WO2013015391A1 - 光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to an optical receiver, an optical receiving apparatus using the optical receiver, and an optical receiving method, and more particularly to an optical receiver using a differential signal format, an optical receiving apparatus using the optical receiver, and an optical receiving method.
- FIG. 8 shows a configuration of a related optical receiver 900 described in Patent Document 1.
- the related optical receiver 900 is an optical receiver to which a digital coherent reception system is applied, and includes an optical hybrid 910, a local oscillator (LO) 920, a light receiving unit 930, an analog-digital converter (ADC) 940, and a digital signal processing unit. (DSP) 950.
- LO local oscillator
- ADC analog-digital converter
- DSP digital signal processing unit.
- the optical hybrid 910 receives an optical signal transmitted through an optical transmission line as input signal light, mixes it with local oscillation light from a local oscillator (LO) 920, and mixes in-phase signal light (I) and quadrature phase signal light (Q ) Is output.
- the light receiving unit 930 converts the signal light obtained by the optical hybrid 910 into an electrical signal (analog electrical signal) corresponding to the amplitude of the received signal light.
- the light receiving unit 930 includes a pair of photodiodes (twin photodiodes) and a differential transimpedance amplifier. In the light receiving unit 930, the twin photodiodes receive the positive signal and the complementary signal for the in-phase signal light (I) and the quadrature signal light (Q), respectively.
- the transimpedance amplifier converts the output of the twin photodiode into a voltage signal and outputs the voltage signal to an analog-digital converter (ADC) 940 as a differential signal.
- the analog-digital converter (ADC) 940 converts the in-phase signal light (I) and the quadrature-phase signal light (Q), which are analog electrical signals from the light receiving unit 930, into digital signals.
- the digital signal processing unit (DSP) 950 performs correction processing such as waveform equalization processing and decoding processing using the digital signal from the analog-digital converter (ADC) 940.
- a positive signal output and a complementary signal output from a pair of photodiodes are differentially amplified by a transimpedance amplifier.
- the output of the transimpedance amplifier is converted into a digital signal by an analog-digital converter (ADC) and input to a digital signal processing unit (DSP). Therefore, the digital signal processor (DSP) cannot detect such an imbalance even when the positive signal and the complementary signal are imbalanced.
- ADC analog-digital converter
- DSP digital signal processing unit
- the optical receiver of the present invention forms a differential signal with a first photodiode, a first transimpedance amplifier, a first analog-digital converter, and a positive signal that make up a differential signal.
- the second photodiode through which the complementary signal propagates, the second transimpedance amplifier, the second analog-to-digital converter, and the digital signal processing unit are further included.
- the first transimpedance amplifier receives the signal and outputs a positive current signal.
- the first transimpedance amplifier inputs the positive current signal, outputs a positive voltage signal obtained by converting the positive current signal into a voltage signal, and performs a first analog-digital conversion.
- the device inputs a positive voltage signal, outputs a digital positive voltage signal obtained by converting the positive voltage signal into a digital signal, and the second photodiode receives a reverse-phase optical signal and receives an auxiliary current signal.
- the second transimpedance amplifier inputs a complementary current signal, outputs a complementary voltage signal obtained by converting the complementary current signal into a voltage signal, and the second analog-digital converter inputs the complementary voltage signal.
- the digital signal processing unit inputs the digital positive voltage signal and the digital complementary voltage signal, and corrects the imbalance between the positive signal and the complementary signal Perform the process.
- the optical reception method of the present invention generates a positive current signal based on a positive phase optical signal as a positive signal constituting a differential signal, converts the positive current signal into a voltage signal, and generates a positive voltage signal.
- a positive voltage signal is converted into a digital signal to generate a digital positive voltage signal
- a complementary current signal is generated based on a reverse-phase optical signal as a complementary signal constituting the differential signal, and the complementary current signal is converted into a voltage signal.
- generating a complementary voltage signal converting the complementary voltage signal to a digital signal to generate a digital complementary voltage signal, and using the digital positive voltage signal and the digital complementary voltage signal, between the positive signal and the complementary signal. Including correcting imbalances.
- the optical receiver using the optical receiver, and the optical reception method of the present invention, even when there is an imbalance between the positive signal and the complementary signal in the differential signal format, Reception characteristics can be obtained.
- FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
- FIG. 2 is a block diagram for explaining the operation of the optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
- FIG. 3 is a flowchart for explaining an optical reception method according to the first embodiment of the present invention.
- FIG. 4 is a flowchart for explaining another optical receiving method according to the first embodiment of the present invention.
- FIG. 5 is a flowchart for explaining still another optical receiving method according to the first embodiment of the present invention.
- FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a coherent optical receiver using the optical receiver according to the second embodiment of the present invention.
- FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a DPSK optical receiver using the optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
- FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a related optical receiver.
- FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver 100 according to the first embodiment of the present invention.
- the optical receiver 100 is an optical receiver of a differential signal format.
- a first photodiode 110P and a first transimpedance amplifier (TIA) are provided in a path through which a positive signal (P) constituting the differential signal propagates.
- P positive signal
- ADC analog-to-digital converter
- a second photodiode 110N, a second transimpedance amplifier 120N, and a second analog-to-digital converter 130N are provided in a path through which the complementary signal (N) constituting the differential signal propagates.
- a digital signal processing unit (DSP) 140 is provided after the first analog-digital converter 130P and the second analog-digital converter 130N.
- the first photodiode 110P receives a positive-phase optical signal and outputs a positive current signal.
- the first transimpedance amplifier 120P receives a positive current signal and outputs a positive voltage signal obtained by converting the positive current signal into a voltage signal.
- the first analog-digital converter 130P receives a positive voltage signal and outputs a digital positive voltage signal obtained by converting the positive voltage signal into a digital signal.
- the second photodiode 110N receives a reverse-phase optical signal and outputs a complementary current signal.
- the second transimpedance amplifier 120N receives the complementary current signal and outputs a complementary voltage signal obtained by converting the complementary current signal into a voltage signal. Then, the second analog-digital converter 130N receives the complementary voltage signal and outputs a digital complementary voltage signal obtained by converting the complementary voltage signal into a digital signal.
- the digital signal processing unit (DSP) 140 inputs a digital positive voltage signal from a path through which the positive signal (P) propagates, and a digital auxiliary voltage signal from a path through which the complementary signal (N) propagates, and outputs a positive signal (P). A process of correcting an imbalance with the complementary signal (N) is performed.
- DSP digital signal processing unit
- the optical signal input to the first photodiode 110P and the second photodiode 110N is an optical signal obtained by mixing the signal light and the local oscillation (LO) light.
- the signal light power input to the first photodiode 110P on the positive signal (P) side is P sig_P and the LO light power is P LO_P
- the signal light electric field E sig_P on the positive signal (P) side is expressed as follows.
- f sig is the frequency of the signal light
- f LO is the frequency of the LO light
- ⁇ sig (t) is the phase of the signal light
- ⁇ LO is the phase of the LO light.
- the coherent optical receiver demodulates the signal light by detecting the phase ⁇ sig (t).
- the signal light electric field E sig_N and the LO light electric field E LO_N on the side of the complementary signal (N) have the signal light power input to the second photodiode 110N on the side of the complementary signal (N) as P sig_N and the LO light power. Assuming P LO_N , it is expressed as follows.
- ⁇ is a propagation loss ratio (P N / P P ) between the positive signal (P) side and the complementary signal (N) side.
- the input voltage Vout_P of the first analog-digital converter 130P on the positive signal (P) side is obtained as follows.
- the quantum efficiency of the first photodiode 110P is ⁇ P (f)
- the amplification factor (gain) of the first transimpedance amplifier 120P is A P (f)
- both depend on the frequency f.
- the input voltage V out_N of the second analog-digital converter 130N on the complementary signal (N) side is obtained as follows.
- the quantum efficiency of the second photodiode 110N is ⁇ N (f)
- the amplification factor (gain) of the second transimpedance amplifier 120N is A N (f)
- the differential signal ( Vout_P ⁇ Vout_N ) on the positive signal (P) side and the complementary signal (N) side in the input voltage of the analog-digital converter 130 is Asking.
- the latter stage (first L term) of the first term is an intensity modulation component
- the latter stage (second L term) of the second term is a coherent detection component.
- first stage (first F term) of the first term and the second stage (second F term) of the second term are terms depending on the device characteristics on the positive signal (P) side and the complementary signal (N) side.
- first stage (first F term) of the first term becomes zero, so that the intensity modulation component ( The first L term) is canceled and only the coherent detection component (second L term) can be detected.
- FIG. 3 is a flowchart for explaining the optical receiving method according to the present embodiment.
- the intensity-modulated sinusoidal signal light is input to the optical receiver 100 (step S11).
- a sine wave positive voltage signal which is a positive signal (P) input voltage to the analog-digital converter (ADC) and a complementary signal (N) input voltage when the sine wave intensity modulated light is input.
- a sinusoidal complementary voltage signal is detected.
- the digital signal processing unit 140 detects and stores the input voltage of the analog-digital converter corresponding to each modulation frequency in the signal light (step S21). Thereby, it becomes possible to extract the input voltage with respect to the specific frequency in each of the positive signal (P) and the complementary signal (N) (step S22). Thereby, only the intensity modulation component for the specific frequency can be extracted.
- a second voltage ratio ⁇ ′ that is a ratio of the positive signal (P) input voltage and the complementary signal (N) input voltage with respect to a specific frequency is calculated, and the phase difference ⁇ between the positive signal and the complementary signal at this time is calculated.
- the digital signal processing unit 140 sets the amplification factor (positive signal amplification factor) of the positive signal (P) side transimpedance amplifier to the amplification factor (complementary signal amplification factor) of the complementary signal (N) side transimpedance amplifier. 2 is set to a voltage ratio ⁇ ′ times. Further, the phase difference ⁇ at this time is corrected by calculation (step S24).
- the input voltage information to the analog-digital converter (ADC) is fed back from the digital signal processing unit to the transimpedance amplifier, and the gain (gain) of the transimpedance amplifier is adjusted.
- the input voltage level to the analog-digital converter (ADC) and the digital signal processing unit can be made uniform.
- the imbalance between the positive signal (P) and the complementary signal (N) is corrected, and good reception characteristics can be obtained.
- the input voltage information is fed back from the digital signal processing unit to the transimpedance amplifier.
- FIG. 5 is a flowchart for explaining another optical receiving method according to this embodiment.
- a signal delay difference occurs between the positive signal (P) side and the complementary signal (N) side will be described. That is, it is assumed that a signal delay difference ⁇ is generated on the complementary signal (N) side with respect to the positive signal (P) side.
- the coherent detection components on the positive signal (P) side and the complementary signal (N) side are respectively expressed as follows.
- the voltage amplitude difference between the positive signal (P) and the complementary signal (N) is corrected by the above-described method.
- the digital signal processing unit detects and stores a correction timing difference, which is a difference in timing when the signal light is detected on the positive signal (P) side and the complementary signal (N) side, respectively (step S32). Specifically, for example, a multiple n when the timing difference is measured by the sampling period of the analog-digital converter (ADC) is recorded.
- ADC analog-digital converter
- the digital signal processing unit calculates a differential signal between the positive signal (P) and the complementary signal (N) using a sampling value obtained by adding a difference corresponding to the correction timing difference (step S33). Thereby, the digital signal processing unit can compensate for a signal delay difference generated between the positive signal (P) and the complementary signal (N). As a result, even in this case, the imbalance between the positive signal (P) and the complementary signal (N) is corrected, and good reception characteristics can be obtained.
- DP-QPSK polarization-polarized quadrature phase shift keying
- the coherent light receiving device 2000 includes a polarization beam splitter (PBS) 201, a 90-degree optical hybrid circuit unit 202, and an optical receiver 200.
- the polarization multiplexed signal light (Signal) input to the coherent light receiving device 2000 is branched into two polarized light beams (X, Y) by the polarization beam splitter (PBS) 201, and each of the 90-degree optical hybrid circuit sections (90 °). (Hybrid) 202.
- the local oscillation light (LO) input to the coherent light receiving device 2000 is also split into two polarized lights (X, Y) by the polarization beam splitter (PBS) 201, and each of the 90-degree optical hybrid circuit sections (90 ° Hybrid). ) 202.
- the 90-degree optical hybrid circuit unit 202 mixes signal light and local oscillation light for each of X-polarized light and Y-polarized light, and the signal light has a phase composed of in-phase components (XI, YI) and quadrature components (XQ, YQ). Separate into components.
- the 90-degree optical hybrid circuit unit 202 outputs positive signals (XI, XQ, YI, YQ) with respect to the four types of signal light (XI, XQ, YI, YQ) separated for each of the polarization (X, Y) and the phase (I, Q).
- the signal light of the opposite phase (N) to P) is output. That is, a total of eight signal lights are output from the 90-degree optical hybrid circuit unit 202 to the optical receiver 200.
- the optical receiver 200 includes four sets of differential receivers 203 corresponding to the four types of signal light output from the 90-degree optical hybrid circuit unit 202.
- Each differential receiver 203 is similar to the optical receiver 100 according to the first embodiment in that a pair of photodiodes 210, a set of transimpedance amplifiers (TIAs) 220, and a set of analog-digital converters (ADC) 230 are used.
- the optical receiver 200 further includes a digital signal processing unit (DSP) 240 that receives the output of each analog-digital converter (ADC) 230 as an input.
- DSP digital signal processing unit
- the configuration of each differential receiver 203 is the same as that of the optical receiver 100 according to the first embodiment.
- the first photodiode, the first transimpedance amplifier (TIA), and the first analog-digital converter (ADC) are included in the path through which the positive signal (P) constituting the differential signal propagates.
- a second photodiode, a second transimpedance amplifier, and a second analog-to-digital converter are provided in a path through which the complementary signal (N) constituting the differential signal propagates.
- a digital signal processing unit (DSP) 240 is provided after the first analog-digital converter and the second analog-digital converter.
- the operation of the differential receiver 203 is the same as that of the optical receiver 100 according to the first embodiment.
- the digital signal processing unit (DSP) 240 is configured to generate errors between the four sets of positive signals (P) and complementary signals (N) output from the four sets of analog-digital converters (ADC) 230. Processing to correct the equilibrium is performed.
- the DPSK optical receiver 3000 includes an optical receiver 100 and a 1-bit delay interferometer 310.
- the 1-bit delay interferometer 310 includes a 1-bit delay element in one of a set of optical waveguides. Then, for one optical input signal 301, a set of optical signals 311 and 312 having a normal phase and a reverse phase corresponding to the phase difference between adjacent bits is output to the optical receiver 100.
- the first photodiode 110P constituting the optical receiver 100 receives the positive phase optical signal 311 and outputs a positive current signal.
- the first transimpedance amplifier 120P receives a positive current signal and outputs a positive voltage signal obtained by converting the positive current signal into a voltage signal.
- the first analog-digital converter 130P receives a positive voltage signal and outputs a digital positive voltage signal obtained by converting the positive voltage signal into a digital signal.
- the second photodiode 110N receives the optical signal 312 having the opposite phase and outputs a complementary current signal.
- the second transimpedance amplifier 120N receives the complementary current signal and outputs a complementary voltage signal obtained by converting the complementary current signal into a voltage signal. Then, the second analog-digital converter 130N receives the complementary voltage signal and outputs a digital complementary voltage signal obtained by converting the complementary voltage signal into a digital signal.
- the digital signal processing unit (DSP) 140 receives a digital positive voltage signal from a path through which the positive signal (P) propagates, and a digital auxiliary voltage signal from a path through which the complementary signal (N) propagates. A process of correcting an imbalance with the complementary signal (N) is performed. With such a configuration, the positive signal (P) and the complementary signal (N) can be obtained even when the optical receiver 100 is applied to the DPSK optical receiver using the differential phase shift keying (DPSK) method. The correction processing can be performed individually. Therefore, even if there is an imbalance between the positive signal and the complementary signal in the differential signal format, good reception characteristics can be obtained.
- DPSK differential phase shift keying
- the present invention is applied to a coherent optical receiver using a polarization multiplexed quadrature phase modulation (DP-QPSK) system or a DPSK optical receiver using a differential phase shift keying (DPSK) system.
- DP-QPSK polarization multiplexed quadrature phase modulation
- DPSK differential phase shift keying
- the present invention is not limited to this, and the present invention can be applied to other configurations as long as the receiving device receives signal light in a differential signal format using a pair of photodiodes (dual photodiodes).
- the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible within the scope of the invention described in the claims, and it is also included within the scope of the present invention. Not too long.
- This application claims the priority on the basis of Japanese application Japanese Patent Application No. 2011-162316 for which it applied on July 25, 2011, and takes in those the indications of all here.
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Abstract
差動信号形式による光受信器においては、正信号と補信号との不均衡による影響を補正することができず、受信特性が劣化するため、本発明の光受信方法は、差動信号を構成する正信号としての正相の光信号に基づいて正電流信号を生成し、正電流信号を電圧信号に変換して正電圧信号を生成し、正電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル正電圧信号を生成し、差動信号を構成する補信号としての逆相の光信号に基づいて補電流信号を生成し、補電流信号を電圧信号に変換して補電圧信号を生成し、補電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル補電圧信号を生成し、デジタル正電圧信号とデジタル補電圧信号を用いて、正信号と補信号との間の不均衡を補正することを含む。
Description
本発明は、光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法に関し、特に、差動信号形式による光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法に関する。
インターネット内の情報量(トラフィック)の増大に伴い基幹伝送システムの更なる大容量化が求められている。大容量化とともに受信感度の向上が重要となっており、そのため、正信号と補信号を用いた差動信号形式による光受信器の開発が行われている。
このような差動信号形式による光受信器の一例が特許文献1に記載されている。図8に、特許文献1に記載された関連する光受信器900の構成を示す。関連する光受信器900はデジタルコヒーレント受信方式を適用した光受信器であり、光ハイブリッド910、局部発振器(LO)920、受光部930、アナログ−デジタル変換器(ADC)940、およびデジタル信号処理部(DSP)950を有する。
光ハイブリッド910は、光伝送路を伝送した光信号を入力信号光として入力し、局部発振器(LO)920からの局部発振光と混合させて同相信号光(I)と直交位相信号光(Q)を出力する。受光部930は、光ハイブリッド910で得られた信号光を、受光した信号光の振幅に応じた電気信号(アナログ電気信号)に変換する。ここで受光部930は一対のフォトダイオード(ツインフォトダイオード)と差動型のトランスインピーダンスアンプを備える。受光部930において、ツインフォトダイオードは同相信号光(I)と直交位相信号光(Q)について正信号および補信号をそれぞれ受光する。トランスインピーダンスアンプはツインフォトダイオードの出力を電圧信号に変換し、差動信号としてアナログ−デジタル変換器(ADC)940に出力する。
アナログ−デジタル変換器(ADC)940はそれぞれ、受光部930からのアナログ電気信号である同相信号光(I)および直交位相信号光(Q)をデジタル信号に変換する。デジタル信号処理部(DSP)950は、アナログ−デジタル変換器(ADC)940からのデジタル信号を用いて波形等化処理などの補正処理や復号処理を行なう。
このような構成により、差動信号形式による関連する光受信器900によれば、受信電気信号における雑音成分が相殺されるので、良好な受信感度が得られるとしている。
特開2010−245772号公報(段落「0012」~「0027」)
このような差動信号形式による光受信器の一例が特許文献1に記載されている。図8に、特許文献1に記載された関連する光受信器900の構成を示す。関連する光受信器900はデジタルコヒーレント受信方式を適用した光受信器であり、光ハイブリッド910、局部発振器(LO)920、受光部930、アナログ−デジタル変換器(ADC)940、およびデジタル信号処理部(DSP)950を有する。
光ハイブリッド910は、光伝送路を伝送した光信号を入力信号光として入力し、局部発振器(LO)920からの局部発振光と混合させて同相信号光(I)と直交位相信号光(Q)を出力する。受光部930は、光ハイブリッド910で得られた信号光を、受光した信号光の振幅に応じた電気信号(アナログ電気信号)に変換する。ここで受光部930は一対のフォトダイオード(ツインフォトダイオード)と差動型のトランスインピーダンスアンプを備える。受光部930において、ツインフォトダイオードは同相信号光(I)と直交位相信号光(Q)について正信号および補信号をそれぞれ受光する。トランスインピーダンスアンプはツインフォトダイオードの出力を電圧信号に変換し、差動信号としてアナログ−デジタル変換器(ADC)940に出力する。
アナログ−デジタル変換器(ADC)940はそれぞれ、受光部930からのアナログ電気信号である同相信号光(I)および直交位相信号光(Q)をデジタル信号に変換する。デジタル信号処理部(DSP)950は、アナログ−デジタル変換器(ADC)940からのデジタル信号を用いて波形等化処理などの補正処理や復号処理を行なう。
このような構成により、差動信号形式による関連する光受信器900によれば、受信電気信号における雑音成分が相殺されるので、良好な受信感度が得られるとしている。
上述した関連する光受信器900においては、一対のフォトダイオードからの正信号出力と補信号出力をトランスインピーダンスアンプによって差動増幅する。そして、トランスインピーダンスアンプの出力をアナログ−デジタル変換器(ADC)によってデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部(DSP)に入力する構成としている。そのためデジタル信号処理部(DSP)では、正信号と補信号が不均衡な場合であっても、このような不均衡を検出することができない。その結果、デジタル信号処理部(DSP)において正信号と補信号との不均衡による影響を補正することができず、受信特性が劣化するという問題があった。
本発明の目的は、上述した課題である、関連する光受信器においては、差動信号形式における正信号と補信号との不均衡による影響を補正することができず、受信特性が劣化する、という課題を解決する光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法を提供することにある。
本発明の目的は、上述した課題である、関連する光受信器においては、差動信号形式における正信号と補信号との不均衡による影響を補正することができず、受信特性が劣化する、という課題を解決する光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法を提供することにある。
本発明の光受信器は、差動信号を構成する正信号が伝搬する第1のフォトダイオードと、第1のトランスインピーダンスアンプと、第1のアナログ−デジタル変換器と、差動信号を構成する補信号が伝搬する第2のフォトダイオードと、第2のトランスインピーダンスアンプと、第2のアナログ−デジタル変換器と、さらにデジタル信号処理部を有し、第1のフォトダイオードは、正相の光信号を受光して正電流信号を出力し、第1のトランスインピーダンスアンプは、正電流信号を入力し、正電流信号を電圧信号に変換した正電圧信号を出力し、第1のアナログ−デジタル変換器は、正電圧信号を入力し、正電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル正電圧信号を出力し、第2のフォトダイオードは、逆相の光信号を受光し補電流信号を出力し、第2のトランスインピーダンスアンプは、補電流信号を入力し、補電流信号を電圧信号に変換した補電圧信号を出力し、第2のアナログ−デジタル変換器は、補電圧信号を入力し、補電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル補電圧信号を出力し、デジタル信号処理部は、デジタル正電圧信号とデジタル補電圧信号を入力し、正信号と補信号との間の不均衡を補正する処理を行う。
本発明の光受信方法は、差動信号を構成する正信号としての正相の光信号に基づいて正電流信号を生成し、正電流信号を電圧信号に変換して正電圧信号を生成し、正電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル正電圧信号を生成し、差動信号を構成する補信号としての逆相の光信号に基づいて補電流信号を生成し、補電流信号を電圧信号に変換して補電圧信号を生成し、補電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル補電圧信号を生成し、デジタル正電圧信号とデジタル補電圧信号を用いて、正信号と補信号との間の不均衡を補正することを含む。
本発明の光受信方法は、差動信号を構成する正信号としての正相の光信号に基づいて正電流信号を生成し、正電流信号を電圧信号に変換して正電圧信号を生成し、正電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル正電圧信号を生成し、差動信号を構成する補信号としての逆相の光信号に基づいて補電流信号を生成し、補電流信号を電圧信号に変換して補電圧信号を生成し、補電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル補電圧信号を生成し、デジタル正電圧信号とデジタル補電圧信号を用いて、正信号と補信号との間の不均衡を補正することを含む。
本発明の光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法によれば、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。
図1は本発明の第1の実施形態に係る光受信器の構成を示すブロック図である。
図2は本発明の第1の実施形態に係る光受信器の動作を説明するためのブロック図である。
図3は本発明の第1の実施形態に係る光受信方法を説明するためのフローチャートである。
図4は本発明の第1の実施形態に係る別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。
図5は本発明の第1の実施形態に係るさらに別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。
図6は本発明の第2の実施形態に係る光受信器を用いたコヒーレント光受信器の構成を示すブロック図である。
図7は本発明の第1の実施形態に係る光受信器を用いたDPSK光受信器の構成を示すブロック図である。
図8は関連する光受信器の構成を示すブロック図である。
図2は本発明の第1の実施形態に係る光受信器の動作を説明するためのブロック図である。
図3は本発明の第1の実施形態に係る光受信方法を説明するためのフローチャートである。
図4は本発明の第1の実施形態に係る別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。
図5は本発明の第1の実施形態に係るさらに別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。
図6は本発明の第2の実施形態に係る光受信器を用いたコヒーレント光受信器の構成を示すブロック図である。
図7は本発明の第1の実施形態に係る光受信器を用いたDPSK光受信器の構成を示すブロック図である。
図8は関連する光受信器の構成を示すブロック図である。
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
〔第1の実施形態〕
図1は、本発明の第1の実施形態に係る光受信器100の構成を示すブロック図である。光受信器100は差動信号形式による光受信器であり、差動信号を構成する正信号(P)が伝搬する経路に第1のフォトダイオード110P、第1のトランスインピーダンスアンプ(Transimpedance Amplifier:TIA)120P、および第1のアナログ−デジタル変換器(Analog−to−Digital Converter:ADC)130Pを有する。また、差動信号を構成する補信号(N)が伝搬する経路に第2のフォトダイオード110N、第2のトランスインピーダンスアンプ120N、および第2のアナログ−デジタル変換器130Nを有する。さらに、第1のアナログ−デジタル変換器130Pと第2のアナログ−デジタル変換器130Nの後段にデジタル信号処理部(DSP)140を備える。
第1のフォトダイオード110Pは正相の光信号を受光して正電流信号を出力する。第1のトランスインピーダンスアンプ120Pは正電流信号を入力し、正電流信号を電圧信号に変換した正電圧信号を出力する。そして、第1のアナログ−デジタル変換器130Pは正電圧信号を入力し、正電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル正電圧信号を出力する。
一方、第2のフォトダイオード110Nは逆相の光信号を受光して補電流信号を出力する。第2のトランスインピーダンスアンプ120Nは補電流信号を入力し、補電流信号を電圧信号に変換した補電圧信号を出力する。そして、第2のアナログ−デジタル変換器130Nは補電圧信号を入力し、補電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル補電圧信号を出力する。
デジタル信号処理部(DSP)140は、正信号(P)が伝搬する経路からデジタル正電圧信号を、補信号(N)が伝搬する経路からデジタル補電圧信号を入力し、正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡を補正する処理を行う。
このような構成とすることにより、本実施形態の光受信器100によれば、正信号(P)および補信号(N)について、それぞれ個別に補正処理を行うことが可能となる。そのため、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。
次に、本実施形態による光受信器100の動作について図2を用いて説明する。図2は、本実施形態による光受信器100の動作を説明するためのブロック図である。ここでは、光受信器100をコヒーレント光伝送技術に用いる場合を例として説明する。したがって、第1のフォトダイオード110Pおよび第2のフォトダイオード110Nに入力する光信号は、信号光と局部発振(Local Oscillator:LO)光が混合した光信号である。
正信号(P)側の第1のフォトダイオード110Pに入力される信号光パワーをPsig_P、LO光パワーをPLO_Pとすると、正信号(P)側の信号光電界Esig_P、LO光電界ELO_Pはそれぞれ以下のように表わされる。
ここで、fsigは信号光の周波数、fLOはLO光の周波数、φsig(t)は信号光の位相、φLOはLO光の位相である。コヒーレント光受信器では、この信号光の位相φsig(t)を検出することにより復調する。
一方、補信号(N)側の信号光電界Esig_N、LO光電界ELO_Nは、補信号(N)側の第2のフォトダイオード110Nに入力される信号光パワーをPsig_N、LO光パワーをPLO_Nとすると、以下のように表わされる。ここで、βは正信号(P)側と補信号(N)側の伝搬損失比(PN/PP)である。
上記の式(1)から、正信号(P)側の第1のアナログ−デジタル変換器130Pの入力電圧Vout_Pが以下のように求められる。ここで、第1のフォトダイオード110Pの量子効率をηP(f)、第1のトランスインピーダンスアンプ120Pの増幅率(ゲイン)をAP(f)とし、いずれも周波数fに依存するものとした。
同様に、上記の式(2)から、補信号(N)側の第2のアナログ−デジタル変換器130Nの入力電圧Vout_Nが以下のように求められる。ここでも、第2のフォトダイオード110Nの量子効率をηN(f)、第2のトランスインピーダンスアンプ120Nの増幅率(ゲイン)をAN(f)とし、いずれも周波数fに依存するものとした。
上記の式(3)と式(4)から、アナログ−デジタル変換器130の入力電圧における正信号(P)側と補信号(N)側の差動信号(Vout_P−Vout_N)が以下のように求められる。
式(5)において、第1項の後段(第1L項)が強度変調成分であり、第2項の後段(第2L項)がコヒーレント検波成分である。また、第1項の前段(第1F項)と第2項の前段(第2F項)は、正信号(P)側および補信号(N)側のデバイス特性に依存する項である。ここで、正信号(P)側と補信号(N)側の特性が均一であるとした場合、第1項の前段(第1F項)がゼロとなるので、差動信号における強度変調成分(第1L項)が相殺され、コヒーレント検波成分(第2L項)だけを検出することができる。すなわちフォトダイオードの量子効率およびトランスインピーダンスアンプの増幅率(ゲイン)が等しく(ηP=ηN、AP=AN)、正信号(P)側と補信号(N)側の伝搬損失が等しい(β=PN/PP=1)場合だけ、差動増幅により良好な受信感度が得られる。
しかし、トランスインピーダンスアンプの周波数特性やフォトダイオードの量子効率にはバラツキがあるので、正信号(P)側と補信号(N)側の間で信号振幅が不均一となる。また、トランスインピーダンスアンプとフォトダイオードの間の信号伝搬において、正信号(P)側と補信号(N)側の間で信号遅延差が生じる。このような正信号と補信号との間の不均衡は受信特性の劣化を招くので、これらの影響を補正する必要がある。しかし、背景技術で説明した関連する光受信器においては、正信号と補信号の不均衡を検出することができないため、その影響を補正することができない。その結果、不要な信号成分が残留してしまうため、受信特性が劣化するという問題があった。
それに対して、本実施形態の光受信器100によれば、式(3)、(4)に示すように、正信号(P)側の信号電圧と補信号(N)側の信号電圧をそれぞれ個別に検出ことができる。そのため、式(5)の第1項の前段(第1F項)がゼロとなる補正、すなわち正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡を補正する処理が可能となり、良好な受信特性を得ることができる。
次に、本実施形態による光受信方法について図3を用いて説明する。図3は、本実施形態による光受信方法を説明するためのフローチャートである。まず、光受信器100に強度変調した正弦波信号光を入力する(ステップS11)。次に、この正弦波強度変調光を入力した時の、アナログ−デジタル変換器(ADC)への正信号(P)入力電圧である正弦波正電圧信号と、補信号(N)入力電圧である正弦波補電圧信号を検出する。そして正弦波正電圧信号と正弦波補電圧信号との比である第1の電圧比α(=Vout_N/Vout_P)を算出し、保存する。また、各正弦波出力における正信号(P)と補信号(N)との間で生じる位相差θを検出し、保存する(ステップS12)。
次に、光受信器100に信号光を入力する(ステップS13)。このとき、デジタル信号処理部140は第1の電圧比αおよび位相差θを用いて、正信号(P)側の第1のアナログ−デジタル変換器130Pの入力電圧Vout_Pを補正する(ステップS14)。この後に、補正後の正信号(P)と補信号(N)の差動信号の計算を行う(ステップS15)。これにより、正信号(P)と補信号(N)の差動信号において、式(5)の第1項の前段(第1F項)がゼロとなる(AP(f)ηP(f)=βAN(f)ηN(f))ように補正することができる。その結果、正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡が補正されるので、良好な受信特性を得ることができる。なお、上記説明では、正信号(P)側の第1のアナログ−デジタル変換器130Pの入力電圧Vout_Pを補正することとしたが、補信号(N)側の第2のアナログ−デジタル変換器130Nの入力電圧Vout_Nを補正することとしてもよい。
次に、本実施形態による別の光受信方法について図4を用いて説明する。図4は、本実施形態による別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。上述したように、フォトダイオードおよびトランスインピーダンスアンプの特性はいずれも周波数依存性を有する。そこでまず、デジタル信号処理部140は信号光における各変調周波数に対応したアナログ−デジタル変換器の入力電圧を検出し、保存する(ステップS21)。これにより、正信号(P)と補信号(N)のそれぞれにおける、特定周波数に対する入力電圧を抽出することが可能になる(ステップS22)。これにより、特定周波数に対する強度変調成分だけを取り出すことができる。
次に、特定周波数に対する正信号(P)入力電圧と補信号(N)入力電圧の比である第2の電圧比α’を算出するとともに、このときの正信号と補信号の位相差θを検出し、それぞれ保存する(ステップS23)。そして、デジタル信号処理部140は、正信号(P)側のトランスインピーダンスアンプの増幅率(正信号増幅率)を補信号(N)側のトランスインピーダンスアンプの増幅率(補信号増幅率)の第2の電圧比α’倍に設定する。また、このときの位相差θを計算により補正する(ステップS24)。
以上述べたように、アナログ−デジタル変換器(ADC)への入力電圧情報をデジタル信号処理部からトランスインピーダンスアンプへフィードバックし、トランスインピーダンスアンプの増幅率(ゲイン)を調整する。これにより、アナログ−デジタル変換器(ADC)およびデジタル信号処理部への入力電圧レベルを揃えることができる。その結果、正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡が補正され、良好な受信特性を得ることができる。なお上記説明では、入力電圧情報をデジタル信号処理部からトランスインピーダンスアンプへフィードバックすることとした。しかしこれに限らず、入力電圧情報をアナログ−デジタル変換器(ADC)へフィードバックし、アナログ−デジタル変換器(ADC)において補償処理を行うことにより、デジタル信号処理部への入力電圧レベルを揃えることとしてもよい。
次に、本実施形態によるさらに別の光受信方法について図5を用いて説明する。図5は、本実施形態によるさらに別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。ここでは、正信号(P)側と補信号(N)側の間で信号遅延差が生じている場合について説明する。つまり、補信号(N)側において、正信号(P)側に対する信号遅延差Δが生じているとする。このとき、正信号(P)側および補信号(N)側のコヒーレント検波成分はそれぞれ、以下のように表わされる。なお、正信号(P)と補信号(N)との間の電圧振幅差については、上述の方法により補正されているものとする。
本光受信方法ではまず、光受信器100に強度変調した信号光を入力する(ステップS31)。このときデジタル信号処理部は、正信号(P)側および補信号(N)側で信号光をそれぞれ検知したタイミングの差である正補タイミング差を検出し、保存する(ステップS32)。具体的には例えば、タイミング差をアナログ−デジタル変換器(ADC)のサンプリング周期で測ったときの倍数nを記録する。デジタル信号処理部は、正補タイミング差の分だけ差を付けたサンプリング値を用いて、正信号(P)と補信号(N)の差動信号を算出する(ステップS33)。これにより、デジタル信号処理部は、正信号(P)と補信号(N)との間で生じた信号遅延差を補償することができる。その結果、この場合においても、正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡が補正され、良好な受信特性を得ることができる。
〔第2の実施形態〕
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。本実施形態では、偏波多重4相位相変調(Dual Polarization Quadrature Phase Shift Keying:DP−QPSK)方式を用いたコヒーレント光受信装置に適用した場合について説明する。
図6は、本発明の第2の実施形態に係る光受信器200を用いたコヒーレント光受信装置2000の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信装置2000は、偏光ビームスプリッタ(PBS)201、90度光ハイブリッド回路部202、および光受信器200を有する。
コヒーレント光受信装置2000に入力された偏波多重信号光(Signal)は、偏光ビームスプリッタ(PBS)201によって二つの偏波光(X、Y)に分岐され、それぞれ90度光ハイブリッド回路部(90° Hybrid)202に入力される。また、コヒーレント光受信装置2000に入力された局部発振光(LO)も偏光ビームスプリッタ(PBS)201によって二つの偏波光(X、Y)に分岐され、それぞれ90度光ハイブリッド回路部(90° Hybrid)202に入力される。
90度光ハイブリッド回路部202は、X偏波光およびY偏波光のそれぞれについて信号光と局部発振光を混合し、信号光を同相成分(XI、YI)と直交成分(XQ、YQ)からなる位相成分に分離する。そして90度光ハイブリッド回路部202は、偏波(X、Y)および位相(I、Q)のそれぞれについて分離された4種の信号光(XI、XQ、YI、YQ)について、それぞれ正相(P)と逆相(N)の信号光を出力する。つまり、合計8個の信号光が90度光ハイブリッド回路部202から光受信器200に対して出力される。
光受信器200は、90度光ハイブリッド回路部202から出力される4種の信号光に対応した4組の差動受信装置203を備える。各差動受信装置203は第1の実施形態による光受信器100と同様に、一対のフォトダイオード210、一組のトランスインピーダンスアンプ(TIA)220、一組のアナログ−デジタル変換器(ADC)230を有する。光受信器200はさらに、各アナログ−デジタル変換器(ADC)230の出力を入力とするデジタル信号処理部(DSP)240を備える。
各差動受信装置203の構成は、第1の実施形態による光受信器100と同様である。すなわち、差動信号を構成する正信号(P)が伝搬する経路に第1のフォトダイオード、第1のトランスインピーダンスアンプ(TIA)、および第1のアナログ−デジタル変換器(ADC)を有する。また、差動信号を構成する補信号(N)が伝搬する経路に第2のフォトダイオード、第2のトランスインピーダンスアンプ、および第2のアナログ−デジタル変換器を有する。さらに、第1のアナログ−デジタル変換器と第2のアナログ−デジタル変換器の後段にデジタル信号処理部(DSP)240を備える。差動受信装置203の動作は第1の実施形態による光受信器100と同様である。
デジタル信号処理部(DSP)240は、4組のアナログ−デジタル変換器(ADC)230から出力される4組の正信号(P)と補信号(N)のそれぞれについて、それらの間に生じる不均衡を補正する処理を行う。
このような構成とすることにより、偏波多重4相位相変調(DP−QPSK)方式を用いたコヒーレント光受信装置に光受信器200を適用した場合においても、各正信号(P)および補信号(N)について、それぞれ個別に補正処理を行うことが可能となる。そのため、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。
〔第3の実施形態〕
次に、本発明の第3の実施形態について説明する。本実施形態では、差動位相偏移変調(Differential Phase−Shift Keying:DPSK)方式を用いたDPSK光受信装置に適用した場合について説明する。
図7は、第1の実施形態に係る光受信器100を用いたDPSK光受信装置3000の構成を示すブロック図である。DPSK光受信装置3000は、光受信器100と1ビット遅延干渉計310を備える。1ビット遅延干渉計310は一組の光導波路の一方に1ビット遅延素子を備える。そして、一の光入力信号301に対して、互いに隣接するビット間の位相差に応じた正相と逆相からなる一組の光信号311、312を光受信器100に対して出力する。
光受信器100を構成する第1のフォトダイオード110Pは正相の光信号311を受光して正電流信号を出力する。第1のトランスインピーダンスアンプ120Pは正電流信号を入力し、正電流信号を電圧信号に変換した正電圧信号を出力する。そして、第1のアナログ−デジタル変換器130Pは正電圧信号を入力し、正電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル正電圧信号を出力する。
また、第2のフォトダイオード110Nは逆相の光信号312を受光して補電流信号を出力する。第2のトランスインピーダンスアンプ120Nは補電流信号を入力し、補電流信号を電圧信号に変換した補電圧信号を出力する。そして、第2のアナログ−デジタル変換器130Nは補電圧信号を入力し、補電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル補電圧信号を出力する。
デジタル信号処理部(DSP)140は、正信号(P)が伝搬する経路からデジタル正電圧信号を、補信号(N)が伝搬する経路からデジタル補電圧信号を入力し、正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡を補正する処理を行う。
このような構成とすることにより、差動位相偏移変調(DPSK)方式を用いたDPSK光受信装置に光受信器100を適用した場合においても、正信号(P)および補信号(N)について、それぞれ個別に補正処理を行うことが可能となる。そのため、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。
上述した実施形態においては、偏波多重4相位相変調(DP−QPSK)方式を用いたコヒーレント光受信装置、または差動位相偏移変調(DPSK)方式を用いたDPSK光受信装置に本発明を適用した場合について説明した。しかし、これに限らず、信号光を一対のフォトダイオード(デュアルフォトダイオード)を用いて差動信号形式で受信する受信装置であれば、他の構成であっても本発明を適用することができる。
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
この出願は、2011年7月25日に出願された日本出願特願2011−162316を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
〔第1の実施形態〕
図1は、本発明の第1の実施形態に係る光受信器100の構成を示すブロック図である。光受信器100は差動信号形式による光受信器であり、差動信号を構成する正信号(P)が伝搬する経路に第1のフォトダイオード110P、第1のトランスインピーダンスアンプ(Transimpedance Amplifier:TIA)120P、および第1のアナログ−デジタル変換器(Analog−to−Digital Converter:ADC)130Pを有する。また、差動信号を構成する補信号(N)が伝搬する経路に第2のフォトダイオード110N、第2のトランスインピーダンスアンプ120N、および第2のアナログ−デジタル変換器130Nを有する。さらに、第1のアナログ−デジタル変換器130Pと第2のアナログ−デジタル変換器130Nの後段にデジタル信号処理部(DSP)140を備える。
第1のフォトダイオード110Pは正相の光信号を受光して正電流信号を出力する。第1のトランスインピーダンスアンプ120Pは正電流信号を入力し、正電流信号を電圧信号に変換した正電圧信号を出力する。そして、第1のアナログ−デジタル変換器130Pは正電圧信号を入力し、正電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル正電圧信号を出力する。
一方、第2のフォトダイオード110Nは逆相の光信号を受光して補電流信号を出力する。第2のトランスインピーダンスアンプ120Nは補電流信号を入力し、補電流信号を電圧信号に変換した補電圧信号を出力する。そして、第2のアナログ−デジタル変換器130Nは補電圧信号を入力し、補電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル補電圧信号を出力する。
デジタル信号処理部(DSP)140は、正信号(P)が伝搬する経路からデジタル正電圧信号を、補信号(N)が伝搬する経路からデジタル補電圧信号を入力し、正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡を補正する処理を行う。
このような構成とすることにより、本実施形態の光受信器100によれば、正信号(P)および補信号(N)について、それぞれ個別に補正処理を行うことが可能となる。そのため、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。
次に、本実施形態による光受信器100の動作について図2を用いて説明する。図2は、本実施形態による光受信器100の動作を説明するためのブロック図である。ここでは、光受信器100をコヒーレント光伝送技術に用いる場合を例として説明する。したがって、第1のフォトダイオード110Pおよび第2のフォトダイオード110Nに入力する光信号は、信号光と局部発振(Local Oscillator:LO)光が混合した光信号である。
正信号(P)側の第1のフォトダイオード110Pに入力される信号光パワーをPsig_P、LO光パワーをPLO_Pとすると、正信号(P)側の信号光電界Esig_P、LO光電界ELO_Pはそれぞれ以下のように表わされる。
ここで、fsigは信号光の周波数、fLOはLO光の周波数、φsig(t)は信号光の位相、φLOはLO光の位相である。コヒーレント光受信器では、この信号光の位相φsig(t)を検出することにより復調する。
一方、補信号(N)側の信号光電界Esig_N、LO光電界ELO_Nは、補信号(N)側の第2のフォトダイオード110Nに入力される信号光パワーをPsig_N、LO光パワーをPLO_Nとすると、以下のように表わされる。ここで、βは正信号(P)側と補信号(N)側の伝搬損失比(PN/PP)である。
上記の式(1)から、正信号(P)側の第1のアナログ−デジタル変換器130Pの入力電圧Vout_Pが以下のように求められる。ここで、第1のフォトダイオード110Pの量子効率をηP(f)、第1のトランスインピーダンスアンプ120Pの増幅率(ゲイン)をAP(f)とし、いずれも周波数fに依存するものとした。
同様に、上記の式(2)から、補信号(N)側の第2のアナログ−デジタル変換器130Nの入力電圧Vout_Nが以下のように求められる。ここでも、第2のフォトダイオード110Nの量子効率をηN(f)、第2のトランスインピーダンスアンプ120Nの増幅率(ゲイン)をAN(f)とし、いずれも周波数fに依存するものとした。
上記の式(3)と式(4)から、アナログ−デジタル変換器130の入力電圧における正信号(P)側と補信号(N)側の差動信号(Vout_P−Vout_N)が以下のように求められる。
式(5)において、第1項の後段(第1L項)が強度変調成分であり、第2項の後段(第2L項)がコヒーレント検波成分である。また、第1項の前段(第1F項)と第2項の前段(第2F項)は、正信号(P)側および補信号(N)側のデバイス特性に依存する項である。ここで、正信号(P)側と補信号(N)側の特性が均一であるとした場合、第1項の前段(第1F項)がゼロとなるので、差動信号における強度変調成分(第1L項)が相殺され、コヒーレント検波成分(第2L項)だけを検出することができる。すなわちフォトダイオードの量子効率およびトランスインピーダンスアンプの増幅率(ゲイン)が等しく(ηP=ηN、AP=AN)、正信号(P)側と補信号(N)側の伝搬損失が等しい(β=PN/PP=1)場合だけ、差動増幅により良好な受信感度が得られる。
しかし、トランスインピーダンスアンプの周波数特性やフォトダイオードの量子効率にはバラツキがあるので、正信号(P)側と補信号(N)側の間で信号振幅が不均一となる。また、トランスインピーダンスアンプとフォトダイオードの間の信号伝搬において、正信号(P)側と補信号(N)側の間で信号遅延差が生じる。このような正信号と補信号との間の不均衡は受信特性の劣化を招くので、これらの影響を補正する必要がある。しかし、背景技術で説明した関連する光受信器においては、正信号と補信号の不均衡を検出することができないため、その影響を補正することができない。その結果、不要な信号成分が残留してしまうため、受信特性が劣化するという問題があった。
それに対して、本実施形態の光受信器100によれば、式(3)、(4)に示すように、正信号(P)側の信号電圧と補信号(N)側の信号電圧をそれぞれ個別に検出ことができる。そのため、式(5)の第1項の前段(第1F項)がゼロとなる補正、すなわち正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡を補正する処理が可能となり、良好な受信特性を得ることができる。
次に、本実施形態による光受信方法について図3を用いて説明する。図3は、本実施形態による光受信方法を説明するためのフローチャートである。まず、光受信器100に強度変調した正弦波信号光を入力する(ステップS11)。次に、この正弦波強度変調光を入力した時の、アナログ−デジタル変換器(ADC)への正信号(P)入力電圧である正弦波正電圧信号と、補信号(N)入力電圧である正弦波補電圧信号を検出する。そして正弦波正電圧信号と正弦波補電圧信号との比である第1の電圧比α(=Vout_N/Vout_P)を算出し、保存する。また、各正弦波出力における正信号(P)と補信号(N)との間で生じる位相差θを検出し、保存する(ステップS12)。
次に、光受信器100に信号光を入力する(ステップS13)。このとき、デジタル信号処理部140は第1の電圧比αおよび位相差θを用いて、正信号(P)側の第1のアナログ−デジタル変換器130Pの入力電圧Vout_Pを補正する(ステップS14)。この後に、補正後の正信号(P)と補信号(N)の差動信号の計算を行う(ステップS15)。これにより、正信号(P)と補信号(N)の差動信号において、式(5)の第1項の前段(第1F項)がゼロとなる(AP(f)ηP(f)=βAN(f)ηN(f))ように補正することができる。その結果、正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡が補正されるので、良好な受信特性を得ることができる。なお、上記説明では、正信号(P)側の第1のアナログ−デジタル変換器130Pの入力電圧Vout_Pを補正することとしたが、補信号(N)側の第2のアナログ−デジタル変換器130Nの入力電圧Vout_Nを補正することとしてもよい。
次に、本実施形態による別の光受信方法について図4を用いて説明する。図4は、本実施形態による別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。上述したように、フォトダイオードおよびトランスインピーダンスアンプの特性はいずれも周波数依存性を有する。そこでまず、デジタル信号処理部140は信号光における各変調周波数に対応したアナログ−デジタル変換器の入力電圧を検出し、保存する(ステップS21)。これにより、正信号(P)と補信号(N)のそれぞれにおける、特定周波数に対する入力電圧を抽出することが可能になる(ステップS22)。これにより、特定周波数に対する強度変調成分だけを取り出すことができる。
次に、特定周波数に対する正信号(P)入力電圧と補信号(N)入力電圧の比である第2の電圧比α’を算出するとともに、このときの正信号と補信号の位相差θを検出し、それぞれ保存する(ステップS23)。そして、デジタル信号処理部140は、正信号(P)側のトランスインピーダンスアンプの増幅率(正信号増幅率)を補信号(N)側のトランスインピーダンスアンプの増幅率(補信号増幅率)の第2の電圧比α’倍に設定する。また、このときの位相差θを計算により補正する(ステップS24)。
以上述べたように、アナログ−デジタル変換器(ADC)への入力電圧情報をデジタル信号処理部からトランスインピーダンスアンプへフィードバックし、トランスインピーダンスアンプの増幅率(ゲイン)を調整する。これにより、アナログ−デジタル変換器(ADC)およびデジタル信号処理部への入力電圧レベルを揃えることができる。その結果、正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡が補正され、良好な受信特性を得ることができる。なお上記説明では、入力電圧情報をデジタル信号処理部からトランスインピーダンスアンプへフィードバックすることとした。しかしこれに限らず、入力電圧情報をアナログ−デジタル変換器(ADC)へフィードバックし、アナログ−デジタル変換器(ADC)において補償処理を行うことにより、デジタル信号処理部への入力電圧レベルを揃えることとしてもよい。
次に、本実施形態によるさらに別の光受信方法について図5を用いて説明する。図5は、本実施形態によるさらに別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。ここでは、正信号(P)側と補信号(N)側の間で信号遅延差が生じている場合について説明する。つまり、補信号(N)側において、正信号(P)側に対する信号遅延差Δが生じているとする。このとき、正信号(P)側および補信号(N)側のコヒーレント検波成分はそれぞれ、以下のように表わされる。なお、正信号(P)と補信号(N)との間の電圧振幅差については、上述の方法により補正されているものとする。
本光受信方法ではまず、光受信器100に強度変調した信号光を入力する(ステップS31)。このときデジタル信号処理部は、正信号(P)側および補信号(N)側で信号光をそれぞれ検知したタイミングの差である正補タイミング差を検出し、保存する(ステップS32)。具体的には例えば、タイミング差をアナログ−デジタル変換器(ADC)のサンプリング周期で測ったときの倍数nを記録する。デジタル信号処理部は、正補タイミング差の分だけ差を付けたサンプリング値を用いて、正信号(P)と補信号(N)の差動信号を算出する(ステップS33)。これにより、デジタル信号処理部は、正信号(P)と補信号(N)との間で生じた信号遅延差を補償することができる。その結果、この場合においても、正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡が補正され、良好な受信特性を得ることができる。
〔第2の実施形態〕
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。本実施形態では、偏波多重4相位相変調(Dual Polarization Quadrature Phase Shift Keying:DP−QPSK)方式を用いたコヒーレント光受信装置に適用した場合について説明する。
図6は、本発明の第2の実施形態に係る光受信器200を用いたコヒーレント光受信装置2000の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信装置2000は、偏光ビームスプリッタ(PBS)201、90度光ハイブリッド回路部202、および光受信器200を有する。
コヒーレント光受信装置2000に入力された偏波多重信号光(Signal)は、偏光ビームスプリッタ(PBS)201によって二つの偏波光(X、Y)に分岐され、それぞれ90度光ハイブリッド回路部(90° Hybrid)202に入力される。また、コヒーレント光受信装置2000に入力された局部発振光(LO)も偏光ビームスプリッタ(PBS)201によって二つの偏波光(X、Y)に分岐され、それぞれ90度光ハイブリッド回路部(90° Hybrid)202に入力される。
90度光ハイブリッド回路部202は、X偏波光およびY偏波光のそれぞれについて信号光と局部発振光を混合し、信号光を同相成分(XI、YI)と直交成分(XQ、YQ)からなる位相成分に分離する。そして90度光ハイブリッド回路部202は、偏波(X、Y)および位相(I、Q)のそれぞれについて分離された4種の信号光(XI、XQ、YI、YQ)について、それぞれ正相(P)と逆相(N)の信号光を出力する。つまり、合計8個の信号光が90度光ハイブリッド回路部202から光受信器200に対して出力される。
光受信器200は、90度光ハイブリッド回路部202から出力される4種の信号光に対応した4組の差動受信装置203を備える。各差動受信装置203は第1の実施形態による光受信器100と同様に、一対のフォトダイオード210、一組のトランスインピーダンスアンプ(TIA)220、一組のアナログ−デジタル変換器(ADC)230を有する。光受信器200はさらに、各アナログ−デジタル変換器(ADC)230の出力を入力とするデジタル信号処理部(DSP)240を備える。
各差動受信装置203の構成は、第1の実施形態による光受信器100と同様である。すなわち、差動信号を構成する正信号(P)が伝搬する経路に第1のフォトダイオード、第1のトランスインピーダンスアンプ(TIA)、および第1のアナログ−デジタル変換器(ADC)を有する。また、差動信号を構成する補信号(N)が伝搬する経路に第2のフォトダイオード、第2のトランスインピーダンスアンプ、および第2のアナログ−デジタル変換器を有する。さらに、第1のアナログ−デジタル変換器と第2のアナログ−デジタル変換器の後段にデジタル信号処理部(DSP)240を備える。差動受信装置203の動作は第1の実施形態による光受信器100と同様である。
デジタル信号処理部(DSP)240は、4組のアナログ−デジタル変換器(ADC)230から出力される4組の正信号(P)と補信号(N)のそれぞれについて、それらの間に生じる不均衡を補正する処理を行う。
このような構成とすることにより、偏波多重4相位相変調(DP−QPSK)方式を用いたコヒーレント光受信装置に光受信器200を適用した場合においても、各正信号(P)および補信号(N)について、それぞれ個別に補正処理を行うことが可能となる。そのため、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。
〔第3の実施形態〕
次に、本発明の第3の実施形態について説明する。本実施形態では、差動位相偏移変調(Differential Phase−Shift Keying:DPSK)方式を用いたDPSK光受信装置に適用した場合について説明する。
図7は、第1の実施形態に係る光受信器100を用いたDPSK光受信装置3000の構成を示すブロック図である。DPSK光受信装置3000は、光受信器100と1ビット遅延干渉計310を備える。1ビット遅延干渉計310は一組の光導波路の一方に1ビット遅延素子を備える。そして、一の光入力信号301に対して、互いに隣接するビット間の位相差に応じた正相と逆相からなる一組の光信号311、312を光受信器100に対して出力する。
光受信器100を構成する第1のフォトダイオード110Pは正相の光信号311を受光して正電流信号を出力する。第1のトランスインピーダンスアンプ120Pは正電流信号を入力し、正電流信号を電圧信号に変換した正電圧信号を出力する。そして、第1のアナログ−デジタル変換器130Pは正電圧信号を入力し、正電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル正電圧信号を出力する。
また、第2のフォトダイオード110Nは逆相の光信号312を受光して補電流信号を出力する。第2のトランスインピーダンスアンプ120Nは補電流信号を入力し、補電流信号を電圧信号に変換した補電圧信号を出力する。そして、第2のアナログ−デジタル変換器130Nは補電圧信号を入力し、補電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル補電圧信号を出力する。
デジタル信号処理部(DSP)140は、正信号(P)が伝搬する経路からデジタル正電圧信号を、補信号(N)が伝搬する経路からデジタル補電圧信号を入力し、正信号(P)と補信号(N)との間の不均衡を補正する処理を行う。
このような構成とすることにより、差動位相偏移変調(DPSK)方式を用いたDPSK光受信装置に光受信器100を適用した場合においても、正信号(P)および補信号(N)について、それぞれ個別に補正処理を行うことが可能となる。そのため、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。
上述した実施形態においては、偏波多重4相位相変調(DP−QPSK)方式を用いたコヒーレント光受信装置、または差動位相偏移変調(DPSK)方式を用いたDPSK光受信装置に本発明を適用した場合について説明した。しかし、これに限らず、信号光を一対のフォトダイオード(デュアルフォトダイオード)を用いて差動信号形式で受信する受信装置であれば、他の構成であっても本発明を適用することができる。
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
この出願は、2011年7月25日に出願された日本出願特願2011−162316を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
100、200 光受信器
110P 第1のフォトダイオード
110N 第2のフォトダイオード
120P 第1のトランスインピーダンスアンプ
120N 第2のトランスインピーダンスアンプ
130P 第1のアナログ−デジタル変換器
130N 第2のアナログ−デジタル変換器
140 デジタル信号処理部(DSP)
201 偏光ビームスプリッタ(PBS)
202 90度光ハイブリッド回路部
210 フォトダイオード
220 トランスインピーダンスアンプ(TIA)
230 アナログ−デジタル変換器(ADC)
240 デジタル信号処理部(DSP)
301 光入力信号
310 1ビット遅延干渉計
311、312 光信号
900 関連する光受信器
910 光ハイブリッド
920 局部発振器(LO)
930 受光部
940 アナログ−デジタル変換器(ADC)
950 デジタル信号処理部(DSP)
2000 コヒーレント光受信装置
3000 DPSK光受信装置
110P 第1のフォトダイオード
110N 第2のフォトダイオード
120P 第1のトランスインピーダンスアンプ
120N 第2のトランスインピーダンスアンプ
130P 第1のアナログ−デジタル変換器
130N 第2のアナログ−デジタル変換器
140 デジタル信号処理部(DSP)
201 偏光ビームスプリッタ(PBS)
202 90度光ハイブリッド回路部
210 フォトダイオード
220 トランスインピーダンスアンプ(TIA)
230 アナログ−デジタル変換器(ADC)
240 デジタル信号処理部(DSP)
301 光入力信号
310 1ビット遅延干渉計
311、312 光信号
900 関連する光受信器
910 光ハイブリッド
920 局部発振器(LO)
930 受光部
940 アナログ−デジタル変換器(ADC)
950 デジタル信号処理部(DSP)
2000 コヒーレント光受信装置
3000 DPSK光受信装置
Claims (8)
- 差動信号を構成する正信号が伝搬する第1のフォトダイオードと、第1のトランスインピーダンスアンプと、第1のアナログ−デジタル変換器と、
差動信号を構成する補信号が伝搬する第2のフォトダイオードと、第2のトランスインピーダンスアンプと、第2のアナログ−デジタル変換器と、
さらにデジタル信号処理部を有し、
前記第1のフォトダイオードは、正相の光信号を受光して正電流信号を出力し、
前記第1のトランスインピーダンスアンプは、前記正電流信号を入力し、前記正電流信号を電圧信号に変換した正電圧信号を出力し、
前記第1のアナログ−デジタル変換器は、前記正電圧信号を入力し、前記正電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル正電圧信号を出力し、
前記第2のフォトダイオードは、逆相の光信号を受光し補電流信号を出力し、
前記第2のトランスインピーダンスアンプは、前記補電流信号を入力し、前記補電流信号を電圧信号に変換した補電圧信号を出力し、
前記第2のアナログ−デジタル変換器は、前記補電圧信号を入力し、前記補電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル補電圧信号を出力し、
前記デジタル信号処理部は、前記デジタル正電圧信号と前記デジタル補電圧信号を入力し、前記正信号と前記補信号との間の不均衡を補正する処理を行う
光受信器。 - 請求項1に記載した光受信器において、
前記デジタル信号処理部は、前記第1のフォトダイオードと前記第2のフォトダイオードにおける量子効率の不均一、および前記第1のトランスインピーダンスアンプと前記第2のトランスインピーダンスアンプにおける増幅率の不均一、を補正する処理を行う光受信器。 - 請求項1または2に記載した前記光受信器と、偏光ビームスプリッタと、90度光ハイブリッド回路部とを有し、
前記偏光ビームスプリッタは、入力された信号光と局部発振光をそれぞれ二の偏波光に分岐して前記90度光ハイブリッド回路部に出力し、
前記90度光ハイブリッド回路部は、一の偏波光からなる前記信号光と前記局部発振光を混合して前記信号光を同相成分と直交成分からなる位相成分に分離し、前記信号光の前記位相成分ごとに正相の光信号と逆相の光信号を前記光受信器に対して出力する
光受信装置。 - 請求項1または2に記載した前記光受信器と、1ビット遅延干渉計とを有し、
前記1ビット遅延干渉計は一組の光導波路の一方に1ビット遅延素子を備え、一の光入力信号に対して、互いに隣接するビット間の位相差に応じた正相と逆相からなる一組の光信号を前記光受信器に対して出力する
光受信装置。 - 差動信号を構成する正信号としての正相の光信号に基づいて正電流信号を生成し、前記正電流信号を電圧信号に変換して正電圧信号を生成し、前記正電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル正電圧信号を生成し、
差動信号を構成する補信号としての逆相の光信号に基づいて補電流信号を生成し、前記補電流信号を電圧信号に変換して補電圧信号を生成し、前記補電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル補電圧信号を生成し、
前記デジタル正電圧信号と前記デジタル補電圧信号を用いて、前記正信号と前記補信号との間の不均衡を補正することを含む
光受信方法。 - 請求項5に記載した光受信方法において、
正弦波強度変調光に基づいて正弦波正電圧信号と正弦波補電圧信号をそれぞれ生成し、前記正弦波正電圧信号と前記正弦波補電圧信号との比である第1の電圧比と位相差を検出し、
前記正相の光信号に基づいて前記正電圧信号を生成し、前記第1の電圧比と前記位相差を用いて、前記正電圧信号および前記補電圧信号のいずれか一方を補正することにより、前記正信号と前記補信号との間の不均衡を補正する
光受信方法。 - 請求項5に記載した光受信方法において、
前記光信号における変調周波数ごとに前記正電圧信号および前記補電圧信号を検出し、特定周波数における前記正電圧信号と前記補電圧信号との比である第2の電圧比を算出し、
前記正電流信号を電圧信号に変換するときの増幅率である正信号増幅率を、前記補電流信号を電圧信号に変換するときの増幅率である補信号増幅率に前記第2の電圧比を乗じた値に設定することにより、前記正信号と前記補信号との間の不均衡を補正する
光受信方法。 - 請求項5に記載した光受信方法において、
前記デジタル正電圧信号と前記デジタル補電圧信号をそれぞれ検知したタイミングの差である正補タイミング差を検出し、前記正補タイミング差を用いて前記正信号と前記補信号の差動信号を算出することにより、前記正信号と前記補信号との間の不均衡を補正する光受信方法。
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JP2011-162316 | 2011-07-25 | ||
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PCT/JP2012/069063 WO2013015391A1 (ja) | 2011-07-25 | 2012-07-20 | 光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法 |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2015037276A (ja) * | 2013-08-15 | 2015-02-23 | 日本電信電話株式会社 | コヒーレント通信用光受信器およびその制御方法 |
CN113114118A (zh) * | 2021-04-22 | 2021-07-13 | 西安交通大学 | 一种超级差分跨阻放大器结构及光电二极管连接方法 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2010109847A (ja) * | 2008-10-31 | 2010-05-13 | Fujitsu Ltd | 局発光の波長を制御する光受信機及び局発光制御方法 |
WO2010095018A2 (en) * | 2009-02-17 | 2010-08-26 | Oclaro Technology Plc | Optical chips and devices for optical communications |
-
2012
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