×（Ｂ−Ｃ）のベクトルに相当する電流を流し、巻線ＡＡＢへはベクトルＤ−Ｂに相当する電流を流す。このような構成とすることにより、３個の巻線の３電流の合計電流を常に零とすることが可能となる。そして、図６４に示すモータの３巻線をスター結線とすることにより、３相インバータを使用することが可能となる。後述するように，図９２の構成とし，４個の電力素子で駆動することもできる。

各巻線の電圧は、巻線ＡＡ７の電圧はＡ相およびＣ相の磁束の変化率に比例した電圧であり，巻線ＡＡＢの電圧はＢ相およびＤ相の磁束の変化率に比例した電圧である。巻線ＡＡ９の電圧は、この巻線に磁束が鎖交しないように電流２×（Ｂ−Ｃ）を流すので、原理的に鎖交磁束は零であり，磁束の時間変化率で発生する電圧は基本的に零であり、その他の巻線抵抗の電圧降下分と漏れ磁束の時間変化率で発生する電圧分がわずかに発生する。

図５４のステータ磁極の断面４ＧＤ〜４ＧＤは図５５に示す形状となっている。このモータの図５２に示すモータと異なる点の一つは、ロータに対向する面のステータ磁極の形状である。ＢＹはステータのバックヨークで、そのロータ軸方向長さはＭＴＺで、Ｂ相のステータ磁極ＡＡ１のロータに面する部分の長さＭＳＺはＭＴＺ／４をより大きい。したがって、ステータ磁極ＡＡ１を通る磁束の回転変化率は大きく、大きなトルクが期待できる。また、ステータ磁極ＡＡ１のロータ表面近傍からバックヨークＢＹまでの磁路の太さＭＪＺは極力大きくしており，ステータ磁極先端のＭＳＺと同じであり、磁気飽和が起きにくい構造となっている。

また、Ｂ相のステータ磁極とＤ相のステータ磁極の間には、図５５の巻線ＡＡ７，ＡＡ９，ＡＡＢがステータ磁極のロータに面するオープニング部まで配置されていて、他相のステータ磁極間との
漏れ磁束が発生じにくい配置構造となっている。もし漏れ磁束が増加する場合には，導体内に渦電流が発生し，磁束の増加を妨げる効果があるためである。図５４に示す各相のステータ磁極の間へは各巻線が同様に配置構造となっていて、他相のステータ磁極間の漏れ磁束を極力低減させる構造となっている。図５４及び図５５に示すような構造のモータとすることにより、大きなピークトルクが得られる構造となっている。

しかし，渦電流が過大になると，その渦電流損が無視できなくなるので，巻線ＡＡ７，ＡＡ９，ＡＡＢの扁平形状の程度は，漏れ磁束による弊害と渦電流損の大きさの関係で決めることになる。また，図５２〜５５に示した４相交流のモータは５相以上の多相のモータへ変形して構成することが可能である。

また、図５４のステータ磁極の形状は長方形に近い、特殊な形状を図示しているが、種々の形状に変形することも可能である。例えば、ロータ軸方向へ電磁鋼板を積層して使用する場合には、材料的に、また電磁鋼板を使用した製作の都合上、図５４に示す各ステータ磁極の形状は長方形の形状である方が電磁鋼板のプレス打ち抜き製作及び電磁鋼板の積層が容易である。一方、圧粉磁心を金型を利用してプレス成形で製作する場合には、ステータ磁極の形状の自在性が高く、図５４のような曲面形状であった方がプレス成型時に好都合である。

次に，ループ状の巻線を持つ６相のモータについて示す。図５６は６相のモータの立て断面図であり，ロータＪ４０より左側だけを図示している。Ｊ４１は永久磁石で，図３５の展開図のように，多極のロータである。Ｊ４２，Ｊ４３，Ｊ４４，Ｊ４５，Ｊ４６は６相の各相ステータ磁極で，ロータとの相対位相が電気角で６０°づつ異なる位相に配置されている。Ｊ４８，Ｊ４９，４Ａ，Ｊ４Ｂ，Ｊ４Ｃは６相の内の５相の巻線である。Ｊ４Ｄはステータのバックヨークである。

図５６のモータは図３４に示した３相モータを６相に変形したモータでもある。また，図５６の６相モータは，図２８に示すモータを多極化し，各ステータ磁極の配置を変更し，各巻線の接続関係を変更してループ状巻線としたモータであると見ることもできる。

次に，図５６とは異なる構成の６相のモータを図５７に示す。Ｒ１２はＡ相のステータ磁極で，磁路Ｒ１Ｂを介してＤ相のステータ磁極Ｒ１５に磁気的に繋がり，巻線Ｒ１８の電流ＩＡ４と鎖交する。Ｒ１４はＣ相のステータ磁極で，磁路Ｒ１Ｃを介してＦ相のステータ磁極Ｒ１７に磁気的に繋がり，巻線Ｒ１９の電流ＩＣ４と鎖交する。Ｒ１３はＢ相のステータ磁極で，磁路Ｒ１Ｄを介してＥ相のステータ磁極Ｒ１６に磁気的に繋がり，巻線Ｒ１Ａの電流−ＩＥ４と鎖交する。Ｂ相とＥ相の磁路Ｒ１Ｄだけは，その磁路の向きが逆なので，電流の符号を反転させている。図５６のモータに比較して，ステータの磁路を３組に分離し，相互のステータ磁路間の磁束の交わりを小さくする構成とし，各磁路に３相交流電流を通電させることにより，各ステータ磁極へ６相の起磁力を与える構成としている。

図５７の６相モータは，図２９に示すモータを多極化し，各ステータ磁極の配置を変更し，各巻線の接続関係を変更してループ状巻線としたモータであると見ることもできる。図２９の場合にはその実現が困難であったが，図５７のように変形すれば，リターン巻線が無くてもモータを構成することができる。

次に，図５８は図５７のモータを改良した６相のモータである。図５７の巻線Ｒ１Ｄに鎖交している巻線Ｒ１Ａの電流−ＩＥ４は図３２のベクトル関係から−ＩＥ４＝ＩＡ４＋ＩＣ４である関係より，磁路Ｊ６Ｂの経路を変え，巻線Ｒ１Ａの変わりに巻線Ｒ１８とＲ１９に鎖交するようにしている。

図５８の６相モータは，図３３に示すモータを多極化し，各ステータ磁極の配置を変更し，各巻線の接続関係を変更してループ状巻線としたモータであると見ることもできる。図３３の場合には各巻線Ｅ８５，Ｅ８６のリターン線Ｅ８７，Ｅ８８が必要であったが，図５７のように変形すれば，リターン巻線が無くてもモータを構成することができる。このような構成とすることにより，モータの高効率化，小型化が可能となる。図５９は，図５８のモータの磁路の配置を移動し，巻線Ｒ１８，Ｒ１９の巻回，配置が容易となる形状とした図である。

図６０は，図５９のモータの位置関係，接続関係を示した展開図である。横軸はすてーたのえんしゅうほうこうを電気角で示しており，電気角で７２０°の範囲を示している。Ｊ８Ｑはロータの永久磁石のＮ極であり，Ｊ８ＲはＳ極である。Ｒ１２〜Ｒ１７はＡ相からＦ相までのステータ磁極のロータに対向する面形状である。Ｒ１８，Ｒ１９は巻線である。Ｊ８Ｄ，Ｊ８Ｋ，Ｊ８ＥはＡ相のステータ磁極からＤ相のステータ磁極までの接続点と磁路を示している。Ｊ８Ｈ，Ｊ８Ｍ，Ｊ８ＪはＣ相のステータ磁極からＦ相のステータ磁極までの接続点と磁路を示している。Ｊ８Ｆ，Ｊ８Ｌ，Ｊ８ｇはＢ相のステータ磁極からＥ相のステータ磁極までの接続点と磁路を示している。

図６１は，図６０のステータ磁極を円周方向にスキューした場合の形状を図示している。図６２は図６０の軟磁性体部の具体的な形状をてんかいした図である。同一部分は同一符号で図示している。図６３は各軟磁性体部を電磁鋼板の折り曲げで製作する場合の電磁鋼板の展開図の例を示している。同一部位は同一符号で示している。また，図６２と図６３の横軸方向は破線と１〜Ｃまでの符号で対応する場所の関係を示している。

図６４は，図６２に示す各ステータ磁極に漏れ磁束を低減する導電体の板あるいは閉会路を配置した例を示す図である。Ｓ０８，Ｓ０９はステータ磁極のロータに対向する部分の形状図であり，Ｓ０７は前記ステータ磁極間に配置された導電体の板，あるいは，閉会路である。前記ステータ磁極間の漏れ磁束が増加すると，漏れ磁束により導電体の板には電圧が誘起され，渦電流が流れ，その渦電流が漏れ磁束を低減する方向に起磁力を発生する。その結果，漏れ磁束を低減する効果を得ることができる。

次に，図６５は，図９８に示す従来の全節巻き，分布巻きの３相交流のステータと巻線を，２極，６スロット，全節巻きに変形した例である。６５１と６５２はＵ相巻線のコイルエンドであり，この図のようにスロット間に巻回されている。６５３と６５４はＶ相巻線のコイルエンドであり，この図のようにスロット間に巻回されている。

６５５と６５６はＷ相巻線のコイルエンドであり，この図のようにスロット間に巻回されている。従来モータの巻線は図６５の例に示すように，３相の巻線がコイルエンド部で重なり合い，巻線製作を複雑なものとしている。その結果，スロット内の巻線占積率が低下し，コイルエンド部が大きく，長くなるという問題がある。

図６６は，巻線の問題を軽減した構造の巻線のコイルエンド部の接続関係を示す横断面図である。そして，図６７はそのステータの縦断面図で，断面ＸＡ〜ＸＡが図６６の形状となっている。６６１はＵ相巻線のコイルエンド部の接続関係を示している。６６３はＶ相，６６５はＷ相である。巻線６６１，６６３，６６５は第１の３相の巻線グループを成し，各巻線が交叉することなく巻回することができる。そしてこの第１の巻線グループは，図６７の６７１の様な形状として，別に巻回される第２グループの巻線のコイルエンド部６７２と干渉が少ない形状としている。そして，６７２はＵ相巻線のコイルエンド部の接続関係を示している。また，巻線６６１，６６３，６６５は，それぞれ，１２０°の短節巻きとすることにより，３相巻線間の干渉を無くしている。

６６４はＶ相，６６６はＷ相である。巻線６６２，６６４，６６６は第２の３相の巻線グループを成し，各巻線が交叉することなく巻回することができる。そしてこれらの６組の３相の巻線は相互に交叉することなく巻回できている。その結果，コイルエンド部の巻線６７１，６７２を効果的に成形できるので，モータの軸方向長さを短縮することができ，巻線巻回の容易さから巻線占積率を向上することも可能である。

図６８は，図６６，６７に示す巻線の巻線効率，巻線係数を示す図である。各スロットに巻回された巻線の相は図６８の関係となっていて，例えば，Ｖ相の巻線と−Ｗ相の巻線とが巻回されたスロットについて考えてみると，合計の電流は図示するようにＶ−Ｗのベクトルとなり，２つの電流の位相差が６０°であることから巻線係数は０．８６６となる。また，各スロットの合計の電流ベクトルは，図６８に図示するように，完全に６相のベクトルとなっており，巻線係数を除いては，全節巻きと同じ効果を発揮している。なお，図６６では，２極の例について示したが，多極化が可能であり，４極以上の多極のモータにおいて，より効果的にコイルエンド部を短縮することができる。

図６９は，突極状の４極のロータへ界磁巻線６９１，６９２，６９３，６９４などを巻回し，図７１に示すように直列に接続し，ダイオードを直列に接続し，閉回路としている。その結果，ステータ側の電流によりロータ側の界磁巻線に磁束が鎖交し，電圧が誘起され，界磁電流が不連続に誘起されることになる。しかし，そのロータ側の界磁電流の挙動は複雑であり，今日現在でも，日本電気学会の論文誌等で議論されているところである。また，この方式の論文例として，１９９３年，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１１３−Ｄ，Ｎｏ．２，ｐ２３８〜２４６，「永久磁石を併用した半波整流ブラシなし同期電動機の特性解析」がある。

界磁巻線の電流の挙動が複雑な理由の一つは，図９８のようなステータと図６９のロータとを組み合わせたモータ特性において，ｑ軸インダクタンスが大きく，ロータの磁束の方向が諸条件により変動することである考えられる。ｑ軸インダクタンスが小さければ，界磁磁束をｄ軸電流idで制御し，トルクをｑ軸電流iqで制御し，ｄ軸とｑ軸とを独立に制御し易くなる。また，他の理由の一つは，ステータが発生する起磁力の離散性が考えられる。図９７のモータのように，ステータ磁極が電気角３６０°の中に３個しかない場合は，離散性が大きく，ｄ軸，ｑ軸の独立制御には限界がある。そして，３相正弦波電圧，電流，磁束の理論通りには作用しない面がある。

図７０は，いわゆる，マルチフラックスバリア型のロータへ界磁巻線Ｓ０６，Ｓ０７，Ｓ０８，Ｓ０９等と図７１に示すダイオードＳ０Ｇを追加したロータである。Ｓ０１はロータ軸である。Ｓ０２はｑ軸方向へ磁束が通ることを妨げる障壁であり，スリット状の形状をした空間である。このスリット形状部へは，ロータの補強などのため，非磁性体である樹脂などを充填しても良い。Ｓ０３は前記のスリット状の形状をした障壁Ｓ０２などで囲われた細い磁路であり，隣接するロータ磁極間へ磁束を通す作用をする。巻線Ｓ０４とＳ０５はロータ磁極を周回するように巻回された巻線である。Ｓ０６とＳ０７，Ｓ０８とＳ０９，Ｓ０ＡとＳ０Ｂの巻線も同様の巻線である。これらの巻線を図７１に示すように，直列に接続し，さらに，ダイオードＳ０Ｇを直列に挿入し，閉回路としている。その結果，このロータの界磁巻線に電圧が誘起されたときに流れる界磁電流成分は，図７０のロータ磁極に記載したＮ極，Ｓ極が励磁されるように作用する。

図７２は，図７０の４極のロータ構造を２極のロータに変形し，ｄｑ軸座標軸上で表現し，ステータ側の巻線電流をｄ軸，ｑ軸に合わせてｄ軸電流＋ｉｄ，−ｉｄとｑ軸電流＋ｉｑ，−ｉｑ書き加えたロータモデルである。７２１および７２２はロータの巻回された界磁巻線であり，図７１に示すように，ダイオードが直列に挿入され，閉回路としている。このロータモデルで，図７０のロータの動作について説明する。

図７２のモータモデルにおいて，ステータ巻線の電流ｉａが通電されるとき，その電流は図示するｄ軸電流＋ｉｄ，−ｉｄとｑ軸電流＋ｉｑ，−ｉｑに分解して考えることができる。そして，ｄ軸電流＋ｉｄ，−ｉｄによりｄ軸方向に，細い磁路７２５等を通して界磁磁束が励起される。一方，ｑ軸電流＋ｉｑ，−ｉｑはトルク電流であり，トルクを発生するが，ｑ軸方向には障壁７２４などにより，理想的には，ｑ軸方向へは磁束が発生しない構造としている。

なお，図７２のシンクロナスリラクタンスモータのモデルにおいて，ｑ軸電流＋ｉｑ，−ｉｑによって発生する磁束は零ではなく，比較的小さい値ではあるが，インダクタンスＬｑを持っている。そして，ｄ軸インダクタンスをＬｄとし，界磁巻線７２１，７２２が付加されていない時，すなわち，図９８のモータの時には，ｄ軸磁束鎖交数Ψｄ，ｑ軸磁束鎖交数Ψｑ，トルクＴ，ｄ軸電圧ｖｄ，ｑ軸電圧ｖｑが次式で表される。

Ψｄ＝Ld・id ・・・（１）
Ψｑ＝Lq・iq ・・・（２）
Ｔ ＝Pn（Ld−Lq ）iq ・id ・・・（３）
＝Pn（Ψd・iq−Ψq・id ） ・・・（４）
ｖｄ＝Ｌｄ・ｄ（ｉｄ）／ｄｔ−ω・Ｌｑ・ｉｑ＋ｉｄ・Ｒ ・・・（５）
ｖｑ＝Ｌｑ・ｄ（ｉｑ）／ｄｔ＋ω・Ｌｄ・ｉｄ＋ｉｑ・Ｒ ・・・（６）
ここで，Ｐｎは極対数，Ｒは巻線抵抗である。

また，電流のベクトル関係は，図７３の（ａ）の関係となっている。θｃは電流ｉａのｄ軸にたいする位相であり，θａは電流ｉａと電圧ｖａの相対的位相差であり，この時，力率はＣＯＳ（θａ）となる。

図９８のモータの問題点は，ステータ巻線の力率ＣＯＳ（θａ）が低下し，モータの効率が低下するため，モータが大型になり，モータ制御装置のインバータ容量が増加し大型になることである。コストも高くなる。また，ステータの構造上，巻線占積率が低くなり，コイルエンドが長くなるという問題もある。図９８のモータの特徴は，高価な永久磁石を使用しないので低コストであり，界磁弱め制御が比較的容易であり，定出力制御が可能な点である。また，近年では，無負荷回転時および軽負荷回転時のの鉄損も，システム効率上，重要な特性として注目され，認識されており，軽負荷時に界磁弱め制御を行い，低鉄損となる制御も可能である。

ここで，図７２の構成の界磁磁束φと界磁に関わる電流との関係について考えると，ｄ軸インダクタンスＬｑが零であるような単純な関係を構成できる時，ステータのｄ軸電流＋ｉｄ，−ｉｄと界磁φとロータの界磁巻線７２１，７２２等およびダイオードＳ０Ｇへ流れる界磁電流ｉｆは，図７３の（ｂ）に示す単相トランスの１次巻線電流７３３と鉄心７３１の磁束７３２と２次巻線に流れる２次電流７３４の関係になっている。このように単純化できる場合には，磁束７３２を比較的容易に制御することが可能である。例えば，磁束７３２が零から励磁を開始する時には，電流７３３を流すことにより，電流に比例した磁束７３２が励磁される。電流７３３の値がｉｏの状態から零とすると，磁束７３２が保たれる様に，２次巻線に電圧が発生し，２次電流７３４がｉｏの値になるように流れる。そして，その２次電流７３２は，トランスとダイオードの損失分だけ磁束φのエネルギーが低下するように，２次電流７３４が減少していく。また，異なる例として，電流７３３の値がｉｏの状態からｉｏ・２／３の値とすると，磁束７３２が保たれる様に，２次巻線に電圧が発生し，２次電流７３４がｉｏ／３の値になるように流れる。この時には，１次電流と２次電流の和がｉｏとなるように作用し，磁束７３２を一定に保つように電流が流れる。詳細を後述するが，このような作用を活用して，図７２の構成のロータを駆動することにより，ステータ巻線の力率向上，効率向上，インバータの電流負担の低減を図ることができる。また，通常，制御されるｄ軸電流は，制御上の種々理由により変動することも多く，その結果界磁磁束が変動し，トルクリップルを増大させる作用もある。図７０のようなロータ巻線を配置する場合には，界磁の励磁電流の低減を自動的に補ってくれるので，界磁磁束が安定し，トルクリップルの改善，効率の改善も期待できる。

なお，図７０において，ロータの界磁巻線の巻き方，巻き回数は，ダイオードの特性，ロータの界磁巻線の製作性，強度等により変形することができ，選択することができる。例えば，界磁巻線をいくつかに分離することも，並列に巻回することも，直平列に接続することもできる。

モータおよびその制御装置を小型化，高効率化し，低コスト化し，モータの総合的製品競争力を高めるためには，部分的な改良だけではなく，各部の組み合わせを含めたモータシステム全体の構成を合理化する必要がある。図７１，７２に示すロータについても，図９８のモータのステータとの組み合わせでなく，本発明で示したステータと組み合わせることにより，より高効率化，小型化，低コスト化な特徴を発揮することができる。

例えば，図３４に示したループ状の巻線を持つ３相モータおよびその多相化したモータ，あるいは，図５９に示すような６相モータと図７０の構成のロータとを組み合わせることにより，図９８のモータの問題点である力率，効率，モータサイズ，コストの問題を解決することができる。なお，図９７のモータのステータと図７０の構成のロータとを組み合わせた場合には，ロータ側巻線Ｓ０４とＳ０５，Ｓ０６とＳ０７，Ｓ０８とＳ０９，Ｓ０ＡとＳ０Ｂの電流の制御が難しい。また，なお，図９８のモータのステータと図７０の構成のロータとを組み合わせた場合には，力率，効率の改善が可能であるが，モータの小型化は難かしい。

また，図５２〜図５５に示した４相のステータのような，ループ状の巻線を持ち，隣接するステータ磁極の相対的な位相差が電気角で１８０°となるステータと図７０の構成のロータとを組み合わせることにより，コイルエンドが無いので小型で，磁石が無く低コストなモータを実現することができる。

また，図６６，６７に示すような，各巻線を短節化することにより巻線同士の重なりを低減し，コイルエンドを短縮し，かつ，各スロットの電流ベクトルは６相のベクトルを保つようなステータと図７０の構成のロータとを組み合わせることにより，コイルエンドが短く小型で，磁石が無く低コストなモータを実現することができる。

次に，図７０に示すロータの巻線の配置について説明する。図７０のロータの巻線は，ロータ磁極の境界部に配置されていて，軟磁性体部の一部に配置している。ここで，このようなマルチフラックスバリア型のロータは，前記の磁束障壁部が空間であることが多く，そのスペースを活用して，図７２，図７７に示すように，ロータ巻線を配置することができる。また，ロータ巻線の固定を，巻線部近傍の磁束障壁部に樹脂等を充填することにより，容易に，かつ，強固に固定することもできる。

次に，図７０に示すロータの巻線の配置，分布について説明する。界磁磁束がステータ巻線の電流により励磁されている区間とロータ側の巻線の電流により励磁されている区間と両電流が混在する区間とがある。ステータ側の巻線配置は従来からの多相化されたステータ構造により略正弦波の起磁力を生成することが可能である。一方，図７０のロータの巻線は，ロータ磁極の境界部に配置されていて，集中的な巻線配置である。したがって，ロータの巻線の電流による起磁力の分布は正弦波的な分布ではなく，むしろ矩形波的な分布となる。その結果，トルクリップルの増大，騒音の増大，振動の増大の可能性が上がる。この具体的な対応策として，図７２，図７７に示すように，ロータの巻線を分布的に配置することにより，より高調波成分の少ない起磁力を発生させることができる。また，分布させたロータ巻線のそれぞれの巻回数を，ロータが発生する起磁力がより正弦波に近い，高調波成分の少ない巻回数を選択することもできる。具体的な巻回数の比率等は，ロータ形状，巻線分布の状態により変化するが，起磁力分布が正弦波に近くなるように，ロータ形状，巻線の分布方法，分布された巻線の巻回数の選定を行えばよい。

次に，図７７のロータについて説明する。図７７のロータは，図７０のロータに対し，永久磁石７７１を追加している。磁石の着磁方向Ｎ，Ｓは図示するように，ｑ軸電流による起磁力をキャンセルするような方向である。このような構成とすることにより，さらに，モータの力率を改善することができる。ロータ巻線の作用と重畳するため，比較的少量で，フェライト磁石など安価な磁石の活用も可能である。

また，図９８のモータのロータは，磁束の障壁として多くのスリット状の空間を作っているので，ロータの強度が低いという問題がある。高速回転においては，遠心力に耐えられるような強度対策が必要である。この点で，図７７に示した永久磁石を配置したロータは，永久磁石がｑ軸方向の漏れ磁束を補償する構造となっているので，７７２，７７３などの繋ぎ部を太くし，ロータ外周部の繋ぎ部７７８を太くし，ロータ強度を向上させることができる。この補強は，ロータの巻線の遠心力増加に耐えるロータ構造とするという点でも効果的である。

次に，図７８に示すロータについて説明する。このロータは図４８に示す，いわゆる，インセット型ロータに巻線とダイオードを図７０，７１のロータのように追加した構造である。７８１，７８２は永久磁石で，７８４，７８５は軟磁性体部であり，それぞれの極性Ｎ，Ｓは図示するとおりである。７８５と７８６はロータ軸方向に往復券介された巻線である。７８７と７８８も同様の巻線である。このような構造とすることにより，力率の改善，軟磁性体部７８４，７８５の部分の界磁磁束を安定化することができ，力率，効率の向上，トルクリップルの低減を図ることができる。また，図７８では，円周方向に配置された軟磁性体部の全てにそれぞれの巻線を配置しているが，ロータ全体の磁束関係，ケース等の他部への漏れ磁束を排除すれば，ロータ表面の軟磁性体部の内，円周方向に一つおきに巻線を配置する構成とすることもできる。

次に，図７９に示すロータ構成について説明する。図７０に示すロータは，電磁鋼板にスリット状の加工を行い，ロータ軸方向に積層した構成である。これに対し，図７９のロータは，図８０の（ａ）に示すような円弧状，あるいは，台形状などの電磁鋼板をラジアル方向に積層した構成である。Ｄ１１は図８０の（ａ），（ｂ）に示すような電磁鋼板である。Ｄ１２は電磁鋼板Ｄ１１の間のスペースであり，非磁性体を配置することもできる。Ｄ１３とＤ１４Ｄ，１５とＤ１６はロータ磁極に巻回された巻線である。これらの巻線は，図７０，７１で示したように，ダイオードと直列に接続して閉回路として構成する。Ｄ１７はロータの支持部材である。

図７９のような電磁鋼板の配置により，ロータ内の磁束が，渦電流を過大にすることなくロータ軸方向へ増減させることができる。したがって，このような構造は，特に，図３４，図５２，図５４，図５９の様なループ状の巻線を持つステータと組み合わせて使用するロータとして好適である。ロータ軸方向への磁束成分の増減に対しても，特に渦電流損を増加させることなく使用することができる。

図８０の（ｂ）に示す電磁鋼板は，Ｄ１８が軟磁性部で，Ｄ１９の部分は，切断した切り欠き部であり，この電磁鋼板の先端部近傍で磁束が電磁鋼板の表裏に増減する時の渦電流を低減する効果がある。要するに，Ｄ１９の部分が電気絶縁体であれば良く，，非常に薄い電気絶縁膜でも良い。このような特性は，図７９のロータがステータと対向し，大きなトルクを発生する時に，磁束が円周方向に増減し，ロータ表面近傍で渦電流が発生することを防止するものである。

次に，図７２などのロータに巻回された巻線の電流を制御する方法について説明する。先に，図７２のロータで，ｄ軸インダクタンスＬｑが零であるような単純な関係を構成できる時，ステータのｄ軸電流＋ｉｄ，−ｉｄと界磁φとロータの界磁巻線７２１，７２２等およびダイオードＳ０Ｇへ流れる界磁電流ｉｆは，図７３の（ｂ）に示す単相トランスの１次巻線電流７３３と鉄心７３１の磁束７３２と２次巻線に流れる２次電流７３４の関係になっていることを説明した。

図７２のロータに各巻線が巻回されていない場合には，このロータに一定のトルクを発生させる時，図７４に示すように，ｄ軸電流ｉｄ１とｑ軸電流ｉｑ１に一定の電流を通電させる。そして，（３）式で示されるトルクを得ることができる。図７２のロータに巻線７２１，７２２が巻回されている場合は，図７３の（ｂ）のトランスのような関係になっていることから，図７５に示すような，周期ＴＰで通電時間ＴＮ１の断続的なｄ軸電流ｉｄ１を通電すると，ロータ側の巻線には図７５に示すようなほぼｉｄ１の値の電流ｉｆｒが流れ，界磁の起磁力合計はｄ軸電流ｉｄとロータの巻線電流ｉｆｒの和であることから，ほぼ一定の界磁磁束φを保つことになる。この時トルクは，（３），（４）式で得られる。なお，ｄ，ｑ軸の磁束鎖交数Ψｄ，Ψｑは，ステータの各巻線へ鎖交する界磁磁束φの成分と巻回数との積和として得られる値であるが，概略は，界磁磁束φのｄ，ｑ軸成分φｄ，φｑと巻回数の積をΨｄ，Ψｑの近似値として使用できる。このようにして，ステータの巻線へ通電するｄ軸電流ｉｄを断続的に通電するだけで，安定した界磁磁束が得られるように制御できる。この結果，ステータの巻線へは，図７５に示すｑ軸電流ｉｑ１と図７５に示す断続的なｄ軸電流を通電してほぼ一定のトルクを得ることができ，モータの平均力率を改善することができる。

なお，この時，ｄ軸電流を流すとインバータ電流は，ｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流ｉｄのベクトル和の電流ｉａを通電することになり，インバータ電流が増加することになる。インバータ電流が最大定格電流より十分小さい領域で運転されている時には，インバータの負担を考える必要性は高くないが，インバータの最大定格電流に近い電流を通電している時には，ｄ軸電流の負担を軽減する手法が望まれる。この具体的な方法は，ｄ軸電流を通電する区間，ｑ軸電流ｉｑを低減し，インバータ電流ｉａをｄ軸電流を通電する区間においても増加しないように制御する。この区間において，トルクが減少するが，ｄ軸電流の通電区間が短ければ，モータの平均トルクの減少はわずかであり，他の区間のｑ軸電流ｉｑを増加させることにより補うことが可能である。

また，図７５におけるｄ軸電流の通電区間ＴＮ１は，ｄ軸電流の通電周期ＴＰの１／２以下であれば，実質的にステータ電流の力率改善，銅損低減に寄与することができる。もちろん，ｄ軸電流の通電区間ＴＮ１の比率が低いほどステータ電流の平均力率を改善することができる。

次に，ｄ軸電流ｉｄをステータ巻線のｄ軸電流とロータ側に流れる電流ｉｆｒとで分担して通電する方法について説明する。図７３の（ａ）より解るように，ステータへｄ軸電流をわずかに通電する程度であれば，モータ電流ｉａの増加はわずかであり，ｄ軸電流によるステータの銅損の増加，インバータの電流の増加はわずかである。ｄ軸電流が増加するにしたがって，次第にｄ軸電流ｉｄの負担が増加してくる。一方，ロータ側の巻線に流れる電流ｉｆｒについてもその銅損が電流の２乗に比例することから，ロータの電流ｉｆｒを過大にすることも，モータ全体の銅損低減の観点からは好ましくない。そのようなことから，図７６に示すように，ステータ側のｄ軸電流ｉｄとロータ側の電流ｉｆｒを適度に分担して流す方法が考えられる。ｄ軸電流の通電区間においてはｄ軸電流を所定の値ｉｄ１まで通電し，他の区間においては適切なｄ軸電流ｉｄに低減する方法である。この時，ロータの電流ｉｆｒは，図７６に示すように，ステータ側ｄ軸電流ｉｄが減少した区間で増加することになる。

また，ロータ側の巻線抵抗がＲ２の時，その電流値と銅損損失（ｉｆｒ）^２×Ｒ２とダイオード損失の関係は解るので，ステータ側の銅損（ｉｄ^２＋ｉｑ^２）×Ｒと鉄損との合計が最小となるようにステータのｄ軸電流idを制御することも可能である。この制御により最大効率運転が可能となる。

次に，図８１，８２に示す，本発明のモータを構成する軟磁性材料である電磁鋼板について説明する。図８１の（ａ）に示す８１１は通常の無方向性電磁鋼板である。ごく常識であるが，この無方向性電磁鋼板は図示するＸ方向，Ｙ方向への磁束を増減することができる。直流から４００Ｈｚ程度まで，渦電流が周波数に応じて増加するが，過大とならない範囲で使用可能である。そして，ほとんどのモータを構成する軟磁性体として使用されている。

このような電磁鋼板に対し，図８１の（ｂ）の８１２に示すように，Ｙ方向にに電気的な絶縁膜を施すとＸ方向，Ｙ方向だけでなく，Ｚ方向への磁束の増減に対しても渦電流が過大とならない特性を持たせることができる。図８１の（ｃ）に図８１の（ｂ）の電気的な絶縁膜の部分を拡大した図を示す。８１３は軟磁性体で，８１４は電気的な絶縁膜である。この電気的な絶縁膜は非磁性体である場合にはできるだけ薄い膜である方が，膜に直角な方向への磁束の通過が容易であり，できるだけ薄い方が好ましい。このように，電磁鋼板８１２はＸ，Ｙ，Ｚ方向を含め，あらゆる方向への磁束の増減に対しても渦電流が過大とならない電磁鋼板となっている。このような絶縁膜を施した電磁鋼板８１２は，特に，図３４，図５２，図５４，図５９の様なループ状の巻線を持つモータはロータ軸方向への磁束成分が存在するので，このようなモータへ効果的に使用することができる。

図８１の（ｂ）に示す絶縁膜を施した電磁鋼板８１２は，その絶縁膜が非磁性体であることが多く，Ｘ方向の非透磁率が低下する問題がある。また，Ｘ方向の引っ張り強度が低下する問題もある。これらの問題を解決するため，図８２に示すように，図８１の（ｂ）に示す電磁鋼板を，図８２の８２１，８２２のように，縦横に交叉するように重ねて使用することにより欠点を補うことができる。この重ね方は，縦，横，斜め等自由で，かつ，磁束が多く通過する方向へは電磁鋼板８１２の絶縁膜の方向が一致する方向へ多く使用するなど，磁束密度と強度の必要性に応じて自在な配置を行うことができる。また，例えば，モータ構成要素の外周部のみを必要な強度に応じて，この絶縁膜付き電磁鋼板を使用することもできる。これらの結果，高磁束密度で，３次元方向への磁束の増減が可能で，高強度なモータを実現することができる。

なお，本発明モータへ圧粉磁心を使用して，３次元方向の磁束の増減による渦電流を低減することもできる。ただし，圧粉磁心は，最大磁束密度，強度，渦電流損の点で，やや課題を残している。

次に，本発明モータの制御装置の主回路部であるインバータに関する説明をする。図８３は従来の３相インバータで，電力制御素子であるＮ９６，Ｎ９７，Ｎ９８，Ｎ９Ａ，Ｎ９Ｂ，Ｎ９ＣはいわゆるＩＧＢＴあるいはパワーＭＯＳＦＥＴなどである。各電力素子には逆方向のダイオード並列に配置されている。あるいは，寄生ダイオードが等価回路的に図８３のように配置している。Ｎ９５は，バッテリ，あるいは，商用交流電流を整流した直流電圧電源などである。Ｎ９１は，３相交流モータで，Ｎ９１，Ｎ９２，Ｎ９３は３相の各巻線である。そして，インバータとモータは各配線Ｎ９Ｄ，Ｎ９Ｅ，Ｎ９Ｆにより接続されている。

次に，図３４のモータで図４０の巻線のように２個の巻線とした３相モータ，図５９に示す６相交流，２巻線のモータ各巻線の電圧，電流と３相インバータとの関係について説明する。先に，図４０の巻線３８に通電する電流であるＭ相電流Ｉm （＝−Ｉu ＋Ｉv ）と，巻線３９にする電流であるＮ相電流Ｉn （＝−Ｉv ＋Ｉw ）について説明したが，具体的な３相インバータへの接続は図８４となる。それぞれの巻線の電圧は，−Ｖｕ，Ｖｗである。なおここで，Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは３相平衡電流であり，Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは３相平衡電圧を想定している。

図８５に図８４の各巻線の電圧ベクトル，電流の関係を示す。３端子の電圧も付記している。図４０の巻線では，破線で示すＶｖの電圧ベクトルに相当する巻線は存在していない。また，これらの２巻線の接続点の電流はＩｏ＝−Ｉｗ＋Ｉｕである。このような構成の時，電流Ｉｍ，Ｉｎ，Ｉｏもまた３相平衡電流である。したがって，３相インバータ側から見た３相交流，２巻線のこのモータ負荷は，平衡した３相電圧，電流負荷となっている。また，図８４の２巻線の接続関係，電圧，電流の関係図８６に示す。このように，３相交流，２巻線のモータを３相インバータで効率良く駆動することができる。

図８２の示すような構成の３相インバータは，特に問題なく使用されているが，もし，電力素子の数を低減できれば，コスト低減が実現できる用途も少なくない。特に，小型のモータ用のインバータなどでは，周辺回路の都合などにより，電力素子の電圧，電流の容量に余裕がある場合も多い。また，小容量の電力素子においては，電圧，電流が少し大きくてもコストがあまり変わらない範囲もある。このような状況においては，電力素子数を低減することにより装置コストを低減できる場合がある。

次に，図８７に３相交流，２巻線のモータを４個の電力制御素子で駆動する方法について示す。Ｐ３３，Ｐ３４はバッテリであり，直列接続し，Ｐ３０はその接続点である。Ｐ３８，Ｐ３９，Ｐ３Ａ，Ｐ３Ｂは電力素子であり，２個のバッテリＰ３３，Ｐ３４の上下の電圧へブリッジ構成をなして接続されている。一方，モータの巻線Ｐ３１，Ｐ３２は巻線の片側が相互に接続され，Ｐ３Ｃはその接続点である。インバータとモータ巻線との接続は，前記バッテリの接続点Ｐ３０をモータ巻線の接続点Ｐ３Ｃへ接続し，電力制御素子Ｐ３８，Ｐ３Ａで構成される第１のブリッジの出力点を巻線Ｐ３１の他端に接続し，電力制御素子Ｐ３９，Ｐ３Ｂで構成される第２のブリッジの出力点を巻線Ｐ３２の他端に接続する。このような構成で，図８４と同じように，電流Ｉm ＝−Ｉu ＋Ｉvとし，電流Ｉn ＝−Ｉv ＋Ｉwとし，電流Ｉｏ＝−Ｉｗ＋Ｉｕとし，このモータを駆動することができる。ここで，巻線Ｐ３１とＰ３２の接続点Ｐ３Ｃを電源Ｐ３３，Ｐ３４の接続点Ｐ３０に接続しているので、巻線に供給できる電圧は、図８４の構成に対して、約１／２である。少容量のモータシステムにおいては、コストの面で、部品点数が少ないことが重要であり、４個の電力制御素子で３相モータを駆動できることは大きな特徴である。

図８７の各部の電位を図９０に示し説明する。今、Ｐ３０の点を零電位とすると、Ｐ３５の電位は巻線Ｐ３１に印可されるＵ相の電圧であって、図９０のＰ６１である。Ｐ３７の電位は図９０のＰ６４であって−Ｖ相の電位であり、この時、巻線３２に印可される電圧はＶ相電圧であって、Ｐ６２である。

このとき、Ｐ３５とＰ３７との電位差である電圧は、図９１のＰ６５である。従って、図８８に示すように、３相巻線の一つとして巻線Ｐ４３を追加できることになる。電圧ベクトルで表すと，図８９の（ａ）の関係になっている。

図９２は、スター結線した３相モータの電圧、電流を２個の電源Ｐ３３，Ｐ３４と４個のトランジスタＰ３８，Ｐ３９，Ｐ３Ａ，Ｐ４Ｂで駆動する例である。各巻線の電圧ベクトルは，図８９の（ｂ）となっていて，平衡した３相の電圧，電流が各巻線へ供給される。これらの３相交流，３巻線のモータにおいても，４個の電力制御素子で３相モータを駆動でき，特に，小容量のモータ，制御装置において，コスト的に，装置サイズ的に効果的である。

次に，図５２〜５５に示した４相交流モータの制御装置について説明する。各巻線ＡＡ７，ＡＡ９，ＡＡＢの電流値は，図５３の（ｂ）に示すような関係となっている。そこで，巻線ＡＡ９の巻回数を他の巻線の１／２とすれば，３巻線の合計電流を零とすることができる。そして，図９２に示した構成のインバータで制御することができる。ただし，電圧，電流は３相モータとは異なり，図５３の（ｂ）に示す電流となる。この場合にも，４相のモータを４個の電力制御素子で制御でき，特に，小容量のモータ，制御装置において，コスト的に，装置サイズ的に効果的である。

電気自動車などの応用製品において、電源部分のコストも重要である。モータに関わるシステムのコストとして、バッテリ部、コンバータ部、インバータ部、モータ、駆動に必要な機構部、これらのトータルとして競争力の高いシステムである必要がある。その意味で、モータ構成は、バッテリ、コンバータの構成と関わりがある。

図９３の（ａ）は２電源の内の１電源をトランジスタＰ９２，Ｐ９３とチョークコイルＰ９４とコンデンサＰ３ＤＣで構成する例である。トランジスタＰ９２とＰ９３とでコンデンサへの充電、コンデンサからバッテリへの回生が可能であり、バッテリの種類と量を減らすことが可能である。Ｖ１とＶ２はたとえば４２ボルトと−４２ボルト、あるいは、１２ボルトと−１２ボルトなどである。図９４のように、高電位側から低電位側の電源をトランジスタとチョークコイルで作り出すこともできる。この時、２個のトランジスタで構成されるコンバータ効率は比較的高くすることができる。

次に、自動車、トラック、車両駆動用のモータとエンジンを組み込んだいわゆるハイブリッド自動車、電気自動車などにおけるモータと電源電圧については、モータ容量が１Ｗ程度の小さなモータから１００ＫＷを超える大容量のモータまで種々のモータが使用され、その駆動電圧も５Ｖから６５０Ｖ程度まで種々の電源電圧が使用されている。そして、人体に触れても被害が比較的小さな電圧は約４２Ｖ程度の電圧と考えられていて、４２Ｖ程度の電圧までは車体のシャーシなどの金属部を車体のアースとして電流を通す導体として活用している。このように、電源電圧の大きさは、安全の確保という観点と、車体のシャーシ等を導体として活用できる点でのコストという観点で意味があり、設計上、重要な点である。しかし、４２Ｖの範囲ではモータ容量が限定されると言う問題がある。

図９３のＰ３０を車体のボディ電位とし、Ｐ３３を＋４２Ｖ、Ｐ３ＤＣを−４２Ｖとして使用すれば、人体への安全の確保と、モータ電源として４２Ｖ＋４２Ｖ＝８４Ｖを活用でき、許容されるモータ容量を、４２Ｖ時のモータ容量の約２倍に大きくすることができる。図８８、図９２の構成についても同様のことが言える。

以上、本発明に関する種々形態の例について説明したが、本発明を種々変形も可能であり、本発明に含むものである。例えば、相数については３相、６相について多く説明したが、単相、２相、４相、５相、７相、さらに相数の大きい多相が可能である。小容量の機器においては、コストの観点から部品点数が少ないことが望ましく相数の少ない２相、３相が有利であるが、トルクリップルの観点あるいは大容量機器の場合の１相のパワーデバイスの最大電流制約の点等では相数が多い方が有利なこともある。極数についても限定するものではなく、特に本発明モータにおいては原理的に極数を大きくした方が有利である。しかし、物理的な制約、漏れ磁束などの悪影響、多極化による鉄損の増加、多極化による制御装置の限界などが有り、用途およびモータサイズに応じた適正な極数の選択が望ましい。

また、巻線の形態は、分布巻き、短節巻きなどの変形が可能である。

特に極数について、本発明構成のモータは極数を大きくすると大きなトルク発生が可能な構造であり、ステータコアの各部の磁気飽和と漏れ磁束と鉄損の問題が障害とならない範囲においては、より極数の大きいモータ構造の方が有利である。

また、ロータの種類については、表面磁石型のロータについて多く説明したが、図４６〜図４９に示すようなロータ、さらに、ロータに巻線を持った巻線界磁型ロータ、軸方向端に固定された界磁巻線を持ちギャップを介してロータに磁束作り出すいわゆるクローポール構造ロータなどの種々ロータへの適用も可能である。永久磁石の種類、形状についても限定するものではない。

各種のトルクリップル低減技術を本発明モータへ適用することもできる。例えば、ステータ磁極、ロータ磁極の形状を周方向に滑らかにする方法、径方向に滑らかにする方法、円周方向に一部のロータ磁極を移動させて配置し、トルクリップル成分をキャンセルする方法などがある。また、ロータの回転に伴って各相のロータとステータ間の磁束にアンバランスが発生する構造のモータの場合、ロータのバックヨーク部とステータのバックヨーク部の間に磁束を通すことのできる磁気回路を追加し、アンバランス分の磁束を通過させるようにして、コギングトルク、トルクリップルを低減することもできる。

モータの形態についても種々形態が可能であり、ステータとロータとの間のエアギャップ形状で表現して、エアギャップ形状が円筒形であるインナーロータ型モータ、アウターロータ型モータ、エアギャップ形状が円盤状であるアキシャルギャップ型モータ等に変形できる。また、リニアモータにも変形できる。また、エアギャップ形状が円筒形状をややテーパ状に変形したモータ形状も可能であり、特にこの場合には、ステータとロータとを軸方向に移動させることによりエアギャップ長を変化させることができ、界磁の大きさを変化させモータ電圧を可変することが可能である。このギャップ可変により定出力制御を実現することが可能である。

また、本発明のモータを含む複数のモータを複合して製作することが可能である。例えば、内径側と外形側に２個のモータを配置する、あるいは、軸方向に複数のモータを直列に配置することが可能である。また、本発明モータの一部を省略して削除した構造も可能である。軟磁性体のとしては通常の珪素鋼板を使用する他に、アモルファス電磁鋼板、粉状の粉末軟鉄を圧縮成形した圧紛磁心等の使用が可能である。特に小型のモータにおいては、電磁鋼板を打ち抜き加工、折り曲げ加工、鍛造加工を行なうことにより３次元形状部品を形成し、前述の本発明モータの一部の形状を成すこともできる。

モータの巻線については、ループ状の巻線を多く記述したが、必ずしも円形である必要は無く、楕円形、多角形、磁気回路の都合などによりロータ軸方向に部分的な凹凸形状が設けられた形状等の多少の変形は可能である。また、例えば１８０°位相の異なるループ状巻線がステータ内にある場合は、半円状の巻線として１８０°位相の異なる半円状巻線に接続して閉回路とすることにより、ループ状巻線を半円状巻線に変形することも可能である。さらに分割して、円弧状巻線に変形することも可能である。また、各ループ状巻線はスロットの中に配設された構成のモータについて説明したが、スロットの無い構造でステータのロータ側表面近傍に薄型の巻線を配置した構造のモータで、いわゆるコアレスモータとすることも可能である。モータに通電する電流については、各相の電流が正弦波状の電流であることを前提に説明したが、正弦波以外の各種波形の電流で制御することも可能である。これらの種々変形したモータのついても、本発明モータの主旨の変形技術は本発明に含むものである。

本出願は、特願２００５−２０８３５８（２００５年７月１９日出願）に基づくものであり、これらの出願による開示のすべては、参照により本出願に組入れられる。

また、本出願にかかる発明は、特許請求の範囲によってのみ特定され、明細書に記載された実施の態様等に限定的に解釈されることはない。

Claims (3)

1. ４極以上の多極のモータであって、
   ロータの円周上に配置された各ロータ磁極と、
   ステータ磁極およびそのステータ磁路が磁気的に相互に分離された各相のステータの軟磁性体部と，
   前記の複数のステータの磁路の内、異なる２個のステータ磁路の磁束と鎖交するように巻回された巻線と
   を備えることを特徴とするモータ。
2. ６相のモータで，
   ステータ磁極の相順がＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ相の順であるとき，Ａ相とＤ相のステータ磁極が磁路ＡＤＰで磁気的に接続され，他の相のステータ磁極とは磁気的に分離され，
   Ｃ相とＦ相のステータ磁極が磁路ＣＦＰで磁気的に接続され，他の相のステータ磁極とは磁気的に分離され，
   Ｅ相とＢ相のステータ磁極が磁路ＥＢＰで磁気的に接続され，他の相のステータ磁極とは磁気的に分離されており，
   前記磁路ＡＤＰとＥＢＰに鎖交するように巻回された巻線ＩＡ４と，
   前記磁路ＣＦＰとＥＢＰに鎖交するように巻回された巻線ＩＣ４と
   を備えることを特徴とするモータ。
3. ４極以上の多極の６相のモータで，
   ステータ磁極の相順がＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ相の順であるとき，Ａ相とＤ相のステータ磁極が磁路ＡＤＰＬで磁気的に接続され，他の相のステータ磁極とは磁気的に分離され，
   Ｃ相とＦ相のステータ磁極が磁路ＣＦＰＬで磁気的に接続され，他の相のステータ磁極とは磁気的に分離され，
   Ｅ相とＢ相のステータ磁極が磁路ＥＢＰＬで磁気的に接続され，他の相のステータ磁極とは磁気的に分離されており，
   前記磁路ＡＤＰＬ，ＥＢＰＬに鎖交するようにモータの円周方向全周に配置されたループ状の巻線ＩＡ４が巻回され，
   前記磁路ＣＦＰＬ，ＥＢＰＬに鎖交するようにモータの円周方向全周に配置されたループ状の巻線ＩＣ４が巻回されていることを特徴とするモータ。

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