JP2010028795A - バランス補償型光バランスド受信器及び光ｉｑ受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】光バランスド受信器において、光結合器の２つの出力端から差分器までの異なる経路の損失や遅延の差による受信信号の劣化を補償する。
【解決手段】光結合器１０１は、入力される光情報信号を光参照信号と干渉させて互いに逆相となる２つの干渉光を出力する。光検波器１０２、１０３は、干渉光の強度成分を電気信号に変換した検波信号を出力する。バランス補償差分器１３１は、２つの検波信号２０５、２０６の振幅・遅延の差を、入力される制御信号に応じて補償する。また、補償された２つの検波信号の差分信号を出力する。制御回路１３２は、バランス補償差分器１３１から観測信号２２５を入力して制御信号を生成し、バランス補償差分器１３１に出力する。
【選択図】図５

Description

本発明は、バランス補償型光バランスド受信器及び光ＩＱ受信器に係り、特に、光ファイバを用いた光情報伝送において、光バランスド受信器（ｏｐｔｉｃａｌ ｂａｌａｎｃｅｄ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）の２つの光検波器の出力バランスの劣化による受信信号の波形歪を補償又は補正するバランス補償型光バランスド受信器及び光ＩＱ受信器に関するものである。

近年、周波数利用効率の観点から実用化が進められている光多値変調は、光位相検出に光バランスド受信器を用いることで受信感度の改善を図っている。
図１に光バランスド受信器の構成例を示す。光バランスド受信器１００は光結合器１０１と２つの光検波器（Ｏ／Ｅ）１０２、１０３と差分器１０４とで構成されている。光結合器１０１は光情報信号２０１と光参照信号２０２を合波し、互いに逆相となる２つの干渉光２０３、２０４を出力する。干渉光２０３、２０４はそれぞれ光検波器１０２、１０３で受光され、干渉強度に応じた振幅の検波信号２０５、２０６に変換される。差分器１０４はこの２つの検波信号２０５、２０６の差分をとって受信信号２０７を出力する。
また、この光バランスド受信器１００を差動位相検出に用いる構成の一例を図２に示す。この構成では、図１の光結合器１０１が光分波器３０２と光結合器１０１を有する光遅延検波器３０１で代替されている。光遅延検波器３０１は入力される光情報信号２０１を光分波器３０２で光情報信号３０５と光参照信号３０６に分波する。そして、光遅延器３０３と光位相シフタ３０４を用いてこの２つの信号に信号周期の整数倍の遅延差と任意の位相シフトを与えた後、光結合器１０１で合波する。なお、光遅延器３０３と光位相シフタ３０４は光情報信号３０５と光参照信号３０６のどちらの伝搬経路に設置されてもよい。
この光バランスド受信器１００では、光結合器１０１の出力端から差分器１０４間の光検波器１０２、１０３を通る２つの経路の損失や遅延量のバランス（以下、これらをまとめて受信器バランスと称す）をとることで、２つの干渉光２０３、２０４の共通成分を相殺し、受信信号２０７から光情報信号２０１ないしは光参照信号２０２に含まれる強度変動成分を除去している。なお、２つの光検波器１０２、１０３の受信感度や遅延量も受信器バランスに含まれる。
例えば、光情報信号２０１が４値位相変調の場合の受信器バランスと受信感度劣化の関係は、非特許文献１の図９に開示されている。ＤＱＰＳＫ（差動４値位相変調）の場合、光検波器の感度比１０％、または経路長差数ｍｍで約１ｄＢの受信感度劣化が生じる。また、光８値位相変調や光直交振幅変調のように多値数の増加した光多値変調では、この劣化はさらに顕著となる。
光結合器や光検波器の出力に減衰器を挿入し、受信器バランスの調整を可能とする方法（例えば、特許文献１参照）や、オフセット補償付差分器およびオフセット制御回路で構成される光バランスド受信器（例えば、非特許文献２参照）が開示されている。

特開２００６−２１７６０５号公報

「Ｐｈａｓｅ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ ｆｏｒ Ｈｏｍｏｄｙｎｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｏｐｔｉｃａｌ ＤＱＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌｓ」、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、 Ｖｏｌ．２４、 Ｎｏ．９、Ｓｅｐ．２００６ 「バランス型フォトダイオードモジュール技術」、ＮＴＴ技術ジャーナル２００７．１１、ｐ．５８−６１

受信器バランスを最適にするためには、図１の光結合器１０１や光検波器１０２、１０３を選別して組み合わせる必要があり、製造工数の増大と歩留まりの低下が課題となる。また、受信器バランスを劣化させる光検波器１０２、１０３の経年劣化も課題となる。
図３に示すように、特許文献１に示す技術では、例えば光結合器１０１や光検波器１０２、１０３の出力に光減衰器１１１、１１２や減衰器１１３、１１４を挿入し、光結合器１０１から差分器１０４間の２経路の損失バランスの調整を可能とする。しかし、光バランスド受信器内に新たに光減衰器などのデバイスを組み込むため、経路長が増大し、これに伴って経路長差の調整が困難になるという課題がある。また、本構成で、２つの干渉光２０３、２０４又は、２つの検波信号２０５、２０６を観測し、これらの振幅や遅延量のバランスを補償する方法が考えられるが、この方法では差分器１０４の内部で生じるアンバランスを補正できないという課題もある。
また、図４に示すように、非特許文献２では、例えばオフセット補償付差分器１２１およびオフセット制御回路１２２で構成される光バランスド受信器１００が開示されている。本構成では、受信信号２０７を観測するオフセット制御回路１２２がオフセット信号２０８をオフセット補償付差分器１２１に出力し、オフセット補償付差分器１２１は入力される２つの検波信号２０５、２０６の差分に制御信号２０８に応じた一定のオフセットを加算し、受信信号２０７として出力する。オフセット制御回路１２２は受信信号２０７の平均値ないしは中央値が閾値に達するまで制御信号２０８を変化させる。これにより、受信器バランスの劣化によって変化した受信信号２０７のオフセットを補償する。しかし、受信信号２０７のオフセットは、受信器バランスの劣化があると光情報信号２０１及び光参照信号２０２の瞬間的な強度変動に応じて高速に変動する。本構成では受信信号２０７に加えるオフセットは一定値であり、受信器バランスの劣化を完全には補償できないという課題がある。
本発明は、以上の点に鑑み、光バランスド受信器において受信器バランスが劣化しても、これによる受信信号の劣化を補償又は補正するバランス補償型光バランスド受信器を提供することを目的とする。
本発明は、電気信号処理を用いて光バランスド受信器の受信器バランスを自動的に補償又は補正することを目的のひとつとする。また、本発明は、光バランスド受信器を構成するデバイスの製造ばらつきや経年劣化により受信器バランスが劣化してもデバイスの交換や追加を不要とすることを目的のひとつとする。

入力される光情報信号と光参照信号を合波し、互いに逆相となる２つの干渉光を出力する光カプラ又は１８０°光ハイブリッド回路の光結合器と、前記光結合器から出力される２つの干渉光をそれぞれ受光し、干渉強度に応じた振幅の電気信号として検波信号を出力する２つの光検波器と、前記２つの検波信号の差分をとって受信信号を出力する差分器とを有する光バランスド受信器において、入力される電気信号を量子化および離散化したデジタル信号として出力するアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器およびデジタル信号に演算処理を施すデジタル信号処理器を前記差分器に備えたバランス補償差分器を用い、前記受信信号又は２つの検波信号をデジタル信号処理し、光受信器の２つの検波信号の振幅及び/又は遅延の差による受信信号の劣化を補償又は補正する。デジタル信号処理は複雑な演算を容易に実現可能とするため、複雑な演算を必要とする受信信号劣化の補償又は補正処理に有効である。ただし、該デジタル信号処理をアナログ信号処理で実現できる場合、Ａ／Ｄ変換器を省いてもよい。

本発明の第１の解決手段によると、
入力される光情報信号を光参照信号と合波して互いに逆相となる２つの干渉光を出力する光結合器と、
前記２つの干渉光をそれぞれ受光し、干渉強度に応じた振幅の電気信号に変換して検波信号を出力する２つの光検波器と、
前記２つの検波信号の振幅及び/又は遅延の差を、入力される制御信号に応じて補償し、補償された２つの検波信号の差分を受信信号として出力するバランス補償差分器と、
前記制御信号を生成して前記バランス補償差分器に出力する制御回路と
を備えた光バランスド受信器が提供される。

本発明の第２の解決手段によると、
入力される光情報信号及び光参照信号をそれぞれ受光し、入力光の強度に応じた振幅の電気信号に変換して検出強度信号を前記制御回路に出力する第１、第２の光強度検波器と、
光情報信号を２分岐し、該第１の光強度検波器と上述の光バランスド受信器のそれぞれに光情報信号を出力する分波器と、
光参照信号を２分岐し、該第２の光強度検波器と上述の光バランスド受信器のそれぞれに光情報信号を出力する分波器と
を備えた光バランスド受信器が提供される。

本発明の第３の解決手段によると、
上述の光バランスド受信器を２つ備え、
入力される光情報信号を分岐して２つの前記光バランスド受信器のそれぞれに出力する第１の分波器と、
光参照信号を分岐して２つの前記光バランスド受信器のそれぞれに出力する第２の分波器と
をさらに備え、
２つの前記光バランスド受信器の前記光結合器が、互いに直交する干渉位相をもち、入力される光情報信号と光参照信号を９０°異なる位相で合波する光受信器が提供される。

本発明の第４の解決手段によると、
２つの光バランスド受信器と、
制御信号を生成して前記２つの光バランスド受信器に出力する制御回路と、
光情報信号を分岐して２つの前記光バランスド受信器のそれぞれに出力する第１の分波器と、
光参照信号を分岐して２つの前記光バランスド受信器のそれぞれに出力する第２の分波器と
を備え、
前記２つの光バランスド受信器は、それぞれ、
入力される光情報信号を光参照信号と合波し、互いに逆相となる２つの干渉光を出力する光結合器と、
前記２つの干渉光の干渉強度をそれぞれ電気信号に変換した検波信号を出力する２つの光検波器と、
前記２つの検波信号の振幅及び/又は遅延の差を、入力される制御信号に応じて補償又は補正し、補償又は補正された２つの検波信号の差分を受信信号として出力するバランス補償差分器と
を有し、
該２つの光バランスド受信器の前記光結合器が、互いに直交する干渉位相をもち、入力される光情報信号と光参照信号を９０°異なる位相で合波し、
前記制御回路は、該２つの光バランスド受信器の前記バランス補償差分器の出力信号から前記光情報信号の強度成分又はその近似成分を算出し、算出された強度成分又は近似成分と、該出力信号とに基づき前記制御信号を生成する光受信器が提供される。

本発明によると、光バランスド受信器において、光結合器の２つの出力端から差分器までの２つの経路において、異なる損失や遅延の差が生じても、つまり受信器バランスが劣化しても、これによる受信信号の劣化を補償又は補正するバランス補償型光バランスド受信器を提供することができる。また、本発明によると、光検波器の光検出感度の差も含めて補償することができる。
本発明によると、電気信号処理を用いて光バランスド受信器の受信器バランスを自動で補償することができる。そのため、光バランスド受信器を構成する光検波器や光導波路などのデバイスの製造ばらつきや経年劣化により受信器バランスが劣化してもデバイスの交換や追加が必要なくなる。

光バランスド受信器の基本構成を示した説明図である。 差動位相検出に用いる光バランスド受信器の基本構成を示した説明図である。 従来の光バランスド受信器の原理を示した説明図である。 従来の光バランスド受信器の原理を示した説明図である。 本発明の光バランスド受信器の基本構成を示した説明図である。 本発明の第１の実施形態を示す構成図である。 本発明における制御回路１３２の実施形態のひとつを示す構成図である。 本発明における制御回路１３２の実施形態のひとつを示す構成図である。 本発明におけるデジタル信号処理器１４３、１４４の実施形態のひとつを示す構成図である。 本発明の第１の実施形態の構成例（２）を示す図である。 本発明における制御回路１３２の実施形態のひとつを示す構成図である。 本発明における制御回路１３２の実施形態のひとつを示す構成図である。 本発明の第２の実施形態を示す構成図である。 本発明の第３の実施形態を示す構成図である。 本発明の第４の実施形態を示す構成図である。 本発明における制御回路１３２の実施形態のひとつを示す構成図である。 本発明の第５の実施形態を示す構成図である。 本発明における制御回路１３２の実施形態のひとつを示す構成図である。 本発明の第６の実施形態を示す構成図である。 本発明における制御回路１３２の実施形態のひとつを示す構成図である。 本発明における制御回路１３２の実施形態のひとつを示す構成図である。 本発明の第７の実施形態を示す構成図である。 光バランス受信器で構成される光ＩＱ受信器の基本構成を示した説明図である。 本発明の第８の実施形態を示す構成図である。 光強度算出回路の実施形態を示す構成図である。 光ＩＱ受信器における制御回路の実施形態を示す構成図である。 光ＩＱ受信器における本発明の効果を示す説明図である。

（概略）
図５に、本実施の形態の原理を説明するための光バランスド受信器の概略図を示す。
光バランスド受信器１００は、例えば、光結合器１０１と、光検波器１０２、１０３と、バランス補償型差分器１３１と、制御回路（Ｃｔｒｌ）１３２とを備える。
光バランスド受信器１００の光結合器１０１は入力される光情報信号２０１を光参照信号２０２と合波し、互いに逆相の干渉光２０３、２０４を出力する。光結合器１０１は、例えば光カプラや１８０°光ハイブリッド回路を用いることができる。この干渉光２０３、２０４はそれぞれ異なる光検波器１０２、１０３に入力され、干渉強度に応じた振幅をもつ電気信号に変換され、検波信号２０５、２０６として出力される。
通常、この２つの検波信号２０５、２０６はこれらの差分をとる差分器に入力されるが、本実施の形態では、電気信号の量子化および離散化、すなわちアナログ・デジタル変換、を行うアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、およびデジタル信号の演算処理を行うデジタル信号処理器を前記差分器に搭載したバランス補償型差分器１３１に、該２つの検波信号２０５、２０６を入力する。バランス補償型差分器１３１は入力された２つの検波信号２０５、２０６の差分をとると共に、該検波信号２０５、２０６の振幅及び／又は遅延量の差を制御信号２１１に応じて補償又は補正し、受信信号２０７を出力する。該制御信号２１１は、２つの検波信号２０５、２０６の振幅及び/又は遅延量の差による受信信号２０７の波形歪がなくなるように制御回路（Ｃｔｒｌ）１３２によって生成される。なお、上述の検波信号２０５、２０６の振幅とはそれぞれの信号の波高値のことであるが、これには平均信号強度ないしはオフセット値の意味も含む。
以下に、バランス補償型光バランスド受信器の各実施の形態を詳細に説明する。

（第１の実施の形態）
図６は、光バランスド受信器の第１の構成例を示す。
光バランスド受信器１００のバランス補償型差分器１３１は、例えば、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４１、１４２と、デジタル信号処理器１４３、１４４と、デジタル差分器１４５とを有する。
本実施の形態の光バランスド受信器１００では、光情報信号２０１及び光参照信号２０２が光結合器１０１に入力され、該光結合器１０１が光情報信号２０１と光参照信号２０２とを合波し、互いに逆相となる２つの干渉光２０３、２０４を出力する。干渉光２０３、２０４はそれぞれ光検波器１０２、１０３で受光され、それぞれ干渉強度に応じた振幅の検波信号２０５、２０６に変換されて出力される。この検波信号２０５、２０６はバランス補償型差分器１３１に入力される。
バランス補償型差分器１３１では、互いにサンプリングタイミングが同期した２つのアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４１、１４２によって検波信号２０５、２０６が量子化および離散化され、それぞれデジタル検波信号２２１、２２２として出力される。なお、サンプリングタイミングは、例えば、クロック発生器からのサンプリングクロックに従うことができる。なお、以降の説明では、Ａ／Ｄ変換器１４１、１４２のサンプリングタイミングが検波信号２０５、２０６の変調周波数に同期し、デジタル検波信号２２１、２２２が１シンボルあたり１サンプルだけ離散化されたデジタル信号であるとするが、Ａ／Ｄ変換器１４１、１４２のサンプリングタイミングが任意であっても、タイミング抽出等のデジタル信号処理により上述のデジタル検波信号２２１、２２２を得ることが可能である。該デジタル検波信号２２１、２２２それぞれの振幅及び／又は遅延の差は、制御信号２１１ａ、２１１ｂに応じて、デジタル信号処理器１４３、１４４によって補償され、補償済デジタル検波信号２２３、２２４として出力される。デジタル差分器１４５はこれらの補償済デジタル検波信号２２３、２２４の差分をとって、バランス補償型差分器１３１および光バランスド受信器１００の出力信号として受信信号２０７を出力する。制御回路１３２は、例えばデジタル検波信号２２１、２２２の振幅及び／又は遅延を観測し、その差がなくなるように制御信号２１１ａ、２１１ｂを出力する。制御回路１３２は、以下に示す各構成においてデジタル検波信号２２１、２２２以外に、補償済デジタル検波信号２２３、２２４や、受信信号２０７を観測する場合もある。図６では、これらの観測される信号をまとめて観測信号２２５で示している。

次に、検波信号２０５、２０６の振幅の差を補償又は補正するバランス補償型差分器１３１および制御回路１３２について説明する。
図１の光バランスド受信器１００において、光情報信号２０１および光参照信号２０２の光電界をそれぞれＥ_Ｓ（ｔ）ｃｏｓ（ω_Ｓｔ＋φ_Ｓ（ｔ））、Ｅ_Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（ω_Ｒｔ＋φ_Ｒ（ｔ））で表すことができる。ただし、ｔは時間を表す変数、・（ｔ）はｔの関数を意味する。ここで、ω_Ｆ＝ω_Ｓ−ω_Ｒ、φ_Ｆ（ｔ）＝φ_Ｓ（ｔ）−φ_Ｒ（ｔ）とし、また、光結合器１０１の干渉位相をφで表せば、２つの光検波器１０２、１０３の出力する検波信号２０５、２０６はそれぞれ以下の数式Ｓ_１、Ｓ_２で表される。

（数１）および（数２）の第２項には、光情報信号２０１、光参照信号２０２の強度成分Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）、Ｅ_Ｒ ^２（ｔ）に起因する強度変動雑音が共通して含まれており、光バランスド受信器は、差分器１０４を用いて検波信号２０５、２０６の差分をとることでこの強度変動雑音を相殺し、受信感度を向上している。従って、差分器１０４から出力される受信信号２０７は以下の数式Ｓ_Ｄで表される。

しかし、検波信号２０５、２０６が異なる減衰又は増幅を受けてそれぞれＡ倍、Ｂ倍されて差分器１０４に入力される場合、差分器１０４から出力される受信信号２０７は以下の数式Ｓ_ｄで表される。

２つの検波信号２０５、２０６の振幅に差があり、Ａ≠Ｂとなる場合、（数４）第２項の強度変動雑音成分（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｒ ^２（ｔ）］が消えずに受信信号２０７に加わる。この成分は光情報信号２０１および光参照信号２０２の光電界振幅Ｅ_Ｓ（ｔ）、Ｅ_Ｒ（ｔ）の時間変化に伴い変動する。これが検波信号２０５、２０６の振幅差によって生じる受信信号２０７の劣化である。
この劣化を補償又は補正するため、図６の制御回路１３２はデジタル検波信号２２１、２２２の振幅を観測し、これらの振幅が等しくなるように制御信号２１１ａ、２１１ｂを出力し、デジタル信号処理器１４３、１４４を動作させる。

図７に、振幅を補償又は補正する場合の制御回路１３２の構成例を示す。
制御回路１３２は、例えば時間平均回路６０１、６０２と、平均演算回路６０３と、除算器６０４、６０５とを有する。デジタル検波信号２２１、２２２が観測信号２２５として制御回路１３２に入力され、それぞれの時間平均値が時間平均回路６０１、６０２で算出され、検波信号振幅値７０１、７０２として出力される。これらの検波信号振幅値７０１、７０２は平均演算回路６０３に入力され、この２つの検波信号振幅値の平均値が基準振幅値７０３として除算器６０４、６０５に出力される。また、該除算器６０４、６０５には上述の検波信号振幅値７０１、７０２もそれぞれ入力され、検波信号振幅値７０１、７０２を基準振幅値７０３で除算し、検波信号振幅値７０１、７０２と基準振幅値７０３の比を制御信号２１１ａ、２１１ｂとして出力する。なお、基準振幅値７０３は、平均演算回路６０３を用いて算出せずとも、例えば任意の定数や検波信号振幅値７０１など別の値を用いても構わない。
この制御回路１３２を有する図６の光バランス受信器１００では、バランス補償器１４３、１４４を例えば除算器とする。入力されるデジタル検波信号２２１、２２２をこれらの制御信号２１１ａ、２１１ｂで除算し、補償済デジタル検波信号２２３、２２４として出力すれば、補償済デジタル検波信号２２３、２２４の振幅の時間平均は共に基準振幅値７０３の値となり、デジタル検波信号２２１、２２２の振幅の差が補償される。なお、補償済デジタル検波信号２２３、２２４の振幅は、制御回路１３２において除算器６０４、６０５に入力される基準振幅値７０３の値となる。検波信号振幅値７０１を基準振幅値７０３として用いる場合、デジタル信号処理器１４３はデジタル検波信号２２１の振幅を調整する必要がないため、除算器６０４およびデジタル信号処理器１４３を省くことができる。
また、図６の光情報信号２０１および光参照信号２０２の一方を消光し、他方を連続光とすれば、光結合器１０１は該連続光をパワー比１：１で２分岐して出力するため、受信器バランスの劣化がなければデジタル検波信号２２１、２２２が時間的に一定で且つ等しい振幅となる。この場合、図７の制御回路１３２において算出される検波信号振幅値７０１、７０２はそれぞれデジタル検波信号２２１、２２２と等しくなる。よって、光バランスド受信器の製造時又は運用前の立上げ時など、受信器が運用されていない場合は、光情報信号２０１および光参照信号２０２の一方を消光し、もう一方を連続光とすることで、時間平均回路６０１、６０２の省略が可能となる。
なお、図７の制御回路１３２はデジタル検波信号２２１、２２２を観測信号２２５として用い、該デジタル検波信号を補償するフィードフォワード制御を行っているが、補償済デジタル検波信号２２３、２２４を観測信号２２５に用い、フィードバック制御を行ってもよい。その場合、該制御回路１３２をフィードバック制御用に変更する必要があるが、制御工学に基づいて容易に変更して本実施の形態で実施可能である。例えば、制御回路１３２の出力する制御信号２１１ａ、２１１ｂとこれらの収束値である数値１との差分をそれぞれ時間積分し、これらに１を加算して該制御信号２１１ａ、２１１ｂとしてデジタル信号処理器に入力すればよい。
なお、上述の制御回路１３２の構成は実施形態の一つであり、制御信号２１１ａ、２１１ｂの比がデジタル検波信号２２１、２２２の振幅比と対応すれば別の形態を用いてもよい。例えば、デジタル検波信号２２１、２２２の最大値や波高値はそれぞれの振幅に比例するため、入力信号の最大値を出力する最大値算出回路又は波高値を出力する波高値算出回路を時間平均回路６０１、６０２と代用することが可能である。なお、波高値算出回路は、例えば入力信号の最大値と最小値を算出し、その差を出力することで実現できる。
なお、図６の光バランスド受信器１００が光検波器１０２、１０３の出力端に高域通過フィルタなどのＤＣカットを備えることもある。この場合、Ａ／Ｄ変換器１４１、１４２に入力される検波信号２０５、２０６の直流オフセット成分は除去されている。そのため、受信器バランスの劣化に依らずデジタル検波信号２２１、２２２の時間平均値は共に零に近くなり、図６の制御回路１３２では制御できない場合がある。このような場合、時間平均回路６０１、６０２を前記の最大値算出回路や波高値算出回路とすることが有効になる。
次に、検波信号２０５、２０６の遅延量の差を補償又は補正するバランス補償型差分器１３１および制御回路１３２について説明する。図６の光バランス受信器１００において、制御回路１３２はデジタル検波信号２２１、２２２の遅延量を観測し、互いの遅延量の差がなくなるようにデジタル信号処理器１４３、１４４を動作させる制御信号２１１ａ、２１１ｂを出力する。

図８に、遅延量を補償する場合の制御回路１３２の構成例を示す。
この制御回路１３２に入力されるデジタル検波信号２２１、２２２はそれぞれアップサンプリング回路６１１、６１２に入力され、単位時間あたりのサンプル数が増加されて出力される。この２つの出力信号はピーク検出回路６１３、６１４にそれぞれ入力される。ピーク検出回路６１３、６１４には、クロック発生器６１５から出力されるサンプリングクロック７１１が入力されている。該サンプリングクロック７１１は図６のＡ／Ｄ変換器１４１、１４２に入力されており、該サンプリングクロックに同期してＡ／Ｄ変換器１４１、１４２は検波信号２０５、２０６を離散化している。該ピーク検出回路６１３、６１４は、入力信号とサンプリングクロック７１１の波形ピークの時間ずれを制御信号２１１ａ、２１１ｂとして出力する。
ただし、サンプリング定理によれば、離散化前の信号がもつ最大周波数の２倍以下のサンプリング周波数で離散化された信号を離散化前の信号に復元できない。アップサンプリング回路６１１、６１２は入力信号から離散前の信号を復元し、信号のリサンプリングを行う回路であり、デジタル検波信号２２１、２２２から検波信号２０５、２０６を復元するために、図６のＡ／Ｄ変換器１４１、１４２のサンプリング周波数が検波信号２０５、２０６のもつ周波数成分の２倍以上でなければならない。一般に検波信号２０５、２０６に含まれる周波数成分は光情報信号２０１や光参照信号２０２の変調速度（シンボルレート）の半分以下となるため、Ａ／Ｄ変換器１４１、１４２のサンプリング周波数をシンボルレート以上とする。ただし、光情報信号２０１、光参照信号２０２の変調フォーマットによっては検波信号２０５、２０６に含まれる周波数成分が変化するため、注意が必要である。例えば、光情報信号２０１がＲＺ変調されている場合は検波信号２０５、２０６にシンボルレートの周波数成分が含まれるため、Ａ／Ｄ変換器１４１、１４２のサンプリング周波数をシンボルレートの２倍にする必要がある。

図９に、この制御回路１３２に対応する図６の光バランスド受信器１００のデジタル信号処理器１４３、１４４の構成例を示す。
デジタル信号処理器１４３、１４４では、まずアップサンプリング回路６２１、６２２がデジタル検波信号２２１、２２２の単位時間あたりのサンプル数を増加して出力する。これらの出力はそれぞれデジタル遅延回路６２３、６２４に入力され、それぞれ制御信号２１１ａ、２１１ｂに応じた遅延が加えられる。これらの遅延されたデジタル信号はそれぞれダウンサンプリング回路６２５、６２６に入力され、デジタル検波信号２２１、２２２と同じサンプリングレートの信号に戻され、補償済デジタル検波信号２２３、２２４として出力される。
ここで、図８の制御回路１３２および図９のデジタル信号処理器１４３において、それぞれのアップサンプリング回路６１１、６２１が出力するデジタル信号の単位時間あたりのサンプル数を同じとし、制御回路１３２がアップサンプリング回路６１１の出力するデジタル信号波形とサンプリングクロック７１１の遅延差をサンプル数でカウントして制御信号２１１ａとすれば、デジタル遅延回路６２３は入力されるデジタル信号を制御信号２１１ａが示すサンプル数だけ遅延させればよい。
上述の制御回路１３２は検波信号２０５、２０６の遅延のうち、検波信号２０５、２０６の変調周期（シンボル周期）よりも小さな遅延を補償できる。
なお、図８の制御回路１３２はデジタル検波信号２２１、２２２を観測信号２２５に用いるフィードフォワード制御を行っているが、補償済デジタル検波信号２２３、２２４を観測信号２２５に用い、フィードバック制御を行ってもよい。
また、検波信号２０５、２０６とＡ／Ｄ変換器１４１、１４２のサンプリングタイミングの時間ずれがあると、波形ピークとはずれたタイミングの検波信号２０５、２０６がデジタル検波信号２２１、２２２に変換されるため、デジタル検波信号２２１、２２２の振幅の平均値が低下する。そのため、デジタル検波信号２２１、２２２の振幅を最大化制御すれば、検波信号２０５、２０６の遅延差を補正できる。

また、図１０に、検波信号２０５、２０６の遅延差を補償する光バランスド受信器１００の第２の構成例を示す。
本実施では、クロック発生器６１５が出力するサンプリングクロック７１１を制御信号２１１ａ、２１１ｂに応じて遅延する遅延器６３１、６３２を用い、検波信号２０５、２０６の遅延差を補償する。制御回路１３２の構成は、図８と同様である。
次に、検波信号２０５、２０６のシンボル周期よりも大きな遅延差を補正する制御回路１３２の構成例を図１１に示す。光バランスド受信器１００の全体構成は、例えば図６、図１０と同様である。
制御回路１３２に入力された補償済デジタル検波信号２２３、２２４はまず直流除去回路６４１、６４２に入力される。該直流除去回路６４１、６４２は、例えば時間平均回路６０１、６０２と減算器６４３、６４４を備え、時間平均回路６０１、６０２を用いて補償済デジタル検波信号２２３、２２４の時間平均値、すなわち直流成分をそれぞれ算出し、減算器６４３、６４４を用いてそれらの値を前記補償済デジタル検波信号２２３、２２４からそれぞれ減算し、補償済デジタル検波信号２２３、２２４の交流成分を交流デジタル検波信号７２２、７２３として出力する。交流デジタル検波信号は相関器６４５に入力され、相関器６４５は交流デジタル検波信号７２２、７２３の相関が閾値を超えるまで例えばある一定値の信号を相関信号７２４として出力する。この相関信号７２４は積分器６４６で時間積分され、制御信号２１１ａとして出力される。また、反転器６４９で符号が反転された制御信号２１１ａも、制御信号２１１ｂとして出力される。図６の光バランスド受信器１００においては、制御信号２１１ａ、２１１ｂはそれぞれデジタル信号処理器１４３、１４４に入力され、制御信号２１１ａ、２１１ｂに応じた遅延量がデジタル検波信号２２１、２２２に与えられる。また、図１０の光バランスド受信器１００においては、制御信号２１１ａ、２１１ｂはそれぞれ遅延器６３１、６３２に入力され、制御信号２１１ａ、２１１ｂに応じた遅延量がＡ／Ｄ変換器１４１、１４２に入力されるサンプリングクロックに与えられる。ただし、本構成において制御信号２１１ａ、２１１ｂは片方を省いても動作可能である。

なお、制御回路１３２には、補償済デジタル検波信号２２３、２２４の代わりに、補償前のデジタル検波信号２２１、２２２を入力してもよいが、この場合は交流デジタル検波信号７２２、７２３の一方を適宜遅延させ、相関信号７２４が閾値を超える、ないしは最大になる時の遅延量を制御信号２１１ａとして出力すればよい。
なお、相関器６４５は、例えば入力される２つの信号の畳み込み積分（コンボリューション）を計算することで２つの信号の相関性を測定し、相関が得られた時だけ相関信号７２４として零を出力し、相関が得られない時は零ではない値を相関信号７２４として出力すればよい。また、相関器６４５は相関性が測定できれば、他の形態でもよい。例えば、入力信号のそれぞれの２乗平均の差を算出し、これが一定の閾値を上回る間のみ、零ではない値を相関信号７２４として出力する。制御信号２１１ａ、２１１ｂの値は、相関信号７２４が零でなければ変化し、相関信号７２４が零になれば制御信号は変化しなくなる。デジタル信号処理器１４３、１４４の遅延量は補償済デジタル検波信号２２３、２２４の相関がとれたときの値で一定になる。
図１１の制御回路１３２の出力する制御信号２１１ａ、２１１ｂを用いて検波信号２０５、２０６の遅延を補償する光バランスド受信器１００の構成は、上述のシンボル周期よりも小さな遅延を補償するための機構を適用できる。例えば、図６のデジタル信号処理器１４３、１４４をもつ光バランスド受信器１００、及び図１０のサンプリングクロック７１１を遅延させる遅延器６３１、６３２を有する光バランスド受信器１００を用いることができる。
次に、受信信号２０７を観測信号２２５とし、検波信号２０５、２０６の振幅比を補償する場合を説明する。検波信号２０５、２０６の振幅に差異があると、残留した（数４）第２項の強度変動雑音成分により、光情報信号２０１及び光参照信号２０２の強度に起因した受信信号２０７のオフセットが生じ、受信信号２０７のヒストグラム分布に偏りが生じる。そこで、制御回路１３２は受信信号２０７の振幅のヒストグラム分布を観測し、この分布の偏りがなくなるように制御信号２１１ａ、２１１ｂを出力し、デジタル信号処理器１４３、１４４を動作させる。

図１２に、制御回路１３２の構成例を示す。
この構成では、受信信号２０７が中央値演算回路６５１および時間平均回路６０１に入力され、受信信号２０７の中央値および時間平均値が出力される。この中央値と時間平均値は減算器６５２に入力され、その差が差信号７３１として出力される。差信号７３１は積分器６４６で時間積分され、制御信号２１１ａとして出力される。また、反転器６４９にはこの制御信号２１１ａが入力され、制御信号２１１ａと符号の反転した制御信号２１１ｂが出力される。なお、該積分器６４６は例えば、出力される制御信号２１１ａを１サンプル遅延器６４７で１サンプル遅延し、加算器６４８で入力される差信号７３１と加算し、制御信号２１１ａとして出力する。
この制御回路１３２を有する図６の光バランスド受信器１００のデジタル信号処理器１４３、１４４は、例えば乗算器である。該乗算器は、入力されるデジタル検波信号２２１、２２２に前記の制御信号２１１ａ、２１１ｂに応じた値をそれぞれ乗算し、補償済デジタル検波信号２２３、２２４を出力する。この構成により、受信信号２０７の振幅の中央値と時間平均値の差異がなくなるようにデジタル検波信号２２１、２２２の振幅の差が補償される。
なお、図６の光バランスド受信器１００が光検波器１０２、１０３の出力端に高域通過フィルタなどのＤＣカットを備える場合、Ａ／Ｄ変換器１４１、１４２に入力される検波信号２０５、２０６の直流オフセット成分が除去されるため、受信信号２０７の時間平均は零となる。しかし、検波信号２０５、２０６の振幅差によって生じる受信信号２０７のヒストグラム分布の偏りは除去されないため、この場合でも図１２の制御回路１３２を用いることができる。
検波信号２０５、２０６の振幅及び/又は遅延の差を補償するこれらの制御回路１３２およびデジタル信号処理器１４３、１４４は並列又は直列に接続され、振幅および遅延をあわせて補償することが可能である。また、これらの制御回路１３２でフィードバック制御を用いる場合、最大・最小制御を利用できるが、これらのアルゴリズムには特に制限はない。例えば、山登り法、最大傾斜法、制御信号のディザリングなどの一変数もしくは多変数制御手法など一般的な手法を用いることが可能である。

（第２の実施の形態）
図１３は、光遅延検波型光バランスド受信器３００の構成例を示す。
図６に示した光バランスド受信器１００との違いは、光結合器１０１に光遅延検波器３０１を用いていることである。本構成では光遅延検波器３０１に入力された光情報信号２０１が光分波器３０２で２分岐される。そして、分岐された光信号の一方は遅延器３０３および光位相シフタ３０４に入力され、一定の遅延と位相シフトが与えられる。その後、分岐された２つの光信号は光結合器１０１で合波され、互いに逆相となる２つの干渉光２０３、２０４として出力される。光結合器１０１の後方の構成は上述の光バランスド受信器１００の第１の構成例と同様である。また、光結合器１０１の後方の構成は、上述の光バランスド受信器１００の第２の構成例のようにしてもよい。
本構成において、光情報信号２０１の光電界を２^１／２Ｅ_Ｓ（ｔ）ｃｏｓ（ω_Ｓｔ＋φ_Ｓ（ｔ））、光遅延器３０３の時間遅延量をＴ、光位相シフタ３０４で調整可能な干渉器１０１の干渉位相をφで表し、さらにφ_Ｆ（ｔ）＝φ_Ｓ（ｔ）−φ_Ｓ（ｔ―Ｔ）とすれば、検波信号２０５、２０６はそれぞれ以下の数式Ｓ_１、Ｓ_２で表される。

したがって、検波信号２０５、２０６の差分は以下の数式Ｓ_Ｄで表される。

ここで、光遅延器３０３の時間遅延量Ｔを光情報信号２０１の変調周期（シンボル周期）とすれば、１シンボル前の変調シンボルとの位相差（差動位相）を検出することができる。本構成の場合、光参照信号を必要としないため、光参照信号の偏波制御や位相トラッキングが不要という利点がある。
しかし、検波信号２０５、２０６がそれぞれ異なる減衰又は増幅を受けてＡ倍、Ｂ倍された場合、検波信号２０５、２０６の差分は以下の数式Ｓ_ｄで表され、（第１の実施の形態）同様、第２項に強度変動雑音が加わる。

本構成では、光遅延器３０３及び光位相シフタ３０４で遅延と位相シフトの与えられた光情報信号２０１に対し、もう一方を図６の光参照信号２０２として用いるため、制御回路１３２およびデジタル信号処理器１４３、１４４は第１の実施の形態と同じ構成のものを使用することができる。また、検波信号２０５、２０６の遅延を補償する光バランスド受信器は、図１０に示す光バランスド受信器の光結合器１０１を光遅延検波器３０１とした構成でもよい。

（第３の実施の形態）
図１４は、光バランスド受信器１００の第３の構成例を示す。
該光バランスド受信器１００では、上述の第１の実施の形態とバランス補償型差分器１３１の構成が異なる。本構成では、２つの光検波器１０２、１０３から出力される検波信号２０５、２０６がまずバランス補償型差分器１３１の差分器１０４に入力される。このバランス補償型差分器１３１では、差分器１０４がこの検波信号２０５、２０６の差分をとって差分信号２３１として出力し、Ａ／Ｄ変換器１５１がこの差分信号２３１を量子化および離散化してデジタル差分信号２３２を出力する。このデジタル差分信号２３２はデジタル信号処理器１５２によって制御信号２１１に応じた振幅の補償を受け、受信信号２０７として出力される。制御回路１３２は差分信号２３１の振幅ヒストグラム分布が均一になるようにデジタル信号処理器１５２を制御すればよい。なお、前記振幅ヒストグラム分布が不均一になると、受信信号２０７には直流成分が現れる。そこで、該直流成分がなくなるようにデジタル信号処理器１５２を制御してもよい。以下に、この場合の制御回路１３２の構成例を示す。
制御回路１３２はバランス補償型差分器１３１から出力されるデジタル差分信号２３２又は受信信号２０７を観測信号２２５として観測し、制御信号２１１を出力する。例えば、デジタル差分信号２３２を観測信号２２５とし、制御回路１３２をデジタル差分信号２３２の時間平均値を算出して、制御信号２１１として出力する平均化回路とし、デジタル信号処理器１５２をデジタル差分信号２３２から制御信号２１１を減算する減算器とすると、差分信号２３１から直流成分の除去された信号を受信信号２０７として出力することができる。また振幅のヒストグラム分布の偏りがなくなるように制御信号２１１を生成してもよい。
差分信号２３１は（数４）で表されるが、一般的な光通信システムでは伝送情報に相当するφ_Ｆ（ｔ）がランダムに変化するため、第１項の時間平均値はほぼ零となり、差分信号２３２の時間平均値は第２項の強度変動雑音成分（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｒ ^２（ｔ）］の時間平均値となる。これが本構成で受信信号２０７から除去される直流成分である。
しかし、前記強度変動雑音成分は、光情報信号２０１および光参照信号２０２の光電界振幅Ｅ_Ｓ（ｔ）、Ｅ_Ｒ（ｔ）の時間変化に伴って変化しており、本実施例では完全に除去することはできない。
なお、本構成は受信信号２０７を観測信号２２５とするフィードバック制御としてもよい。
また、本構成例においても、光結合器１０１に第２の実施の形態の光遅延検波器３０１を用いることが可能である。

（第４の実施の形態）
図１５は、光バランスド受信器の第４の構成例を示す。
本構成の光バランスド受信器１００では、上述の第１の構成の光バランスド受信器（図６参照）に光強度検出器１６３、１６４をさらに備えた構成となっている。本構成では、光情報信号２０１および光参照信号２０２が光カプラなどの光分波器１６１、１６２でそれぞれ２分岐される。分岐された２つの光情報信号２０１は光結合器１０１および光強度検出器１６３にそれぞれ入力される。同様に、分岐された２つの光参照信号２０２は光結合器１０１および光強度検出器１６４にそれぞれ入力される。光強度検出器１６３、１６４では、光検波器１６５、１６６が入力される光信号を受光し、入力される光信号の強度に依存した振幅の電気信号を検出強度信号２４１、２４２として出力する。検出強度信号２４１、２４２はＡ／Ｄ変換器１６７、１６８でそれぞれ量子化、離散化され、デジタル強度信号２４３、２４４として制御回路１３２に出力される。なお、光結合器１０１から受信信号２０７が出力されるまでの構成は、例えば上述の第１の構成と同じである。なお、光情報信号２０１および光参照信号２０２が共に変調された信号である場合、前記２つの光信号が光結合器１０１に入力されるまでの遅延を等しくする必要がある。
なお、本構成では、検波信号２０５、２０６の遅延は、例えば第１の実施の形態と同様に補償することが可能である。また、検出強度信号２４１、２４２の遅延を補償する場合は、例えば光情報信号２０１、光参照信号２０２が強度変調され、検出強度信号２４１、２４２の変調タイミングが検出可能であることが望ましい。ただし、４つのＡ／Ｄ変換器１４１、１４２、１６７、１６８のサンプリングタイミングを光情報信号２０１又は光参照信号２０２の変調タイミングに一致させれば、検波信号２０５、２０６および検出強度信号２４１、２４２の遅延は補償する必要がない。この方法として、光分波器１６１、１６２からＡ／Ｄ変換器１４１、１４２、１６７、１６８までの４つの経路長を完全に合わせる、もしくは前記の４つの信号をデジタル信号処理で遅延させてタイミングを合わせる方法がある。なお、光分波器１６１、１６２のパワー比は任意であり、１：１である必要はないが、それぞれは互いに同じパワー比であることが望ましい。

前記の検出強度信号２４１、２４２は以下の数式Ｓ_Ａ１、Ｓ_Ａ２で表される。

なお、検出強度信号２４１、２４２と検出信号２０５、２０６の振幅比は光分波器１６１、１６２の分岐比を調整するか、デジタル強度信号２４３、２４４に適当な値を乗算して調整することが可能である。
検波信号２０５、２０６の振幅に差が生じた場合、受信信号２０７は（数４）の式で表される。この式の第１項は情報を表す位相φ_Ｆ（ｔ）に応じてランダムに変化するため、（数４）の時間平均は第２項の強度変動雑音成分（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｒ ^２（ｔ）］の時間平均となる。一方、（数９）、（数１０）で表される検出強度信号２４１、２４２の和は［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｒ ^２（ｔ）］で表される。そこで、受信信号２０７の時間平均をデジタル強度信号２４３、２４４の和の時間平均で除算すれば、検波信号２０５、２０６の振幅の差（Ａ−Ｂ）を算出できる。
図１６に、この原理を用いて検波信号２０５、２０６の振幅の差異を補償するための制御回路１３２の構成例を示す。
該制御回路１３２に入力されるデジタル強度信号２４３、２４４は加算器６６１でその和が算出された後、その和の時間平均が平均化回路６６３でとられ、平均強度変動雑音信号７４２として出力される。一方、入力される受信信号２０７は平均化回路６６２でその時間平均がとられ、平均受信信号７４１として出力される。前記の平均受信信号７４１と平均強度変動雑音信号７４２は除算器６６４に入力され、平均受信信号７４１から平均強度変動雑音信号７４２を除算した振幅差信号７４３が出力される。これは（数４）の（Ａ−Ｂ）に相当する。該振幅差信号７４３は、デジタル遅延器６４７および加算器６４８などを備える積分器６４６に入力され、時間積分された後、制御信号２１１ａとして制御回路１３２から出力される。また、反転器６４９で符号の反転された制御信号２１１ａも制御信号２１１ｂとして制御回路１３２から出力される。
本構成の制御回路１３２をもつ図１５の光バランスド受信器１００では、デジタル信号処理器１４３、１４４を除算器とし、制御信号２１１ａ、２１１ｂに１を加算した信号でデジタル信号２２１、２２２をそれぞれ除算し、補償済デジタル検波信号２２３、２２４を出力する。この構成により、検波信号２０５、２０６の振幅の差を補償することができる。

なお、光参照信号２０２の光電界振幅Ｅ_Ｒ（ｔ）が一定値Ｅ_Ｒの場合、（数４）で表される受信信号２０７の強度変動成分は（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）−Ｅ_Ｒ ^２］となる。そのため、受信信号２０７の直流成分を除去すれば、（数４）の第２項は（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）−Ｅ_ＳＡ ^２］となる。ここで、Ｅ_ＳＡ ^２はＥ_Ｓ ^２（ｔ）の時間平均値である。この強度変動雑音成分はＥ_Ｒ ^２（ｔ）に無関係のため、図１７の光バランスド受信器１００において光強度検出器１６４を省略できる。
また、本構成例においても、光結合器１０１に第２の実施の形態の光遅延検波器３０１を用いることが可能である。この場合、光参照信号２０２は入力されないため、図１５の光分波器１６２、光強度検出器１６４は省略される。また、受信信号２０７を表す式（数８）から強度変動雑音成分は（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｓ ^２（ｔ＋Ｔ）］となるため、制御回路１３２は図１６の構成において、デジタル強度信号２４３をデジタル遅延器によりＴ時間遅延せた信号とし、遅延前の信号をデジタル強度信号２４４の代わりに用いればよい。なお、デジタル遅延器はＡ／Ｄ変換器１６７、１６８の入力信号を遅延させるアナログ遅延器など同じ効果をもつものであれば他のもので代用できる。

（第５の実施の形態）
受信信号２０７の歪には光情報信号２０１と光参照信号２０２の強度成分の差に比例する成分がある。この歪は光結合器１０１の消光比などに起因する。図１７に、この歪を補償する光バランスド受信器の第５の構成例を示す。
本構成の光バランスド受信器１００は、上述の第１の構成の光バランスド受信器（図６参照）に光強度検出器１６３、１６４と、識別器１７１と、減算器１７２とをさらに備えた構成となっている。本構成では、第４の実施の形態（図１５参照）と同様、光情報信号２０１および光参照信号２０２から光強度検出器１６３、１６４とＡ／Ｄ変換器１６７、１６８によってデジタル強度信号２４３、２４４が求められ、制御回路１３２に出力される。また、光結合器１０１から受信信号２０７が出力されるまでの構成は、例えば上述の第１の構成と同じである。さらに、受信信号２０７が識別器１７１で識別され、識別信号２７１として雑音や歪が除かれた信号を出力する。例えば、受信信号と予め定められた閾値が比較され、信号点に応じた値が出力される。なお、光情報信号が８ＤＰＳＫやＱＡＭなど多値変調信号の場合、受信信号２０７も多値となるが、この場合、識別器１７１は受信信号２０７を多値信号として扱い、雑音や歪が除かれた多値信号を識別信号２７１として出力する。該受信信号２０７と該識別信号２７１は減算器１７２でその差分がとられ、識別誤差信号２７２として制御回路１３２に出力される。受信信号２０７に歪みがなければ、振幅の等しい信号点毎に該識別誤差信号２７２の時間平均をとると、信号点間で時間平均の値は等しいが、受信信号２０７に歪みがあると時間平均の値は信号点間で一致しない（例えば、図２７（ａ）、（ｂ）参照）。制御回路１３２では識別誤差信号２７２の時間平均が信号点間で均一になるようにデジタル信号処理器１４３、１４４を制御すればよい。

図１８に本構成における制御回路１３２の構成例を示す。
該制御回路１３２に入力されるデジタル強度信号２４３、２４４は減算器１７３でその差が算出され、差動強度信号２７４として出力される。一方、入力される識別信号２７１は２値識別器１７４で２値の判定がされ、その判定情報がバッファ回路１７６に出力される。また、入力される識別誤差信号２７２は絶対値算出回路１７５でその絶対値が算出され、絶対誤差信号２７３として前記バッファ回路１７６に出力される。該バッファ回路１７６は例えば、２つのバッファを持ち、絶対誤差信号２７３を２値識別器１７４の判定情報に応じて異なるバッファに蓄積する。なお、多値変調の場合、識別器１７４で多値判定され、各信号点に対する複数のバッファに絶対誤差信号を蓄積してもよい。各バッファに蓄積された信号は、平均化回路１７７、１７８でそれぞれ平均値がとられ、さらにその差分が減算器１７９でとられて歪信号２７５として出力される。該歪信号２７５は積分器１８０で時間積分され、歪検出信号２７６として出力される。該歪検出信号２７６と前記差動強度信号２７４は乗算器１８１で乗算され、制御信号２１１ａとして出力される。制御信号２１１ａは２分岐され、一方は制御回路１３２の出力となり、もう一方は反転器１８１でその符号が反転され、制御信号２１１ｂとして制御回路１３２から出力される。
本構成の制御回路１３２をもつ図１７の光バランスド受信器１００では、デジタル信号処理器１４３、１４４を減算器とし、デジタル信号２２１、２２２から制御信号２１１ａ、２１１ｂをそれぞれ減算し、補償済デジタル検波信号２２３、２２４を出力する。この構成により、光情報信号２０１と光参照信号２０２の強度成分の差に比例する受信信号２０７の歪を除去できる。

（第６の実施の形態）
図１９は、光バランスド受信器の第５の構成例を示す。
本構成の光バランスド受信器１００は、図１３に示す第３の実施の形態の光バランスド受信器１００に、第４の実施の形態の光強度検出部１６３、１６４を追加した構成となっている。本構成では、光情報信号２０１および光参照信号２０２が光カプラなどの光分波器１６１、１６２でそれぞれ２分岐される。前記の分岐された２つの光情報信号２０１は光結合器１０１および光強度検出器１６３に入力され、分岐された２つの光参照信号２０２は光結合器１０１および光強度検出器１６４に入力される。該光強度検出器１６３、１６４では、入力される光信号を光検波器１６５、１６６が受光し、入力される光信号の強度に依存した振幅の電気信号を検出強度信号２４１、２４２として出力する。該検出強度信号２４１、２４２はＡ／Ｄ変換器１６７、１６８でそれぞれ量子化、離散化され、デジタル強度信号２４３、２４４として制御回路１３２に出力される。なお、光結合器１０１から受信信号２０７が出力されるまでの構成は、例えば上述の第３の実施の形態と同様である。なお、光情報信号２０１および光参照信号２０２が共に変調された信号である場合、前記２つの光信号が光結合器１０１に入力されるまでの遅延を等しくする必要がある。
なお、検出強度信号２４１、２４２の遅延を補償する場合は、例えば光情報信号２０１、光参照信号２０２が強度変調され、検出強度信号２４１、２４２の変調タイミングが検出可能であることが望ましい。ただし、３つのＡ／Ｄ変換器１５１、１６７、１６８のサンプリングタイミングを光情報信号２０１又は光参照信号２０２の変調タイミングに一致させれば、デジタル差分信号２３２および検出強度信号２４１、２４２の遅延は補償する必要がない。その方法として、光分波器１６１、１６２からＡ／Ｄ変換器１５１、１６７、１６８までの３つの経路長を完全に合わせる、もしくは前記の３つの信号をデジタル信号処理で遅延させてタイミングを合わせる方法の他、差分信号２３１および検出強度信号２４１、２４２それぞれの相対的な遅延の補償は、Ａ／Ｄ変換器１５１、１６７、１６８のサンプリングクロックの遅延調整や、デジタル差分信号２３２およびデジタル強度信号２４３、２４４の遅延調整により実施してもよい。
図２０に、本実施の形態における制御回路１３２の構成例を示す。
加算器６６１がデジタル強度信号２４３、２４４の和を強度変動雑音信号７５１として出力する。強度変動雑音信号７５１は平均化回路６６３でその時間平均がとられ、平均強度変動雑音信号７４２として出力される。また、制御回路１３２には観測信号２２５としてデジタル差分信号２３２が入力され、平均化回路６６２がこの時間平均を平均受信信号７４１として出力する。この平均受信信号７４１と前記の平均強度変動雑音信号７４２は除算器６６４に入力され、平均受信信号７４１を平均強度変動雑音信号７４２で除算した振幅差信号７４３が出力される。これが検波信号２０５、２０６の振幅の差を表す信号となる。この振幅差信号７４３と前記の強度変動雑音信号７５１は乗算器６７１に入力され、２つの積が制御信号２１１として出力される。これがデジタル差分信号２３２に含まれる強度変動成分（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｒ ^２（ｔ）］を表す。そのため、図２０の制御回路１３２を有する図１９の光バランスド受信器１００において、デジタル差分信号２３２から制御信号２１１を減算して出力する減算器をデジタル信号処理器１５２とすれば、受信信号２０７から強度変動雑音成分を除去することができる。
なお、本構成例の制御回路１３２はデジタル差分信号２３２を観測信号２２５とするフィードフォワード補償を行っているが、受信信号２０７を観測信号２２５に用い、フィードバック補償とする構成も可能である。
なお、光参照信号２０２の光電界振幅Ｅ_Ｒ（ｔ）が一定値Ｅ_Ｒの場合、（数４）で表される受信信号２０７の強度変動成分は（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）−Ｅ_Ｒ ^２］となり、受信信号２０７の直流成分を除去すれば、（数４）の第２項は（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）−Ｅ_ＳＡ ^２］となる。ここで、Ｅ_ＳＡ ^２はＥ_Ｓ ^２（ｔ）の時間平均値である。この強度変動雑音成分はＥ_Ｒ ^２（ｔ）に無関係のため、図１９の光バランスド受信器１００において光強度検出器１６４を省略できる。

図２１に、この実施例における制御回路１３２の構成例を示す。
該制御回路１３２には受信信号２０７とデジタル強度信号２４３が入力される。このうち、デジタル強度信号２４３は、まず強度変動算出回路６８２に入力される。該強度変動算出回路６８２では、例えば平均化回路６８３でデジタル強度信号２４３の時間平均を算出して平均強度信号７６１として出力し、減算器６８４で前記デジタル強度信号２４３から前記平均強度信号７６１を減算することで、デジタル強度信号２４３の時間変動成分を強度変動信号７６２として強度変動算出回路６８２から出力する。また、制御回路１３２に入力される受信信号２０７は、まず分布検出回路６８１に入力される。該分布検出回路６８１では、中央値演算回路６５１が受信信号２０７の中央値を出力し、また、時間平均回路６０１が受信信号２０７の時間平均値を出力し、この２つの出力信号の差分を減算器６５２が差信号７３１として出力する。該差信号７３１は例えばデジタル遅延器６４７および加算器６４８を備える積分回路６４６で時間積分され、積分差信号７６３として出力される。この積分差信号７６３と前記の強度変動信号７６２は乗算器６８５に入力され、２つの積が制御信号２１１として出力される。本構成では、積分差信号７６３および強度変動信号７６２はそれぞれ（数４）の（Ａ−Ｂ）と［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）−Ｅ_Ｒ ^２］に相当するため、制御信号２１１は（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）−Ｅ_ＳＡ ^２］を表す信号となる。そのため、図１９の光バランスド受信器１００において、デジタル信号処理器１５２を減算器とし、デジタル差信号２３２から制御信号２１１を減算すれば、受信信号２０７から強度変動雑音成分を除去することができる。
なお、本構成例においても、光結合器１０１を第２の実施の形態の光遅延検波器３０１とすることが可能である。この場合、光参照信号２０２が入力されないため、図１９の光分波器１６２、光強度検出器１６４は省略される。また、（数８）において、受信信号２０７の強度変動雑音成分は（Ａ−Ｂ）［Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｓ ^２（ｔ＋Ｔ）］で表されるため、図２０の構成において、制御回路１３２はデジタル強度信号２４３をデジタル遅延器によりＴ時間遅延し，デジタル強度信号２４４の代わりとして用いればよい。

（第７の実施の形態）
受信信号２０７の歪には光情報信号２０１と光参照信号２０２の強度成分の差に比例する成分がある。この歪は光結合器１０１の消光比などに起因する。図２２に、この歪を補償する光バランスド受信器の第７の構成例を示す。
本構成の光バランスド受信器１００は、上述の第３の構成の光バランスド受信器（図１４参照）に光強度検出器１６３、１６４と、識別器１７１と、減算器１７２とをさらに備えた構成となっている。本構成では、第６の実施の形態（図１９参照）と同様、光情報信号２０１および光参照信号２０２から光強度検出器１６３、１６４とＡ／Ｄ変換器１６７、１６８でデジタル強度信号２４３、２４４が求められ、制御回路１３２に出力される。また、光結合器１０１から受信信号２０７が出力されるまでの構成は、例えば上述の第３の構成と同じである。さらに、受信信号２０７は識別器１７１で識別され、識別信号２７１として雑音や歪が除かれた信号を出力する。なお、光情報信号が８ＤＰＳＫやＱＡＭなど多値変調信号の場合、受信信号２０７も多値となるが、この場合、識別器１７１は受信信号２０７を多値信号として扱い、雑音や歪が除かれた多値信号を識別信号２７１として出力する。該受信信号２０７と該識別信号２７１は減算器１７２でその差分がとられ、識別誤差信号２７２として制御回路１３２に出力される。受信信号２０７に歪みがなければ、振幅の等しい信号点毎に該識別誤差信号２７２の時間平均をとると、信号点間で時間平均の値は等しいが、受信信号２０７に歪みがあると一致しない。制御回路１３２では識別誤差信号２７２の時間平均が信号点間で均一になるようにデジタル信号処理器１５２を制御すればよい。識別器１７１や誤差信号２７２については、上述の第５の実施の形態と同様である。
本構成の制御回路１３２には、例えば第５の実施の形態の制御回路（図１８参照）を用いることができる。ここで、図１８の制御回路１３２から出力される制御信号２１１ａを図２２のデジタル信号処理器１５２に入力される制御信号２１１とする。なお、反転器１８２は、省略できる。また、該デジタル信号処理器１５２を減算器とし、デジタル差分信号２３２から制御信号２１１を減算し、受信信号２０７を出力すればよい。この構成により、光情報信号２０１と光参照信号２０２の強度成分の差に比例する受信信号２０７の歪を除去できる。

（第８の実施の形態）
第１の実施の形態において、受信信号２０７は（数４）で表される。（数４）の第１項はｃｏｓφ_Ｆ（ｔ）を含み、受信信号２０７の振幅はφ_Ｆ（ｔ）のｃｏｓ成分に応じて変化する。しかし、三角関数の関係式ｃｏｓθ＝ｃｏｓ（-θ）から明らかなように、θが０もしくはπの場合を除き、受信信号２０７の振幅からφ_Ｆ（ｔ）を一意に判定することはできない。この課題を解決する光受信器が図２３に示される光ＩＱ受信器である。
この光ＩＱ受信器は２つの光バランス受信器１００、１００ｑを備えており、上述の各実施の形態の光バランス受信器を適用可能である。図２３の光バランスド受信器１００、１００ｑは第１から第７の実施の形態のいずれの構成でもよい。また、光ＩＱ受信器は、その他に光分波器１６１ｑ、１６２ｑを有する。
本構成では、光情報信号２０１、光参照信号２０２が光カプラなどの光分波器１６１ｑ、１６２ｑでそれぞれ２分岐され、光バランスド受信器１００、１００ｑのそれぞれに入力される。それぞれの光バランスド受信器１００、１００ｑでは、光結合器１０１、１０１ｑが互いに直交した干渉位相で光情報信号２０１と光参照信号２０２を合波し、光結合器１０１が干渉光２０３、２０４を出力し、光結合器１０１ｑが干渉光２０３ｑ、２０４ｑを出力する。これらの干渉光２０３、２０４、２０３ｑ、２０４ｑは光検波器１０２、１０３、１０２ｑ、１０３ｑでそれぞれ受光され、干渉強度に応じた振幅の検波信号２０５、２０６、２０５ｑ、２０６ｑに変換されて出力される。そして、バランス補償型差分器１３１で検波信号２０５、２０６の差分が受信信号２０７として出力され、同様にバランス補償型差分器１３１ｑで検波信号２０５ｑと２０６ｑの差分が受信信号２０７ｑとして出力される。本構成において検波信号２０５、２０６が異なる減衰又は増幅を受けてそれぞれＡ倍、Ｂ倍され、同様に検波信号２０５ｑ、２０６ｑがそれぞれＣ倍、Ｄ倍される場合、受信信号２０７は（数４）で表され、受信信号２０７ｑは以下のＳ_ｄ２で表される。

光バランス受信器１００、１００ｑの受信器バランスがとれている場合は、（数４）と（数１１）においてＡ＝Ｂ＝Ｃ＝Ｄとなり、それぞれの第２項の強度変動雑音が除去される。その結果、受信信号２０７、２０７ｑはそれぞれ（数４）、（数１１）の第１項で表され、φ_Ｆ（ｔ）のｃｏｓ成分、ｓｉｎ成分に応じて変化する信号となる。この２つの受信信号２０７、２０７ｑからφ_Ｆ（ｔ）を一意に判定できる。具体的には、φ_Ｆ（ｔ）のｃｏｓ成分を含む受信信号２０７をＩ、φ_Ｆ（ｔ）のｓｉｎ成分を含む受信信号２０７ｑをＱとすれば、Ａｒｃｔａｎ（Ｑ、Ｉ）としてφ_Ｆ（ｔ）が算出できる。
この光ＩＱ受信器に本発明の光バランスド受信器を適用する場合、上述の第１乃至第５の実施の形態の光バランスド受信器のいずれかを、図２０の光バランスド受信器１００、１００ｑとして用いればよい。なお、それぞれの場合において、光結合器１０１、１０１ｑを第２の実施の形態の光遅延検波器３０１としてもよい。また、図１５や図１７に示される光強度検出器１６３、１６４をもつ第４の実施の形態、第５の実施の形態の光バランスド受信器を適用する場合は、２つの光バランスド受信器１００、１００ｑのそれぞれの光強度検出器１６３、１６４を共有することができる。例えば、図２０の構成に、図１５の光強度検出器１６３、１６４をさらに備え、光分波器１６１ｑ、１６２ｑとは別に光情報信号２０１と光参照信号２０２を分岐して光強度検出器１６３、１６４にそれぞれ入力し、それぞれの出力するデジタル強度信号２４３、２４４を制御回路１３２、１３２ｑの両方に出力する構成とすればよい。なお、図２０の光ＩＱ受信器では、２つの制御回路１３２、１３２ｑをもつが、共通する処理が多いため、一つの制御回路５３２に纏めてもよい。

（受信信号の補償・補正）
なお、光ＩＱ受信器において光バランスド受信器１００、１００ｑそれぞれの受信器バランスだけでは、受信信号２０７、２０７ｑの振幅及び/又は遅延が異なる場合があり、２つの信号のＡｒｃｔａｎをとってもφ_Ｆ（ｔ）が算出できない場合がある。そのため、本実施の形態では、さらに受信信号２０７、２０７ｑの振幅及び/又は遅延を等しく補償又は補正する。この補償又は補正のための構成を図２４に示す。本構成は、図２３に示される光ＩＱ受信器と、２つのデジタル信号処理器１４３ｘ、１４４ｘと、制御回路１３２ｘを備える。本構成では、デジタル信号処理器１４３ｘ、１４４ｘのそれぞれに光ＩＱ受信器から出力される受信信号２０７、２０７ｑが入力され、制御回路１３２ｘが出力する制御信号に応じてそれぞれの振幅及び/又は遅延の差が補償されて補償済受信信号８０７、８０７ｑが出力される。前記制御回路１３２ｘとデジタル信号処理器１４３ｘ、１４４ｘには第１から第２の実施の形態の制御回路１３２とデジタル信号処理器１４３、１４４が転用できる。例えば、図７の制御回路１３２に入力されるデジタル検波信号２２１，２２２を受信信号２０７、２０７ｑとした制御回路１３２ｘと、受信信号２０７、２０７ｑをそれぞれ制御回路１３２ｘからの制御信号２１１ａ、２１１ｂで除算するデジタル信号処理器１４３ｘ、１４４ｘとを用いれば、受信信号２０７、２０７ｑの振幅が補償される。同様に、図８の制御回路１３２に入力されるデジタル検波信号２２１，２２２を受信信号２０７、２０７ｑとした制御回路１３２ｘと、図９のデジタル信号処理器１４３、１４４に入力されるデジタル検波信号２２１、２２２を受信信号２０７、２０７ｑとするデジタル信号処理器１４３ｘ、１４４ｘとを用いれば、受信信号２０７、２０７ｑの遅延が補償される。また、デジタル信号処理器１４３ｘ、１４４ｘはバランス補償型差分器１３１、１３１ｑがもつデジタル信号処理器に組み込んでもよい。
本発明の効果をシミュレーションした結果を図２７に示す。図２７（ａ）及至（ｆ）は、図２４の光結合器１０１、１０１ｑを光遅延検波器３０１とした光ＩＱ受信器で光８値位相変調信号を受信した場合の補償済受信信号８０７、８０７ｑをそれぞれ横軸成分と縦軸成分としてプロットしたコンスタレーションマップである。図２７（ａ）は光バランスド受信器１００、１００ｑの受信器バランスがとれている場合の歪のないコンスタレーションマップである。同心円状に等間隔に並ぶ８つの信号点の分布が観測できる。しかし、デジタル検波信号２２１、２２２、２２１ｑ、２２２ｑの振幅が互いに異なると、コンスタレーションマップは図２７（ｂ）に示すように歪み、８つの信号点の分布が同心円状に等間隔に並ばなくなる。そこで、例えばデジタル信号処理器１４３、１４４を除算器とする図６の光バランスド受信器を光ＩＱ受信器の光バランスド受信器１００、１００ｑとし、デジタル信号処理器１４３ｘ、１４４ｘを除算器とし、制御回路１３２、１３２ｑ、１３２ｘを図７の制御回路とすれば、デジタル検波信号２２１、２２２、２２１ｑ、２２２ｑの振幅が等しくなるように補正され、図２７（ｃ）に示すような歪のないコンスタレーションマップが得られる。

また、光ＩＱ受信器の光バランスド受信器が第６の実施の形態（図１９参照）である場合、光情報信号２０１と光参照信号２０２の強度成分の和を用いて強度変動雑音信号を除去すると図２７（ｇ）に示すようなコンスタレーションマップが得られる。このコンスタレーションマップはオフセットが補償されているものの、信号点の歪が除去されていない。これは光情報信号２０１と光参照信号２０２の強度成分の差分である差動強度信号に応じた歪である。そこで、第７の実施の形態（図２２参照）のデジタル信号処理器１５２と図１８の制御回路１３２をさらに用いれば、図２７（ｈ）に示すような歪のないコンスタレーションマップが得られる。
一方、デジタル検波信号２２１、２２２、２２１ｑ、２２２ｑの遅延量が互いに異なると、コンスタレーションマップは図２７（ｄ）に示すように歪み、信号点の判別さえできなくなる。そこで、バランスド受信器１００、１００ｑのそれぞれで、図１１の制御回路と制御信号に応じて入力信号を遅延させる図９のデジタル信号処理器を用いれば、コンスタレーションマップは図２７（ｅ）に示すようになる。ここではまだ受信信号２０７、２０７ｑの遅延差が補正されていないが、デジタル信号処理器１４３ｘ、１４４ｘを用いてさらに受信信号２０７、２０７ｑ間の遅延を補正すれば、図２７（ｆ）に示すような歪のないコンスタレーションマップが得られる。このように、本発明を用いれば、受信器バランスを補償することが可能である。

（光強度検出等の省略）
また、第３ないしは第４の実施の形態の光バランスド受信器を光ＩＱ受信器に適用する場合であっても、一定の条件を満たせば、全ての光強度検出器１６３、１６４を省略することができる。原理を以下に説明する。
光情報信号２０１および光参照信号２０２の光電界振幅Ｅ_Ｓ（ｔ）、Ｅ_Ｒ（ｔ）が時間的にほぼ一定の場合、光ＩＱ受信器の受信信号２０７、２０７ｑに含まれる強度変動雑音は直流成分として除去することができ、それぞれ以下の（数１２）、（数１３）のＳ_ｄ、Ｓ_ｄ２で表される。なお、光電界振幅が一定の光とは、例えば連続光や位相変調光などであるが、本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングタイミングにおいて光電界振幅が一定であれば強度変調されている光でもよい。例えば、ＲＺパルス化された位相変調光でも本実施の形態は適用可能である。

ここで、この２つ（数１２）、（数１３）の二乗和の平方根をとると（数１４）となり、２Ｅ_Ｓ（ｔ）Ｅ_Ｒ（ｔ）を算出できる。

ここで、さらに光電界振幅Ｅ_Ｓ（ｔ）、Ｅ_Ｒ（ｔ）がほぼ等しければ、（数１５）が成り立つ。例えば光結合器１０１、１０１ｑに光遅延検波器３０１を用いた場合、光情報信号２０１と合波する光信号は光参照信号２０１ではなく遅延された光情報信号２０１となるため、この条件を満たす。

よって、光強度Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｒ ^２（ｔ）に対応する近似値を受信信号２０７、２０７ｑから算出できることになる。

第３の実施の形態の光バランスド受信器１００を用いた光ＩＱ受信器では、例えば図１６の制御回路１３２がデジタル強度信号２４３、２４４からＥ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｒ ^２（ｔ）を算出するが、Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｒ ^２（ｔ）の近似値である（数１５）のＤを受信信号２０７、２０７ｑから算出して用いれば、デジタル強度信号２４３、２４４が不要となり、図１５に示される光強度検出器１６３、１６４を省くことが可能となる。
図２５に、Ｅ_Ｓ ^２（ｔ）＋Ｅ_Ｒ ^２（ｔ）で表される強度変動雑音信号７７２を受信信号２０７、２０７ｑから算出する光強度算出回路６９０の構成を示す。
光バランスド受信器１００、１００ｑの出力する受信信号２０７、２０７ｑ、又は、それぞれのデジタル差分信号２３２が直流除去回路６９１ａ、６９１ｂにそれぞれ入力され、それぞれの交流成分が交流デジタル信号７７１ａ、７７１ｂとして出力される。交流デジタル信号７７１ａ、７７１ｂは２乗回路６９２ａ、６９２ｂでそれぞれ二乗演算された後、加算器６９３で互いに足し合わされ、光強度変動雑音信号７７２として出力される。
図２６に、第４の実施の形態の光バランスド受信器１００を用いた光ＩＱ受信器において、図２５の光強度算出回路６９０を有する制御回路１３２の構成を示す。
光バランスド受信器１００、１００ｑの出力する受信信号２０７および２０７ｑ、又は、それぞれのデジタル差分信号２３２が光強度算出回路６９０に入力され、光強度雑音信号７７２が算出される。光強度雑音信号７７２は平均化回路６９４に入力され、その時間平均値が平均強度変動雑音信号７７３として出力される。これが図１８における平均強度変動雑音信号７４２に相当する。一方、受信信号２０７、２０７ｑはそれぞれ平均化回路６９５ａ、６９５ｂにも入力され、それぞれの時間平均が平均受信信号７７４ａ、７７４ｂとして出力される。平均受信信号７７４ａ、７７４ｂはそれぞれ除算器６９６ａ、６９６ｂに前記の平均強度変動雑音信号７７３と共に入力され、平均受信信号７７４ａ、７７４ｂを平均強度変動雑音信号７７３で除算した振幅差信号７７５ａ、７７５ｂが出力される。振幅差信号７７５ａ、７７５ｂは乗算器６９７ａ、６９７ｂで前記の光強度雑音信号７７２と乗算され、強度変動雑音信号７７６ａ、７７６ｂとして出力される。
光ＩＱ受信器の光バランスド受信器１００、１００ｑを図１９の光バランスド受信器とすると、図２６の制御回路１３２から出力される強度変動雑音信号７７６ａ、７７６ｂを、光バランスド受信器１００、１００ｑそれぞれの制御信号２１１とし、それぞれのデジタル信号処理器１５２をデジタル差分信号２３２から制御信号２１１を減算する減算器とすれば、受信信号２０７、２０７ｑから強度変動雑音成分を取り除くことができる。

本発明は、例えば、光多値変調における光位相受信等に利用可能である。

１００、１００ｑ…光バランスド受信器
１０１、１０１ｑ…光結合器
１０２、１０２ｑ、１０３、１０３ｑ…光検波器
１０４…差分器
１１１、１１２…光減衰器
１１３、１１４…減衰器
１２１…オフセット補償型差分器
１２２…オフセット補償制御回路
１３１、１３１ｑ…バランス補償型差分器
１３２、１３２ｑ、１３２ｘ…制御回路
１４１、１４２…アナログ・デジタル変換器
１４３、１４３ｘ、１４４、１４４ｘ…デジタル信号処理器
１４５…デジタル差分器
１５１…アナログ・デジタル変換器
１５２…デジタル信号処理器
１６１、１６１ｑ、１６２、１６２ｑ…光分波器
１６３、１６４…光強度検出器
１６５、１６６…光検波器
１６７、１６８…アナログ・デジタル変換器
１７１…識別器
１７２…減算器
１７３…減算器
１７４…２値識別器
１７５…絶対値算出回路
１７６…バッファ回路
１７７、１７８…平均化回路
１７９…減算器
１８０…積分器
１８１…乗算器
１８２…反転器
２０１…光情報信号
２０２…光参照信号
２０３、２０３ｑ、２０４、２０４ｑ…干渉光
２０５、２０５ｑ、２０６、２０６ｑ…検波信号
２０７、２０７ｑ…受信信号
２０８…オフセット信号
２１１、２１１ａ、２１１ｂ…制御信号
２２１、２２２…デジタル検波信号
２２３、２２４…補償済デジタル検波信号
２２５…観測信号
２３１…差分信号
２３２…デジタル差分信号
２４１、２４２…検出強度信号
２４３、２４４…デジタル強度信号
２７１…識別信号
２７２…識別誤差信号
２７３…絶対誤差信号
２７４…差動強度信号
２７５…歪信号
２７６…歪検出信号
３０１…光遅延検波器
３０２…光分波器
３０３…光遅延器
３０４…光位相シフタ
６０１、６０２…時間平均回路
６０３…平均演算回路
６０４、６０５…除算器
６１１、６１２…アップサンプリング回路
６１３、６１４…ピーク検出回路
６１５…クロック発生器
６２１、６２２…アップサンプリング回路
６２３、６２４…デジタル遅延回路
６２５、６２６…ダウンサンプリング回路
６３１、６３２…遅延器
６４１、６４２…直流除去回路
６４３、６４４…減算器
６４５…相関器
６４６…積分器
６４７…デジタル遅延器
６４８…加算器
６４９…反転器
６５１…中央値演算回路
６５２…減算器
６６１…加算器
６６２、６６３…平均化回路
６６４…除算器
６７１…乗算器
６８１…分布検出回路
６８２…強度変動算出回路
６８３…平均化回路
６８４…減算器
６８５…乗算器
６９０…光強度算出回路
６９１ａ、６９１ｂ…直流除去回路
６９２ａ、６９２ｂ…２乗回路
６９３…加算器
６９４、６９５ａ、６９５ｂ…平均化回路
６９６ａ、６９６ｂ…除算器
６９７ａ、６９７ｂ…乗算器
７０１、７０２…検波信号振幅値
７０３…基準振幅値
７１１…サンプリングクロック
７２２、７２３…交流デジタル検波信号
７２４…相関信号
７３１…差信号
７４１…平均受信信号
７４２…平均強度変動雑音信号
７４３…振幅差信号
７５１…強度変動雑音信号
７６１…平均強度信号
７６２…強度変動信号
７６３…積分差信号
７７１ａ、７７１ｂ…交流デジタル信号
７７２…強度変動雑音信号
７７３…平均強度変動雑音信号
７７４ａ、７７４ｂ…平均受信信号
７７５ａ、７７５ｂ…振幅差信号
７７６ａ、７７６ｂ…強度変動雑音信号
８０７、８０７ｑ…補正済受信信号

Claims (19)

1. 入力される光情報信号を光参照信号と合波して互いに逆相となる２つの干渉光を出力する光結合器と、
   前記２つの干渉光をそれぞれ受光し，受光した干渉光の干渉強度に応じた振幅の電気信号として検波信号を出力する２つの光検波器と、
   前記２つの光検波器の出力する検波信号の振幅及び/又は遅延の差によって前記２つの検波信号の差分信号に加わる強度変動成分を、入力される制御信号に応じて補償し、前記２つの検波信号の補償された差分信号を出力するバランス補償差分器と、
   前記制御信号を前記バランス補償差分器に出力する制御回路と
   を備えた光バランスド受信器。
2. 請求項１記載の光バランスド受信器において、
   前記光結合器が、入力される光信号を２分岐し、分岐した一方を相対的に遅延させ、遅延した光信号を前記光情報信号とし、もう一方を前記光参照信号とし、前記光情報信号と前記光参照信号を合波して互いに逆相となる２つの干渉光を出力する光遅延検波器
   であることを特徴とする光バランスド受信器。
3. 請求項１又は２記載の光バランスド受信器において、
   前記バランス補償差分器が、
   前記２つの検波信号をそれぞれデジタル信号に変換し、デジタル検波信号を出力する２つのアナログ・デジタル変換器と、
   前記２つのアナログ・デジタル変換器から出力されるデジタル検波信号の振幅及び／又は遅延を、前記制御回路からの制御信号に応じてそれぞれ補償する２つのデジタル信号処理器と、
   補償された前記２つのデジタル検波信号の差分をとって出力するデジタル差分器と
   を有することを特徴とする光バランスド受信器。
4. 請求項１又は２記載の光バランスド受信器において、
   前記バランス補償差分器が、
   サンプリングクロックに応じたサンプリングタイミングで前記２つの検波信号をそれぞれデジタル信号に変換し、デジタル検波信号を出力する２つのアナログ・デジタル変換器と、
   該デジタル検波信号の差分をとるデジタル差分器と、
   前記制御回路からの制御信号に応じて前記２つのアナログ・デジタル変換器に入力されるサンプリングクロックを遅延させて、前記２つのデジタル検波信号の遅延を補償する遅延器と
   を有する光バランスド受信器。
5. 請求項１又は２記載の光バランスド受信器において、
   前記バランス補償差分器が、
   前記２つの検波信号の差分をとって出力する差分器と、
   前記差分器の出力信号をデジタル信号に変換して出力するアナログ・デジタル変換器と、
   前記制御回路からの制御信号に応じて前記アナログ・デジタル変換器の出力信号の振幅及び／又は遅延を補償して出力するデジタル信号処理器と
   を有することを特徴とする光バランスド受信器。
6. 請求項３記載の光バランスド受信器において、
   前記制御回路が、
   前記２つのデジタル検波信号又は前記２つのデジタル信号処理器の出力信号の振幅及び／又は遅延を観測し、前記２つのデジタル信号処理器の出力信号の振幅及び／又は遅延の差がなくなるように制御信号を生成して、前記２つのデジタル信号処理器に出力することを特徴とする光バランスド受信器。
7. 請求項３又は４記載の光バランスド受信器において、
   前記制御回路は、前記２つのデジタル検波信号又は前記２つのデジタル信号処理器の出力信号の振幅のピークを求め、該ピークのタイミングに基づいて遅延量を観測し、前記２つのデジタル信号処理器の出力信号の遅延量がなくなるように制御信号を生成して、前記２つのデジタル信号処理器に出力し、
   前記２つのデジタル信号処理器は、前記制御信号に従い、入力されるデジタル信号を遅延させて出力する光バランスド受信器。
8. 請求項３記載の光バランスド受信器において、
   前記制御回路は、前記２つのデジタル検波信号又は前記２つのデジタル信号処理器の出力信号のそれぞれの交流成分を取り出し、該交流成分の相関を求めて、相関が閾値を超えるまで制御信号を変化させ、及び、相関が該閾値を超えると制御信号を一定にして出力し、
   前記２つのデジタル信号処理器は、前記制御信号に従い、入力されるデジタル信号を遅延させて出力する光バランスド受信器。
9. 請求項３乃至５のいずれかに記載の光バランスド受信器において、
   前記制御回路が前記デジタル差分器の出力信号又は前記デジタル信号処理器の出力信号の振幅ヒストグラム分布を観測し、該ヒストグラム分布の中央値と平均値の差に基づき、前記デジタル信号処理器の出力信号の振幅ヒストグラム分布の偏りがなくなるように制御信号を生成して、前記デジタル信号処理器に出力することを特徴とする光バランスド受信器。
10. 請求項３記載の光バランスド受信器において、
    前記光情報信号を２分岐し、一方を前記光結合器に出力する光分波器と、
    分岐されたもう一方の光情報信号を受光し、前記光情報信号の強度成分を電気信号に変換し、強度信号を出力する光強度検波器と、
    前記光参照信号を２分岐し、一方を前記光結合器に出力する第２の光分波器と、
    分岐されたもう一方の光参照信号を受光し、前記光参照信号の強度成分を電気信号に変換し、強度信号を出力する第２の光強度検波器と、
    前記２つの光強度検波器から出力される強度信号をそれぞれデジタル信号に変換して前記制御回路に出力する第３及び第４のアナログ・デジタル変換器と
    を有し、
    前記制御回路が前記第３及び第４のアナログ・デジタル変換器の出力信号と前記差分器の出力信号とに基づいて前記２つの検波信号の振幅の差ないしはこれに依存して変化する値を算出し、前記の振幅の差がなくなるように制御信号を生成して、前記デジタル信号処理器に出力することを特徴とする光バランスド受信器。
11. 請求項１０記載の光バランスド受信器において、
    前記制御回路は、
    前記第３及び第４のアナログ・デジタル変換器の出力信号の和を時間平均して平均強度雑音信号を算出し、さらに、前記バランス補償型差分器のデジタル差分器の出力信号を時間平均して平均受信信号を算出し、該平均受信信号を該平均強度変動雑音信号で除算して、前記振幅の差に依存して変化する値を算出する光バランスド受信器。
12. 請求項１０記載の光バランスド受信器において、
    前記差分器の出力信号に基づき信号点に対応する値を識別して雑音や歪が除去された識別信号を出力する識別器と、
    前記差分器の出力信号と前記識別信号の差分をとって誤差信号を出力する減算器とを備え、
    前記制御回路は、前記第３及び第４のアナログ・デジタル変換器の出力信号の差分である差動強度信号を算出し、また、前記識別信号毎に前記誤差信号の平均を求め、識別信号毎の該平均の差を歪信号として算出し、該歪信号に応じて増減する歪検出信号と前記差動強度信号との積に応じた制御信号を出力し、
    前記２つのデジタル信号処理器の一方は入力信号から前記制御信号を減算して出力し、前記２つのデジタル信号処理器の他方は、入力信号に前記制御信号を加算して出力する光バランスド受信器。
13. 請求項５記載の光バランスド受信器において、
    前記光情報信号を２分岐し、一方を前記光結合器に出力する光分波器と、
    分岐されたもう一方の光情報信号を受光し、前記光情報信号の強度成分を電気信号に変換し、強度信号を出力する光強度検波器と、
    前記光参照信号を２分岐し、一方を前記光結合器に出力する第２の光分波器と、
    分岐されたもう一方の光参照信号を受光し、前記光参照信号の強度成分を電気信号に変換し、強度信号を出力する第２の光強度検波器と、
    前記２つの光強度検波器から出力される強度信号をそれぞれデジタル信号に変換して前記制御回路に出力する第３及び第４のアナログ・デジタル変換器と
    を有し、
    前記制御回路は、前記第３及び第４のアナログ・デジタル変換器の出力信号と、前記バランス補償型差分器のアナログ・デジタル変換器又はデジタル信号処理器の出力信号とを観測し、該２つの出力信号に基づいて前記差分器の出力信号に含まれる前記光情報信号及び/又は前記光参照信号の強度変動に応じた強度変動雑音成分を算出し、これを消去するように制御信号を生成して前記デジタル信号処理器に出力することを特徴とする光バランスド受信器。
14. 請求項１２記載の光バランスド受信器において、
    前記制御回路は、前記第３及び第４のアナログ・デジタル変換器の出力信号の和及び前記バランス補償型差分器のアナログ・デジタル変換器の出力信号を時間平均して、平均強度変動雑音信号及び平均受信信号を算出し、該平均受信信号を該平均強度変動雑音信号で除算し、前記第３及び第４のアナログ・デジタル変換器の出力信号の和を乗算して、強度変動雑音成分を制御信号として生成し、
    前記デジタル信号処理器は、前記バランス補償差分器のアナログ・デジタル変換器から出力されるデジタル信号から制御信号を減算する光バランスド受信器。
15. 請求項５記載の光バランスド受信器において、
    前記光情報信号を２分岐し、一方を前記光結合器に出力する光分波器と、
    分岐されたもう一方の光情報信号を受光し、前記光情報信号の強度成分を電気信号に変換し、強度信号を出力する光強度検波器と、
    前記光強度検波器から出力される強度信号をデジタル信号に変換して前記制御回路に出力する第３のアナログ・デジタル変換器と
    を有し、
    前記制御回路は、前記第３のアナログ・デジタル変換器の出力信号から直流成分を除去して強度変動信号を算出し、前記バランス補償型差分器のアナログ・デジタル変換器又はデジタル信号処理器の出力信号の中央値及び平均値の差と該強度変動信号の積を算出して制御信号を生成し、
    前記デジタル信号処理器は、前記アナログ・デジタル変換器から出力されるデジタル信号から制御信号を減算する光バランスド受信器。
16. 請求項１３記載の光バランスド受信器において、
    前記デジタル信号処理器の出力信号に基づき信号点に対応する値を識別して雑音や歪が除去された識別信号を出力する識別器と、
    前記受信信号と前記識別信号の差分をとって誤差信号を出力する減算器とを備え、
    前記制御回路は、前記第３及び第４のアナログ・デジタル変換器の出力信号の差分である差動強度信号を算出し、また、前記識別信号毎に前記誤差信号の平均を求め、識別信号毎の該平均の差を歪信号として算出し、該歪信号に応じて増減する歪検出信号と前記差動強度信号との積に応じた制御信号を出力し、
    前記デジタル信号処理器は入力信号から前記制御信号を減算して出力する光バランスド受信器。
17. 請求項１乃至１６のいずれかに記載の光バランスド受信器を２つ備え、
    光情報信号を分岐して２つの前記光バランスド受信器のそれぞれに出力する第１の分波器と、
    光参照信号を分岐して２つの前記光バランスド受信器のそれぞれに出力する第２の分波器と
    をさらに備え、
    該２つの光バランスド受信器の前記光結合器の干渉位相が互いに直交することを特徴とする光ＩＱ受信器。
18. 請求項１７記載の光ＩＱ受信器であって、
    ２つの前記光バランスド受信器のそれぞれの出力の振幅及び/又は遅延の差に応じた第２の制御信号を出力する第２の制御回路と、
    ２つの前記光バランスド受信器のそれぞれの出力を前記第２の制御信号に応じてそれぞれ補償する２つの第２のデジタル信号処理器
    をさらに備えた光ＩＱ受信器。
19. 請求項１７又は１８記載の光ＩＱ受信器であって、
    前記制御回路は、前記２つの光バランスド受信器のそれぞれの出力信号である受信信号から前記光情報信号及び前記光情報信号の強度成分の和又はその近似成分を算出し、算出された強度成分又は近似成分と、該受信信号とに基づき、前記光情報信号及び/又は前記光参照信号の強度変動に応じた強度変動雑音成分を生成し、制御信号として出力する光ＩＱ受信器。

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