JP2011114991A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置に関し、特に、ＰＷＭ整流器とインバータとを共に二相変調方式で制御する場合のコモンモード電流の低減方法に関する。 The present invention relates to a power converter, and more particularly, to a method for reducing a common mode current when both a PWM rectifier and an inverter are controlled by a two-phase modulation method.
電力変換装置のインバータの制御方式としては、三相変調方式が一般的であるが、各スイッチ素子のスイッチング回数を低減してスイッチング損失を低減するために、二相変調方式が用いられる場合もある。 As a control method for the inverter of the power converter, a three-phase modulation method is common, but a two-phase modulation method may be used to reduce the switching loss by reducing the number of switching times of each switch element. .
例えば、特許文献１には、三相電圧型インバータのＰＷＭ制御方法として、二相変調方式を用いる例が記載されている。また、特許文献２の圧縮機制御方法および冷媒圧縮装置並びに空気調和器およびその制御方法では、ＰＷＭ整流器とインバータとを共に二相変調方式で制御する方式が記載されており、インバータ側においてモータの鉄損を増加させ冷媒の過熱に使用する方式が記載されている。
For example,
また、二相変調方式なのか三相変調方式なのかは記載されていないが、特許文献３の電力変換装置には、ＰＷＭ整流器とインバータの三角波キャリア信号を同期させることにより零相電流（コモンモード電流）を低減する方式が記載されている。尚、コモンモード電流とは、グランドを介して流れる電流のことである。
Moreover, although it is not described whether it is a two-phase modulation system or a three-phase modulation system, the power converter of
また、コモンモード電流についての対策ではないが、特許文献４のダブルコンバータ変換装置の制御方式には、低耐圧素子を使用すべくサージ電圧を低減するために、ＰＷＭ整流器とインバータとにおいてスイッチのオンオフ指令が所定時間内に同時に発生しないようにタイミングの遅い指令をある時間だけ遅延させる方法が記載されている。
In addition, although it is not a measure for the common mode current, the control method of the double converter conversion device disclosed in
特許文献１の二相変調方式では、電圧モードが切り替わる際に線間電圧は変化しないが、各相の相電圧に対しては零相成分として比較的大きい電圧が重畳される。このため、特に電圧モードの切り替わり時に、高周波ノイズの要因となるコモンモード電流が比較的大きく流れる場合がある。
In the two-phase modulation method of
さらに、特許文献２のように、ＰＷＭ整流器とインバータとの両方において二相変調方式を採用する場合には、それぞれ独立して零相電圧が発生して、それらが重畳した結果がコモンモードの回路（アース線を含めた回路）に流れる。このため、タイミングによってはＰＷＭ整流器とインバータとの両方において同時に電圧モードが切り替わり、両方でそれぞれ発生したコモンモード電流が重畳して、ピーク値の大きいコモンモード電流が発生する場合がある。このようなピーク値の大きいコモンモード電流が発生すると、それがアース線を介して周辺の機器に伝わり、例えば、漏電ブレーカの誤作動を引き起こしたり、放送機器にノイズが発生するなど、周辺機器に対して悪影響を与えるという問題がある。
Further, when the two-phase modulation method is adopted in both the PWM rectifier and the inverter as in
特許文献１あるいは特許文献２に記載された二相変調方式を使用する変換装置においては、このコモンモード電流について考慮されておらず、これに対する解決手段についても記載されていない。
In the conversion device using the two-phase modulation method described in
特許文献３に記載された、ＰＷＭ整流器とインバータの三角波キャリアを同期させる手段は、三相変調方式ではコモンモード電流の低減に非常に有効である。二相変調方式においても、ＰＷＭ整流器とインバータの三角波キャリアを同期させることで、コモンモード電流の低減に一定の効果がある。しかしながら、二相変調方式では、電圧モードの切り替えという、三相変調方式にはないコモンモード電流の発生原因がある。ここで、電圧モードの切り替えに起因するコモンモード電流は、三角波キャリアを同期させることで、ある程度低減させることはできる。しかしながら、ＰＷＭ整流器とインバータとを二相変調方式で制御した場合、それぞれ独立した周期で電圧モードの切り替えを行うため、両者が同時に電圧モードの切り替えを行うタイミングが存在し、両方でそれぞれ発生したコモンモード電流が重畳して、ピーク値の大きいコモンモード電流が流れてしまうという問題については、ＰＷＭ整流器とインバータの三角波キャリアを同期させただけでは解決できないという問題がある。
The means for synchronizing the PWM rectifier and the triangular wave carrier of the inverter described in
特許文献４では、コモンモード電流についての対策ではない上、スイッチをオンオフする指令自体に遅延処理を行うため、本来必要とする電圧が適正に出力されず出力電流に対してひずみを与える恐れがある。また、パルス指令値自体に遅延処理を与えるため、それを実現する回路自体もきわめて複雑になるという問題がある。
本発明の目的は、ＰＷＭ整流器とインバータとを二相変調方式で制御する場合において、コモンモード電流のピーク値を低減可能な電力変換装置を提供することである。 The objective of this invention is providing the power converter device which can reduce the peak value of a common mode electric current, when controlling a PWM rectifier and an inverter by a two-phase modulation system.
尚、上記した課題以外のその他の課題は、本願明細書全体の記載または図面から明らかにされる。 In addition, other problems other than the above-described problems will be made clear from the entire description of the present specification or the drawings.
本発明の電力変換装置では、上記の課題を解決する手段として、二相変調方式で駆動するＰＷＭ整流器とインバータとにおいてそれぞれの三角波キャリアの位相差が零になるように同期させ、さらに、それぞれの二相変調方式の電圧モードの切り替わりのタイミングに着目し、両方の電圧モードの切り替わりが短期間の間に発生しようとしている場合は、一方のモード期間を延長して、両方の電圧モードの切り替わりが短期間の間に発生しないように電圧モードの切り替わりタイミングを補正する。 In the power conversion device of the present invention, as means for solving the above-described problem, the PWM rectifier and the inverter driven by the two-phase modulation method are synchronized so that the phase difference of each triangular wave carrier becomes zero, and further, Paying attention to the switching timing of the voltage mode of the two-phase modulation method, if switching of both voltage modes is going to occur in a short period of time, the switching of both voltage modes will be extended by extending one mode period. The voltage mode switching timing is corrected so that it does not occur in a short period of time.
本発明の構成は、例えば、以下のようなものとすることができる。
（１）ＰＷＭ整流器と、インバータと、前記ＰＷＭ整流器と前記インバータとを二相変調方式により制御する制御器とを有する電力変換装置であって、
前記制御器は、前記ＰＷＭ整流器と前記インバータとの制御演算に使用するそれぞれの三角波キャリアを位相差零で同期させて駆動するとともに、前記ＰＷＭ整流器の二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングに対する前記インバータの二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングが、所定の期間より短い間隔で互いに近接して発生しようとしている場合には、一方の二相変調方式の電圧モードの期間を延長することにより、前記ＰＷＭ整流器の二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングに対する前記インバータの二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングが、互いに前記所定の期間以上離れて発生するように二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングを補正する。
（２）（１）において、前記二相変調方式の電圧モードの期間の延長範囲は、電圧指令値の位相角が３０度以下の範囲であることが望ましい。
（３）（１）または（２）において、前記二相変調方式の電圧モードの期間の延長は、前記ＰＷＭ整流器と前記インバータとのうち、出力周波数が低い方に対して前記二相変調方式の電圧モードの期間の延長を行うことが望ましい。
（４）（１）から（３）の何れかにおいて、電源と前記ＰＷＭ整流器との間に接続されたコモンモードチョークと、
それぞれ前記電源の各相に対応し、一端が前記コモンモードチョークと前記ＰＷＭ整流器との間の対応する相の配線に接続され、他端が接地された複数のコンデンサとを有することが望ましい。
（５）（１）から（４）の何れかにおいて、前記制御器は、単一の水晶発振子に接続された同一の演算処理装置により前記ＰＷＭ整流器と前記インバータのそれぞれの前記三角波キャリアを生成して前記ＰＷＭ整流器と前記インバータとを制御することが望ましい。
The configuration of the present invention can be as follows, for example.
(1) A power converter having a PWM rectifier, an inverter, and a controller that controls the PWM rectifier and the inverter by a two-phase modulation method,
The controller drives each of the triangular wave carriers used for the control calculation of the PWM rectifier and the inverter in synchronization with a phase difference of zero, and the switching with respect to the switching timing of the voltage mode of the two-phase modulation method of the PWM rectifier. When the switching timing of the voltage mode of the two-phase modulation method of the inverter is going to occur close to each other at an interval shorter than a predetermined period, by extending the period of the voltage mode of one two-phase modulation method, The switching mode of the voltage mode of the two-phase modulation method of the inverter relative to the switching timing of the voltage mode of the two-phase modulation method of the PWM rectifier is different from the voltage mode of the two-phase modulation method so that the switching timings are separated from each other by the predetermined period or more. Correct the switching timing.
(2) In (1), it is desirable that the extended range of the voltage mode period of the two-phase modulation system is a range in which the phase angle of the voltage command value is 30 degrees or less.
(3) In (1) or (2), the extension of the voltage mode period of the two-phase modulation method is the same as that of the two-phase modulation method with respect to the lower one of the output frequency of the PWM rectifier and the inverter. It is desirable to extend the duration of the voltage mode.
(4) In any of (1) to (3), a common mode choke connected between a power source and the PWM rectifier,
It is desirable to have a plurality of capacitors each corresponding to each phase of the power supply, having one end connected to the corresponding phase wiring between the common mode choke and the PWM rectifier and the other end grounded.
(5) In any one of (1) to (4), the controller generates the triangular wave carriers of the PWM rectifier and the inverter by the same arithmetic processing unit connected to a single crystal oscillator. It is desirable to control the PWM rectifier and the inverter.
尚、上記した構成はあくまで一例であり、本発明は、技術思想を逸脱しない範囲内で適宜変更が可能である。また、上記した構成以外の本発明の構成の例は、本願明細書全体の記載または図面から明らかにされる。 The above-described configuration is merely an example, and the present invention can be modified as appropriate without departing from the technical idea. Further, examples of the configuration of the present invention other than the above-described configuration will be clarified from the entire description of the present specification or the drawings.
本発明によると、コモンモード電流のピーク値を低減でき、周辺機器への悪影響を抑制できる。また、ノイズ対策用のコモンモードチョークを小型化軽量化できる。 According to the present invention, the peak value of the common mode current can be reduced, and adverse effects on peripheral devices can be suppressed. In addition, the noise reduction common mode choke can be reduced in size and weight.
本発明のその他の効果については、明細書全体の記載から明らかにされる。 Other effects of the present invention will become apparent from the description of the entire specification.
本発明の実施例を、図面を参照しながら説明する。尚、各図において、同一又は類似の構成要素には同じ符号を付し、説明を省略する。 Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or similar components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
図１は、本発明の実施例を示す構成図である。図１（ａ）は、本発明の実施例の電力変換装置の一例を示す構成図であり、図１（ｂ）は、本発明の二相変調方式の電圧モードの切り替えタイミングを示す図である。尚、図１（ｂ）では、横軸に時間ｔをとり、上側に二相変調方式におけるＰＷＭ整流器３の電圧モードを、下側に二相変調方式におけるインバータ４の電圧モードを、それぞれ示している。図１（ａ）に示すように、本発明の電力変換装置は、電源１に接続された昇圧用リアクトル２と、昇圧リアクトル２に接続されたＰＷＭ整流器３と、ＰＷＭ整流器３に平滑コンデンサを介して接続されたインバータ４と、ＰＷＭ整流器３およびインバータ４を駆動する制御信号を演算する制御器６とにより構成されている。
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. FIG. 1A is a configuration diagram illustrating an example of a power conversion device according to an embodiment of the present invention, and FIG. 1B is a diagram illustrating switching timings of voltage modes of the two-phase modulation method of the present invention. . In FIG. 1B, the horizontal axis indicates time t, the voltage mode of the
ＰＷＭ整流器３は、昇圧用リアクトル２を介して電源１から供給される商用周波数の交流電圧を直流電圧に変換する。インバータ４は、直流電圧を可変の周波数に変換して、インバータ４の出力側に接続されたモータ５を駆動する。制御器６では、ＰＷＭ整流器３の交流側に流れる電流および直流側の直流電圧が指令値に追従するように、ＰＷＭ整流器３を構成するスイッチ素子をＯＮ／ＯＦＦする信号を演算し、ＰＷＭ整流器３のスイッチ素子を制御する。さらに、制御器６では、インバータ４の出力側に流れる電流およびモータ５の回転速度が指令値に追従するように、インバータ４を構成するスイッチ素子をＯＮ／ＯＦＦする信号を演算し、インバータ４のスイッチ素子を制御する。
The
本発明では、ＰＷＭ整流器３およびインバータ４を、制御器６により、後述する二相変調方式で駆動する。さらに、制御器６において、ＰＷＭ整流器３およびインバータ４を駆動するためのＯＮ／ＯＦＦ信号を演算する際には、一般的な三角波キャリア信号との比較方式を採用するが、それぞれの三角波キャリア信号は位相差が零で同期するように駆動する。
In the present invention, the
図２は、二相変調方式の電圧モードを説明する図である。図２（ａ）は、二相変調方式の電圧モードの条件を示す表であり、図２（ｂ）は、第一の電圧指令値、第二の電圧指令値の波形と電圧モードとの対応を示す図である。インバータ４に着目した場合、指令値の演算過程としては、まず、制御器６に搭載したマイコン等の演算処理装置において、モータ５を駆動するための速度指令値とモータ５に取り付けた図示していない速度検出器により得られる速度検出値との差分が零になるように、速度制御系でモータ出力トルクのトルク指令値を算出する。次に、電流制御系により、トルク指令値に比例する電流値とインバータ４の出力に接続した図示していない電流検出器により得られる電流検出値のトルク電流成分との差分が零になるように、かつ、モータ５に与える界磁成分の指令値と前記電流検出器により得られる電流検出値の界磁電流成分との差分が零になるように、第一の電圧指令値を生成する。
FIG. 2 is a diagram for explaining a voltage mode of the two-phase modulation method. FIG. 2A is a table showing the voltage mode conditions of the two-phase modulation method, and FIG. 2B shows the correspondence between the first voltage command value, the waveform of the second voltage command value, and the voltage mode. FIG. When attention is paid to the
ここで、図２のようにインバータ４の各出力相に対応する前記第一の電圧指令値を｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝とすると、二相変調方式における三角波キャリア信号と比較するための第二の電圧指令値｛ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ｝は、
ｖｕ＝ｖｕ*＋Ｖｏ …（１）
ｖｖ＝ｖｖ*＋Ｖｏ …（２）
ｖｗ＝ｖｗ*＋Ｖｏ …（３）
ただし、Ｖｏは、
mid｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝≧０の場合、
Ｖｏ＝−min｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝ …（４）
mid｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝＜０の場合、
Ｖｏ＝直流電位(三角波キャリアのピーク値)−max｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝
…（５）
とする。上式で、max｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝，mid｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝，min｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝は、それぞれ、第一の電圧指令値｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝のうちの最大値、中間値、最小値を意味する。この場合、図２（ｂ）のように、各相の指令電圧（第二の電圧指令値｛ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ｝）はひずみ波形となるが、Ｖｏは零相電圧に相当するため線間電圧は正弦波となり、モータ５を支障なく駆動できる。
Here, when the first voltage command value corresponding to each output phase of the
vu = vu * + Vo (1)
vv = vv * + Vo (2)
vw = vw * + Vo (3)
However, Vo is
If mid {vu * , vv * , vw * } ≧ 0,
Vo = −min {vu * , vv * , vw * } (4)
If mid {vu * , vv * , vw * } <0,
Vo = DC potential (peak value of triangular wave carrier) −max {vu * , vv * , vw * }
... (5)
And In the above equation, max {vu * , vv * , vw * }, mid {vu * , vv * , vw * }, min {vu * , vv * , vw * } are respectively the first voltage command values { vu * , vv * , vw * } means the maximum value, intermediate value, and minimum value. In this case, as shown in FIG. 2B, the command voltage of each phase (second voltage command value {vu, vv, vw}) is a distorted waveform, but Vo corresponds to a zero-phase voltage, so The voltage becomes a sine wave, and the
二相変調方式では、図２に示すように各相電圧の電圧値の順序および中間値の順序に応じて１２個の電圧モードに分別できる。そして、二相変調方式では、それぞれの電圧モードにおいて、各相の指令電圧（第二の電圧指令値｛ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ｝）のうちの１つが、図２（ｂ）に示すように三角波キャリアの最大値あるいは三角波キャリアの最小値と等しい電圧のまま維持される。この領域では、対応するスイッチ素子が常にＯＮあるいはＯＦＦの状態となるため、スイッチング損失は発生しない。このため、全スイッチ素子が三角波キャリアの周期ごとにＯＮ／ＯＦＦする三相変調方式の場合と比較して損失を大幅に低減できる効果がある。 In the two-phase modulation method, as shown in FIG. 2, it can be classified into 12 voltage modes according to the order of the voltage values of the phase voltages and the order of the intermediate values. In the two-phase modulation method, in each voltage mode, one of the command voltages (second voltage command values {vu, vv, vw}) of each phase is a triangular wave as shown in FIG. A voltage equal to the maximum value of the carrier or the minimum value of the triangular wave carrier is maintained. In this region, the corresponding switch element is always in the ON or OFF state, so that no switching loss occurs. For this reason, there is an effect that the loss can be greatly reduced as compared with the case of the three-phase modulation method in which all the switch elements are turned ON / OFF every period of the triangular wave carrier.
しかし、図２（ｂ）に示すように、モード１とモード２の切り替わり、モード３とモード４の切り替わり、モード５とモード６の切り替わり、モード７とモード８の切り替わり、モード９とモード１０の切り替わり、モード１１とモード１２の切り替わりにおいて、零相成分の電圧が大きく変化することがわかる。この場合には、漏電ブレーカの誤動作や周辺機器への悪影響の要因となるコモンモード電流のピーク値が他のときに比べて大きくなる。
However, as shown in FIG. 2B,
図３は二相変調方式の電圧指令値を説明する図であり、図３（ａ）は第一の電圧指令値｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝の振幅が大きい場合の第二の電圧指令値｛ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ｝の例、図３（ｂ）は第一の電圧指令値｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝の振幅が小さい場合の第二の電圧指令値｛ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ｝の例である。図３より、図３（ｂ）のように、第一の電圧指令値｛ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*｝の振幅が小さい方が零相成分の電圧変化が大きくなることがわかる。この場合、コモンモード電流のピーク値が他のときに比べて大きくなる。 FIG. 3 is a diagram for explaining the voltage command value of the two-phase modulation method, and FIG. 3A shows the second voltage when the amplitude of the first voltage command value {vu * , vv * , vw * } is large. An example of the command value {vu, vv, vw}, FIG. 3B shows the second voltage command value {vu, vv when the amplitude of the first voltage command value {vu * , vv * , vw * } is small. , Vw}. As can be seen from FIG. 3, as the amplitude of the first voltage command value {vu * , vv * , vw * } is smaller, the voltage change of the zero-phase component is larger as shown in FIG. In this case, the peak value of the common mode current is larger than at other times.
ＰＷＭ整流器３では、出力電圧が電源１の電圧に近い値となるため、一般的に電圧指令値の振幅は大きくなる。一方、インバータ４では可変速度のモータ５に与える電圧を出力するため、負荷が同一の場合には回転速度の増加に伴って電圧指令値の振幅は大きくなる。つまり、モータ５が低速で回転する場合には、図３（ｂ）のようにインバータ４での零相電圧の電圧変化は大きくなる。
In the
次に、コモンモード電流が発生する原理について述べる。一般に電力線やモータ５の内部配線部分と接地部分（グランド）との間には浮遊容量が存在する。特にモータ５では、内部のステータ部分に高密度に内部配線を周回させるため、この巻線と接地されたモータフレームとの間に比較的大きな浮遊容量が存在する。コモンモード電流は、ＰＷＭ整流器３あるいはインバータ４における零相成分の電圧（コモンモード電圧）の変化により、配線（インダクタンスとして寄与する）および前記の浮遊容量を通じて接地部分に流れる。このコモンモード電流が電源側へ漏洩することにより漏電ブレーカの誤動作を引き起こしたり、同じ電源に接続された機器に対して悪影響を与えたりする恐れがある。
Next, the principle of generating a common mode current will be described. In general, stray capacitance exists between a power line or an internal wiring portion of the
図４は、本発明の実施例においてコモンモードチョークと対地コンデンサとを設置した場合の接続形態を示す図である。図４に示すように、ＰＷＭ整流器３の交流側に接続した昇圧用リアクトル２と電源１との間に、コモンモードチョーク７が接続されている。また、電源１の各相に対応して、対地コンデンサ８がそれぞれ接続されており、それぞれの対地コンデンサ８の一端は、コモンモードチョーク７とＰＷＭ整流器３との間であって、対応する相の配線に接続されており、対地コンデンサ８の他端は、接地点（グランド）に接続されている。この構成では、コモンモード電流は低インピーダンスの対地コンデンサ８を循環することになり、高インピーダンスのコモンモードチョーク７が接続された電源１側への流出量を低減できる。この形態は、電源１と昇圧用リアクトル２との間を比較的長い引込み電線を使用して配線した場合でも同様になる。この場合は、引込み電線のインダクタンス成分がコモンモードチョーク７に相当し、引込み電線とグランドとの間の浮遊容量が対地コンデンサ８に相当する。
FIG. 4 is a diagram showing a connection configuration when a common mode choke and a ground capacitor are installed in the embodiment of the present invention. As shown in FIG. 4, a common mode choke 7 is connected between the step-up
図５は、図４の構成の場合の零相の等価回路を示す図である。ここで、Ｌｍ，Ｃｍ，Ｒｍは、それぞれ、インバータ４の交流側における配線のインダクタンス成分，モータ５の巻き線−フレーム間の浮遊容量成分、および、零相成分に対する抵抗成分を示す。さらに、Ｌｆ，Ｃｇは、それぞれ、昇圧用リアクトル２の零相成分，接地コンデンサ８であり、Ｌｃ，Ｌｓ，Ｒｓは、それぞれ、コモンモードチョーク７，電源側の引込み線などによる零相インダクタンス成分、および、零相成分に対する抵抗成分を示す。また、図５におけるコモンモード電圧Ｖｃは、
コモンモード電圧Ｖｃ＝（インバータ４が発生する零相の電圧成分）
−（ＰＷＭ整流器３が発生する零相の電圧成分） …（６）
であり、ＰＷＭ整流器３とインバータ４が発生する零相の電圧成分の差分量に応じて回路にコモンモード電流Ｉｃが流れる。
FIG. 5 is a diagram showing a zero-phase equivalent circuit in the case of the configuration of FIG. Here, Lm, Cm, and Rm indicate the inductance component of the wiring on the AC side of the
Common mode voltage Vc = (zero phase voltage component generated by inverter 4)
-(Zero-phase voltage component generated by the PWM rectifier 3) (6)
The common mode current Ic flows through the circuit in accordance with the difference between the zero-phase voltage components generated by the
次に、従来例および本発明の実施例において、図５のモデルを使用した場合に電源側を流れるコモンモード電流の解析結果について述べる。 Next, in the conventional example and the embodiment of the present invention, the analysis result of the common mode current flowing on the power source side when the model of FIG. 5 is used will be described.
図１２は従来例を示す構成図である。図１２（ａ）は図１（ａ）に対応した図であり、図１２（ｂ）は図１（ｂ）に対応した図である。図１２（ａ）において、図１（ａ）と異なる点は、制御器６に代えて、ＰＷＭ整流器３を制御する制御器６３と、インバータ４を制御する制御器６４とを別々に設けている点である。また、図１２（ａ）では、ＰＷＭ整流器３の三角波キャリアとインバータ４の三角波キャリアとが非同期である。また、図１２（ｂ）において、図１（ｂ）と異なる点は、図１２（ｂ）の点線で囲ったように、ＰＷＭ整流器３とインバータ４とにおいて、二相変調方式の電圧モードが同時に切り替わるタイミングが存在している点である。尚、図１２（ｂ）では、横軸に時間ｔをとり、上側に二相変調方式におけるＰＷＭ整流器３の電圧モードを、下側に二相変調方式におけるインバータ４の電圧モードを、それぞれ示している。
FIG. 12 is a block diagram showing a conventional example. 12A is a diagram corresponding to FIG. 1A, and FIG. 12B is a diagram corresponding to FIG. 12A differs from FIG. 1A in that a
図１２に示したように、従来の一般的な電力変換器では、ＰＷＭ整流器３およびインバータ４の指令値生成に使用するそれぞれの三角波キャリアは同期していない。これは、一般的にはＰＷＭ整流器３とインバータ４とで別々のマイコンにより演算処理を実施するため、三角波キャリアの周波数は同じでも位相状態は確定しないことによる。また、たまたま初期状態で位相差が零になった場合でも、マイコン毎に設けた水晶発振子の僅かな誤差により、極めて低い周波数で位相状態が変化する。
As shown in FIG. 12, in the conventional general power converter, the triangular wave carriers used for generating command values of the
図６は、従来例において三角波キャリア（同じ周波数）の位相差を変化させた場合のコモンモード電流の解析結果であり、図６（ａ）はキャリア位相差が０度の場合、図６（ｂ）はキャリア位相差が１８０度の場合の解析結果である。尚、図６（ａ），（ｂ）では三角波キャリアの位相差以外の条件は同じにしている。図６において、横軸は時間（ｓ）を示し、縦軸はコモンモード電流の大きさ（Ａ）を示している。 FIG. 6 shows the analysis result of the common mode current when the phase difference of the triangular wave carrier (same frequency) is changed in the conventional example. FIG. 6A shows the case where the carrier phase difference is 0 degree. ) Is an analysis result when the carrier phase difference is 180 degrees. In FIGS. 6A and 6B, conditions other than the phase difference of the triangular wave carrier are the same. In FIG. 6, the horizontal axis indicates time (s), and the vertical axis indicates the magnitude (A) of the common mode current.
図６（ａ），（ｂ）より、キャリア位相差が１８０度の方が、キャリア位相差が０度の場合よりもコモンモード電流のピーク値（および実効値）は大きくなることがわかる。図１２の従来例の場合は、前述したように、水晶発振子の誤差により図６（ａ）の状態と図６（ｂ）の状態とを極めて低い周波数で繰り返すことになる。このため、振幅の大きい図６（ｂ）の状態でも磁気飽和を起こさないように大きなコモンモードチョーク７を接続する必要がある。 6A and 6B, it can be seen that the peak value (and effective value) of the common mode current is larger when the carrier phase difference is 180 degrees than when the carrier phase difference is 0 degrees. In the case of the conventional example of FIG. 12, as described above, the state of FIG. 6A and the state of FIG. 6B are repeated at an extremely low frequency due to the error of the crystal oscillator. For this reason, it is necessary to connect a large common mode choke 7 so as not to cause magnetic saturation even in the state of FIG.
次に、図１２の従来例において、ＰＷＭ整流器３とインバータ４とのキャリア位相差を０度に固定した場合を考える。昨今ではマイコン等の演算処理装置が高速高機能化しており、同一のマイコンでＰＷＭ整流器３とインバータ４とを駆動することにより前記の条件を実現できる。この場合のコモンモード電流は、図６（ａ）の波形になる。ここで、図６（ａ）に着目すると、コモンモード電流のピーク値は０.４５Ａになるものの、常に同一の大きなピーク値になる訳ではなく、ほとんどの場合は０.１Ａ程度の小さなコモンモード電流に抑えられており、時々、単発的に大きなピーク値が発生していることが判る。
Next, consider the case where the carrier phase difference between the
したがって、図６（ａ）に示したとおり、ＰＷＭ整流器３とインバータ４とのキャリア位相差を０度に固定することにより、コモンモード電流の大きさをある程度小さくすることができるが、キャリア位相差を０度に固定した場合であっても、時々、コモンモード電流に大きなピーク値が発生してしまい、これによって周辺機器への悪影響などの問題が発生してしまう可能性がある。このように、ＰＷＭ整流器３とインバータ４とのキャリア位相差を０度に固定しただけではコモンモード電流の抑制が不十分であることが判ったため、次に、その原因について調査した。
Therefore, as shown in FIG. 6A, the magnitude of the common mode current can be reduced to some extent by fixing the carrier phase difference between the
図７は、図６（ａ）のコモンモード電流のピーク値付近の拡大図とその場合のコモンモード電圧の波形である。図７において、上側がコモンモード電圧の波形を示し、下側がコモンモード電流の波形を示す。図７より、コモンモード電流のピーク値が大きくなる部分では、コモンモード電圧が大きく変動していることがわかる。 FIG. 7 is an enlarged view near the peak value of the common mode current in FIG. 6A and the waveform of the common mode voltage in that case. In FIG. 7, the upper side shows the waveform of the common mode voltage, and the lower side shows the waveform of the common mode current. FIG. 7 shows that the common mode voltage fluctuates greatly in the portion where the peak value of the common mode current increases.
このコモンモード電圧の変動について、図８の従来例におけるコモンモード電圧の概要図を用いて説明する。図８（ａ）は、ＰＷＭ整流器側の指令値，ＰＷＭパルス，零相成分の電圧の概要図であり、中間ポイントで二相変調方式の電圧モードが変化する例である。図８（ａ）のように、三角波比較方式では、各相の指令値（ｖｒ，ｖｓ，ｖｔ）が三角波キャリアよりも大きい部分で各相のスイッチ素子の駆動信号であるＰＷＭパルス（ｖｒ_ｐ，ｖｓ_ｐ，ｖｔ_ｐ）がＯＮとなり、小さい部分でＯＦＦとなる。図８（ａ）は二相変調方式で制御された信号であるため、前半部分では指令値ｖｒは三角波キャリアよりも常に大きくなり、ＰＷＭパルスｖｒ_ｐは常にＯＮとなる。さらに、後半部分では指令値ｖｔは三角波キャリアよりも常に小さくなり、ＰＷＭパルスｖｔ_ｐは常にＯＦＦとなる。図８（ａ）の場合、ＰＷＭ整流器側の零相成分の電圧Ｖｃ３は、各相の出力電圧（スイッチ素子の駆動信号であるＰＷＭパルス（ｖｒ_ｐ，ｖｓ_ｐ，ｖｔ_ｐ）に応じて出力される電圧）をそれぞれｖｒ_ｏｕｔ，ｖｓ_ｏｕｔ，ｖｔ_ｏｕｔとすると、
ＰＷＭ整流器側の零相成分の電圧Ｖｃ３
＝（ｖｒ_ｏｕｔ＋ｖｓ_ｏｕｔ＋ｖｔ_ｏｕｔ）／３
∝（ｖｒ_ｐ＋ｖｓ_ｐ＋ｖｔ_ｐ）／３ …（７）
となる。尚、∝は比例することを示している。すなわち、ＰＷＭ整流器側の零相成分の電圧Ｖｃ３は、ＰＷＭパルス（ｖｒ_ｐ，ｖｓ_ｐ，ｖｔ_ｐ）の平均値に比例する。
The fluctuation of the common mode voltage will be described with reference to the schematic diagram of the common mode voltage in the conventional example of FIG. FIG. 8A is a schematic diagram of the command value, PWM pulse, and zero-phase component voltage on the PWM rectifier side, and is an example in which the voltage mode of the two-phase modulation system changes at an intermediate point. As shown in FIG. 8 (a), in the triangular wave comparison method, PWM pulses (vr_p, vs_p), which are drive signals for the switching elements of the respective phases, where the command values (vr, vs, vt) of the respective phases are larger than the triangular wave carriers. , Vt_p) is turned on and turned off in a small portion. Since FIG. 8A shows a signal controlled by the two-phase modulation method, the command value vr is always larger than the triangular wave carrier in the first half, and the PWM pulse vr_p is always ON. Further, in the second half, the command value vt is always smaller than the triangular wave carrier, and the PWM pulse vt_p is always OFF. In the case of FIG. 8A, the zero-phase component voltage Vc3 on the PWM rectifier side is the output voltage of each phase (voltage output according to the PWM pulse (vr_p, vs_p, vt_p) that is the drive signal of the switch element). Are vr_out, vs_out, and vt_out, respectively.
Zero-phase component voltage Vc3 on the PWM rectifier side
= (Vr_out + vs_out + vt_out) / 3
∝ (vr_p + vs_p + vt_p) / 3 (7)
It becomes. Note that ∝ is proportional. That is, the zero-phase component voltage Vc3 on the PWM rectifier side is proportional to the average value of the PWM pulses (vr_p, vs_p, vt_p).
図８（ｂ）は、インバータ側の指令値，ＰＷＭパルス，零相成分の電圧の概要図であり、指令電圧の振幅が小さい場合（図３（ｂ）に相当する場合）の例である。各相の指令値（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）が三角波キャリアよりも大きい部分で各相のスイッチ素子の駆動信号であるＰＷＭパルス（ｖｕ_ｐ，ｖｖ_ｐ，ｖｗ_ｐ）がＯＮとなり、小さい部分でＯＦＦとなる。この場合も中間ポイントで二相変調方式の電圧モードが変化する例であり、前半部分では指令値ｖｗが三角波キャリアよりも常に小さくなり、ＰＷＭパルスｖｗ_ｐは常にＯＦＦである。そして、後半部分では指令値ｖｖが三角波キャリアよりも常に大きくなり、ＰＷＭパルスｖｖ_ｐは常にＯＦＦである。また、インバータ側の零相成分の電圧Ｖｃ４は、各相の出力電圧（スイッチ素子の駆動信号であるＰＷＭパルス（ｖｕ_ｐ，ｖｖ_ｐ，ｖｗ_ｐ）に応じて出力される電圧）をｖｕ_出，ｖｖ_出，ｖｗ_出とすると、
インバータ側の零相成分の電圧Ｖｃ４
＝（ｖｕ_ｏｕｔ＋ｖｖ_ｏｕｔ＋ｖｗ_ｏｕｔ）／３
∝（ｖｕ_ｐ＋ｖｖ_ｐ＋ｖｗ_ｐ）／３ …（８）
となる。すなわち、インバータ側の零相成分の電圧Ｖｃ４は、ＰＷＭパルス（ｖｕ_ｐ，ｖｖ_ｐ，ｖｗ_ｐ）の平均値に比例する。
FIG. 8B is a schematic diagram of the command value, PWM pulse, and zero-phase component voltage on the inverter side, and is an example when the amplitude of the command voltage is small (corresponding to FIG. 3B). The PWM pulse (vu_p, vv_p, vw_p), which is the drive signal for the switching element of each phase, is turned ON when the command value (vu, vv, vw) of each phase is larger than the triangular wave carrier, and turned OFF when the value is smaller. This is also an example in which the voltage mode of the two-phase modulation system changes at an intermediate point. In the first half, the command value vw is always smaller than the triangular wave carrier, and the PWM pulse vw_p is always OFF. In the second half, the command value vv is always larger than the triangular wave carrier, and the PWM pulse vv_p is always OFF. Also, the zero-phase component voltage Vc4 on the inverter side is obtained by outputting the output voltage of each phase (voltage output in response to PWM pulses (vu_p, vv_p, vw_p) which are drive signals of the switch elements), vu_out, vv_ Out, vw_ out,
Zero-phase component voltage Vc4 on the inverter side
= (Vu_out + vv_out + vw_out) / 3
∝ (vu_p + vv_p + vw_p) / 3 (8)
It becomes. That is, the zero-phase component voltage Vc4 on the inverter side is proportional to the average value of the PWM pulses (vu_p, vv_p, vw_p).
図８（ｃ）は、（６）式より得られる回路全体のコモンモード電圧の模式図である。（６）式より、回路全体のコモンモード電圧Ｖｃ＝Ｖｃ３＋Ｖｃ４であるため、図８（ｃ）の点線部分では、コモンモード電圧が大きく変動していることがわかる。 FIG. 8C is a schematic diagram of the common mode voltage of the entire circuit obtained from the equation (6). From the equation (6), it can be seen that the common mode voltage of the entire circuit is Vc = Vc3 + Vc4, so that the common mode voltage varies greatly in the dotted line portion of FIG. 8C.
以上の解析の結果、図６（ａ），図７において発生していたコモンモード電流の大きなピーク値は、ＰＷＭ整流器側とインバータ側とで同時に二相変調方式の電圧モードの変化が発生している場合に、それぞれの零相電圧の変化が重畳することにより発生することがわかった。従来は、ＰＷＭ整流器３とインバータ４とにおける二相変調方式の処理（（１）式〜（５）式の処理）は、それぞれ独立して演算されるため、不定期に図１２（ｂ）に示すようにＰＷＭ整流器３とインバータ４とにおいて、二相変調方式の電圧モードが同時に切り替わるタイミングが存在し、このときに図７に示すようなコモンモード電圧およびコモンモード電流の大きな変動が発生していることがわかった。
As a result of the above analysis, the large peak value of the common mode current generated in FIGS. 6A and 7 is caused by the simultaneous change in the voltage mode of the two-phase modulation method on the PWM rectifier side and the inverter side. It was found that the change of each zero-phase voltage occurs due to superposition. Conventionally, the processing of the two-phase modulation method in the
そこで、本発明では、図１２（ｂ）のようにＰＷＭ整流器３とインバータ４とで二相変調方式の電圧モードの切り替わりが短時間内に発生する場合は、図１（ｂ）に示すように一方のモード期間を長くする制御を実施する。具体的には、ＰＷＭ整流器３の二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングに対するインバータ４の二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングが、所定の期間より短い間隔で互いに近接して発生しようとしている場合には、一方の二相変調方式の電圧モードの期間を延長することにより、ＰＷＭ整流器３の二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングに対するインバータ４の二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングが、互いに前記所定の期間以上離れて発生するように二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングを補正する。例えば、図１（ｂ）の点線部分では、インバータ４側の二相変調方式の電圧モードのうち、モード１の期間を延長し、モード２の期間を短縮する制御を実施することで、ＰＷＭ整流器３側の二相変調方式の電圧モードがモード５からモード６に切り替わるタイミングからずらして、両者の電圧モードの同時切り替わりを避けている。尚、図１（ｂ）では、インバータ４側の二相変調方式の電圧モードの期間を延長した例を示したが、ＰＷＭ整流器３側の二相変調方式の電圧モードの期間を延長してもよい。
Therefore, in the present invention, when the switching of the voltage mode of the two-phase modulation method occurs between the
図９は、本発明の実施例の制御処理の流れ図である。まず、ブロック９により電流制御系の演算を行い、第一の電圧指令値（ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*）を演算する。次に、条件分岐１０により、モードマスクフラグが１であるか否かを判断する。ここで、モードマスクフラグは、ＰＷＭ整流器３の二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングに対するインバータ４の二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングが、所定の期間より短い間隔で互いに近接して発生しようとしている場合（同時も含む）に１となるフラグである。条件分岐１０により、モードマスクフラグが１である場合は、ブロック１１においてＰＷＭ整流器３の二相変調方式の電圧モードの前回値をメモリから呼び出し、ブロック１２においてＰＷＭ整流器３の二相変調方式の制御演算（（１）式〜（５）式の処理をｖｒ，ｖｓ，ｖｐに置き換えたもの）を実施する。次に、ブロック１３においてインバータ４の二相変調方式の電圧モードの前回値をメモリから呼び出し、ブロック１４においてインバータ４の二相変調方式の制御演算（（１）式〜（５）式の処理）を実施する。尚、モードマスクフラグの期間を決める前記所定の期間は、例えば、ＰＷＭ整流器３およびインバータ４の制御演算を実施するタスクの周期の倍数に設定されている。例えば、後述するブロック２０，２８のように、このタスクの回数をＮ回としてマスクタイマカウンタと呼ぶ変数を設けて格納し、０になるまでブロック１５のようにタスク周期ごとに減算すれば、二相変調方式の電圧モードを前記所定の期間維持できる。ブロック１５では、マスクタイマカウンタのデクリメントを実施し、条件分岐１６よりマスクタイマカウンタが０でない場合は処理を終了させ、マスクタイマカウンタが０の場合は、ブロック１７においてモードマスクフラグを０にセットして処理を終了する。
FIG. 9 is a flowchart of control processing according to the embodiment of the present invention. First, the current control system is calculated by the block 9, and the first voltage command values (vu * , vv * , vw * ) are calculated. Next, whether or not the mode mask flag is 1 is determined by the
次に、条件分岐１０においてモードマスクフラグが１でない場合は、ブロック１８においてＰＷＭ整流器３の電圧指令値（ｖｒ，ｖｓ，ｖｔ）から図２と同様な条件（但しｖｒ，ｖｓ，ｖｔに置き換えたもの）に従い二相変調方式の電圧モードを選択する。さらに条件分岐１９において、ＰＷＭ整流器３の二相変調方式の電圧モードが前回演算した時の電圧モードと同じであるか否かを判断する。二相変調方式の電圧モードが前回の演算値と異なる場合は、ＰＷＭ整流器３の電圧モードが変化したことを意味しており、ブロック２０によりモードマスクフラグを１にセットし、マスクタイマカウンタの変数にＮをセットする。次に、ブロック２１においてＰＷＭ整流器３の二相変調方式の電圧モードをメモリに格納し、ブロック１２以降の処理を実施する。条件分岐１９においてＰＷＭ整流器３の二相変調方式の電圧モードが前回の演算値と同じ場合は、ＰＷＭ整流器３の二相変調方式の電圧モードが変化していないことを意味しているため、ブロック２２においてＰＷＭ整流器３の二相変調方式の電圧モードをメモリに格納し、ブロック２３によりＰＷＭ整流器３の二相変調方式の制御演算（（１）式〜（５）式の処理をｖｒ，ｖｓ，ｖｐに置き換えたもの）を実施する。
Next, when the mode mask flag is not 1 in the
次に、ブロック２４においてインバータ４の電圧指令値（ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*）から図２の条件に従い二相変調方式の電圧モードを選択し、条件分岐２５において、インバータ４の二相変調方式の電圧モードが前回演算した時の電圧モードと同じであるかどうかを判断する。二相変調方式の電圧モードが前回の演算値と同じ場合は、インバータ４の電圧モードが変化していないため、ブロック２６においてインバータ４の二相変調方式の電圧モードをメモリに格納し、ブロック２７によりインバータ４の二相変調方式の制御演算（（１）式〜（５）式の処理）を実施して処理を終了する。条件分岐２５において二相変調方式の電圧モードが前回の演算値と異なる場合は、インバータ４の電圧モードが変化したことを意味しており、ブロック２８により、モードマスクフラグを１にセットし、マスクタイマカウンタの変数にＮをセットする。次に、ブロック２９においてインバータ４の二相変調電圧モードをメモリに格納し、ブロック３０においてインバータ４の二相変調方式の制御演算（（１）式〜（５）式の処理）を実施する。次に、ブロック３１においてマスクタイマカウンタのデクリメントを実施し、処理を終了する。
Next, in
図９に示した二相変調方式の電圧モード期間を延長する制御処理は、通常のスイッチのオンオフを遅延させる訳ではないので線間電圧は変化せず電圧ひずみは発生しない。但し、延長できる期間（例えば、タスク周期×Ｎ）には上限があり、次の電圧モードの期間以内でなければならない。つまり、図２において、電圧モードのモード１の期間を長くできる範囲は電圧モードのモード２の期間分であり、電圧モード１から電圧モード３に移行する条件になると最大値として固定するｖｕよりもｖｖが大きくなるため電圧ひずみが発生する恐れがある。図２より、１２個の電圧モードは位相角３６０度で循環するため、一つの電圧モードあたりの位相角が３０度であることを考慮すると、前記の上限値は位相角で３０度以下になることが条件となる。
Since the control process for extending the voltage mode period of the two-phase modulation method shown in FIG. 9 does not delay the normal switch on / off, the line voltage does not change and voltage distortion does not occur. However, the period that can be extended (for example, task cycle × N) has an upper limit and must be within the period of the next voltage mode. That is, in FIG. 2, the range in which the period of the
また、電圧モード当たりの絶対的な時間に着目した場合、周波数が低い（周期が長い）方が電圧モードの時間は長くなる。ＰＷＭ整流器３の出力電圧の周波数は電源の周波数に固定されるが、インバータ４の周波数はモータの回転数に比例するため可変になる。そこで、ＰＷＭ整流器３とインバータ４との二相変調方式の電圧モードが同時に切り替わる場合は、周波数が低い方のモード期間を延長することにより、時間ベースでの上限値を大きくできる（すなわちＮを大きくできる）効果がある。また、時間ベースで同じ期間の場合（すなわちＮを固定した場合）には、位相角に対する誤差を小さくすることができ、スイッチ素子の休止時間のバランスが良くなる効果がある。
When attention is paid to the absolute time per voltage mode, the voltage mode time becomes longer when the frequency is lower (the cycle is longer). The frequency of the output voltage of the
図１０は、本発明の実施例におけるコモンモード電圧の概要図である。図１０（ａ）は、図８（ａ）と同じパルスであるが、図１０（ｂ）は、図９の処理に従い電圧モードを延長して電圧モードの切り替わりを遅らせている。この処理により、図１０（ｃ）に示す回路全体のコモンモード電圧Ｖｃの極短時間内の変動は図８（ｃ）の場合よりも小さくでき、この結果、コモンモード電流のピーク値を低減できる効果がある。 FIG. 10 is a schematic diagram of the common mode voltage in the embodiment of the present invention. FIG. 10A shows the same pulse as FIG. 8A, but FIG. 10B extends the voltage mode in accordance with the processing of FIG. 9 to delay the switching of the voltage mode. By this processing, the variation in the common mode voltage Vc of the entire circuit shown in FIG. 10C within a very short time can be made smaller than in the case of FIG. effective.
図１１は、本発明の実施例におけるコモンモード電流の解析結果である。図１１では、図６（ａ）と同じ条件において、図９の処理を実施し、短期間内にＰＷＭ整流器３とインバータ４とで二相変調方式の電圧モードの切り替わりが発生しないように一方のモード期間を延長した場合の結果である。この結果、コモンモード電流のピーク値は０.３９Ａとなり、図６（ａ）の従来の構成の場合に対してピーク値を１０％以上低減できていることがわかる。尚、このコモンモード電流のピーク値は、二相変調方式の電圧モードの延長期間やＰＷＭ整流器３およびインバータ４の振幅の条件によっても変わり、さらに小さくすることも可能である。これにより、漏電ブレーカの誤動作防止や周辺機器への悪影響低減などの効果がある。あるいは、ノイズ対策用のコモンモードチョーク７等の小型軽量化を図ることができる効果がある。
FIG. 11 shows the analysis result of the common mode current in the example of the present invention. In FIG. 11, the processing of FIG. 9 is performed under the same conditions as in FIG. 6A, and one of the
尚、制御器６は、単一の水晶発振子に接続された同一の演算処理装置（例えばマイコン等）によりＰＷＭ整流器３とインバータ４のそれぞれの三角波キャリアを生成してＰＷＭ整流器３とインバータ４とを制御することが望ましい。これにより、２つの水晶発振子のばらつきによって生じる２つの三角波キャリアの位相の同期のずれを抑制することができる。
The controller 6 generates triangular wave carriers of the
本発明の電力変換装置は、例えばエレベータの駆動装置などに適用が可能である。 The power conversion device of the present invention can be applied to, for example, an elevator drive device.
以上、本発明を実施例を用いて説明してきたが、これまでの各実施例で説明した構成はあくまで一例であり、本発明は、技術思想を逸脱しない範囲内で適宜変更が可能である。 The present invention has been described using the embodiments. However, the configurations described in the embodiments so far are only examples, and the present invention can be appropriately changed without departing from the technical idea.
１ 電源
２ 昇圧用リアクトル
３ ＰＷＭ整流器
４ インバータ
５ モータ
６ 制御器
７ コモンモードチョーク
８ 対地コンデンサ
1
Claims (5)
前記制御器は、前記ＰＷＭ整流器と前記インバータとの制御演算に使用するそれぞれの三角波キャリアを位相差零で同期させて駆動するとともに、前記ＰＷＭ整流器の二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングに対する前記インバータの二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングが、所定の期間より短い間隔で互いに近接して発生しようとしている場合には、一方の二相変調方式の電圧モードの期間を延長することにより、前記ＰＷＭ整流器の二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングに対する前記インバータの二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングが、互いに前記所定の期間以上離れて発生するように二相変調方式の電圧モードの切り替わりタイミングを補正することを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device having a PWM rectifier, an inverter, and a controller for controlling the PWM rectifier and the inverter by a two-phase modulation method,
The controller drives each of the triangular wave carriers used for the control calculation of the PWM rectifier and the inverter in synchronization with a phase difference of zero, and the switching with respect to the switching timing of the voltage mode of the two-phase modulation method of the PWM rectifier. When the switching timing of the voltage mode of the two-phase modulation method of the inverter is going to occur close to each other at an interval shorter than a predetermined period, by extending the period of the voltage mode of one two-phase modulation method, The switching mode of the voltage mode of the two-phase modulation method of the inverter relative to the switching timing of the voltage mode of the two-phase modulation method of the PWM rectifier is different from the voltage mode of the two-phase modulation method so that the switching timings are separated from each other by the predetermined period or more. A power converter characterized by correcting switching timing.
それぞれ前記電源の各相に対応し、一端が前記コモンモードチョークと前記ＰＷＭ整流器との間の対応する相の配線に接続され、他端が接地された複数のコンデンサとを有することを特徴とする請求項１から３の何れかに記載の電力変換装置。 A common mode choke connected between a power source and the PWM rectifier;
A plurality of capacitors, each corresponding to each phase of the power supply, having one end connected to a wiring of a corresponding phase between the common mode choke and the PWM rectifier and the other end grounded. The power converter device in any one of Claim 1 to 3.
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