TWI492591B - 失衡補償器與失衡補償方法以及直接降頻接收裝置 - Google Patents

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Description

失衡補償器與失衡補償方法以及直接降頻接收裝置
本發明所揭露之實施例有關於訊號接收，尤指一種用來修正在一同相分支路徑與一正交分支路徑之間之不匹配的失衡補償器、失衡補償方法以及相關的直接降頻接收裝置。
直接降頻接收(direct conversion receiving，DCR)架構(又稱為零中頻接收器)係為一接收器設計，其可透過使用一本地振盪器(local oscillator，LO)訊號來對進入的射頻訊號進行解調變的操作，而LO訊號的頻率與一目標訊號的載波頻率相同或非常接近。一般而言，DCR架構具有高度晶片整合、低成本、低功耗、小型化(small form factor)等優點，然而，DCR架構可能也會具有直流偏移、閃爍雜訊(flicker noise)等缺點。更明確地來說，當使用一正交降頻(quadrature down-conversion)機制來將訊號饋入至一同相(in-phase,I)分支路徑以及一正交(quadrature,Q)分支路徑，然後透過具有90度相位差的LO訊號來將I訊號以及Q訊號進行降頻時，實際的DCR架構會因為I/Q不匹配而產生一受影響的基頻訊號輸出，其中I/Q不匹配包含有增益不匹配、相位不匹配以及濾波器不匹配等影響。因此，需要一種失衡補償機制來修正這些不想要的不匹配。
傳統的離線(offline)失衡補償機制使用一種兩階段的修正，其依序進行一濾波器/增益不匹配補償以及一振盪器相位不匹配補償。只有在濾波器/增益不匹配完成修正後，振盪器不匹配才會被允許開始執行，因此，兩階段修正是非常耗時的。此外，由於採用數位補償器之兩階段修正的固有特性，額外的切換裝置也會被引入DCR架構以用來適當地控制濾波器/增益不匹配修正操作以及振盪器不匹配修正操作的執行順序，舉例來說，一第一切換裝置會設置在位於同相分支路徑上之混波器與低通濾波器之間、一第二切換裝置設置在位於正交分支路徑上之混波器與低通濾波器之間、一第三切換裝置用來控制由一校正訊號源所產生的一校正/測試訊號是否被饋入至位於同相分支路徑上的混波器以及位於正交分支路徑上的混波器，並且一第四切換裝置用來控制由該校正訊號源所產生的該校正/測試訊號是否被饋入位於同相分支路徑上的低通濾波器以及位於正交分支路徑上的低通濾波器。在濾波器/增益不匹配修正的程序中，第一切換裝置、第二切換裝置以及第三切換裝置皆處於關閉的狀態，然而第四切換裝置是被開啟的。在振盪器不匹配修正的程序中，第一切換裝置、第二切換裝置以及第三切換裝置皆被開啟，然而第四切換裝置是處於關閉的狀態。不幸地，因為這些切換裝置彼此之間也會不匹配，因此會引入不確定的修正準確度，結果反而需要在傳統數位補償器中實作一個更複雜的適應性濾波器區塊。
因此，需要一種創新的失衡補償機制，其可有效率並且準確地修正不匹配所產生的影響。
有鑒於此，本發明提出一種用來修正在一同相分支路徑與一正交分支路徑之間之不匹配的失衡補償器、失衡補償方法以及相關的直接降頻接收裝置，以解決上述之問題。
本發明一實施例提供一種用來修正在一第一訊號分支路徑與一第二訊號分支路徑之間之一相位/濾波器不匹配以及一增益不匹配的失衡補償器。該第一訊號分支路徑與該第二訊號分支路徑其中之一訊號分支路徑為一同相分支路徑，另一訊號分支路徑為一正交分支路徑。該失衡補償器包含有一相位/濾波器不匹配修正電路以及一增益不匹配修正電路。該相位/濾波器不匹配修正電路包含有一可調整濾波器以及一處理單元。該可調整濾波器設置於該第一訊號分支路徑上，以及根據該第一訊號分支路徑之一第一輸入訊號以及該第二訊號分支路徑之一第二輸入訊號來調整一濾波器參數設定，並根據該濾波器參數設定以及該第一輸入訊號來產生一第一補償後的訊號至該第一訊號分支路徑。該處理單元設置於該第二訊號分支路徑上，以及根據該第一補償後的訊號來處理該第二輸入訊號，並據以產生一第二補償後的訊號。該增益不匹配修正電路用來參考該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號以設定一增益補償，並且將設定後的該增益補償施加至該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號其中之一特定補償後的訊號。
本發明另一實施例提供一種用來修正在一第一訊號分支路徑與 一第二訊號分支路徑之間之一相位/濾波器不匹配以及一增益不匹配的失衡補償方法。該第一訊號分支路徑與該第二訊號分支路徑其中之一訊號分支路徑為一同相分支路徑，另一訊號分支路徑為一正交分支路徑。該失衡補償方法包含有：進行一相位/濾波器不匹配修正以及進行一增益不匹配修正。進行該相位/濾波器不匹配修正之步驟包含有：根據該第一訊號分支路徑之一第一輸入訊號以及該第二訊號分支路徑之一第二輸入訊號來調整一濾波器參數設定，並且根據該濾波器參數設定來對該第一訊號分支路徑進行一濾波操作，並據以產生一第一補償後的訊號；以及根據該第一補償後的訊號來處理該第二輸入訊號，並據以產生一第二補償後的訊號。進行該增益不匹配修正之步驟包含有：參考該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號以設定一增益補償，並且將設定後的該增益補償施加至該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號其中之一特定補償後的訊號。
本發明又一實施例提供一種一直接降頻接收裝置，包含有一第一混波器、一第二混波器、一第一濾波器、一第二濾波器以及一失衡補償器。該第一混波器設置於一第一訊號分支路徑上並且用來當該直接降頻接收裝置操作於一校正模式時，根據一第一時脈訊號以及一校正訊號來產生一第一混波器輸出。該第二混波器設置於一第二訊號分支路徑上並且用來當該直接降頻接收裝置操作於一校正模式時，根據一第二時脈訊號以及該校正訊號來產生一第二混波器輸出，其中該第一訊號分支路徑與第二訊號分支路徑中之一訊號分支 路徑為一同相分支路徑，並且該第一訊號分支路徑與第二訊號分支路徑中之另一訊號分支路徑為一正交分支路徑。該第一濾波器用來根據該第一混波器輸出來產生該第一訊號分支路徑之一第一輸入訊號。該第二濾波器用來根據該第二混波器輸出來產生該第二訊號分支路徑之一第二輸入訊號。該失衡補償器耦接於該第一濾波器與第二濾波器並且用來根據該第一輸入訊號以及第二輸入訊號來修正該第一訊號分支路徑與該第二訊號分支路徑之間之一相位/濾波器不匹配以及一增益不匹配。其中無論該失衡補償器是否正在修正該相位/濾波器不匹配或該增益不匹配，該第一濾波器係持續耦接於該第一混波器並且該第二濾波器係持續耦接於該第二混波器。
本發明所提出之失衡補償器與失衡補償方法以及直接降頻接收裝置，可提供一同時進行的濾波器不匹配修正以及振盪器不匹配修正(亦即，一同時進行的增益/濾波器以及相位不匹配修正)，卻不需要使用額外的切換裝置來將振盪器不匹配修正(亦即，一相位以及增益不匹配修正)自一濾波器不匹配修正(亦即，一增益/濾波器不匹配修正)中分隔/隔離出來，如此一來，濾波器不匹配以及相位不匹配可以有效並且準確地被修正。
在說明書及後續的申請專利範圍當中使用了某些詞彙來指稱特定的元件。所屬領域中具有通常知識者應可理解，硬體製造商可能會用不同的名詞來稱呼同樣的元件。本說明書及後續的申請專利範 圍並不以名稱的差異來作為區分元件的方式，而是以元件在功能上的差異來作為區分的準則。在通篇說明書及後續的請求項當中所提及的「包含」係為一開放式的用語，故應解釋成「包含但不限定於」。另外，「耦接」一詞在此係包含任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述一第一裝置耦接於一第二裝置，則代表該第一裝置可直接電氣連接於該第二裝置，或透過其他裝置或連接手段間接地電氣連接至該第二裝置。
本發明的概念在於提供一同時進行的濾波器不匹配修正以及振盪器不匹配修正(亦即，一同時進行的增益/濾波器以及相位不匹配修正)，卻不需要使用額外的切換裝置來將振盪器不匹配修正(亦即，一相位以及增益不匹配修正)自一濾波器不匹配修正(亦即，一增益/濾波器不匹配修正)中分隔/隔離出來，如此一來，濾波器不匹配以及相位不匹配可以有效並且準確地被修正。進一步的細節將詳述如下。
請參考第1圖，第1圖為本發明失衡補償器之一第一實施例的示意圖。失衡補償器100用來對兩個訊號分支路徑之間的一相位不匹配以及一濾波器不匹配進行修正，兩個訊號分支路徑包含有一同相分支路徑BR_I以及一正交分支路徑BR_Q。位於第1圖中的補償器100的左半部代表不匹配模型(mismatch model)，其包含有相位/增益失衡(係由饋入一對濾波器132_1與132_2的輸入訊號所引入的)以及濾波器失衡(係由一對濾波器132_1與132_2所引入的)， 因此，當處理失衡的間題時，只需要考量不匹配的部分即可；濾波器132_1對於一參考低通濾波器來說可以視為同相但不匹配的濾波器，而濾波器132_2對於相同的參考低通濾波器來說可以視為正交但不匹配的濾波器。
失衡補償器100包含有(但不侷限於)一相位/濾波器不匹配修正電路102以及一增益不匹配修正電路104。對相位/濾波器不匹配修正電路102而言，其包含有一可調整濾波器112設置於同相分支路徑BR_I上以及一處理單元(例如，一減法器114)設置於正交分支路徑BR_Q上。對增益修正電路104而言，其包含有一增益調整單元122、一第一功率量測單元124_1、一第二功率量測單元124_2、一運算單元126以及一增益控制單元128。相位/濾波器不匹配修正電路102係實作來對在同相訊號與正交訊號之間互相的干擾(crosstalk)進行解耦(decoupling)的操作，並且使得解耦後的訊號除了增益的不同以外係具有相同的低通濾波效果。增益修正電路104係實作來使得產生至同相分支路徑BR_I以及正交分支路徑BR_Q的輸出大致上具有相同的增益施加於其上。
假設由於混波器相位以及增益的不匹配造成實際的混波器輸出rx(n)與ry(n)為互相干擾的結果，並且一校正訊號源(未繪示)用來產生一白雜訊訊號u(n)以作為饋入設置於同相分支路徑BR_I以及正交分支路徑BR_Q上的混波器的校正訊號。理想情況下，當沒有混波器增益以及相位不匹配時，混波器輸出x(n)與y(n)可 以簡單表示如下：x(n)=u(n)cos(ωn) (1)
y(n)=u(n)(-sin(ωn)) (2)
然而，當混波器的增益不匹配g與混波器的相位不匹配ψ被列入考量時，實際的混波器輸出rx(n)與ry(n)可以表示如下：rx(n)=x(n)=u(n)cos(ωn) (3)
從方程式(4)中可以輕易地看見訊號之間互相的干擾，因為它包含原本的同相訊號x(n)以及原本的正交訊號y(n)。接著，假設分別設置於同相分支路徑BR_I以及正交分支路徑BR_Q上的低通濾波器132_1以及132_2彼此不匹配，舉例來說，低通濾波器132_1的轉換函數hI(n)具有一單位增益(亦即，hI(n)=δ(n))，如果我們將同相分支路徑上的低通濾波器作為參考低通濾波器，並且低通濾波器132_2的轉換函數hQ(n)跟轉換函數hI(n)不同的話(亦即，hQ(n)≠hI(n))，這會是一個很自然的選擇。因此，同相分支路徑BR_I之一第一輸入訊號S1_IN以及正交分支路徑BR_Q之一第二輸入訊號S2_IN可以表示如下。
S1_IN(n)=rx(n)*hI(n)=x(n)*δ(n)=x(n) (5)
在上述方程式(5)跟(6)中，“*”的符號係用來表示一折積運算子(convolution operator)。如上所述，相位/濾波器不匹配修正電路102係被實作來對在同相訊號與正交訊號之間互相的干擾進行解耦的操作，並且使得解耦後的訊號除了增益的不同以外係具有相同的低通濾波的效果，在本實施例中，可調整濾波器112設置於同相分支路徑BR_I上，並且用於根據第一輸入訊號S1_IN(n)以及第二輸入訊號S2_IN(n)來調整一濾波器參數設定w(n)，然後根據濾波器參數設定w(n)以及第一輸入訊號S1_IN(n)來產生一第一補償後的訊號S1_P(n)至同相分支路徑BR_I。
舉例來說(但本發明並不以此為限)，可調整濾波器112使用一種系統辨識方法(system identification，SID)來調整濾波器參數設定w(n)。如上述方程式(1)與(2)所示，混波器輸出x(n)係獨立於混波器輸出y(n)(亦即，混波器輸出x(n)與混波器輸出y(n)不相關/彼此正交)，因此，只有包含於第二輸入訊號S2_IN(n)中的gx(n)sin()*hQ(n)的項目會被追蹤來疊代地微調濾波器參數設定w(n)。在濾波器參數設定w(n)因為SID而適當地被調整之後，由可調整濾波器112所產生的第一補償後的訊號S1_P(n)便可以表示如下：
如第1圖所示，一處理單元設置在正交分支路徑BR_Q上，以根據第一補償後的訊號S1_P(n)來處理第二輸入訊號S2_IN(n)， 並據以產生一第二補償後的訊號S2_P(n)。在本實施例中，處理單元係透過減法器114來實作，其可透過自第二輸入訊號S2_IN(n)中減去第一補償後的訊號S1_P(n)來產生第二補償後的訊號S2_P(n)。因此，第二補償後的訊號S2_P(n)可以表示如下：
從上述方程式(1)、(2)、(7)與(8)可知，第一補償後的訊號S1_P(n)以及第二補償後的訊號S2_P(n)跟它們的輸入相較起來，是對訊號之間互相的干擾進行解耦處理過的。因為同相訊號x(n)的淨效應為g sin()hQ(n)，並且正交訊號y(n)的淨效應為g cos()hQ(n)，所以在經過相位/濾波器不匹配修正電路102後，只會剩下一個增益不匹配的效應sin(Φ)/cos(Φ)。因此，相位不匹配以及濾波器不匹配可以透過使用相位/濾波器不匹配修正電路102來正確地被移除，並且只會留下增益不匹配的問題尚未解決。
在本實施例中，增益不匹配修正電路104係用來參考第一補償後的訊號S1_P(n)以及第二補償後的訊號S2_P(n)來設定增益補償A，並且將設定過的增益補償A施加至第一補償後的訊號S1_P(n)來解決增益不匹配的問題。如第1圖所示，增益不匹配修正電路104係一直耦接於相位/濾波器不匹配修正電路102，這點暗示著當相位/濾波器不匹配修正電路102正在調整濾波器參數設定w(n)並且增益不匹配修正電路104正在設定增益補償A時，增益不匹配修正電路104係持續地串接於相位/濾波器不匹配修正電路102，換 句話說，當執行相位/濾波器不匹配修正的操作時，增益不匹配修正也會同時被啟，用以處理由於相位/濾波器不匹配修正所產生的第一補償後的訊號S1_P(n)以及第二補償後的訊號S2_P(n)。
第一功率量測單元124_1用來產生可指示第一補償後的訊號S1_P(n)的訊號功率之一第一功率值PV1。第二功率量測單元124_2用來產生可指示第二補償後的訊號S2_P(n)的訊號功率之一第二功率值PV2。運算單元126根據第一功率值PV1以及第二功率值PV2來計算一方根功率比值(square-root power ratio)R。在本實施例中，方根功率比值R可以表示如下。
增益控制單元128根據方根功率比值R來控制增益調整單位A。舉例來說，增益調整單位A可以表示如下。
在上述的方程式(10)中，Sign(．)的符號係為提出一個數值的正負號的符號函數(sign function)。在增益調整單元122將增益補償A施加至第一補償後的訊號S1_P(n)後，便據以產生一第三補償後的訊號S3_P(n)。第三補償後的訊號S3_P(n)可以表示如下。
從上述方程式(8)與(11)可以看到，同相分支路徑BR_I的第三補償後的訊號S3_P(n)以及正交分支路徑BR_Q的第二補償後的訊號S2_P(n)會有相同的增益(亦即，g cos()hQ(n))施加於其上，如此一來，自相位/濾波器不匹配修正電路102所產生的第一補償後的訊號S1_P(n)以及第二補償後的訊號S2_P(n)中剩餘的增益不匹配會透過接下來的增益不匹配修正電路104而成功地被移除。
如第1圖所示，增益調整單元122設置於同相分支路徑BR_I上，然而，此僅作為範例說明之用，並非作為本發明之限制條件。請參考第2圖，第2圖為本發明失衡補償器之一第二實施例的示意圖。失衡補償器100與失衡補償器200之間主要的不同之處在於第2圖中的增益不匹配修正電路204具有一增益調整單元222設置於正交分支路徑BR_Q上，因此，自可調整濾波器112所接收的第一補償後的訊號S1_P(n)會直接作為增益不匹配修正電路204之一同相分支路徑輸出，並且增益調整單元222透過將增益補償A’施加至自減法器114所產生的第二補償後的訊號S2_P(n)來產生一正交分支路徑輸出(亦即，一第三補償後的訊號S3_P’(n))。在本實施例中，運算單元226根據第一功率值PV1以及第二功率值PV2來計算一方根功率比值R’。方根功率比值R’可以表示如下：
增益控制單元228根據方根功率比值R’來控制增益調整單位A’。舉例來說，增益調整單位A’可以表示如下：
在增益調整單元222將增益補償A’施加至第二補償後的訊號S2_P(n)之後，第三補償後的訊號S3_P’(n)便據以產生。第三補償後的訊號S3_P’(n)可以表示如下：
從上述方程式(7)與(14)可以看到，正交分支路徑BR_Q的第三補償後的訊號S3_P’(n)以及同相分支路徑BR_I的第一補償後的訊號S1_P(n)有相同的淨濾波效果(亦即，g sin()hQ(n))施加於其上，如此一來，可以達成將來自相位/濾波器不匹配修正電路102所產生的第一補償後的訊號S1_P(n)以及第二補償後的訊號S2_P(n)中剩餘的增益不匹配移除的相同目的。
在上述第1圖與第2圖的實施例中，可調整濾波器112設置於同相分支路徑BR_I上，然而，此僅作為範例說明之用，並非作為本發明之限制條件。請參考第3圖，第3圖為本發明失衡補償器之 一第三實施例的示意圖。對相位/濾波器不匹配修正電路302而言，前述之可調整濾波器112設置於正交分支路徑BR_Q上，並且前述之處理電路(例如，減法器114)設置於同相分支路徑BR_I上。對增益不匹配修正電路304而言，前述之增益調整單元122設置在正交分支路徑BR_Q上。為了簡化起見，本實施例中的混波器輸出rx(n)以及ry(n)可以表示如下。
ry(n)=y(n)=u(n)cos(ωn) (15)
此外，假設低通濾波器332_2的轉換函數hQ(n)具有一單位增益(亦即，hQ(n)=δ(n))，並且低通濾波器332_1的轉換函數hI(n)與轉換函數hQ(n)不相同(亦即，hQ(n)≠hI(n))，由此，對本實施例而言，正交分支路徑BR_Q的第一輸入訊號S1_IN(n)、同相分支路徑BR_I的第二輸入訊號S2_IN(n)、第一補償後的訊號S1_P(n)、第二補償後的訊號S2_P(n)、方根功率比值R、增益補償A以及第三補償後的訊號S3_P(n)可以表示如下：S1_IN(n)=y(n)*hQ(n)=y(n)*δ(n)=y(n) (17)
本領域具有通常技藝者當可於閱讀與第1圖中的失衡補償器100相關的段落後輕易地了解相位/濾波器不匹配修正電路302以及增益不匹配修正電路304的操作，詳細說明及變化可參考前述，為簡潔起見，故於此便不再贅述。
請參考第4圖，第4圖為本發明失衡補償器之一第四實施例的示意圖。失衡補償器300與失衡補償器400之間主要的不同之處在於第4圖中的增益不匹配修正電路404具有前述之設置於同相分支路徑BR_I上的增益調整單元222，因此，自可調整濾波器112所接收的第一補償後的訊號S1_P(n)會直接作為增益不匹配修正電路404之一正交分支路徑輸出，並且增益調整單元222透過將增益補償A’施加至自減法器114所產生的第二補償後的訊號S2_P(n)來產生一同相分支路徑輸出(亦即，一第三補償後的訊號S3_P’(n))。在本實施例中，運算單元226根據第一功率值PV1以及第二功率值PV2來計算一方根功率比值R’。方根功率比值R’可以表示如下：
增益控制單元228根據方根功率比值R’來控制增益調整單位 A’。舉例來說，增益調整單位A’可以表示如下：
在增益調整單元222將增益補償A’施加至第二補償後的訊號S2_P(n)之後，第三補償後的訊號S3_P’(n)便據以產生。第三補償後的訊號S3_P’(n)可以表示如下。
本領域具有通常技藝者當可於閱讀與第2圖中的失衡補償器200相關的段落後輕易地了解相位/濾波器不匹配修正電路302以及增益不匹配修正電路404的操作，詳細說明及變化可參考前述，為簡潔起見，故於此不再贅述。
從方程式(10)、(13)、(22)、與(25)中可以看見，增益補償A/A’的設定主要會受到LO訊號之間之一相位不匹配的影響。如果相位不匹配很小，其暗示sin()<<cos()，由於在前端相位/濾波器不匹配修正電路所產生的補償後的訊號的功率的量測上的一個小誤差會導致在增益補償A上產生嚴重的偏差，增益補償A的設定將會壓倒性地受到功率估計錯誤的影響。相似地，如果相位不匹配很大，其暗示cos()<<sin()，由於在前端相位/濾波器不匹配修正電路所產生的補償後的訊號的功率的量測上的一個小誤差會導致在增益補償 A’上產生嚴重的偏差，增益補償A’的設定將會壓倒性地受到功率估計錯誤的影響。因此，為了減緩功率估計錯誤的影響，一個被刻意導入在同相分支路徑混波器與正交分支路徑混波器所使用的LO訊號之間的預定相位不匹配應該被適當地設定，以使得增益補償A落在一特定的範圍中。舉例來說，<|A|<10。
在一較佳的實施例中，預定相位不匹配等於45°、135°、225°或是315°，因此可使得cos()具有與sin()相同的振幅，如此一來，由增益偏差效應所造成的功率估計誤差會降到最小。刻意使得相位不匹配大約從0°偏離到45°的另一個原因是增益補償值A為方程式(10)所表示的cos()/sin()，因此只能得到它的大小R就是方程式(9)中所表示的|cos()/sin()|。而且，需要一個正負值(sign value)來將R轉換為A，因為相位差接近0°而我們又沒有關於相位差的資訊，估計誤差使得決定該正負值非常困難。如果相位差偏移大約45°，會使得正負值為+1，所以決定正負號變成很簡單。如果刻意偏移135°、225°或是315°也會發生相同的情況。如熟習類比電路設計相關技藝的人所知，刻意使相位偏移前述的幅度可以輕易透過稍微修改振盪器電路來達成。
第5圖為本發明直接降頻接收(direct conversion receiving，DCR)裝置之一實施例的示意圖。直接降頻接收裝置500可操作在一正常模式或是一校正模式中。如第5圖所示，直接降頻接收裝置 500包含有一天線502、一切換裝置504、一校正訊號源506、一類比前端(analog front-end，AFE)508、一第一混波器510_1、一第二混波器510_2、一第一濾波器(例如，一低通濾波器)512_1、一第二濾波器(例如，一低通濾波器)512_2、一類比至數位轉換器(analog-to-digital converter，ADC)514以及一失衡補償器516。
舉例來說(但本發明並不以此為限)，類比前端508可包含有一頻帶選取濾波器(band selection filter)518以及一低雜訊放大器(low noise amplifier，LNA)519。當直接降頻接收裝置500操作在正常模式時，切換裝置504會被控制來選取由天線502所接收的射頻訊號SRF作為它的輸出，然而，當直接降頻接收裝置500操作在校正模式時，切換裝置504則被控制來選取由校正訊號源506所產生的校正訊號(例如，一白雜訊訊號)SC來作為它的輸出。接著，校正訊號SC透過類比前端508來進行處理，然後饋入至一第一訊號分支路徑SP1以及一第二訊號分支路徑SP2。當使用一正交降頻機制時，第一訊號分支路徑SP1以及第二訊號分支路徑SP2其中之一訊號分支路徑會作為一同相分支路徑，而另一訊號分支路徑則會作為一正交分支路徑。
在本實施例中，類比至數位轉換器514係實作來將在類比域(analog domain)的第一輸入訊號S1_A以及第二輸入訊號S2_A轉換至數位域(digital domain)的第一輸入訊號S1_D以及第二輸入訊號S2_D，因此，在本實施例中，失衡補償器516為操作於數位域的離 線補償器。舉例來說，失衡補償器516可以使用前述之失衡補償器100、200、300以及400其中之一範例電路組態來實現。本領域具有通常技藝者當可於閱讀上述段落後輕易地了解第一混波器510_1、第二混波器510_2、第一濾波器512_1、第二濾波器512_2以及失衡補償器516的操作，詳細說明及變化可參考前述，為簡潔起見，故於此不再贅述。請注意，在傳統機制中，第一混波器510_1以及第二混波器510_2係被設計為相位彼此正交(亦即，90°的相位差)；但是在本發明中，第一混波器510_1以及第二混波器510_2係被設計為具有45°、135°、225°或是315°的相位差。
從第5圖中可以清楚地看見，在第一濾波器512_1以及第一混波器510_1之間並沒有設置任何的切換裝置，並且在第二濾波器512_2以及第二混波器510_2之間也沒有設置任何的切換裝置，因此，無論失衡補償器516是否正在修正相位/濾波器不匹配或是增益不匹配，第一濾波器512_1係持續耦接於前端的第一混波器510_1，並且第二濾波器512_2係持續耦接於前端的第二混波器510_2。此外，當相位/濾波器不匹配修正以及增益不匹配修正共用相同的校正訊號源506時，無論失衡補償器516是否正在修正相位/濾波器不匹配或是增益不匹配，校正訊號源506係持續耦接於第一混波器510_1以及第二混波器510_2。相較於傳統使用兩階段修正機制的直接降頻接收裝置，本發明使用同時進行的濾波器不匹配修正以及振盪器不匹配修正(亦即，同時進行的增益不匹配修正以及相位不匹配修正)的直接降頻接收裝置500可以有效並且準確地修正增益不匹配 以及相位/濾波器不匹配。
在第5圖的實施例中，切換裝置504被放置在類比前端508之前，然而，此僅作為範例說明之用，並非作為本發明之限制條件。請參考第6圖，第6圖為本發明直接降頻接收裝置之另一實施例的示意圖。直接降頻接收裝置500與直接降頻接收600之間主要的不同之處在於第6圖中的切換裝置604被放置在類比前端508以及第一、第二混波器510_1與510_2之間，因此，由天線502所接收的射頻訊號SRF在被傳送到接下來的切換裝置604之前會先透過類比前端508來進行處理。當直接降頻接收裝置600操作在正常模式時，切換裝置604會被控制來選取由類比前端508所產生的射頻訊號SRF’作為它的輸出。當直接降頻接收裝置600操作在校正模式時，切換裝置604會被控制來選取由校正訊號源506所產生的校正訊號(例如，一白雜訊訊號)SC作為它的輸出。
從第6圖可以看見，無論失衡補償器516是否正在修正相位/濾波器不匹配或是增益不匹配，直接降頻接收裝置600仍使得第一濾波器512_1持續耦接於第一混波器510_1、第二濾波器512_2持續耦接於第二混波器510_2並且校正訊號源506持續耦接於第一混波器510_1以及第二混波器510_2，因此可以有效並且準確地達成修正增益不匹配以及相位/濾波器不匹配的相同目的。
本發明所提出之失衡補償器與失衡補償方法以及直接降頻接收 裝置，可提供一同時進行的濾波器不匹配修正以及振盪器不匹配修正(亦即，一同時進行的增益/濾波器以及相位不匹配修正)，卻不需要使用額外的切換裝置來將振盪器不匹配修正(亦即，一相位以及增益不匹配修正)自一濾波器不匹配修正(亦即，一增益/濾波器不匹配修正)中分隔/隔離出來，如此一來，濾波器不匹配以及相位不匹配可以有效並且準確地被修正。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100、200、300、400、516‧‧‧失衡補償器
132_1、132_2、332_2、332_1‧‧‧濾波器
102、302‧‧‧相位/濾波器不匹配修正電路
104、204、304、404‧‧‧增益不匹配修正電路
112‧‧‧可調整濾波器
122、222‧‧‧增益調整單元
124_1‧‧‧第一功率量測單元
124_2‧‧‧第二功率量測單元
126、226‧‧‧運算單元
128、228‧‧‧增益控制單元
114‧‧‧減法器
500、600‧‧‧直接降頻接收裝置
502‧‧‧天線
504、604‧‧‧切換裝置
506‧‧‧校正訊號源
508‧‧‧類比前端
510_1‧‧‧第一混波器
510_2‧‧‧第二混波器
512_1‧‧‧第一濾波器
512_2‧‧‧第二濾波器
514‧‧‧類比至數位轉換器
516‧‧‧失衡補償器
518‧‧‧頻帶選取濾波器
519‧‧‧低雜訊放大器
第1圖為本發明失衡補償器之一第一實施例的示意圖。
第2圖為本發明失衡補償器之一第二實施例的示意圖。
第3圖為本發明失衡補償器之一第三實施例的示意圖。
第4圖為本發明失衡補償器之一第四實施例的示意圖。
第5圖為本發明直接降頻接收裝置之一實施例的示意圖。
第6圖為本發明直接降頻接收裝置之另一實施例的示意圖。
100‧‧‧失衡補償器
132_1、132_2‧‧‧濾波器
102‧‧‧相位/濾波器不匹配修正電路
104‧‧‧增益不匹配修正電路
112‧‧‧可調整濾波器
122‧‧‧增益調整單元
124_1‧‧‧第一功率量測單元
124_2‧‧‧第二功率量測單元
126‧‧‧運算單元
128‧‧‧增益控制單元
114‧‧‧減法器

Claims (17)

  1. 一種失衡補償器，用來修正一第一訊號分支路徑與一第二訊號分支路徑之間之一相位/濾波器不匹配以及一增益不匹配，該失衡補償器包含有：一相位/濾波器不匹配修正電路，包含有：一可調整濾波器，設置於該第一訊號分支路徑上，該可調整濾波器係根據該第一訊號分支路徑之一第一輸入訊號以及該第二訊號分支路徑之一第二輸入訊號來調整一濾波器參數設定，並且根據該濾波器參數設定以及該第一輸入訊號來產生一第一補償後的訊號至該第一訊號分支路徑；以及一處理單元，設置於該第二訊號分支路徑上，該處理單元根據該第一補償後的訊號來處理該第二輸入訊號，並據以產生一第二補償後的訊號；以及一增益不匹配修正電路，用來參考該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號以設定一增益補償，並且將設定後的該增益補償施加至該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號其中之一特定的補償後的訊號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之失衡補償器，其中該處理單元為一減法器，用來透過自該第一補償後的訊號中減去該第二輸入訊號來產生該第二補償後的訊號。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之失衡補償器，其中該可調整濾波器採用一系統識別方法(system identification，SID)來調整該濾波器參數設定。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之失衡補償器，其中該增益不匹配修正電路包含有：一增益調整單元，用來將該增益補償施加至該特定的補償後的訊號；一第一功率量測單元，用來產生可指示該第一補償後的訊號之訊號功率之一第一功率值；一第二功率量測單元，用來產生可指示該第二補償後的訊號之訊號功率之一第二功率值；一運算單元，用來根據該第一功率值以及該第二功率值來計算一方根功率比值；以及一增益控制單元，用來根據該方根功率比值來控制該增益調整單元。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之失衡補償器，其中當該相位/濾波器不匹配修正電路正在調整該濾波器參數設定並且該增益不匹配修正電路正在設定該增益補償時，該增益不匹配修正電路係持續串接於該相位/濾波器不匹配修正電路。
  6. 一種失衡補償方法，用來修正一第一訊號分支路徑與一第二訊號 分支路徑之間之一相位/濾波器不匹配以及一增益不匹配，該失衡補償方法包含有：進行一相位/濾波器不匹配修正，包含有：根據該第一訊號分支路徑之一第一輸入訊號以及該第二訊號分支路徑之一第二輸入訊號來調整一濾波器參數設定；根據該濾波器參數設定來對該第一訊號分支路徑進行一濾波操作，並據以產生一第一補償後的訊號；以及根據該第一補償後的訊號來處理該第二輸入訊號，並據以產生一第二補償後的訊號；以及進行一增益不匹配修正，包含有：參考該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號以設定一增益補償，並且將設定後的該增益補償施加至該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號其中之一特定的補償後的訊號。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之失衡補償方法，其中根據該第一補償後的訊號來處理該第二輸入訊號，並據以產生該第二補償後的訊號之步驟包含有：透過自該第一補償後的訊號中減去該第二輸入訊號來產生該第二補償後的訊號。
  8. 如申請專利範圍第6項所述之失衡補償方法，其中根據該第一訊 號分支路徑之該第一輸入訊號以及該第二訊號分支路徑之該第二輸入訊號來調整該濾波器參數設定之步驟包含有：採用一系統識別方法(system identification，SID)來調整該濾波器參數設定。
  9. 如申請專利範圍第6項所述之失衡補償方法，其中參考該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號以設定該增益補償之步驟包含有：產生可指示該第一補償後的訊號之訊號功率之一第一功率值；產生可指示該第二補償後的訊號之訊號功率之一第二功率值；根據該第一功率值以及該第二功率值來計算一方根功率比值；以及根據該方根功率比值來控制該增益補償。
  10. 如申請專利範圍第6項所述之失衡補償方法，其中該增益不匹配修正之步驟於正在執行該相位/濾波器不匹配修正之步驟時被執行。
  11. 一種直接降頻接收(direct conversion receiving，DCR)裝置，包含有：一第一混波器，設置於一第一訊號分支路徑上，並且用來於該直接降頻接收裝置操作於一校正模式時，根據一第一時脈訊號以及一校正訊號來產生一第一混波器輸出； 一第二混波器，設置於一第二訊號分支路徑上，並且用來於該直接降頻接收裝置操作於該校正模式時，根據一第二時脈訊號以及該校正訊號來產生一第二混波器輸出；一第一濾波器，用來根據該第一混波器輸出，來產生該第一訊號分支路徑之一第一輸入訊號；一第二濾波器，用來根據該第二混波器輸出，來產生該第二訊號分支路徑之一第二輸入訊號；以及一失衡補償器，耦接於該第一濾波器與第二濾波器，該失衡補償器包含有：一相位/濾波器不匹配修正電路，包含有：一可調整濾波器，設置於該第一訊號分支路徑上，該可調整濾波器係根據該第一輸入訊號以及該第二輸入訊號來調整一濾波器參數設定，並且根據該濾波器參數設定以及該第一輸入訊號來產生一第一補償後的訊號至該第一訊號分支路徑；以及一處理單元，設置於該第二訊號分支路徑上，該處理單元根據該第一補償後的訊號來處理該第二輸入訊號，並據以產生一第二補償後的訊號；以及一增益不匹配修正電路，用來參考該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號以設定一增益補償，並且將設定後的該增益補償施加至該第一補償後的訊號以及該第二補償後的訊號其中之一特定的補償後的訊號； 其中無論該失衡補償器是否正在修正該相位/濾波器不匹配或該增益不匹配，該第一濾波器係持續耦接於該第一混波器並且該第二濾波器係持續耦接於該第二混波器。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之直接降頻接收裝置，其中在該第一時脈訊號與該第二時脈訊號之間係引入一預定相位不匹配，並且該預定相位不匹配為45°、135°、225°或者315°。
  13. 如申請專利範圍第11項所述之直接降頻接收裝置，另包含有：一校正訊號源，用來產生該校正訊號；其中無論該失衡補償器是否正在修正該相位/濾波器不匹配或該增益不匹配，該校正訊號源係持續耦接於該第一混波器以及該第二混波器。
  14. 如申請專利範圍第11項所述之直接降頻接收裝置，其中該處理單元為一減法器，用來透過自該第一補償後的訊號中減去該第二輸入訊號來產生該第二補償後的訊號。
  15. 如申請專利範圍第11項所述之直接降頻接收裝置，其中該可調整濾波器採用一系統識別方法(system identification，SID)來調整該濾波器參數設定。
  16. 如申請專利範圍第11項所述之直接降頻接收裝置，其中該增益不匹配修正電路包含有：一增益調整單元，用來將該增益補償施加至該特定補償後的訊號；一第一功率量測單元，用來產生可指示該第一補償後的訊號之訊號功率之一第一功率值；一第二功率量測單元，用來產生可指示該第二補償後的訊號之訊號功率之一第二功率值；一運算單元，用來根據該第一功率值以及該第二功率值來計算一方根功率比值；以及一增益控制單元，用來根據該方根功率比值來控制該增益調整單元。
  17. 如申請專利範圍第11項所述之直接降頻接收裝置，其中當該相位/濾波器不匹配修正電路正在調整該濾波器參數設定並且該增益不匹配修正電路正在設定該增益補償時，該增益不匹配修正電路係持續串接於該相位/濾波器不匹配修正電路。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8929845B2 (en) * 2013-02-22 2015-01-06 Tektronix, Inc. Instrument LO used as alignment signal source
US9118535B2 (en) 2013-03-15 2015-08-25 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Method and apparatus for configuring a frequency dependent I/Q imbalance compensation filter
JP5820449B2 (ja) * 2013-09-30 2015-11-24 アンリツ株式会社 信号分析装置、同期システム、及び同期方法
CN105610454A (zh) * 2014-11-19 2016-05-25 上海华虹集成电路有限责任公司 接收机正交信号自动校正方法及无线接收机
CN108204830B (zh) * 2017-11-28 2019-08-06 珠海格力电器股份有限公司 相位偏差的补偿方法和装置
CN112134817B (zh) * 2019-06-25 2023-06-20 瑞昱半导体股份有限公司 执行信号补偿的装置及方法
CN112448902B (zh) * 2019-08-28 2024-01-23 上海新岸线电子技术有限公司 一种新型发射机iq失衡估计和补偿方法及装置
US11695614B2 (en) * 2020-05-15 2023-07-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Systems, methods and devices for joint calibration of transmit and receive IQ mismatch

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5105195A (en) * 1990-12-10 1992-04-14 Hughes Aircraft Company System and method for compensation of in-phase and quadrature phase and gain imbalance
US6009317A (en) * 1997-01-17 1999-12-28 Ericsson Inc. Method and apparatus for compensating for imbalances between quadrature signals
US6330290B1 (en) * 1998-09-25 2001-12-11 Lucent Technologies, Inc. Digital I/Q imbalance compensation
EP1332548A2 (en) * 2000-09-18 2003-08-06 Broadcom Corporation Direct conversion tuner
TW200536313A (en) * 2004-04-30 2005-11-01 Realtek Semiconductor Corp Apparatus and method for calibrating IQ mismatch
US20070081614A1 (en) * 2005-10-12 2007-04-12 Sunplus Technology Co., Ltd. Apparatus and method for adaptively correcting I/Q imbalance
WO2009016005A1 (en) * 2007-08-02 2009-02-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Iq imbalance image suppression
US7944984B1 (en) * 2006-04-11 2011-05-17 Marvell International Ltd. I/Q calibration in the presence of phase offset

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0305603B1 (en) * 1987-09-03 1993-03-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Gain and phase correction in a dual branch receiver
US5705949A (en) * 1996-09-13 1998-01-06 U.S. Robotics Access Corp. Compensation method for I/Q channel imbalance errors
US6377620B1 (en) * 1999-01-19 2002-04-23 Interdigital Technology Corporation Balancing amplitude and phase
US7280619B2 (en) * 2003-12-23 2007-10-09 Intel Corporation Method and apparatus for compensating I/Q imbalance in receivers
CN1835489B (zh) * 2005-03-16 2010-04-21 联发科技股份有限公司 一种可补偿同相/正交相不平衡的装置及其方法
JP4593430B2 (ja) * 2005-10-07 2010-12-08 ルネサスエレクトロニクス株式会社 受信機
US20080049571A1 (en) * 2006-08-25 2008-02-28 Mediatek, Inc. Method and apparatus for compensating periodic signal
US8265584B2 (en) * 2009-06-29 2012-09-11 Silicon Laboratories Inc. Providing image rejection calibration for a receiver

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5105195A (en) * 1990-12-10 1992-04-14 Hughes Aircraft Company System and method for compensation of in-phase and quadrature phase and gain imbalance
US6009317A (en) * 1997-01-17 1999-12-28 Ericsson Inc. Method and apparatus for compensating for imbalances between quadrature signals
US6330290B1 (en) * 1998-09-25 2001-12-11 Lucent Technologies, Inc. Digital I/Q imbalance compensation
EP1332548A2 (en) * 2000-09-18 2003-08-06 Broadcom Corporation Direct conversion tuner
TW200536313A (en) * 2004-04-30 2005-11-01 Realtek Semiconductor Corp Apparatus and method for calibrating IQ mismatch
US20070081614A1 (en) * 2005-10-12 2007-04-12 Sunplus Technology Co., Ltd. Apparatus and method for adaptively correcting I/Q imbalance
US7944984B1 (en) * 2006-04-11 2011-05-17 Marvell International Ltd. I/Q calibration in the presence of phase offset
WO2009016005A1 (en) * 2007-08-02 2009-02-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Iq imbalance image suppression

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