JP5024827B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

この発明は、空気調和機等に用いられるモータ駆動用のインバータ装置に関する。

空気調和機等に用いられるモータ駆動用のインバータ装置は、商用交流電源の交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧をスイッチングにより交流電圧に変換して出力する。このようなインバータ装置では、家庭内の宅内配線の電流容量、例えば１５Ａ、を超えて運転することがないよう、交流入力電流を検知し、その検知電流が大きくなると出力周波数を低下させて、過大電流を流すことなく運転を継続できるように制御している。

交流入力電流の検知手段として、電流センサ（カレントトランス）がある。また、この電流センサをなくして交流入力電流を推定するものとして、インバータ装置における直流電圧Ｖｄｃおよび直流電流Ｉｄｃを検出し、その検出結果から入力電流を推定するものがある（例えば特許文献１）。
特開平２００４−１１６９２０号公報

上記の特許文献１においては、検出した直流電圧から、交流入力電圧を推定する処理が存在する。この推定はインバータ装置を停止した状態で行うものであり、インバータ装置の運転中に電源電圧変動が生じた場合は交流入力電流の推定が不正確になるという問題がある。

この発明は上記の事情を考慮したもので、その目的は、電源電圧変動が生じた場合でも、入力電流を的確に推定できるインバータ装置を提供することである。

請求項１に係る発明のインバータ装置は、交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するモータ駆動用のものであって、上記モータに流れる電流を検知する手段と、上記直流電圧を検知する手段と、上記検知電流から上記モータの消費電力を算出する手段と、その算出消費電力および上記検知電圧から当該インバータ装置への入力電圧を推定する手段と、上記算出消費電力および上記推定入力電圧から当該インバータ装置への入力電流を推定する手段と、上記交流電圧の周波数を判別する手段と、を備えている。上記モータの消費電力を算出する手段は、上記消費電力の算出において上記判別された交流電圧の周波数に応じて補正する手段を含む。上記インバータ装置への入力電圧を推定する手段は、当該インバータ装置への入力電圧の推定において上記判別された交流電圧の周波数に応じて補正する手段を含む。

この発明のインバータ装置によれば、電源電圧変動が生じた場合でも、入力電流を的確に推定することができて、汎用性にすぐれたものとなる。

［１］以下、この発明の第１の実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、商用交流電源１の交流電圧が倍電圧整流回路２により直流電圧に変換され、その直流電圧がスイッチング回路３のスイッチングにより所定周波数の交流電圧に変換される。このスイッチング回路３の出力が、駆動電力として、ブラシレスＤＣモータ４に供給される。

スイッチング回路３は、還流用のダイオードが逆並列接続された２つのスイッチング素子を直列に接続し、その直列回路を三相分設けたもので、各相における正側スイッチング素子と負側スイッチング素子との接続点がブラシレスＤＣモータ４の各相巻線にそれぞれ接続される。このスイッチング回路３における各直列回路の負側ラインに、電流検知手段として、抵抗５，６，７がそれぞれ挿入接続されている。すなわち、抵抗５，６，７には、ブラシレスＤＣモータ４の各相巻線に流れる電流に対応するレベルの電圧が生じる。これら電圧が、検知電流として、モータ制御部１０に供給される。

また、倍電圧整流回路２の出力端に、２つの抵抗の直列回路からなる電圧検知回路８が接続されている。この電圧検知回路８には、倍電圧整流回路２から出力される直流電圧に対応するレベルの電圧Ｖｄｃが生じる。この電圧Ｖｄｃが、検知電圧として、モータ制御部１０に供給される。

モータ制御部１０は、外部から入力される指令速度ωrefに応じたベクトル制御によりスイッチング回路３を駆動するもので、次のように構成されている。

まず、抵抗５，６，７の検知電流および後述のロータ推定位置θestが電流検出部１１に供給される。電流検出部１１は、抵抗５，６，７の検知電流とロータ推定位置θestとに基づき、ブラシレスＤＣモータ４におけるロータ軸上のｑ軸座標およびｄ軸座標にそれぞれ換算されたトルク成分電流Ｉｑおよび励磁成分電流Ｉｄを算出する。算出されたトルク成分電流Ｉｑおよび励磁成分電流Ｉｄは、ロータ速度推定演算部１２に供給される。

ロータ速度推定演算部１２は、電圧検知回路８の検知電圧Ｖｄｃ、トルク成分電流Ｉｑ、励磁成分電流Ｉｄ、後述のトルク成分電圧Ｖｄおよび励磁成分電圧Ｖｑに基づいて、ブラシレスＤＣモータ４におけるロータ速度推定値ωestを算出する。算出されたロータ速度推定値ωestは、積分部１３、励磁補正制御部１４、および減算器１５に供給される。積分部１３は、ロータ速度推定値ωestの積分により、ブラシレスＤＣモータ４におけるロータ推定位置θestを得る。このロータ推定位置θestが、上記電流検出部１１および波形合成部２３に供給される。励磁補正制御部１４は、ロータ速度推定値ωestを励磁補正用のデータに変換する。減算器１５は、指令速度ωrefからロータ速度推定値ωestを減算する。この減算結果がＰＩ制御部１６に供給される。

ＰＩ制御部１６は、指令速度ωrefとロータ速度推定値ωestとの差分を比例・積分演算して、上記トルク成分電流Ｉｑに対する目標値Ｉqrefを得る。この目標値Ｉqrefが演算部１７および減算器１８に供給される。演算部１７は、目標値Ｉqrefを上記励磁成分電流Ｉdに対する目標値Ｉdrefに変換する。この目標値Ｉdrefが加算器１９に供給される。

減算器１８は、目標値Ｉqrefからトルク成分電流Ｉｑを減算する。この減算結果がＰＩ制御部２１に供給される。加算器１９は、目標値Ｉdrefに上記励磁補正制御部１４の出力を加算する。この加算結果が減算器２０に供給される。減算器２０は、加算器１９の出力から上記励磁成分電流Ｉdを減算する。この減算結果がＰＩ制御部２２に供給される。

ＰＩ制御部２１は、目標値Ｉqrefとトルク成分電流Ｉｑとの差分を比例・積分演算して、ブラシレスＤＣモータ４におけるロータ軸上のｑ軸座標に換算されたトルク成分電圧Ｖｑを得る。このトルク成分電圧Ｖｑが波形合成部２３に供給される。ＰＩ制御部２２は、補正後の目標値Ｉdreと励磁成分電流Ｉｄとの差分を比例・積分演算して、ブラシレスＤＣモータ４におけるロータ軸上のｄ軸座標に換算された励磁成分電圧Ｖｄを得る。この励磁成分電圧Ｖｄが波形合成部２３に供給される。

波形合成部２３は、入力されるロータ推定位置θest、トルク成分電圧Ｖｑ、励磁成分電圧Ｖｄに基づいて、ブラシレスＤＣモータ４の各相巻線に対する駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、その駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを得るのに必要な駆動波形信号（ＰＷＭ信号）を生成する。この駆動波形信号により、上記スイッチング回路３の各スイッチング素子がオン，オフ駆動される。

そして、電流検出部１１で求められたトルク成分電流Ｉｑおよび励磁成分電流Ｉｄ、ＰＩ制御部２１，２２で得られたトルク成分電圧Ｖｑおよび励磁成分電圧Ｖｄが、消費電力算出部３１に供給される。消費電力算出部３１は、これらの入力を用いた下式の演算により、ブラシレスＤＣモータ４の消費電力Ｐｍを算出する。
Ｐｍ＝Ｉｑ・Ｖｑ＋Ｉｄ・Ｖｄ
この消費電力Ｐｍが入力電力算出部３２および入力電圧推定部３３に供給される。入力電力算出部３２は、消費電力Ｐｍを当該インバータ装置の予め設定された効率ηおよび力率ＰＦで補正する下式の演算により、当該インバータ装置への入力電力Ｐｉｎを算出する。
Ｐｉｎ＝Ｐｍ／η／ＰＦ
算出された入力電力Ｐｉｎは入力電流推定部３４に供給される。なお、消費電力Ｐｍとインバータ効率ηとの関係を図２に示している。

上記入力電圧推定部３３は、電圧検知回路８の検知電圧Ｖｄｃを上記消費電力Ｐｍで補正して、当該インバータ装置への入力電圧Ｖ´を推定する。すなわち、下式のように、消費電力Ｐｍの関数として求まる補正量が検知電圧Ｖｄｃに加算されることにより、入力電圧Ｖ´が求められる。
Ｖ´＝Ｖｄｃ＋補正量
推定された入力電圧Ｖ´は入力電流推定部３４に供給される。なお、消費電力Ｐｍと補正量［Ｖ］との関係を図３に示している。

入力電流推定部３４は、下式のように、入力電力Ｐｉｎを入力電圧Ｖ´で除算して、当該インバータ装置への入力電流Ｉ´を推定する。
Ｉ´＝Ｐｉｎ／Ｖ´
以上のように、ブラシレスＤＣモータ４に流れる電流を検知し、かつ倍電圧整流回路２の出力電圧（直流電圧）を検知し、その検知電流からブラシレスＤＣモータ４の消費電力を算出し、その算出消費電力および上記検知電圧から当該インバータ装置への入力電圧を推定し、この推定入力電圧および上記算出消費電力から当該インバータ装置への入力電流を推定することにより、電源電圧変動が生じた場合でも、入力電流の的確な推定が可能である。

とくに、モータ制御部１０のベクトル制御における既存のトルク成分電流Ｉｑ、トルク成分電圧Ｖｑ、励磁成分電流Ｉｄ、励磁成分電圧Ｖｄを推定に用いるので、構成の複雑化を招くことなく推定が可能である。

［２］第２の実施形態について説明する。
第１の実施形態では電流検知手段として抵抗５，６，７を用いたが、第２の実施形態として、図４に示すように、スイッチング回路３とブラシレスＤＣモータ４との間の三相ラインに電流センサ４１，４２を設け、この電流センサ４１，４２によってブラシレスＤＣモータ４に流れる電流を検知する構成としてもよい。

また、この図４の例では、商用交流電源１と倍電圧整流回路２との間の電源ラインに入力電流検知用の電流センサ４０が設けられ、その電流センサ４０の検知電流が電流異常制御部５０および比較部５１に供給される。さらに、モータ制御部１０内の入力電流推定部３４で得られる推定入力電流Ｉ´が電流異常制御部５０および比較部５１に供給される。比較部５１は、電流センサ４０の検知電流と推定入力電流Ｉ´との比較により電流センサ４０の異常の有無を判定するもので、検知電流が推定入力電流Ｉ´に対して所定値以上離れている場合に異常ありを判定する。この比較部５１の判定結果が、電流異常制御部５０に供給されるとともに、異常表示部５２で表示される。

電流異常制御部５０は、判定結果が異常なしのとき、電流センサ４０の検知電流を監視し、その検知電流が所定値以上に上昇した場合に、当該インバータ装置の出力周波数（スイッチング回路３の出力周波数）を低下させるべくモータ制御部１０に指令を与える。これにより、当該インバータ装置への入力電流の増大が解消され、当該インバータ装置の運転を継続することができる。ただし、電流異常制御部５０は、判定結果が異常ありのとき、電流センサ４０の検知電流に代わって推定入力電流Ｉ´を監視し、その推定入力電流Ｉ´が所定値以上に上昇した場合に、当該インバータ装置の出力周波数（スイッチング回路３の出力周波数）を低下させるべくモータ制御部１０に指令を与えるいわゆるバックアップ制御を行う。
他の構成および作用は第１の実施形態と同じである。よって、その説明は省略する。

［３］第３の実施形態について説明する。
第３の実施形態では、電流検知手段として、抵抗５，６，７や電流センサ４１，４２に代わり、図５に示すように、倍電圧整流回路２とスイッチング回路３との間の負側ラインに抵抗９が挿入接続される。この抵抗９を介して得られる直流電圧が、ブラシレスＤＣモータ４に流れる電流として検知される。
他の構成および作用は第１の実施形態と同じである。よって、その説明は省略する。

［４］第４の実施形態について説明する。
図６に示すように、商用交流電源１に整流回路２ａ、平滑コンデンサ２ｂ、およびスイッチング回路３からなる３つのインバータが接続され、これらインバータの出力端にそれぞれブラシレスＤＣモータを用いた圧縮機モータ４ａ，４ｂおよびファンモータ４ｃが接続される。

また、各平滑コンデンサ２ｂに、２つの抵抗の直列回路からなる電圧検知回路８がそれぞれ接続されている。これら電圧検知回路８には、各平滑コンデンサ２ｂに生じる直流電圧に対応するレベルの電圧Ｖｄｃが生じる。これら電圧Ｖｄｃが検知電圧として３つのモータ制御部１０にそれぞれ供給される。

さらに、各平滑コンデンサ２ｂと各スイッチング回路３との間の負側ラインに、それぞれ抵抗９が挿入接続される。これら抵抗９に生じる直流電圧が、圧縮機モータ４ａ，４ｂおよびファンモータ４ｃに流れる電流として検知される。これら検知電流が上記各モータ制御部１０にそれぞれ供給される。

各モータ制御部１０は、上記各実施形態のものと同じ構成を有し、外部から入力される指令速度ωrefに応じたベクトル制御によりスイッチング回路３をそれぞれ駆動するもので、各インバータへの入力電流Ｉ１´，Ｉ２´，Ｉ３´をそれぞれ推定する。これら推定結果が主制御部であるメインＭＣＵ６０に供給される。

メインＭＣＵ６０は、図７のフローチャートに示すように、推定された入力電流Ｉ１´，Ｉ２´，Ｉ３´の加算により３つのインバータに対する総合入力電流Ｉ´を推定し（ステップ１０１）、推定した総合入力電流Ｉ´が設定値Ｉｓを超えた場合に（ステップ１０２のＹＥＳ）、少なくとも１つのブラシレスＤＣモータたとえば圧縮機モータ４ａに対する指令速度ωrefを所定値Δωだけ低減させる（ステップ１０３）。

圧縮機モータ４ａに対する指令速度ωrefが低減されると、圧縮機モータ４ａ駆動用のインバータの出力周波数（スイッチング回路３の出力周波数）が低下し、商用交流電源１から各インバータへの総合入力電流が低下する。これにより、ブレーカの不要な作動や電気部品の破壊を招くことなく、各インバータおよびモータ４ａ，４ｂ，４ｃの運転を継続することができる。

［５］第５の実施形態について説明する。
第５の実施形態では、図８に示すように、商用交流電源１にダイオードブリッジの整流回路２ａ、平滑コンデンサ２ｂ、およびスイッチング回路３からなる１つのインバータ装置が接続され、そのインバータ装置の出力端にブラシレスＤＣモータ４が接続されている。

また、平滑コンデンサ２ｂに、２つの抵抗の直列回路からなる電圧検知回路８が接続されている。この電圧検知回路８には、平滑コンデンサ２ｂに生じる直流電圧に対応するレベルの電圧Ｖｄｃが生じる。この電圧Ｖｄｃが検知電圧としてモータ制御部１０に供給される。

さらに、平滑コンデンサ２ｂとスイッチング回路３との間の負側ラインに、抵抗９が挿入接続される。この抵抗９に生じる直流電圧が、ブラシレスＤＣモータ４に流れる電流として検知される。この検知電流がモータ制御部１０に供給される。

モータ制御部１０は、上記各実施形態のものと同じ構成を有し、外部から入力される指令速度ωrefに応じたベクトル制御によりスイッチング回路３を駆動するもので、インバータ装置への入力電流Ｉ´を推定する。

また、商用交流電源１と整流回路２ａとの間の１つ相の電源ラインに入力電流Ｉin１を検知するための電流センサ４０が設けられ、その電流センサ４０の検知電流Ｉin１が電流保護制御部７０および比較部７１に供給される。さらに、モータ制御部１０の推定入力電流Ｉ´が電流保護制御部７０および比較部７１に供給される。比較部７１は、電流センサ４０の検知電流Ｉin１とモータ制御部１０の推定入力電流Ｉ´とを比較し、その比較結果を電流保護制御部７０に供給するとともに、検知電流Ｉin１と推定入力電流Ｉ´との差の絶対値（＝｜Ｉin１−Ｉ´｜）を求め、その絶対値が所定値Δｉより大きい場合に電源不平衡の旨を表示部７２で表示する。

電流保護制御部７０は、比較部７１の比較結果に基づき、検知電流Ｉin１および推定入力電流Ｉ´のどちらか大きい方を選択し、選択した電流が設定値Ｉｓを超えた場合に、速度低減指令を減算部７３に供給する。減算部７３は、速度低減指令を受けたとき、モータ制御部１０に入力される指令速度ωrefから所定値Δωを減算する。

この第５実施形態の作用を図９のフローチャートを参照しながら説明する。
電流センサ４０の検知電流Ｉin１とモータ制御部１０の推定入力電流Ｉ´との差の絶対値（＝｜Ｉin１−Ｉ´｜）が求められ、その絶対値が所定値Δｉより大きければ（ステップ２０１のＹＥＳ）、電源不平衡の旨が表示部７２で表示される（ステップ２０２）。

また、検知電流Ｉin１が推定入力電流Ｉ´より大きくて（ステップ２０３のＹＥＳ）、その大きい方の検知電流Ｉin１が設定値Ｉｓを超えていれば（ステップ２０４のＹＥＳ）、指令速度ωrefが所定値Δωだけ低減される（ステップ２０５）。この低減により、当該インバータ装置の出力周波数（スイッチング回路３の出力周波数）が低下してブラシレスＤＣモータ４の速度が低下し、商用交流電源１から当該インバータ装置への入力電流が低下する。これにより、ブレーカの不要な作動や電気部品の破壊を招くことなく、当該インバータ装置およびブラシレスＤＣモータ４の運転を継続することができる。

推定入力電流Ｉ´が検知電流Ｉin１より大きくて（ステップ２０３のＮＯ）、その大きい方の推定入力電流Ｉ´が設定値Ｉｓを超えている場合にも（ステップ２０６のＹＥＳ）、指令速度ωrefが所定値Δωだけ低減される（ステップ２０５）。この低減により、上記同様、ブレーカの不要な作動や電気部品の破壊を招くことなく、当該インバータ装置およびブラシレスＤＣモータ４の運転を継続することができる。

［６］第６の実施形態について説明する。
第６の実施形態では、比較部７１による電源不平衡の表示が省略される。
そして、図１０に示すように、検知電流Ｉin１が設定値Ｉｓを超えている場合（ステップ３０１のＹＥＳ）、指令速度ωrefが所定値Δωだけ低減される（ステップ３０２）。また、推定入力電流Ｉ´が設定値Ｉｓを超えている場合（ステップ３０３のＹＥＳ）、指令速度ωrefが所定値Δωだけ低減される（ステップ３０２）。

指令速度ωrefが低減されると、当該インバータ装置の出力周波数（スイッチング回路３の出力周波数）が低下してブラシレスＤＣモータ４の速度が低下し、商用交流電源１から当該インバータ装置への入力電流が低下する。これにより、ブレーカの不要な作動や電気部品の破壊を招くことなく、当該インバータ装置およびブラシレスＤＣモータ４の運転を継続することができる。

他の構成および作用は第５の実施形態と同じである。よって、その説明は省略する。

［７］第７の実施形態について説明する。
続いて第７の実施形態では、電源周波数が異なる電源に接続される場合でも、自動的に精度良くインバータ装置への入力電圧を推定することができるようにしたものである。

すなわち、国内では、地域によって電源周波数として５０Ｈｚと６０Ｈｚの２種類が存在する。そして、この電源周波数の相違は、力率ＰＦ、入力電圧の推定に大きく影響を及ぼす。そこで、この実施形態においては、電源周波数の相違によるインバータ装置への入力電圧を推定値の誤差を低減するため、電源周波数の相違に応じて力率ＰＦ、入力電圧の推定の補正を行うようにしたものである。なお、それぞれの補正値は、実験的に予め定められる。

まず、第７の実施形態では、図１１に示すように、商用交流電源１の周波数が５０Ｈｚおよび６０Ｈｚのいずれであるかが周波数判別手段８１で判別され、その判別結果がデータ記憶手段８２に供給される。データ記憶手段８２は、入力電力算出部３２での入力電力の算出に用いる力率ＰＦのデータ、および入力電圧推定部３３での入力電圧の推定に用いる補正量のデータを、商用交流電源１の複数の周波数５０Ｈｚ,６０Ｈｚごとに予め記憶しており、周波数判別手段８１の判別周波数が５０Ｈｚの場合は５０Ｈｚ用の力率ＰＦデータおよび補正量データを選択して出力し、６０Ｈｚの場合は６０Ｈｚ用の力率ＰＦデータおよび補正量データを選択して出力する。出力される力率ＰＦデータおよび補正量データは、入力電力算出部３２および入力電圧推定部３３にそれぞれ供給される。

入力電力算出部３２は、消費電力算出部３１で算出される消費電力Ｐｍを、当該インバータ装置の予め設定された効率ηおよび上記データ記憶手段８２から供給される力率ＰＦで補正する下式の演算により、当該インバータ装置への入力電力Ｐｉｎを算出する。
Ｐｉｎ＝Ｐｍ／η／ＰＦ
入力電圧推定部３３は、電圧検知回路８の検知電圧Ｖｄｃに対して上記データ記憶手段８２から供給される補正量を加える下式の演算により、当該インバータ装置への入力電圧Ｖ´を推定する。
Ｖ´＝Ｖｄｃ＋補正量
以後、第1の実施形態と同様に、入力電流推定部３４が、この補正済みの入力電力Ｐｉｎを補正済みの入力電圧Ｖ´で除算して、当該インバータ装置への入力電流Ｉ´を推定する。

なお、上記周波数判別手段８１は、図１２に示す波形整形回路９０とＭＣＵ１０の周波数判別機能とで構成される。波形整形回路９０は、商用交流電源１から入力される交流電圧を抵抗９１を介してフォトカプラ９２に印加し、そのフォトカプラ９２の出力側に接続された抵抗９３，９４を通して電源周波数と同じ周期Ｔのパルス状信号を出力する。このパルス状信号がＭＣＵ１０の入力端子ＩＮＴに入力される。商用交流電源１から波形整形回路９０に入力される交流電圧の波形、および波形整形回路９０から出力されてＭＣＵ１に入力されるパルス状信号の波形を図１３に示している。ＭＣＵ１の周波数判別機能は、波形整形回路９０から入力されるパルス状信号の立ち上がり（若しくは立ち下がり）と立ち上がり（若しくは立ち下がり）間の時間間隔Ｔを時間計測することにより、商用交流電源１の周波数を判別する。すなわち、電源周波数が５０Ｈｚであれば、Ｔは１／１００秒前後になり、６０Ｈｚであれば、１／１２０秒前後になる。そこで、１／１１０秒の閾値と比較し、Ｔがこれよりも大きければ、電源周波数は５０Ｈｚであり、小さければ６０Ｈｚと判別できる。

他の構成および作用は第１ないし第６の実施形態と同じである。よって、その説明は省略する。

［８］なお、この発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、それぞれの実施形態を形成する個々の構成部分の一部の入換え、組み合わせが可能で、また、要旨を変えない範囲で種々変形実施可能である。

第１の実施形態の構成を示す図。 第１の実施形態の入力電力算出部における消費電力Ｐｍとインバータ効率ηとの関係を示す図。 第１の実施形態の入力電圧推定部における消費電力Ｐｍと補正量との関係を示す図。 第２の実施形態の構成を示す図。 第３の実施形態の構成を示す図。 第４の実施形態の構成を示す図。 第４の実施形態の作用を示すフローチャート。 第５の実施形態の構成を示す図。 第５の実施形態の作用を示すフローチャート。 第６の実施形態の変形例の作用を示すフローチャート。 第７の実施形態の構成を示す図。 第７の実施形態における周波数判別手段の具体的な構成を示す図。 図１２における入力電圧と入力信号の波形を示す図。

符号の説明

１…商用交流電源、２…倍電圧整流回路、３…スイッチング回路、４…ブラシレスＤＣモータ、５，６，７…抵抗（電流検知手段）、８…電圧検知回路（電圧検知手段）、９…抵抗、１０…モータ制御部、３１…消費電力算出部、３２…入力電力算出部、３３…入力電圧推定部、３４…入力電流推定部、４０…電流センサ、５０…電流異常制御部、５１…比較部、５２…異常表示部、２ａ…整流回路、２ｂ…平滑コンデンサ、４ａ，４ｂ…圧縮機モータ（ブラシレスＤＣモータ）、４ｃ…ファンモータ（ブラシレスＤＣモータ）、６０…メインＭＣＵ、７０…電流保護制御部、７１…比較部、７２…表示部、８１…周波数判別手段、８２…データ記憶手段

Claims (3)

1. 交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するモータ駆動用のインバータ装置において、
   前記モータに流れる電流を検知する手段と、
   前記直流電圧を検知する手段と、
   前記検知した電流から前記モータの消費電力を算出する手段と、
   その算出した消費電力および前記検知した直流電圧から当該インバータ装置への入力電圧を推定する手段と、
   前記算出した消費電力および前記推定した入力電圧から当該インバータ装置への入力電流を推定する手段と、
   前記交流電圧の周波数を判別する手段と、
   を備え、
   前記モータの消費電力を算出する手段は、前記消費電力の算出において前記判別された交流電圧の周波数に応じて補正する手段を含み、
   前記インバータ装置への入力電圧を推定する手段は、当該インバータ装置への入力電圧の推定において前記判別された交流電圧の周波数に応じて補正する手段を含む、
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. 交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するモータ駆動用のインバータ装置において、
   前記モータに流れる電流を検知する手段と、
   前記検知した電流に基づき、前記モータにおけるトルク成分電流Ｉｑ、トルク成分電圧Ｖｑ、励磁成分電流Ｉｄ、励磁成分電圧Ｖｄを求める手段と、
   前記求めたトルク成分電流Ｉｑ、トルク成分電圧Ｖｑ、励磁成分電流Ｉｄ、励磁成分電圧Ｖｄに基づいて前記モータの消費電力を算出する手段と、
   前記算出した消費電力を当該インバータ装置の予め設定された効率および力率で補正して、当該インバータ装置への入力電力を算出する手段と、
   前記直流電圧を検知する手段と、
   前記検知した直流電圧を前記算出した消費電力で補正して、当該インバータ装置への入力電圧を推定する手段と、
   前記算出した入力電力を前記推定した入力電圧で除算して、当該インバータ装置への入力電流を推定する手段と、
   を備えていることを特徴とするインバータ装置。
3. 前記交流電圧の周波数を判別する手段をさらに備え、
   前記インバータ装置への入力電力を算出する手段は、算出した消費電力を当該インバータ装置の予め設定された効率および前記交流電圧の周波数に応じた力率で補正して、当該インバータ装置への入力電力を算出し、
   前記インバータ装置への入力電圧を推定する手段は、検知した直流電圧に対し前記交流電圧の周波数に応じた補正量を加えて、当該インバータ装置への入力電圧を推定し、
   前記入力電力の算出に用いる力率のデータおよび前記入力電圧の推定に用いる補正量のデータを前記交流電圧の複数の周波数ごとに記憶し、これら力率のデータおよび補正量のデータのうち前記判別した周波数に対応するデータを選択して出力する手段と、
   を備えていることを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。

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