JP5408918B2

JP5408918B2 - モータの制御方法および制御装置

Info

Publication number: JP5408918B2
Application number: JP2008185065A
Authority: JP
Inventors: 潔大石; 知紀間下; 友裕川后
Original assignee: Nagaoka University of Technology; Oriental Motor Co Ltd
Current assignee: Nagaoka University of Technology; Oriental Motor Co Ltd
Priority date: 2008-07-16
Filing date: 2008-07-16
Publication date: 2014-02-05
Anticipated expiration: 2028-07-16
Also published as: JP2010028927A

Description

本発明は、モータの駆動電流を制御するモータの制御方法および制御装置に関し、特に、電流センサのオフセットを補正する方法およびその装置に関する。

従来、モータの駆動電流値を電流検出器で検出し、この駆動電流値を駆動制御にフィードバックする制御装置が知られている。この種の装置では、電流検出器の検出値がオフセットしている場合には、その分モータの駆動電流が正側または負側にオフセットし、これによりロータ内に磁束変動による渦電流が生じ、発熱による永久磁石の減磁によるトルク低下や、トルク脈動による振動／騒音の増大といった問題が発生する場合がある。
このような駆動電流のオフセットを補正する技術として、例えば特開２００１−２９８９９２号公報（特許文献１参照）に開示されるモータの制御装置がある。
特開２００１−２９８９９２号公報

しかしながら、特許文献１の技術にあっては、モータの駆動信号を生成する駆動信号生成部と、前記駆動信号に応じた駆動電流をモータに供給する電流供給部とを備えたモータの制御装置において、モータの駆動電流の電流値を検出する電流検出部と、モータ駆動時において検出された電流値に基づいて前記駆動電流のオフセット量を算出するオフセット量算出部と、前記算出したオフセット量に基づいて前記駆動信号の補正を行う駆動信号補正部とを有し、モータの検出電流に基づいて駆動電流を補正するため、オフセット量の算出値が不正確であるという問題がある。

本発明は、以上のような問題を解決し、より正確なオフセット値を推定することができるモータの制御方法および制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、上記課題を解決するため、モータ（７）の励磁分電流ｉｄおよび、トルク分電流ｉｑを制御するための電流制御器（２）からの出力ｖｄ，ｖｑを、ｄｑ／３相変換器（３）によってｄｑ座標上の電圧指令から３相交流座標系へ変換し、前記ｄｑ／３相変換器（３）からの電圧指示に基づきPWMインバータ（５）のＰＷＭ制御を行い、前記モータ（７）に電源電圧を印加するとともに、前記モータ（７）に流れる電流を検出し、この駆動電流値を駆動制御にフィードバックするモータの制御方法において、前記モータ（７）に流れる３相電流のうち二相の電流を電流検出器（６）により検出し、前記モータ（７）の回転子の位置を位置検出器（８）により検出し、該位置検出器（８）から得られるモータ（７）の回転子の位置情報を位置・速度変換器（９）によって速度に変換し、前記電流検出器（６）から得られる該電流検出器によるオフセット値Δu1、Δv1が加算されたiu+Δu1、iv+Δv1を、A/Dコンバータ（１０）によってそれぞれiu+Δiu1とiv+Δiv1に該A/Dコンバータによるオフセット成分Δu2,Δv2を加算した値を離散値に変換したiuoff(=iu+Δu1+Δu2),ivoff(=iv+Δv1+Δv2)を、3相/dq変換器（１１）によって、３相交流座標系からｄｑ座標系へ変換するとともに、前記位置・速度変換器（９）から出力される速度情報と、前記電流制御器（２）の出力ｖｄ，ｖｑをもとにｄｑ座標上の電流を推定し、この推定電流ｉｄｓｉｍ´，ｉｑｓｉｍ´と、前記３相／ｄｑ変換器（１１）から出力される電流との差分から、前記電流検出器（６）のオフセット値を推定するとともに、前記推定電流の直流成分が電気的パラメータの変動による誤差分となり、前記電流検出器（６）のオフセットがリップル成分となることを利用して、前記モータ（７）の抵抗とインダクタンスのパラメータ変動時においても、前記電流検出器（６）とＡ／Ｄコンバータ（１０）の両出力信号に基づいて、前記オフセット値を推定することにある。
また、本発明は、モータ（７）の速度を制御するための速度制御器（１）と、前記モータ（７）の励磁分電流ｉｄおよび、トルク分電流ｉｑを制御するための電流制御器（２）と、該電流制御器（２）からの出力ｖｄ，ｖｑをｄｑ座標上の電圧指令から３相交流座標系へ変換するためのｄｑ／３相変換器（３）と、前記ｄｑ／３相変換器（３）からの電圧指示に基づきＰＷＭ制御を行い、前記モータ（７）に電源電圧を印加するためのインバータ（５）と、前記モータ（７）の回転子の位置を検出する位置検出器（８）と、を備え、前記モータ（７）に流れる電流を検出し、この駆動電流値を駆動制御にフィードバックするモータの制御装置において、前記モータ（７）に流れる３相電流のうち二つの相の電流を検出するための前記電流検出器（６）と、前記位置検出器（８）から得られる前記モータ７の回転子の位置情報を速度に変換する位置・速度変換器（９）と、前記電流検出器（６）から得られる該電流検出器によるオフセット値Δu1、Δv1が加算されたiu+Δu1、iv+Δv1と、A/Dコンバータ（１０）のオフセット値Δu2, Δv2をそれぞれ加算したiuoff(=iu+Δu1+Δu2),ivoff(=iv+Δv1+Δv2)を離散化する該A/Dコンバータ（１０）と、離散化されたｉｕｏｆｆ，ｉｖｏｆｆを３相交流座標系からｄｑ座標系へ変換する３相／ｄｑ変換器（１１）と、前記位置・速度変換器（９）から出力される速度情報と、前記電流制御器（２）の出力ｖｄ，ｖｑをもとにｄｑ座標上の電流を推定する電流シミュレータ（１２）と、この電流シミュレータ（１２）からの推定電流ｉｄｓｉｍ´，ｉｑｓｉｍ´と、前記３相／ｄｑ変換器（１１）から出力される電流との差分から、前記電流検出器（６）のオフセット値を推定する電流オフセット推定器（１３）とを備え、前記電流シミュレータ（１２）の推定電流（ｉｄｓｉｍ´，ｉｑｓｉｍ´）の直流成分が電気的パラメータの変動による誤差分となり、前記電流検出器（６）のオフセットがリップル成分となることを利用して、モータの抵抗とインダクタンスのパラメータ変動時においても、前記電流検出器（６）とＡ／Ｄコンバータ（１０）の両出力信号に基づいて前記電流オフセット推定器（１３）でオフセット値を推定することにある。

本発明のモータの制御方法および制御装置によれば、電流検出器のオフセットを除去することでトルク脈動などを起こさない頑健な電流制御系を得ることができる。

以下、図面を用いて本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態を示すモータの制御装置のブロック図である。図１の点線内部は中央処理装置ＣＰＵを構成している。
まず、図１の回路構成を説明すると、１は多相、例えば３相の交流電動機（以下モータと略称する。）７の速度を制御するための速度制御器である。２は速度制御器１からの信号（ｉｑｒｅｆ）が入力され、励磁分電流ｉｄおよび、トルク分電流ｉｑを制御するための電流制御器であり、その電流制御器２の出力はｄｑ座標軸上の電圧指令ｖｄ，ｖｑとなる。３は電流制御器２からの出力、電圧指令ｖｄ，ｖｑを、ｄｑ座標上の電圧指令から３相交流座標系へ変換するためのｄｑ／３相変換器である。４はモータ７を駆動するための交流電源である。５は交流電源４からの出力である電圧を、前記ｄｑ／３相変換器３から得られる電圧指示になるようにＰＷＭ制御を行い、前記モータ７に駆動電流を供給するためのインバータである。６はインバータ５とモータ７との間に接続された電流検出器であり、この電流検出器６は、モータ７に流れる３相電流のうちＵ，Ｖ相の電流を検出するためのものである。この電流検出器６からの出力には、電流検出器６によるオフセット（Δu１，Δv１）を乗じている。前記モータ７は、インバータ５からモータ７の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に供給される駆動電流により制御される。

８は前記モータ７に内蔵あるいは併設され、前記モータ７の回転子の位置を検出するエンコーダ等の位置検出器である。９は前記位置検出器８に接続され、この位置検出器８から得られるモータ７の回転子の位置情報を速度に変換する位置・速度変換器である。１０は前記電流検出器６に接続され、この電流検出器６から得られる電流検出器６によるオフセット（Δu1，Δv1）の乗っている電流をCPUに取り込むためのA/Dコンバータ(アナログ／デジタル変換器)であり，CPUに取り込む際にA/Dコンバータ１０自身のオフセット値が前記電流検出器の出力に乗ぜられる。１１はA/Dコンバータの出力iuoff(=iu+Δu1+Δu2)，ivoff(=iv+Δv1+Δv2)を３相交流座標系からｄｑ座標系へ変換する３相／ｄｑ変換器である。この３相／ｄｑ変換器１１の出力側には、前記電流制御器２が接続されている。
１２は前記位置速度変換器９と、前記電流制御器２の出力側に接続され、前記位置速度変換器９によって得られるモータ速度ωと、電流制御器２の出力ｖｄ、ｖｑをもとにｄｑ座標上の電流を推定する電流シミュレータであり，その出力はｉｄｓｉｍ´，ｉｑｓｉｍ´で表される。

１３は，前記３相／ｄｑ変換器１１の出力側と電流シミュレータ１２の出力側が接続され、３相／ｄｑ変換器１１の出力である，前記A/Dコンバータ１０の出力（ｉｕｏｆｆ，ｉｖｏｆｆ）をｄｑ座標軸上に変換した電流（ｉｄｏｆｆ，ｉｑｏｆｆ）と，電流シミュレータ１２の出力である推定したｄｑ座標軸上の電流（ｉｄｓｉｍ´，ｉｑｓｉｍ´）をもとに，ｄｑ軸上のオフセット電流（ｉｄｄｅｔ，ｉｑｄｅｔ）を推定する電流オフセット推定器である。１４は電流オフセット推定器１３の出力であるｄｑ軸上のオフセット電流値（ｉｄｄｅｔ，ｉｑｄｅｔ）をＵ，Ｖ各相のオフセット値に変換するｄｑ／３相変換器である。
実施の形態では点線内についてはＣＰＵを用いて行ったが，ＣＰＵを用いずに同じ構成を組み、実施することも可能である。

次に、上記のモータの制御装置の作用を説明する。
電流検出器６より得られる電流は数１に示すように電流検出器６によるオフセット（Δu1,Δv1）が乗っており、電流検出器６より得られる電流をCPUに入力する場合には必ずA/Dコンバータ１０(アナログ／デジタル変換器)を用いることになる。電流をA/Dコンバータ１０で離散化する際に乗るオフセット（Δu2,Δv2）と，電流検出器６によるオフセット値（Δu1,Δv1）とあわせれば数１である。

A/Dコンバータ１０の出力は数２（ｉｕｏｆｆ，ｉｖｏｆｆ）であり，ｉｕ，ｉｖは実際にモータ７に流れているＵ相分，Ｖ相分の電流である。Δｕ，Δｖは電流検出器６とA/Dコンバータ１０によるオフセットである。

このようにオフセットを含む電流を用いると、電流制御器２で用いるｄｑ座標上の電流は、３相／ｄｑ変換器１１によって数３の演算を行えば、ｉｄｏｆｆ，ｉｑｏｆｆのように電流検出器６とA/Dコンバータ１０によるオフセットΔｕ，Δｖを含む値となり、図２のセンサ電流波形のようになる。数３において、ｉｄ，ｉｑは電流検出器６とA/Dコンバータ１０によるオフセット分を含まないｄｑ座標軸上のセンサ電流である。θeはモータの電気角である。

次に、電流シミュレータ１２は、位置速度変換器９によって得られるモータ速度ωと、電流制御器２の出力であるｄｑ座標上の電圧指令値ｖｄ，ｖｑからモータの電気的パラメータである巻線抵抗、巻線インダクタンスを用いてｄｑ座標上の電流であるｉｄｓｉｍとｉｑｓｉｍを推定するものであり、図３のブロック図で表される。電流検出器６とA/Dコンバータ１０によるオフセットがない場合には数４，数５，数６に示す差分方程式により、ｉｄｓｉｍ，ｉｑｓｉｍを推定する。数４〜数６において、Ｒｎはモータ７の巻線抵抗のノミナル値、Ｌｎはモータ７の巻線インダクタンスのノミナル値、ωｒｅはモータ７の回転電気角速度、ΔＶｑはインバータの出力誤差補正値、φｆｎはモータの磁束鎖交数のノミナル値、Ｔｃはサンプリング時間である。ここでΔＶｑは、図１のＰＷＭインバータ５によるモータ７への印加電圧を補正するものである。

前述の様に電流シミュレータ１２は電流制御器２より出力される電圧指令ｖｄ，ｖｑを用いる。電圧指令ｖｄ，ｖｑは、実際にはｄｑ／３相変換器３において３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに変換され、ＰＷＭインバータ５に入力される。しかしながら、ＰＷＭインバータ５はＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子により、デッドタイムやフォワードドロップ等により，３相電圧指令値に対して出力電圧誤差が発生する。この実際にかかる電圧をｄｑ座標上の電圧値に変換しても，電流制御器２から出力される電圧指令値ｖｄ，ｖｑとは誤差が生じる。これを補正するのが図３のΔＶｑであり，数７によって表される。数７において、ＶｆｄはＩＧＢＴのフォワードドロップ電圧、Ｔｄはデッドタイム、ｔｏｎ，ｔｏｆｆはそれぞれスイッチング素子のターンオン，ターンオフ時間を示す。

電流検出器６にオフセットがある場合には、電流制御器２にオフセットを含んだ電流であるｉｄｏｆｆ，ｉｑｏｆｆがフィードバックされるため、電流制御器２の出力ｖｄ，ｖｑもオフセットを含めた形で出力され定常状態では数８、数９である。

電流シミュレータ１２にも数８が入力されるため、数４,数５のｖｄ，ｖｑに数８のｖｄｏｆｆ，ｖｑｏｆｆが入力されることになり電流シミュレータ１２の出力は数１０，数１１となり図４で表される。

次に電流オフセット推定器１３では電流検出器６の出力をｄｑ軸に変換した値（ｉｄｏｆｆ，ｉｑｏｆｆ）と電流シミュレータ１２の出力（ｉｄｓｉｍ´，ｉｑｓｉｍ´）を用いて数１２によりｄｑ軸上のオフセットによる電流誤差分（ｉｄｄｅｔ，ｉｑｄｅｔ）は推定され、それぞれｄ軸のセンサ電流と推定電流の差分を表した図５、ｑ軸のセンサ電流と推定電流の差分を表した図６のようになる。

オフセット推定器１３の出力をもとにｄｑ／３相変換器１４において数１３によって、Ｕ，Ｖ各相のオフセット電流（ｉｕｄｅｔ，ｉｖｄｅｔ）は、オフセット推定のシミュレーション結果を表した図７のように推定することができる。

（他の実施の形態１）
電気的パラメータのノミナル値Ｒｎ，Ｌｎにパラメータ誤差を含む場合の電流検出器６のオフセット推定についての他の実施の形態について示す。
この場合でも、用いる図は、図１である。しかしながら、その実施手順が異なる。センサ電流と推定電流を表した図８は電気的パラメータに誤差があるとき(Ｒａ＝αＲｎ，Ｌａ＝βＬｎ)の検出電流ｉｄ，ｉｑと、電流シミュレータ１２の出力（ｉｄｓｉｍ´、ｉｑｓｉｍ´）であり、定常状態時に直流分のオフセットが乗っている。パラメータ誤差がある場合にはパラメータ誤差による影響は電流シミュレータ１２の直流分に現れる。

この状態で電流シミュレータ１２の抵抗のノミナル値Ｒｎを図９のようにｉｄｓｉｍ´，の直流分がｉｄと重なるように調節すると数１４が成り立つ。

数１４が成立すれば、電流シミュレータ１２の出力は数１５，数１６のようになる。

（他の実施の形態２）
実際の巻線抵抗Ｒａ，巻線インダクタンスＬａに対して電流シミュレータ１２で用いるノミナル値（カタログ値）Ｒｎ０，Ｌｎ０がそれぞれα倍、β倍の誤差を持っている場合。Ｒａ＝αＲｎ０，Ｌａ＝βＬｎ０となる。

これを図１０に示すフローチャートで説明すると、
ステップ１では、一定負荷を掛け、速度指令としてステップ状の指令を与える（Ｓ１）。
そして、ステップ２では、電流シミュレータ出力と、電流検出器出力のｉｄ，ｉｄｓｉｍ´を比較する（Ｓ２）。このときの波形は図８に示されている。
次に、ステップ３では、電流シミュレータ出力ｉｄｓｉｍ´の直流分が、電流検出器出力のｉｄ（ｉｄ＝０）と同じように０になるように電流シミュレータ１２のＲｎを調節しＲｎ１とする。Ｒａ＝βＲｎ１（Ｓ３）このときの波形は図９に示されている。
また、ステップ４では、Ｒｎ１を用いた電流シミュレータ１２のｑ軸電流出力ｉｑｓｉｍ´と電流検出器６より得られるｑ軸電流ｉｑよりβを算出する。β＝ｉｑｓｉｍ´／ｉｑ、得られたβを用いて、Ｌａ＝βＬｎ０よりＬａを算出する（Ｓ４）。
次に、ステップ５では、電流シミュレータ１２のＲｎをＲｎ０に戻し、得られたＬａ＝βＬｎ０を用いて、電流シミュレータ１２を構成し、再度電流シミュレータ出力と、電流検出器出力のｉｄ，ｉｄｓｉｍ´を比較する（Ｓ５）。この時の波形を図１１に示す。
そして、ステップ６では、電流シミュレータ出力ｉｄｓｉｍ´の直流分が、電流検出器出力のｉｄ＝０と同じように０になるように電流シミュレータ１２のＬｎを調節しＬｎ１とする（Ｓ６）。Ｌｎ＝αＬｎ１となる。この時の波形を図１２に示す。
最後に、ステップ７では、Ｌｎ１を用いた電流シミュレータ１２のｑ軸電流出力ｉｑｓｉｍ´と電流検出器６より得られるｑ軸電流ｉｑよりαを算出する。α＝ｉｑｓｉｍ´／ｉｑ，Ｒａ＝αＲｎよりＲａを同定する（Ｓ７）。

本発明は、モータの速度情報ωとｄｑ座標上の電圧指令のみに基づき推定した推定電流と、センサ電流との差分から電流センサのオフセット値を推定する方法とその装置である。
また、推定電流の直流成分が電気的パラメータの変動による誤差分となり、電流センサのオフセットがリップル成分となることを利用して、モータの抵抗とインダクタンスのパラメータ変動時においても、電流センサとＡ／Ｄコンバータ１０の両方によりオフセット値の推定を行う方法とその装置である。
上記の実施の形態によれば、電流検出器６のオフセットを除去することでトルク脈動などを起こさない頑健な電流制御系を得ることができる。

なお、本発明は、上記実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を変更しない範囲内において適宜、変更して実施することができるのは言うまでもない。

本発明の実施形態を示すブロック図である。本発明によるオフセット推定のシミュレーション結果で、３相/dq変換器の出力電流を示す図である。電流シミュレータのブロック図である。本発明によるオフセット推定のシミュレーション結果で、推定電流を示す図である。本発明によるオフセット推定のシミュレーション結果で、ｄ軸の検出電流と推定電流との差分を示す図である。本発明によるオフセット推定のシミュレーション結果で、ｑ軸の検出電流と推定電流の差分を示す図である。本発明によるオフセット推定のシミュレーション結果で、推定オフセットを示す図である。パラメータ誤差時の検出電流および推定電流である。図８よりｉｄｓｉｍの直流成分をｉｄに近づくように調整した状態を示す図である。本発明の他の実施形態を示すフローチャートである。本発明の他の実施の形態による電流シミュレータ出力と、電流検出器出力のｉｄ，ｉｄｓｉｍ´を比較する波形図である。本発明の他の実施の形態による電流シミュレータのＬｎを調節した波形図である。

符号の説明

１速度制御器
２電流制御器
３ｄｑ／３相変換器
４交流電源
５インバータ
６電流検出器
７電動機（モータ）
８位置検出器
９位置・速度変換器
１０ A/Dコンバータ
１１３相／ｄｑ変換器
１２電流シミュレータ
１３オフセット推定器
１４ｄｑ／３相変換器

Claims

モータ（７）の励磁分電流ｉｄおよび、トルク分電流ｉｑを制御するための電流制御器（２）からの出力ｖｄ，ｖｑを、ｄｑ／３相変換器（３）によってｄｑ座標上の電圧指令から３相交流座標系へ変換し、前記ｄｑ／３相変換器（３）からの電圧指示に基づきＰＷＭインバータ（５）のＰＷＭ制御を行い、前記モータ（７）に電源電圧を印加するとともに、前記モータ（７）に流れる電流を検出し、この駆動電流値を駆動制御にフィードバックするモータの制御方法において、
前記モータ（７）に流れる３相電流のうち二相の電流を電流検出器（６）により検出し、前記モータ（７）の回転子の位置を位置検出器（８）により検出し、該位置検出器（８）から得られるモータ（７）の回転子の位置情報を位置・速度変換器（９）によって速度に変換し、前記電流検出器（６）から得られるオフセットが乗っている電流ｉｕｏｆｆ，ｉｖｏｆｆを、３相／ｄｑ変換器（１１）によって３相交流座標系からｄｑ座標系へ変換するとともに、前記位置・速度変換器（９）から出力される速度情報と、前記電流制御器（２）の出力ｖｄ，ｖｑをもとにｄｑ座標上の電流を推定し、この推定電流（ｉｄｓｉｍ´，ｉｑｓｉｍ´）と、前記３相／ｄｑ変換器（１１）から出力される電流との差分から、前記電流検出器（６）のオフセット値を推定するとともに、
前記推定電流の直流成分が電気的パラメータの変動による誤差分となり、前記電流検出器（６）のオフセットがリップル成分となることを利用して、前記モータ（７）の抵抗とインダクタンスのパラメータ変動時においても、前記電流検出器（６）とＡ／Ｄコンバータ（１０）の両出力信号に基づいて、前記オフセット値を推定することを特徴とするモータの制御方法。
モータ（７）の速度を制御するための速度制御器（１）と、
前記モータ（７）の励磁分電流ｉｄおよび、トルク分電流ｉｑを制御するための電流制御器（２）と、
該電流制御器（２）からの出力ｖｄ，ｖｑをｄｑ座標上の電圧指令から３相交流座標系へ変換するためのｄｑ／３相変換器（３）と、
前記ｄｑ／３相変換器（３）からの電圧指示に基づきＰＷＭ制御を行い、前記モータ（７）に電源電圧を印加するためのインバータ（５）と、
前記モータ（７）の回転子の位置を検出する位置検出器（８）と、
を備え、前記モータ（７）に流れる電流を検出し、この駆動電流値を駆動制御にフィードバックするモータの制御装置において、
前記モータ（７）に流れる３相電流のうち二つの相の電流を検出するための前記電流検出器（６）と、
前記位置検出器（８）から得られる前記モータ（７）の回転子の位置情報を速度に変換する位置・速度変換器（９）と、
前記電流検出器（６）から得られるオフセットの乗っている電流（ｉｕｏｆｆ，ｉｖｏｆｆ）を３相交流座標系からｄｑ座標系へ変換する３相／ｄｑ変換器（１１）と、
前記位置・速度変換器（９）から出力される速度情報と、前記電流制御器（２）の出力ｖｄ，ｖｑをもとにｄｑ座標上の電流を推定する電流シミュレータ（１２）と、
この電流シミュレータ（１２）からの推定電流（ｉｄｓｉｍ´，ｉｑｓｉｍ´）と、前記３相／ｄｑ変換器（１１）から出力される電流との差分から、前記電流検出器（６）のオフセット値を推定する電流オフセット推定器（１３）とを備え、
前記電流シミュレータ（１２）の推定電流（ｉｄｓｉｍ´，ｉｑｓｉｍ´）の直流成分が電気的パラメータの変動による誤差分となり、前記電流検出器（６）のオフセットがリップル成分となることを利用して、モータの抵抗とインダクタンスのパラメータ変動時においても、前記電流検出器（６）とＡ／Ｄコンバータ（１０）の両出力信号に基づいて前記電流オフセット推定器（１３）でオフセット値を推定することを特徴とするモータの制御装置。