JP2014239579A - Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびバッテリ充放電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】第２の直流電源の電圧が変動しても、低損失な電力変換を実現することができるＤＣ／ＤＣコンバータを得る。【解決手段】高周波トランス８と、直流電源１と高周波トランス８の第１の巻線の間に接続され、直流／交流間で電力変換する第１のスイッチング回路４と、バッテリ２と高周波トランス８の第２の巻線の間に接続され、直流／交流間で電力変換する第２のスイッチング回路１０と、第１，第２のスイッチング回路４，１０の半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ，１２ａ〜１２ｄを制御する制御回路１５とを備え、第１、第２のスイッチング回路４，１０は交流入出力線に接続された第１、第２のリアクトル７，９を有し、制御回路１５は直流電源１の電圧目標値をバッテリ２の電圧に応じて変化させるものである。【選択図】図１

Description

この発明は、トランスによって一次側と二次側とが絶縁され、双方向に電力伝送可能なＤＣ／ＤＣコンバータ、および、交流電圧を直流電圧に変換する高力率コンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとを配置したバッテリ充放電装置に関するものである。

従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの一次巻線の一端及び第１電圧正極端子間に介挿した第１スイッチと、一次巻線の一端及び第１電圧負極端子間に介挿した第２スイッチと、一次巻線の他端及び第１電圧の正極端子間に介挿した第３スイッチと、一次巻線の他端と第１電圧負極端子間に介挿した第４スイッチと、コイルと、コイルの一端及び第２電圧正極端子間に介挿した第５スイッチと、コイルの一端及び第２電圧負極端子間に介挿した第６スイッチと、二次巻線の一端及びコイルの他端間に介挿した第７スイッチと、二次巻線の一端及び第２電圧負極端子間に介挿した第８スイッチと、二次巻線の他端及びコイルの他端間に介挿した第９スイッチと、二次巻線の他端及び第２電圧負極端子間に介挿した第１０スイッチを有する。このようにトランスの一次側、二次側の双方にスイッチを配置し、トランスの巻き線比で対応できない電圧範囲については後段にチョッパ回路を別途配置することで目標電圧への安定化を図っていた（例えば、特許文献１参照）。

また、従来のバッテリ充電装置は、商用交流電源を高力率制御して交流／直流変換を行う高力率コンバータ部と、その後段にトランスによって絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータ部で構成され、入力した交流電圧に基づいて主バッテリと補機バッテリとをそれぞれ適切に充電していた（例えば、特許文献２参照）。

特開２００９−１７７９４０号公報（第７−９頁、第１図） 特開２００８−１１８７２７号公報（第６−９頁、第１図）

特許文献１のような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、トランスの両側にスイッチング回路を配置し、二次側のスイッチング回路の後段に昇圧チョッパ回路を別途設けて、一次側、二次側の電圧およびトランスの巻き線比によって設定できない電圧範囲については、昇圧チョッパ回路が昇圧動作して目標電圧に調整していた。このため、昇圧チョッパ回路の分、部品点数の増加と損失が増加するという問題点があった。
また、特許文献２のようなバッテリ充電装置においては、それぞれ絶縁された主バッテリと補機バッテリを充電するために、ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側スイッチング回路を半導体スイッチング素子のオンＤＵＴＹを固定および可変してスイッチング動作させている。しかしながら、この時のＤＵＴＹは主バッテリおよび補機バッテリのうち、どちらを優先的に充電するかによって決定しており、出力電圧および出力電流によって決定していない。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける損失が増加するという問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたものであって、別途昇圧回路を設けることなく、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送でき、しかも低損失化を同時に実現できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。また、簡易な回路構成で、バッテリとの充放電を低損失で行うことができるバッテリ充放電装置を得ることを目的とする。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電源と第２の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、トランスと、複数の半導体スイッチング素子を有して第１の直流電源とトランスの第１の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第１のコンバータ部と、複数の半導体スイッチング素子を有して第２の直流電源とトランスの第２の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第２のコンバータ部と、第１、第２のコンバータ部内の各半導体スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、第１、第２のコンバータ部は、各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流入出力線に接続された第１、第２のリアクトルとを有し、制御回路は、第１の直流電源の電圧目標値を、第２の直流電源の電圧に応じて変化させるものである。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電源の電圧目標値を、第２の直流電源の電圧に応じて変化させるので、第２の直流電源の電圧が変動しても、低損失な電力変換を実現することができる。

この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の放電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の放電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１における２つのスイッチング回路の駆動信号における対角オン時間の関係を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の放電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の放電時の別例による制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１におけるバッテリ充放電装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態１における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電圧変換比と電力変換効率との関係を表す特性グラフである。 この発明の実施の形態１における電圧フィードバック制御の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１における２つのスイッチング回路の駆動信号における対角オン時間の関係を示す図である。 この発明の実施の形態１における電圧指令値設定の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１における別の電圧指令値設定の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２における電圧指令値設定の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３におけるバッテリ充放電装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率特性のマップである。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを有するバッテリ充放電装置の回路構成を示した図である。図１に示すように、バッテリ充放電装置は、第１の直流電源としての直流電源１と第２の直流電源としてのバッテリ２との間で双方向の電力変換によるバッテリ２の充放電を行うものである。
双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、主回路となるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００と制御回路１５とで構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、直流電源１に並列に接続された第１の平滑コンデンサ３と、第１のコンバータ部としての第１のスイッチング回路４と、絶縁されたトランスとしての高周波トランス８と、第２のコンバータ部としての第２のスイッチング回路１０と、バッテリ２に並列に接続された第２の平滑コンデンサ１１とを備える。

第１のスイッチング回路４は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated-Gate Bipolar Transistor）あるいはＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等から成る複数の半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄを有するフルブリッジ回路で、直流側が第１の平滑コンデンサ３に、交流側が高周波トランス８の第１の巻線８ａに接続されて、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。また、第１のスイッチング回路４は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄにはそれぞれ並列にコンデンサ６ａ〜６ｄが接続される。また、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄと高周波トランス８との間の交流入出力線には第１のリアクトル７が接続され、第１のリアクトル７と第１の巻線８ａとが直列接続される。

第２のスイッチング回路１０は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄを有するフルブリッジ回路で、直流側が第２の平滑コンデンサ１１に、交流側が高周波トランス８の第２の巻線８ｂに接続されて、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。また、第２のスイッチング回路１０は、各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄにはそれぞれ並列にコンデンサ１３ａ〜１３ｄが接続される。また、半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄと高周波トランス８との間の交流入出力線には第２のリアクトル９が接続され、第２のリアクトル９と第２の巻線８ｂとが直列接続される。

また、第２の平滑コンデンサ１１とバッテリ２との間には、バッテリ２の充電電流ｉ（矢印の向きを正とする電流）を検出する電流センサ１４が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路１５に入力される。さらに、第１の平滑コンデンサ３の電圧ｖを検出する電圧センサ１６が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路１５に入力される。制御回路１５では、入力された電流ｉ、電圧ｖの値に基づいて、第１、第２のスイッチング回路４、１０の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄをスイッチング制御する駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を生成して第１、第２のスイッチング回路４、１０を駆動制御する。

＜昇圧動作＞
次に、バッテリ充放電装置の動作について以下に説明する。
図２は、直流電源１からバッテリ２への電力伝送、即ちバッテリ２を充電する場合の制御ブロック図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の出力電流である充電電流ｉは、電流センサ１４で検出されて制御回路１５に入力される。図に示すように、制御回路１５では、入力された充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を決定する。
また、直流電源１に並列接続された第１の平滑コンデンサ３の電圧は、直流電源１の電圧と同じ直流電圧となる。

図３は、第１のスイッチング回路４、第２のスイッチング回路１０の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５（Ｇ−５ａ〜Ｇ−５ｄ）、Ｇ−１２（Ｇ−１２ａ〜Ｇ−１２ｄ）の波形を示す。図３に示すように、第１のスイッチング回路４内の半導体スイッチング素子５ａと、第２のスイッチング回路１０内の半導体スイッチング素子１２ｄとは、駆動信号の位相を一致させている（同位相制御）。この場合、半導体スイッチング素子５ａが第１の基準素子、半導体スイッチング素子１２ｄが第２の基準素子となる。
また、半導体スイッチング素子５ａ（第１の基準素子）と対角の関係にある半導体スイッチング素子５ｄが半導体スイッチング素子５ａと同時にオンしている期間を第１の対角オン時間ｔ１、半導体スイッチング素子１２ｄ（第２の基準素子）と対角の関係にある半導体スイッチング素子１２ａが半導体スイッチング素子１２ｄと同時にオンしている期間を第２の対角オン時間ｔ２、所定周期である１周期をＴとおく。図３に示すように、１周期Ｔは、例えば、半導体スイッチング素子５ａがオンオフを１回行う期間である。
なお、２つ以上の半導体スイッチング素子が共にオンしている状態のことを、ここでは同時オンと称する。

半導体スイッチング素子５ａ、５ｂの駆動信号Ｇ−５ａ、Ｇ−５ｂは、それぞれ同じオン時間幅でその位相が１８０°反転した波形となっている。同様に、駆動信号Ｇ−５ｃ、Ｇ−５ｄは、それぞれ同じオン時間幅でその位相が１８０°反転した波形となっている。駆動信号Ｇ−１２ａ、Ｇ−１２ｂについても、また駆動信号Ｇ−１２ｃ、Ｇ−１２ｄについても同様である。それぞれ２つのブリッジ回路を有するフルブリッジ回路である第１、第２のスイッチング回路４、１０の各ブリッジ回路を構成する正側（高電圧側）の半導体スイッチング素子５ａ、５ｃ、１２ａ、１２ｃおよび負側（低電圧側）の半導体スイッチング素子５ｂ、５ｄ、１２ｂ、１２ｄは、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。なお、５０％のオン時間比率というのは、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子との同時オンを防止する為に設定された短絡防止時間を無視したもので、実際には、一方がオフした後、設定された短絡防止時間の経過後に他方がオンする。そして、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチングするように、短絡防止時間の間に各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄに並列接続されたコンデンサ６ａ〜６ｄ、１３ａ〜１３ｄの電圧が第１、第２の平滑コンデンサ３、１１の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するように設定されている。

直流電源１の電圧をＶ１とすると、第１のスイッチング回路４は、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンする期間（第１の対角オン時間）ｔ１に電圧Ｖ１の正のパルスを、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンする期間ｔ１ａに電圧（−Ｖ１）の負のパルスを出力して、高周波トランス８の第１の巻線８ａに印加する。高周波トランス８の第１の巻線８ａと第２の巻線８ｂとの巻線比をＮ１：Ｎ２とすると、この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂには、（±Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１の電圧が印加される。

図３および図４〜図９に基づいて、１周期内のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の動作を以下に示す。なお、バッテリ２の電圧は、第２の巻線８ｂに発生する電圧より高いものとする。
時刻ａ１において、第１のスイッチング回路４では半導体スイッチング素子５ａがオン状態で、半導体スイッチング素子５ｃをオフした後、半導体スイッチング素子５ｄをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンすると、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ａ→第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス８の第１の巻線８ａには正の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに正電圧が発生する。また、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄのスイッチングは半導体スイッチング素子５ａがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄに並列接続されたコンデンサ６ｃ、６ｄが充放電されることにより半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄはゼロ電圧スイッチングとなる。
また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｂ、１２ｄが同時オンしており、第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９が励磁される（図４）。

時刻ａ２において、第２のスイッチング回路１０では半導体スイッチング素子１２ｂをオフした後、半導体スイッチング素子１２ａをオンして、第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａ→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｄ→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。この時、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子１２ｄがオン状態で行い、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ１３ａ、１３ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図５）。なお、半導体スイッチング素子１２ａの逆並列ダイオードによって第２の平滑コンデンサ１１に接続されるため、半導体スイッチング素子１２ａはオンしなくても、整流は可能となる。

時刻ａ３において、第１、第２のスイッチング回路４、１０では、半導体スイッチング素子５ａ、１２ｄが同じタイミングでオフした後、半導体スイッチング素子５ｂ、１２ｃが同じタイミングでオンする。高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→半導体スイッチング素子５ｂ→第１のリアクトル７の経路で電流が環流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。これにより第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａ→半導体スイッチング素子１２ｃ→第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。またこの時、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子５ｄがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ６ａ、６ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図６）。

時刻ａ４において、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｄをオフした後、半導体スイッチング素子５ｃをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンし、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ｂ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス８の第１の巻線８ａには負の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに負電圧が発生する。また、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄのスイッチングは半導体スイッチング素子５ｂがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄはそれぞれ並列接続されたコンデンサ６ｃ、６ｄの影響でゼロ電圧スイッチングとなる。
また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｃが同時オンしており、第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｃ→半導体スイッチング素子１２ａ→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９が逆極性に励磁される（図７）。

時刻ａ５において、第２のスイッチング回路１０では半導体スイッチング素子１２ａをオフした後、半導体スイッチング素子１２ｂをオンして、第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｃ→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｂ→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。この時、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子１２ｃがオン状態で行い、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ１３ａ、１３ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図８）。なお、半導体スイッチング素子１２ｂの逆並列ダイオードによって第２の平滑コンデンサ１１に接続されるため、半導体スイッチング素子１２ｂはオンしなくても、整流は可能となる。

時刻ａ６（＝ａ０）において、第１、第２のスイッチング回路４、１０では、半導体スイッチング素子５ｂ、１２ｃが同じタイミングでオフした後、半導体スイッチング素子５ａ、１２ｄが同じタイミングでオンする。高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ａ→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７の経路で電流が還流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。これにより第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→半導体スイッチング素子１２ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。またこの時、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子５ｃがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ６ａ、６ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図９）。
次いで時刻ａ１（＝ａ７）の制御に戻る。

このような一連の制御（ａ１〜ａ６）を繰り返すことによって、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を昇圧してバッテリ２に電力を供給する。その際、第２のスイッチング回路１０では、高周波トランス８に電圧印加されている期間（ｔ１、ｔ１ａ）内に第２のリアクトル９を励磁する期間を設け、即ち、第２のリアクトル９を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
また、高周波トランス８の一次側の第１のスイッチング回路４における各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのスイッチングは、コンデンサ６ａ〜６ｄおよび第１のリアクトル７の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第２のスイッチング回路１０のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。

次にバッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合について説明する。
図１０は、バッテリ２から直流電源１への電力伝送、即ちバッテリ２を放電する場合の制御ブロック図である。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、直流電源１に出力しており、第１の平滑コンデンサ３の電圧ｖが出力電圧となる。この出力電圧ｖは、電圧センサ１６で検出されて制御回路１５に入力される。図１０に示すように、制御回路１５では、入力された出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を決定する。

バッテリ２から電力供給される場合には、直流電源１から電力供給される場合の逆方向動作となるため、バッテリ２に並列に接続された第２の平滑コンデンサ１１はバッテリ２の電圧と同じ直流電圧となる。
図１１に示すように、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｄが同時オンすると、第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ａ→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→第２の平滑コンデンサ１１の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス８の第２の巻線８ｂには正の電圧が印加され、第１の巻線８ａに正電圧が発生する。
また、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｄが同時オンしており、第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ｂ→半導体スイッチング素子５ｄ→第１の巻線８ａの経路で電流が流れ、第１のリアクトル７が励磁される。

図１１に示す状態は、直流電源１からバッテリ２への電力伝送時の図４の状態と、第１、第２のスイッチング回路４、１０を逆にしたものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、高周波トランス８を挟んで第１、第２のスイッチング回路４、１０を高周波トランス８を中心に対称に構成しており、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合は、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送する場合と、第１、第２のスイッチング回路４、１０の駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を逆に用いて制御することで、同様に電力伝送が行える。なお、駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を逆に用いて制御するとは、半導体スイッチング素子５ａに対して半導体スイッチング素子１２ｄ、半導体スイッチング素子５ｂに対して半導体スイッチング素子１２ｃ、半導体スイッチング素子５ｃに対して半導体スイッチング素子１２ｂ、半導体スイッチング素子５ｄに対して半導体スイッチング素子１２ａというようにそれぞれ対応する半導体スイッチング素子を決めて、対応する半導体スイッチング素子同士でスイッチング制御パターンを逆にすることである。そして、高周波トランス８の第１の巻線８ａに発生する電圧を昇圧して直流電源１に電力を供給する。

この場合、第１のスイッチング回路４では、高周波トランス８に電圧印加されている期間内に第１のリアクトル７を励磁する期間を設け、即ち、第１のリアクトル７を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
また、高周波トランス８の一次側となる第２のスイッチング回路１０における各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのスイッチングは、コンデンサ１３ａ〜１３ｄおよび第２のリアクトル９の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第１のスイッチング回路４のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。

次に、半導体スイッチング素子５ａ（第１の基準素子）と半導体スイッチング素子５ｄとが同時オンする第１の対角オン時間ｔ１と、半導体スイッチング素子１２ｄ（第２の基準素子）と半導体スイッチング素子１２ａが同時オンする第２の対角オン時間ｔ２とについて、以下に説明する。
直流電源１からバッテリ２を充電する制御では、高周波トランス８の第１の巻線８ａから第２の巻線８ｂに電力移行されて第２の巻線８ｂに電圧が発生している期間は、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄの同時オンする期間（第１の対角オン時間ｔ１）、および半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃの同時オンする期間（ｔ１ａ）である。この期間を出来る限り長くすることで、第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の還流期間に関わる損失を低減することができる。

このため、直流電源１からバッテリ２に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第１の巻線８ａに電圧が印加される期間が最大となるように、第１の対角オン時間ｔ１を設定する。即ち、第１の対角オン時間ｔ１を最大オン時間ｔｍａｘに設定する。この最大オン時間ｔｍａｘは、第１のスイッチング回路４の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄがゼロ電圧スイッチングする為に要する時間に基づいて設定する。なお、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃの同時オンする期間（ｔ１ａ）は第１の対角オン時間ｔ１に等しい為、この期間も最大オン時間ｔｍａｘに設定される。
逆に、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに電圧が印加される期間が最大となるように、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｄの同時オンする第２の対角オン時間ｔ２を設定する。即ち、第２の対角オン時間ｔ２を最大オン時間ｔｍａｘに設定する。このとき、半導体スイッチング素子１２ｂ、１２ｃの同時オンする期間（ｔ２ａ）も最大オン時間ｔｍａｘに設定される。

制御回路１５は、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２とが所定の関係を満たすように各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を生成する。図１２は、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２との関係を示した図である。図１２において、第１の対角オン時間ｔ１は実線で、第２の対角オン時間ｔ２は点線で示す。図中のＡは、直流電源１、バッテリ２間で伝送される電力が例えば０の基準点Ａで、基準点Ａより右側に、直流電源１からバッテリ２への電力伝送を示し、基準点Ａより左側にバッテリ２から直流電源１への電力伝送を示す。また、この基準点Ａは、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２とが共に最大オン時間ｔｍａｘとなる点である。図１２に示すように、制御回路１５は、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量に依存して、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２とを変化させる。

直流電源１からバッテリ２に電力伝送する場合、第１の対角オン時間ｔ１が最大オン時間ｔｍａｘ以下であれば、例えば図２で示されたフィードバック制御の結果を受けて、第１の対角オン時間ｔ１を調整するために、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を制御する。この時、第２のスイッチング回路１０では第２の対角オン時間ｔ２が最大オン時間ｔｍａｘとなるように半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を制御する。第１の対角オン時間ｔ１が最大オン時間ｔｍａｘとなり、フィードバック制御により更に出力の増加が必要な場合には、図１３に示すように、ｔ１＝ｔｍａｘを維持したまま、第２の対角オン時間ｔ２を減少させるように第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を調整する。

また、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合についても同様で、第２の対角オン時間ｔ２が最大オン時間ｔｍａｘ以下であれば、例えば図１０で示されたフィードバック制御の結果を受けて、第２の対角オン時間ｔ２を調整するために、第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を制御する。この時、第１のスイッチング回路４では第１の対角オン時間ｔ１が最大オン時間ｔｍａｘとなるように半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を制御する。第２の対角オン時間ｔ２が最大オン時間ｔｍａｘとなり、フィードバック制御により更に出力の増加が必要な場合には、図１４に示すように、ｔ２＝ｔｍａｘを維持したまま、第１の対角オン時間ｔ１を減少させるように第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を調整する。

このように、制御回路１５は、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａと第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ｄとを同位相の駆動信号Ｇ−５ａ、Ｇ−１２ｄで駆動し、第１の対角オン時間ｔ１を変化させる時は、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を制御し、第２の対角オン時間ｔ２を変化させる時は、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を制御して行う。
そして、電力の伝送方向によらず、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量に依存して、第１の対角オン時間ｔ１、第２の対角オン時間ｔ２を所定の関係を満たすように変化させる。これにより、電力伝送方向に依らず、同じ駆動制御法にてＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００を制御して双方向電力変換を行うことができる。これにより、簡素な制御で双方向電力変換動作の実現できる。

また、第１、第２のスイッチング回路４、１０は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス８の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。そして、ゼロ電圧スイッチングに作用した第１、第２のリアクトル７、９を、高周波トランス８の二次側となるときには、昇圧リアクトルとして動作させる。これにより、別途昇圧回路を設けることなく、二次側のスイッチング回路の昇圧動作により昇圧できる。
例えば、直流電源１からバッテリ２への電力伝送時では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を、第２のリアクトル９と第２のスイッチング回路１０と第２の平滑コンデンサ１１によって昇圧回路を形成することで、第２の巻線８ｂに発生する電圧よりもバッテリ２の電圧が高い場合にも、バッテリ２を充電することができる。
このため簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。

なお、高周波トランス８の巻数比、および第１、第２のリアクトル７、９は、直流電源１とバッテリ２との各電圧範囲に応じてそれぞれ最適な設計ができる。

また、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する際に、上記説明では、直流電源１への出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊に追従するようにフィードバック制御したが、以下に示す制御でもよい。図１５に示すように、出力電圧指令値ｖ＊と出力電圧ｖとの差分をフィードバックして、バッテリ２の放電電流指令値（−ｉ）＊を作成する。そして、電流センサ１４で検出されるバッテリ２の充電電流ｉを符号反転した放電電流（−ｉ）が放電電流指令値（−ｉ）＊に一致するようにフィードバック制御によって第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹを決定してもよい。

具体的には、出力電圧指令値ｖ＊から出力電圧ｖを減算した差分が正の場合、極性を正として放電電流指令値（−ｉ）＊を作成する。放電電流指令値が正とは、バッテリ２から直流電源１の方向に、電力伝送方向を保持している状態を指している。そしてバッテリ２から直流電源１への放電電流（−ｉ）が放電電流指令値（−ｉ）＊に一致するように、第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１を調整する。このとき第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
出力電圧指令値ｖ＊から出力電圧ｖを減算した差分が負の場合、極性を負として放電電流指令値（−ｉ）＊を作成する。放電電流指令値が負とは、電力伝送方向を切り替えて、直流電源１からバッテリ２の方向になった状態を指している。そして放電電流（−ｉ）が放電電流指令値（−ｉ）＊に一致するように、第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２を調整する。このとき第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
これにより、制御回路１５は、直流電源１とバッテリ２の間に流れる充放電電流±ｉのみに基づいて、図１２で示す双方向の制御を実現することができる。なお、図１２における、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量は充電電流ｉとなる。

このように、充放電電流±ｉのみに基づく制御では、以下のような効果が得られる。例えばバッテリ２から直流電源１側に電力供給している際に、直流電源１に接続される負荷が急に小さくなった場合、直流電源１側の出力電圧が上昇する。この時、出力電圧指令値ｖ＊と出力電圧ｖとの差分がマイナスとなり、バッテリ２の放電電流指令値（−ｉ）＊もマイナス、すなわちバッテリ２を充電する側の指令値に変化し、直流電源１の過電圧分のエネルギをバッテリ２に充電するような電流指令値となる。そして、これに追従するように電流を制御することによって、電流（電力）伝送方向の逆転に対しても制御方法を変更すること無く、一貫した制御で動作を継続することができる。これにより、負荷急変の場合にも安定に動作を継続することができる。

また、図１２で示す第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２との関係を用いて制御すると、例えば直流電源１からバッテリ２への電力伝送時に、基準点Ａになって、さらに移行電力量を減少させる時、第１の対角オン時間ｔ１が減少するように制御され、第１のスイッチング回路４が降圧制御される。また、バッテリ２から直流電源１への電力伝送時に、基準点Ａになって、さらに移行電力量を減少させる時、第２の対角オン時間ｔ２が減少するように制御され、第２のスイッチング回路１０が降圧制御される。
このように、電流（電力）伝送方向、さらには昇圧、降圧に依らず、制御方法を変更すること無く、一貫した制御で動作を継続することができる。

また、上記説明では、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａと第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ｄとを同位相の駆動信号Ｇ−５ａ、Ｇ−１２ｄで駆動するものとしたが、これは半導体スイッチング素子５ｂと半導体スイッチング素子１２ｃとを同位相の駆動信号Ｇ−５ｂ、Ｇ−１２ｃで駆動する事と同じ事である。また、同位相の駆動信号で駆動する第１の基準素子と第２の基準素子は、他の組み合わせでも良く、例えば、半導体スイッチング素子５ｃと半導体スイッチング素子１２ｂとの組み合わせ、あるいは半導体スイッチング素子５ｄと半導体スイッチング素子１２ａとの組み合わせでも良く、同様の効果を得ることができる。

ここまでは、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａと第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ｄとを同位相の駆動信号で制御する同位相制御の場合について説明したが、その他の制御について以下に説明する。なお、バッテリ充放電装置の回路構成は同じである。図１６は、第１のスイッチング回路４、第２のスイッチング回路１０の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５（Ｇ−５ａ〜Ｇ−５ｄ）、Ｇ−１２（Ｇ−１２ａ〜Ｇ−１２ｄ）の波形を示す。

同位相制御の場合と同様に、第１、第２のスイッチング回路４、１０の各ブリッジ回路を構成する正側の半導体スイッチング素子および負側の半導体スイッチング素子は、短絡防止時間を無視すると、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。また、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチングするように、短絡防止時間の間に各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄに並列接続されたコンデンサ６ａ〜６ｄ、１３ａ〜１３ｄの電圧が第１、第２の平滑コンデンサ３、１１の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するように設定されている。

直流電源１の電圧をＶ１とすると、第１のスイッチング回路４は、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンする期間（第１の対角オン時間）ｔ１に電圧Ｖ１の正のパルスを、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンする期間ｔ１ａに電圧（−Ｖ１）の負のパルスを出力して、高周波トランス８の第１の巻線８ａに印加する。高周波トランス８の第１の巻線８ａと第２の巻線８ｂとの巻線比をＮ１：Ｎ２と、この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂには、（±Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１の電圧が印加される。図１６に示す第１のスイッチング回路４の出力電圧波形は、第１の巻線８ａに印加される電圧であるが、大きさを無視すると第２の巻線８ｂに発生する電圧と同様である。

直流電源１からバッテリ２への電力伝送において、同位相制御の場合の図２で示した場合と同様に、制御回路１５が、入力された充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を決定する。
１周期内のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の動作を以下に示す。なお、バッテリ２の電圧は、第２の巻線８ｂに発生する電圧より高いものとする。

時刻ｂ１は、同位相制御の場合の時刻ａ１と同様の制御で、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａがオン状態で、半導体スイッチング素子５ｃをオフした後、半導体スイッチング素子５ｄをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンする。また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｂ、１２ｄが同時オンしている。これにより、図４に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａには正の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに正電圧が発生し、第２のリアクトル９が励磁される。

時刻ｂ２は、同位相制御の場合の時刻ａ２と同様の制御で、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｂをオフした後、半導体スイッチング素子１２ａをオンする。これにより、図５に示す電流経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。

時刻ｂ３において、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａがオフした後、半導体スイッチング素子５ｂがオンする。これにより、図１７に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→半導体スイッチング素子５ｂ→第１のリアクトル７の経路で電流が環流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。

時刻ｂ４は、同位相制御の場合の時刻ａ３と同様の制御で、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｄがオフした後、半導体スイッチング素子１２ｃがオンする。これにより、図６に示す電流経路で電流が流れ、第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａ→半導体スイッチング素子１２ｃ→第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。

時刻ｂ５は、同位相制御の場合の時刻ａ４と同様の制御で、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｄをオフした後、半導体スイッチング素子５ｃをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンする。また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｃが同時オンしている。これにより、図７に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａには負の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに負電圧が発生し、第２のリアクトル９が逆極性に励磁される。

時刻ｂ６は、同位相制御の場合の時刻ａ５と同様の制御で、第２のスイッチング回路１０では半導体スイッチング素子１２ａをオフした後、半導体スイッチング素子１２ｂをオンする。これにより、図８に示す電流経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。

時刻ｂ７において、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｂがオフした後、半導体スイッチング素子５ａがオンする。これにより、図１８に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ａ→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７の経路で電流が還流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。

時刻ｂ８は、同位相制御の場合の時刻ａ６と同様の制御で、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｃがオフした後、半導体スイッチング素子１２ｄがオンする。これにより、図９に示す電流経路で電流が流れ、第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→半導体スイッチング素子１２ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。
次いで時刻ｂ１（＝ａ９）の制御に戻る。

このような一連の制御（ｂ１〜ｂ８）を繰り返すことによって、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を昇圧してバッテリ２に電力を供給する。制御回路１５は、第１、第２のスイッチング回路４、１０の出力ＤＵＴＹを決定して制御する際、第１のスイッチング回路４内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子が同時オンする対角オン時間ｔ１（＝ｔ１ａ）と、第２のスイッチング回路１０内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子が同時オンする対角オン時間ｔ２とを決定し、さらに、高周波トランス８に電圧印加されている期間（ｔ１、ｔ１ａ）内に第２のリアクトル９を励磁する期間（時刻ｂ１〜ｂ２、時刻ｂ５〜ｂ６）を設けるように制御する。これにより、第２のスイッチング回路１０は、第２のリアクトル９を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。

また、ここで説明した制御でも、同位相制御の場合と同様に、高周波トランス８の一次側の第１のスイッチング回路４における各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのスイッチングは、コンデンサ６ａ〜６ｄおよび第１のリアクトル７の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなり、二次側の第２のスイッチング回路１０のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。

次にバッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合について説明する。同位相制御の場合の図１０で示した場合と同様に、制御回路１５が、入力された出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を決定する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、高周波トランス８を挟んで第１、第２のスイッチング回路４、１０を対称に構成しており、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合は、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送する場合と、第１、第２のスイッチング回路４、１０の駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を逆に用いて制御することで、同様に電力伝送が行える。そして、高周波トランス８の第１の巻線８ａに発生する電圧を昇圧して直流電源１に電力を供給する。

そして、第１のスイッチング回路４では、高周波トランス８に電圧印加されている期間内に第１のリアクトル７を励磁する期間を設け、即ち、第１のリアクトル７を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
また、高周波トランス８の一次側となる第２のスイッチング回路１０における各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのスイッチングは、コンデンサ１３ａ〜１３ｄおよび第２のリアクトル９の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなり、二次側の第１のスイッチング回路４のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。

ここで説明した制御でも、高周波トランス８の一次側の巻線から二次側の巻線に電力移行される期間を出来る限り長くすることで、第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の還流期間に関わる損失を低減することができる。
このため、直流電源１からバッテリ２に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第１の巻線８ａに電圧が印加される期間、即ち、対角オン時間ｔ１が予め設定した最大時間になるように第１のスイッチング回路４を制御する。また、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに電圧が印加される期間、即ち、対角オン時間ｔ２が予め設定した最大時間となるように第２のスイッチング回路１０を制御する。
対角オン時間ｔ１、ｔ２が最大となる時間は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチングする為に要する時間に基づいて設定する。

以上のように、第１、第２のスイッチング回路４、１０は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス８の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。そして、ゼロ電圧スイッチングに作用した第１、第２のリアクトル７、９を、高周波トランス８の二次側となるときには、昇圧リアクトルとして動作させる。これにより、別途昇圧回路を設けることなく、二次側のスイッチング回路の昇圧動作により昇圧できる。
例えば、直流電源１からバッテリ２への電力伝送時では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を、第２のリアクトル９と第２のスイッチング回路１０と第２の平滑コンデンサ１１によって昇圧回路を形成することで、第２の巻線８ｂに発生する電圧よりもバッテリ２の電圧が高い場合にも、バッテリ２を充電することができる。
このため簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングができると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。

＜降圧動作＞
これまでは、バッテリ充放電装置は、高周波トランス８の巻線に発生する電圧よりも高い電圧を出力する場合について説明したが、次に、出力電圧が高周波トランス８の巻線に発生する電圧よりも低い場合について説明する。
まず、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送する場合、第２のスイッチング回路１０内の半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄは全てオフ状態とする。この時、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａ、５ｄを同時オンすると、図５に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ａ→第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れ、電力が伝送される。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側には、第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａの逆並列ダイオード→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｄの逆並列ダイオード→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れる。

次に、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａがオフした後、半導体スイッチング素子５ｂをオンすると、図１７に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→半導体スイッチング素子５ｂ→第１のリアクトル７の経路で電流が流れる。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側には、第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａの逆並列ダイオード→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｄの逆並列ダイオード→第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９の経路で電流が流れる。そして、第２のリアクトル９に流れる電流がゼロになると、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側の電流は無くなる。

次に、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｄをオフした後、半導体スイッチング素子５ｃをオンすると、図８に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ｂ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れ、電力が伝送される。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側には、第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｃの逆並列ダイオード→第１の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｂの逆並列ダイオード→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れる。

次に、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｂがオフした後、半導体スイッチング素子５ａをオンすると、図１８に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ａ→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７の経路で電流が流れる。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側については、電流経路は変化せず、第２のリアクトル９に流れる電流がゼロになると、第２の巻線８ｂ側の電流は無くなる。

以上の一連の動作を繰り返すことによって、第２のスイッチング回路１０は整流動作を行い、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送を行う。バッテリ２の充電電流ｉの制御は、第１のスイッチング回路４内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子５ａ、５ｄ（５ｂ、５ｃ）が同時オンする対角オン時間のＤＵＴＹを制御することによって実現する。
一方、バッテリ２から直流電源１へ電力伝送する場合、上記の動作と逆方向となり、第２のスイッチング回路１０内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｄ（１２ｂ、１２ｃ）が同時オンする対角オン時間のＤＵＴＹを制御し、第１のスイッチング回路４は整流動作を行うことによって実現する。

このようにＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００が動作することによって、高周波トランス８の二次側の巻線８ｂ（８ａ）に発生する電圧よりも低い電圧で電力伝送する場合に、二次側のスイッチング回路１０（４）の各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄ（５ａ〜５ｄ）の駆動信号を止める事が出来、制御の簡素化が実現できる。
また、降圧制御の場合でも昇圧制御の場合と同様に、第１、第２のスイッチング回路４、１０は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス８の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。

また、二次側の巻線８ｂ（８ａ）に発生する電圧よりも高い電圧での電力伝送を所望するときに、上記その他の制御を用い、二次側の巻線８ｂ（８ａ）に発生する電圧よりも低い電圧での電力伝送を所望するときに、この降圧動作の制御を用いることにより、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングができると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。

＜出力電圧可変＞
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００を用いて、第２の直流電源としてのバッテリ２の電圧に応じて、第１の直流電源の電圧目標値（電圧指令値）を可変することで、電力変換効率を制御する本発明の特徴について説明する。

図１９は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを有するバッテリ充放電装置の回路構成を示した図である。図１９では、図１に示した第１の直流電源として、直流電源１の代わりに交流電源１７および双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８に置き換えている。双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８は、交流電源１７と平滑コンデンサ３との間で電圧変換を行うものであればよく、回路方式は公知のものを用いてよい。なお、以下に説明する制御方式を、図１に示した直流電源１を用いたバッテリ充放電装置に適用できることは言うまでもない。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００による交流電源１７とバッテリ２との間での電力授受動作について説明する。まず、バッテリ２を充電する場合には、交流電源１７の交流電圧を双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８の電圧変換可能な範囲で直流電圧に変換して平滑コンデンサ３に送電する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電圧変換可能な範囲で直流電圧に変換してバッテリ２へと送電する。また、バッテリ２を放電する場合には、バッテリ２の直流電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電圧変換可能な範囲で直流電圧に変換して平滑コンデンサ３に送電する。そして、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８の電圧変換可能な範囲で交流電圧に変換して交流電源１７へ送電する。

このように、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８とＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００がともに電圧変換機能を兼ね備えていると、平滑コンデンサ３には選択可能な電圧範囲が生じる。ここで、図２０に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電圧変換比と電力変換効率との関係を表す特性グラフの一例を示す。公知のＤＣ／ＤＣコンバータは昇圧用または降圧用のリアクトルを備えており、スイッチング回路の降圧比または昇圧比が１から離れると、リアクトルの励磁期間が長くなる。例えば、公知のＤＣ／ＤＣコンバータの例として、チョッパ方式があげられる。チョッパ方式の場合、リアクトルの励磁期間中は、リアクトルが持つ直流抵抗によって電力損失が発生する。この電力損失は励磁期間の長さに比例し、変換効率は反比例する。

本実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００も、第１のリアクトル７および第２のリアクトル９の励磁期間（または、還流期間）に比例して損失が増加する。ところで、本実施の形態におけるバッテリ充放電装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の出力側にバッテリ２が接続されており、バッテリ２の電圧はバッテリ２の残容量に応じて変化する。そこで、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電圧変換比（昇圧比）が１の近傍を維持するように、バッテリ２の電圧に応じて平滑コンデンサ３の電圧を変化させると、第１のリアクトル７および第２のリアクトル９の励磁期間または還流帰還を長くする必要がなくなり、変換効率を高く保つことができる。これによって、損失の低減に寄与することができる。

次に、バッテリ２の電圧に応じて平滑コンデンサ３の電圧を変化させる制御方法について説明する。図２１に電圧フィードバック制御の制御ブロック図を示す。電圧フィードバック制御は、基準となる電圧指令値と、制御対象となる第一端電圧または第二端電圧との差分（誤差）を求めたうえで、ＰＩ（比例積分）制御演算など公知の制御器を用いて、出力電圧ＤＵＴＹを決定する。ここで、本実施の形態では、第一端電圧および第二端電圧は、図１９に示すように双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８またはＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００がそれぞれ備える２組の電力入出力用端子の両端電圧を示す。双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８またはＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００に、図２１に示した電圧フィードバック制御を適用すると、第一端電圧および第二端電圧を電圧指令値に追従させるように、出力電圧ＤＵＴＹを調整することができる。

図１９に示すように平滑コンデンサ３は、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８とＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００との接続点に接続されている。平滑コンデンサ３に接続されている双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８の電力入出力用端子を第二端とし、平滑コンデンサ３に接続しているＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電力入出力用端子も第二端とする。平滑コンデンサ３の電圧を変化させるためには、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００に電圧フィードバック制御を適用し、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の第二端の電圧を制御すればよい。このとき、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８は、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８の第二端の電圧を制御すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電圧制御に対して干渉を起こすため好ましくない。このため、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８は、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８の第二端の電圧以外を制御することとする。

次に、平滑コンデンサ３の電圧を電圧制御するときに必要となる電圧指令値の設定方法について説明する。まず、上述のとおり、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、バッテリ２の方向へ昇圧動作を行うときは第２の対角オン時間ｔ２を短くすることで昇圧変換を実現し、バッテリ２の方向へ降圧動作を行うときは第１の対角オン時間ｔ１を短くすることで降圧変換を実現する。これらの関係を改めて図２２のようにまとめる。

図２２は、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２との関係を示した図である。横軸は双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８からバッテリ２への電圧変換比（昇圧比）である。高周波トランス８の巻き数比を無視すると（巻き数比＝１：１とすると）、ｔ１＝ｔ２＝πのときに電圧変換比は１となる。また、バッテリ２から双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８へ変換する場合には、昇圧動作は逆方向の降圧動作に置き換え、降圧動作は逆方向の昇圧動作に置き換えて同様に考えることができる。縦軸は対角オン時間である。対角オン時間の最大値はスイッチング半周期にあたるπ［ｒａｄ］であり、最小値は同位相にあたる０［ｒａｄ］である。なお、実際は上下の半導体スイッチング素子、例えば半導体スイッチング素子５ａ、５ｂは、アーム短絡を防ぐための同時オフ期間となるデッドタイムを設ける必要があり、これを考慮すると対角オン時間の取りうる範囲はデッドタイム分だけ短くなる。例えば、デッドタイムをＴｄとすると、デッドタイムを考慮しない場合の対角オン時間の範囲は０〜π［ｒａｄ］であり、デッドタイムを考慮する場合の対角オン時間の範囲はＴｄ〜π［ｒａｄ］となる。

ところで、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電力変換効率は、前述のように電圧変換比が１のとき最大となる。また、図２２に示すように電圧変換比が１のとき、ｔ１＝ｔ２＝πである。なお、ｔ１＝ｔ２となるのは、ｔ１＝ｔ２＝πの一点だけである。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電力変換効率を改善するために、ｔ１＝ｔ２となるように、制御回路１５が各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ，１２ａ〜１２ｄを制御すればよい。図２３に電圧指令値設定の制御ブロック図を示す。つまり、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２との偏差によって電圧制御の電圧指令値ＶＬｒｅｆを可変することで、電圧変換比を調整することができる。

図２３に示す制御ブロック図に従えば、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２との間に偏差がある間は、ＰＩ演算の積分特性により電圧指令値ＶＬｒｅｆが偏差の極性に応じて増減することになる。具体的には、第１の対角オン時間ｔ１が第２の対角オン時間ｔ２よりも大きい時には、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００はバッテリ２の方向へ昇圧動作をしていることになるから、平滑コンデンサ３の電圧指令値ＶＬｒｅｆを増やすことになる。第２の対角オン時間ｔ２が第１の対角オン時間ｔ１よりも大きい時には、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００はバッテリ２の方向へ降圧動作をしていることになるから、平滑コンデンサ３の電圧指令値ＶＬｒｅｆを減らすことになる。

図２３に示す制御ブロック図には、電圧指令値ＶＬｒｅｆの範囲に制約を設けていないが、実際の双方向ＡＣ／ＤＣコンバータと双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、構成部品の耐電圧や回路構成によって動作可能な電圧範囲は限られる。このため、電圧指令値の上限値ＶＬｍａｘと下限値ＶＬｍｉｎとを設定する必要がある。このことを考慮した制御ブロック図を図２４に示す。

なお、上記の説明において、電圧変換比が１のときに双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率は最大であるとしたが、ここでは考慮していない要因、例えば配線の抵抗の影響等によって、必ずしも１になるとは限らない。

以上のように、第１、第２の対角オン時間の偏差によって電圧制御の電圧指令値ＶＬｒｅｆを可変することで、電圧変換比を調整することができる。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧または出力電流の変化によるＤＣ／ＤＣコンバータのＤＵＴＹ変化幅が小さくなるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの還流期間を短くすることができ、損失を低減することができる。このような制御を行うことによって、第１の直流電源としての交流電源１７および双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８の電圧指令値を、第２の直流電源としてのバッテリ２の電圧に応じて変化させることができ、バッテリ２の電圧が変動しても、低損失な電力変換を実現することができる。また、簡易な回路構成で、バッテリとの充放電を低損失で行うことができるバッテリ充放電装置を得ることができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、平滑コンデンサ３の電圧を可変するバッテリ充放電装置と、バッテリ充放電装置の制御方法について説明した。本実施の形態では、別のバッテリ充放電装置の制御方法について説明する。実施の形態１における図２４の制御ブロック図において、電圧変換比が１となるように制御されることから、電圧指令値ＶＬｒｅｆが収束する値は、高周波トランス８の巻き数比を無視すると（巻き数比＝１：１とすると）、バッテリ２の電圧値となる。実際には、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の主回路構成要素による損失の影響を受けて、電圧指令値ＶＬｒｅｆは、バッテリ２の電圧値の近傍の電圧に収束することになる。

そこで、電圧指令値ＶＬｒｅｆを決定する制御ブロックに、あらかじめバッテリ２の電圧値をフィードフォワードして加算することによって、制御の収束時間を早めることができる。図２５に本実施の形態における電圧指令値設定の制御ブロック図を示す。図２４のブロック図との違いは、バッテリ２の電圧値をＶＢとおき、フィードフォワードを追加した点である。図２５の制御ブロック図において、バッテリ２の電圧ＶＢは、高周波信号を除去して制御を安定にするためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）を経由している。高周波信号が発生しない、または制御が安定であるならば、必ずしもローパスフィルタは必要でなく、バイパスしても構わない。このような構成によって、制御の収束時間が早まることによって、バッテリ充放電装置で発生する損失を短い時間で減らすことができる。

実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態１と異なる、別のバッテリ充放電装置およびバッテリ充放電装置の制御方法について説明する。図２６は、この発明の実施の形態１における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを有するバッテリ充放電装置の回路構成を示した図である。図１９に示したバッテリ充放電装置に対して、第２の電圧センサ１９を追加して平滑コンデンサ１１の電圧を検出するようにした点が異なる。

第２の電圧センサ１９を追加することによって、制御装置１５はバッテリ２の電圧と平滑コンデンサ３の電圧を検出できるようになる。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電力変換効率特性、バッテリ２の電圧と平滑コンデンサ３の電圧との電力変換効率の関係を、あらかじめ制御装置１５に入力しておく。これによって、実施の形態１で示したフィードバック制御を用いずに、電力変換効率を制御することができる。このため、制御演算を削減することができ、制御の収束時間が早まることによって、バッテリ充放電装置で発生する損失を短い時間で低減することができる。

図２７に、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率特性のマップを示す。図２７において、平滑コンデンサ３の電圧をＶＬ、バッテリ２の電圧をＶＢとおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電力変換効率特性をマップで表現している。制御装置１５に、図２７で示したマップを入力しておくことによって、バッテリ２の電圧ＶＢが定まったときに、任意の電力変換効率となるように平滑コンデンサ３の電圧ＶＬを選択することができる。ここで、電力変換効率が最大となる平滑コンデンサ３の電圧ＶＬを選択し、これを電圧指令値ＶＬｒｅｆに設定すればよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電力変換効率特性が、第二端の電流にも依存する場合には、図２７のマップに電流を追加して３次元のマップとして制御装置１５に入力してもよい。この場合、第二端に電流センサなどを設置して電流を検出し、検出した電流を考慮して３次元のマップを利用して平滑コンデンサ３の電圧ＶＬを選択する。

なお、実施の形態１〜３では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の第二端の電圧を制御していたが、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１８の第二端の電圧を制御してもよい。バッテリ２と直接接続されるＤＣ／ＤＣコンバータが第一端（バッテリ２）の電流または電圧を制御することができ、バッテリ２の電流または電圧の脈動（リップル）や変動を低減し、バッテリ２の発熱を低減する効果が得られる。

また、実施の形態１〜３では、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータを用いていたが、単方向ＡＣ／ＤＣコンバータに置き換えてもよい。電力方向は一方向に制限することにより、主回路構成と制御の簡素化を図ることができる。

１ 直流電源、２ バッテリ、３，１１ 平滑コンデンサ、
４ 第１のスイッチング回路、５ａ〜５ｄ，１２ａ〜１２ｄ 半導体スイッチング素子、６ａ〜６ｄ，１３ａ〜１３ｄ コンデンサ、７ 第１のリアクトル、
８ 高周波トランス、８ａ 第１の巻線、８ｂ 第２の巻線、９ 第２のリアクトル、
１０ 第２のスイッチング回路、１５ 制御回路、１６，１９ 電圧センサ、
１７ 交流電源、１８ 双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ、
１００ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、Ａ 基準点、
Ｇ−５（Ｇ−５ａ〜Ｇ−５ｄ），Ｇ−１２（Ｇ−１２ａ〜Ｇ−１２ｄ） 駆動信号、
ｔ１ 第１の対角オン時間、ｔ２ 第２の対角オン時間、ｔｍａｘ 最大オン時間。

Claims (8)

1. 第１の直流電源と第２の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   トランスと、
   複数の半導体スイッチング素子を有して前記第１の直流電源と前記トランスの第１の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第１のコンバータ部と、
   複数の半導体スイッチング素子を有して前記第２の直流電源と前記トランスの第２の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第２のコンバータ部と、
   前記第１、第２のコンバータ部内の前記各半導体スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、
   前記第１、第２のコンバータ部は、前記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流入出力線に接続された第１、第２のリアクトルとを有し、
   前記制御回路は、前記第１の直流電源の電圧目標値を、前記第２の直流電源の電圧に応じて変化させることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 同位相の駆動信号で制御される前記第１のコンバータ部内のいずれかの半導体スイッチング素子と前記第２のコンバータ部内のいずれかの半導体スイッチング素子とを、それぞれ第１、第２の基準素子とし、
   前記制御回路は、前記第１のコンバータ部内で前記第１の基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子が前記第１の基準素子と共にオンする第１の対角オン時間と、前記第２のコンバータ部内で前記第２の基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子が前記第２の基準素子と共にオンする第２の対角オン時間との偏差によって前記第１の直流電源の前記電圧目標値を変化させることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記制御回路は、所定周期内に前記第１のコンバータ部内を電流が還流する第１の還流期間と、前記第２のコンバータ部内を電流が還流する第２の還流期間とを設定し、前記第１の還流期間と前記第２の還流期間とが等しくなるように制御することを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記制御回路は、前記第２の直流電源の電圧をフィードフォワードして加算することによって前記電圧目標値を決定することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記制御装置は、前記第１の直流電源側の電圧と前記第２の直流電源側の電圧と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率との関係をマップとして有し、前記第２の直流電源の電圧が定まったときに任意の前記電力変換効率になるように前記マップを用いて前記第１の直流電源の電圧目標値を選択することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記第１の直流電源が交流電源と双方向ＡＣ／ＤＣコンバータとで構成され、
   前記制御回路は、前記双方向ＡＣ／ＤＣコンバータの前記ＤＣ／ＤＣコンバータ側の電力入出力用端子の電圧を制御することを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 前記第１の直流電源が交流電源と単方向ＡＣ／ＤＣコンバータとで構成され、
   電力変換の方向が一方向に制限されることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 請求項１ないし７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータを有することを特徴とするバッテリ充放電装置。