JP2010142030A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
電流指令演算部を特徴としたベクトル制御と電圧位相操作型弱め界磁制御の切り替えを円滑に行うとともに、切り替え時における効率を改善させることにある。
【解決手段】
以下のいずれかもしくは複数を組み合わせることによって課題を解決する。１．通常制御から電圧位相操作型弱め界磁制御への切り替えに際し、中間的な電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*から求められる電圧位相を減少させる処理を備える。２．電圧位相操作型弱め界磁制御から通常制御へ戻る際に、ｄ軸電流検出値を平均化した値をｄ軸電流指令演算部に入力する第１のｄ軸電流指令値とする。３．電圧位相操作型弱め界磁制御から通常制御へ戻る際に、ｄ軸電流指令演算部のゲインを切り替える。４．通常制御，電圧位相操作型弱め界磁制御に加えて、モータ定数（抵抗，インダクタンス，発電定数）同定演算部を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置のベクトル制御に関するものである。

モータが回転することで発生する逆起電力が、電源電圧値よりも高くなる領域、いわゆる電圧飽和域でもモータ駆動を可能とする制御として、弱め界磁制御が広く知られている。空気調和機では、近年、高ＡＰＦ・高暖房力が強く求められている。高ＡＰＦの実現には低速域の効率が大きく寄与するため、低速回転域で逆起電力が高くなる低速設計（低速域で効率が良い）モータが使用されるようになってきた。しかし、高暖房力を実現する必要もあるため、低速設計モータで高速域までモータを駆動させなければならない。とりわけ、空気調和機では低速設計モータを搭載した圧縮機を使用することで高ＡＰＦを実現し、弱め界磁制御によって高回転化を図ることで高暖房力を実現している。弱め界磁制御域においても「高精度・高応答なトルク制御」を実現できる制御としては、電圧位相操作型の弱め界磁制御が開示されている（特許文献１）。

一方、電圧飽和域でない領域（通常領域）において高精度なトルク制御を実現できる方式としては、電流指令演算部を備えることを特徴としたベクトル制御がある（特許文献２）。

特開２００７−２５２０５２号公報 特開２００５−３９９１２号公報

しかし、従来、電流指令演算部を備えることを特徴としたベクトル制御（通常制御）と電圧位相操作型弱め界磁制御の切り替えに際し、別段考慮されていなかった。従って、切り替え時に電圧と電流が乱れるという切り替えショックが発生する場合や、効率が悪くなる場合がある。

本発明の目的は、通常制御と電圧位相操作型弱め界磁制御との切り替えを円滑に行い、切り替え時における効率を改善させることで、低速域から高速域まで高精度で安定した制御を実現することにある。

課題を解決するための手段を以下の４項に大別して示す。

以下のいずれかもしくは複数を組み合わせることによって課題を解決する。
１．通常制御から電圧位相操作型弱め界磁制御への切り替えに際し、中間的な電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*から求められる電圧位相を減少させる処理を備える。
２．電圧位相操作型弱め界磁制御から通常制御へ戻る際に、ｄ軸電流検出値を平均化した値をｄ軸電流指令演算部に入力する第１のｄ軸電流指令値とする。
３．電圧位相操作型弱め界磁制御から通常制御へ戻る際に、ｄ軸電流指令演算部のゲインを切り替える。
４．通常制御，電圧位相操作型弱め界磁制御に加えて、モータ定数（抵抗，インダクタンス，発電定数）同定演算部を備える。

本発明によって、通常制御と電圧位相操作型弱め界磁制御の円滑な切り替えを行い、低速設計モータで低速域から高速域にわたって高精度・高応答かつ高効率で安定な制御を実現することができる。

以下に、本発明の実施例を示す。

図１は、本発明の第１実施例である永久磁石モータのベクトル制御装置の構成例を示す。

１は永久磁石モータ、
２は３相交流の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に比例した電圧を出力する電力変換器、
１８は直流電源、
３は３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出できる電流検出器、
４はモータ位置θを検出できる位置検出器、
５は位置検出値θｃから周波数演算値ω₁を演算する周波数演算部、
６は前記３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃと、モータの位置検出値θｃからｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを出力する座標変換部、
７は出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}から、ｑ軸の電流指令値と電流検出値との偏差、
ΔＩｑあるいは「ゼロ」を、位相誤差指令演算部８およびｑ軸電流指令演算部９に、それぞれどちらか出力するｑ軸の電流偏差切替部、
８はｑ軸の電流偏差切替部７の出力値ΔＩｑ₁から位相誤差の指令値Δθｃ^*を出力する位相誤差指令演算部、
９はｑ軸の電流偏差切替部７の出力値ΔＩｑ₂から第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**を出力するｑ軸電流指令演算部、
１０は出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「１」のとき、ｄ軸電流指令切替部１２に入力する第２のｄ軸電流指令値を演算する第２のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部、
１１は出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「０」のとき、ｄ軸の電流指令値と電流検出値との偏差ΔＩｄから第２のｄ軸電流指令切替部１２に入力する第２のｄ軸電流指令値を演算するｄ軸電流指令演算部１１、
１２は電圧ベクトル演算部１４に入力する第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**を第２のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部１０の出力値とｄ軸電流指令演算部１１の出力値のどちらかに切り替える第２のｄ軸電流指令切替部、
１３は電圧指令値Ｖｄｃ^**，Ｖｑｃ^**から電力変換器の出力電圧値Ｖ₁ ^*を演算し、出力電圧値Ｖ₁ ^*が電力変換器２の直流電圧値より決定される電圧制限値Ｖ₁ ^* _maxより小さい場合は、出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}を「０」、出力電圧値Ｖ₁ ^*がＶ₁ ^* _maxに到達した場合は、出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}を「１」、に設定する出力電圧制限検出部、
１４はモータ１の電気定数と第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**および周波数演算値ω₁，位相誤差指令値Δθｃ^*に基づいて電圧指令値Ｖｄ^**，Ｖｑｃ^**を演算する電圧ベクトル演算部、
１５は電圧指令値Ｖｄｃ^**，Ｖｑｃ^**と位置検出値θｃから３相交流の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を出力する座標変換部である。

なお、レゾルバやエンコーダなどの位置検出器４を省略した位置センサレス制御の場合でも以下に示す詳細と同様の効果が得られることは明らかである。

また、６のような３相交流電流を検出できる高価な電流検出器でなく、電力変換器２の入力母線に流れる直流電流ＩＤＣからモータに流れる３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する電流センサレス方式においても、以下に示す詳細と同様の効果が得られる。

以下、電圧位相操作型弱め界磁制御方式の基本動作および通常制御と弱め界磁制御の切り替え方法を説明する。

位置検出値θｃは、レゾルバやエンコーダなどの位置検出器４において、モータの位置θを検出して得られる。

周波数演算部５では、この位置検出値θｃを用いて、（数１）により、周波数演算値ω₁を求める。

図１中の出力電圧制限検出部１３では、（数２）により、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ^**，Ｖｑｃ^**を用いて出力電圧値Ｖ₁ ^*を演算する。

さらに、Ｖ₁ ^*と電圧制限値Ｖ₁ ^* _maxを用いて（数３）に従い、出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}を作成する。

この出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}によって、トルク発生を司る制御をｑ軸電流指令演算部９と位相誤差指令演算部８とで切り替える。その詳細は次のとおりである。

出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「０」のときは、位相誤差指令演算部８には「ゼロ」が入力され、
ｑ軸電流指令演算部９には第１のｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と電流検出値Ｉｑｃの偏差ΔＩｑが入力される。

ｑ軸電流指令演算部９では、ΔＩｑを比例積分演算し、第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**を
出力する。

電圧ベクトル演算部１４では、第２のｄ軸，ｑ軸の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**とモータ定数，周波数演算値ω₁を用いて、中間的な電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*を（数４）に従って演算する。

ここで、
Ｒ^*：抵抗の設定値
Ｋｅ^*：誘起電圧定数の設定値
Ｌｄ^*：ｄ軸インダクタンスの設定値
Ｌｑ^*：ｑ軸インダクタンスの設定値
である。

出力電圧値Ｖ₁ ^*が制限されていない領域では、位相誤差指令値Δθｃ^*＝０であり、（数４）によって演算されるＶｄｃ^*（＝Ｖｄｃ^**），Ｖｑｃ^*（＝Ｖｑｃ^**）が電力変換器の電圧指令値となるため、ｑ軸電流指令演算部がトルク発生の指令を司る。

次に、出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「１」のときは、ｑ軸電流指令演算部９には「ゼロ」が入力され、出力値である第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**は更新されず、前回値を保持した状態となる。

位相誤差指令演算部８には第１のｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と電流検出値Ｉｑｃの偏差ΔＩｑが入力される。

位相誤差指令演算部８では、ΔＩｑが「ゼロ」になるようにΔＩｑを比例積分演算し、その演算値を位相誤差指令値Δθｃ^*として出力する。

前記位相誤差指令値Δθｃ^*を用いて、電圧指令値の位相を大きくすることで、弱め界磁制御が実現できる。

図２に電圧位相操作の概略図を示す。

新しい電圧指令値の位相は、（数４）のベクトル演算式Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*から求められる電圧値Ｖ₁の電圧位相θ_V1 ^*から、位相誤差指令値Δθｃ^*だけ増加したものとなる。

実際の演算では（数４）と位相誤差指令値Δθｃ^*を用いて、新しい電圧指令値であるＶｄｃ^**，Ｖｑｃ^**を（数５）に従って求め、Ｖｄｃ^**，Ｖｑｃ^**で電力変換器の出力電圧値を制御する。

この方式の場合、電圧位相を直接操作するため、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を制御して弱め界磁制御を実現する場合よりモータトルクが高応答で安定な制御を実現できる。

一方、ｄ軸電流指令演算部では、出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「０」のとき、第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ^*と電流検出値Ｉｄｃの偏差ΔＩｄがｄ軸電流指令演算部１１に入力される。

ｄ軸電流指令演算部１１では、ΔＩｄを比例積分演算した結果を出力する。

出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「０」のとき、第２のｄ軸電流指令切替部１２は前記の出力を第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**として出力する。

ｑ軸電流指令演算部９およびｄ軸電流指令演算部１１では、電圧ベクトル演算部１４で設定するモータ定数（抵抗，インダクタンス，発電定数）が実値と一致していなくとも、検出電流値を電流指令値に一致させるように第２の電流指令値を出力する。

電流指令制御を備えることを特徴としたベクトル制御は、モータ定数設定値と実値とのズレを補う機能を有している電流指令演算部９、および１１によって出力電圧を制御し、トルク不足なしの制御を実現できることに利点がある。

しかし、図３に示すように、電圧位相は（数４）に従い、補正値を含んだ第２のｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**から求められるため、電圧位相操作型弱め界磁制御に移行する際に、本来の電圧位相ではない可能性がある。

前記の場合、無効電流と有効電流の配分が変わるため、効率が異なる場合がある。

ポイントとしては、モータ定数ズレによる位相のズレをなくし、本来の位相に戻すことに特徴がある。

出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「０」のとき、電圧ベクトル演算部１４に入力する第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**を第２のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部１０に入力しておく。

出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「１」となると、第２のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部１０への入力値を「ゼロ」とし、一次遅れフィルタ処理演算を行う。出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「１」のとき、第２のｄ軸電流指令切替部１２は第２のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部１０の出力を第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**に切り替える。

図４に、弱め界磁制御へ移行する際の第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ^*，第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**，ｄ軸電流検出値Ｉｄｃ，電圧位相指令値Δθ_V ^* _setを示す。

第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**は、出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「１」になると、モータ定数ズレを補正しない場合の本来の値（およそ「ゼロ」）に徐々に戻り、それに伴って電圧位相指令値Δθ_V ^* _setは本来の位相に戻る。

その後、電圧位相指令値Δθ_V ^* _setは位相誤差指令値Δθｃ^*に従って増加し、弱め界磁制御が実現される。

Ｉｄ^**は第２のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部１０に設定されている時定数に従い、徐々に変化するため、切り替え時におけるショックは発生しない。

一方、弱め界磁制御から通常制御へ移行する際は、第１のｄ軸電流指令切替部１６において、第１のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部１７への入力を、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃから「ゼロ」へ切り替える。

図５に前記切り替え時の第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ^*，第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**，ｄ軸電流検出値Ｉｄｃ，電圧位相指令値Δθ_V ^* _setを示す。

第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ^*は、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃを１次遅れフィルタ処理した値から徐々に「ゼロ」へ変化する。

前記の方法によって、ｄ軸電流指令演算部１１においてｄ軸電流検出値Ｉｄｃと第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ^*との偏差をなくすために極端に大きな第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**を出力することがないため、電流・電圧が急変しない安定した制御が実現できる。

図６に本発明の第２実施例を示す。

図において、１〜１５，１８は図１のものと同じである。

１９はｄ軸電流指令演算用ゲイン切替部である。

１９において、ゲイン１＞ゲイン２である。

１９では、出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「１」から「０」となったときのみゲイン２をｄ軸電流指令演算部１１に設定する。

前記の方法によって、弱め界磁制御から通常制御への切替時にｄ軸電流検出値Ｉｄｃと第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ^*との偏差が大きい場合でも、ｄ軸電流指令演算部１１は極端に大きな電流指令値を出力することがなく、安定した制御となる。

図７に本発明の第３実施例を示す。

図において、１〜９，１１〜１８は図１と同じである。

２０は入力値である第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**の一次遅れフィルタ処理を行う位相補償用フィルタ処理演算部、
２１は、位相補償用フィルタ処理演算部の出力Ｉｄ^** _filを比例積分演算し、位相補償指令値Δθ^* _adjを出力する位相補償指令演算部である。

図８にｄｑ軸上で表した電圧位相を示す。

出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「１」になる際、第２のｄ軸電流指令切替部１２において第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**を「ゼロ」に切り替えることで電圧位相のズレ（Δθ₀）を元に戻す。

その際、電圧位相が瞬時に戻ろうとするところを、位相補償指令値Δθ^* _adjで抑制し、位相補償指令値Δθ^* _adjの変化に伴って徐々に変化するよう調整する。

図９に前記切り替え時の第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ^*，第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**，ｄ軸電流検出値Ｉｄｃ，電圧位相指令値Δθ_V ^* _set，位相補償指令値Δθ^* _adjを示す。

電圧位相指令値Δθ_V ^* _setは、位相補償指令値Δθ^* _adjに従って徐々に減少し、その後弱め界磁制御用の位相誤差指令値Δθｃ^*によって増加し、弱め界磁制御に移行していく。

弱め界磁制御から通常制御へ移行する際は、図７に示すように、第１実施例と同じく第１のｄ軸電流指令切替部１６および第１のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部１７を備え、ΔＩｄを小さくし、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**の急変をなくすことで、円滑に切り替える。

弱め界磁制御から通常制御へ移行する際の補償手段は、第１のｄ軸電流指令切替部１６および第１のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部１７ではなく、第２実施例（図６）に示すｄ軸電流指令演算用ゲイン切替部１９によってゲインを切り替える手段でもよい。

図１０に本発明の第４実施例を示す。

図において、１〜９，１１，１３〜１５，１８は図１と同じ、２０，２１は図７と同じである。

２２は出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}から、ｄ軸電流指令演算部１１に出力するｄ軸の電流偏差をｄ軸の電流指令値と電流検出値との偏差ΔＩｄあるいは「ゼロ」とで切り替える、ｄ軸電流偏差切替部である。

出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「１」のとき、偏差「ゼロ」がｄ軸電流指令演算部１１に入力されるため、出力値である第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**は更新されず、前回値を保持した状態となる。

２３は、出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「０」から「１」に変化したときのみ第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**を位相補償用フィルタ処理演算部２０に入力する設定部である。

本実施例の位相補償指令演算部２１は、位相補償用フィルタ処理演算部２０によって一次遅れフィルタ処理された値Ｉｄ^** _filを比例制御し、モータ定数のズレによってずれている電圧位相を本来の位相に戻す補償値Δθ^* _corを出力する。

電圧位相指令値Δθ_V ^* _setは、Ｖｄｃ^*およびＶｑｃ^*から求められる電圧位相θ_V1 ^*と位相誤差指令値Δθｃ^*と位相補償指令値Δθ^* _corを加算した値となる。

図１１にｄｑ軸上で表した電圧位相を示す。

図１２に切り替え時の第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ^*，第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**，ｄ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｖｄｃ^*およびＶｑｃ^*から求められる電圧位相θ_V1 ^*，位相誤差指令値Δθｃ^*，位相補償指令値Δθ^* _cor，電圧位相指令値Δθ_V ^* _setを示す。

出力電圧制限フラグＶ₁ ^* _{lmt_flg}が「０」から「１」に変化した直後においては、位相補償指令値Δθ^* _corの変化量が支配的であり、電圧位相指令値Δθ_V ^* _setは本来の位相に戻る。

その後、位相誤差指令値Δθｃ^*に従って電圧位相指令値Δθ_V ^* _setが増加し、弱め界磁制御が実現する。

本実施例の場合、電圧位相のみを操作するだけでｄ軸側の電流指令値は「ゼロ」のままでよい。

図１３に本発明の第５実施例を示す。

図において、１〜９，１１，１３〜１５，１８，２２は図１０と同じである。

２４は、モータ定数（抵抗Ｒ，インダクタンスＬ，発電定数Ｋｅ）を同定するモータ定数群同定演算部である。

２４の同定結果を用いて、（数４）に従って電圧ベクトル演算部１４において出力電圧を決定する。

それにより、弱め界磁制御に移行する際、第２のｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**をベクトル演算して求められる電圧位相にずれは生じないため、効率が変化することなく制御を切り替えることができる。

図１４に本発明の第６実施例を示す。

図１４は、本発明の第１〜５実施例を空気調和機の圧縮機用モータ制御装置に用いた全体構成図である。

図１４は、交流電源２５を整流する整流回路２７と、昇圧及び平滑するコンバータ回路２８と、このコンバータ回路から出力される直流電圧を基に永久磁石同期モータ３０の回転数を制御するインバータ回路２９と、インバータ回路２９を制御するマイクロコンピュータ３４を主要構成要素として構成されている。

コンバータ回路２８は、交流電源２５の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２７と、電源電圧を昇圧または力率改善する回路を有し、平滑コンデンサにて構成されている。

整流回路２７は、ダイオードブリッジ２６を備えて構成され、交流電源２５の出力側に接続されている。この整流回路２７は、交流電源２５の交流電圧を直流電圧に整流する。

インバータ回路２９は、コンバータ回路２８にて生成された直流電圧を基に負荷となる永久磁石同期モータ３０の回転数を制御するための、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）２９ａ及びダイオード２９ｂと、このＩＧＢＴ２９ａの通電時に流れる直流電流を検出するシャント抵抗３１を備えて構成されている。シャント抵抗３１はＩＧＢＴ２９ａに直列に接続されている。なお、ＩＧＢＴ２９ａの通電率の調整は制御装置３４により行われる。

制御装置３４はマイクロコンピュータ（マイコン）で構成されている。この制御装置３４は、ＩＧＢＴ２９ａの通電率を制御するためのＡ／Ｄ（Analog/Digital：アナログ／デジタル）変換手段３４ａ，ＰＷＭ出力手段３４ｂ及びインバータ制御手段３４ｃを備えて構成されている。

Ａ／Ｄ変換手段３４ａ，ＰＷＭ出力手段３４ｂ及びインバータ制御手段３４ｃによるインバータ回路２９の制御について説明する。

インバータ回路２９のシャント抵抗３１にて検出された電源電流の瞬時値を増幅器３２にて増幅し、この増幅器にて増幅された電源電流の瞬時値をＡ／Ｄ変換手段３４ａを介してインバータ制御手段３４ｃに取り込む。インバータ制御手段３４ｃとは、第１〜５実施例にて説明したモータ駆動制御を搭載することである。

以上の構成によって、空気調和機圧縮機用モータを駆動した際、通常制御と電圧位相操作型弱め界磁制御の切り替え時に、電圧・電流の乱れや回転数変動，モータ異音が発生しない安定した制御となり、低速設計モータで低速域から高速域にわたり高精度・高応答かつ高効率なインバータ制御で空気調和機圧縮機用モータ駆動が実現する。

本発明の第１実施例を示す制御ブロック図である。 電圧位相操作型弱め界磁制御の電圧位相の変化を示すベクトル図である。 Ｉｄ^**，Ｉｑ^**から求められる電圧位相と本来の位相との関係を示すベクトル図である。 本発明の第１実施例における弱め界磁制御への移行時の電流，電圧の変化を図示したものである。 本発明の第１実施例における通常制御への移行時の電流，電圧の変化を図示したものである。 本発明の第２実施例を示す制御ブロック図である。 本発明の第３実施例を示す制御ブロック図である。 本発明の第３実施例における電圧位相の変化を示すベクトル図である。 本発明の第３実施例における弱め界磁制御への移行時の電流，電圧の変化を図示したものである。 本発明の第４実施例を示す制御ブロック図である。 本発明の第４実施例における電圧位相の変化を示すベクトル図である。 本発明の第４実施例における弱め界磁制御への移行時の電流，電圧の変化を図示したものである。 本発明の第５実施例を示す制御ブロック図である。 本発明の第６実施例を示す制御ブロック図である。

符号の説明

１ 永久磁石モータ
２ 電力変換器
３ 電流検出器
４ 位置検出器
５ 周波数演算部
６，１５ 座標変換部
７ ｑ軸電流偏差切替部
８ 位相誤差指令演算部
９ ｑ軸電流指令演算部
１０ 第２のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部
１１ ｄ軸電流指令演算部
１２ 第２のｄ軸電流指令切替部
１３ 出力電圧制限検出部
１４ 電圧ベクトル演算部
１６ 第１のｄ軸電流指令切替部
１７ 第１のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部
１８ 直流電源
１９ ｄ軸電流指令演算用ゲイン切替部
２０ 位相補償用フィルタ処理演算部
２１ 位相補償指令演算部
２２ ｄ軸電流偏差切替部
２３ 位相補償用フィルタ処理演算部２０のフィルタワーク設定部
２４ モータ定数群同定演算部
Ｉｄ^* 第１のｄ軸電流指令値
Ｉｄ^** 第２のｄ軸電流指令値
Ｉｄｃ ｄ軸電流検出値
Ｉｑ^* 第１のｑ軸電流指令値
Ｉｑ^** 第２のｑ軸電流指令値
Ｉｑｃ ｑ軸電流検出値
Ｖ₁ ^* 出力電圧値
θ_V1 ^* 電圧位相ｔａｎ^-1（Ｖｄｃ^*／Ｖｑｃ^*）
θ_d 本来の電圧位相
Δθｃ^* 弱め界磁制御用位相誤差指令値
Δθ_v ^* _set 電圧位相指令値ｔａｎ^-1（Ｖｄｃ^**／Ｖｑｃ^**）
Δθ^* _adj 位相急変抑制用の位相補償指令値
Δθ^* _cor 本来の位相に戻すための位相補償指令値

Claims (9)

1. 永久磁石モータを駆動する電力変換器の出力電圧指令値を制御する永久磁石モータのベクトル制御装置において、
   ｄ軸およびｑ軸の電流指令値と、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値との偏差を比例積分制御することによって第２の電流指令値を出力する電流指令演算部を備えるベクトル制御手段と、
   前記電力変換器の出力電圧値が制限された場合に、ｑ軸の電流指令値とｑ軸の電流検出値との偏差により弱め界磁制御用の電圧位相値を作成する演算部を有し、前記電力変換器の出力電圧指令値を補償する弱め界磁ベクトル制御手段と、
   前記ベクトル制御手段と弱め界磁ベクトル制御手段とを切り替える手段と、を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１のモータ制御装置において、
   前記ベクトル制御の切り替え時に、電圧および電流が乱れることなく切り替える補償手段を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１のモータ制御装置において、
   前記ベクトル制御の切り替え時に、切り替え時の効率を向上させる手段を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１のモータ制御装置において、
   前記ベクトル制御の切り替え時に、モータから異音が発生することなく安定した状態で切り替えることが可能であることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項２乃至４の何れか１項記載のモータ制御装置において、
   前記ベクトル制御の切り替え時に、前記電力変換器の出力電圧指令値の位相を減らすことを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項２乃至４の何れか１項記載のモータ制御装置において、
   前記ベクトル制御の切り替え時の電圧位相値を電圧ベクトル演算部に入力するｄ軸電流指令値から演算することを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項２乃至４の何れか１項記載のモータ制御装置において、
   前記ベクトル制御の切り替え時に、ｄ軸観測電流をフィルタ処理した値を第１の電流指令値として電流指令演算部に入力することを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項２乃至４の何れか１項記載のモータ制御装置において、
   前記ベクトル制御の切り替え時に、電流指令演算部のゲインを切替可能とすることを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項１のモータ制御装置において、
   モータ定数（抵抗，インダクタンス，誘起電圧）同定演算部でモータ定数補償値を算出し、その結果を電圧ベクトル演算式に用いることによって前記出力電圧指令値の位相と本来の位相とのズレを生じさせないようにすることを特徴とするモータ制御装置。

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