JP2009218837A - 光受信装置および光受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電界再構築の演算精度を向上させること。
【解決手段】光受信装置１００は、受信した光信号の劣化を光信号の強度による除算を用いて補償する光受信装置である。受信部１２０は、受信した光信号の位相に応じた電気信号と、受信した光信号の強度に応じた電気信号と、を出力する。アナログの第１除算回路１４２ｉおよび第２除算回路１４２ｑは、受信部１２０によって出力された位相に応じた電気信号を、受信部１２０によって出力された強度に応じた電気信号によって除算する。第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑは、第１除算回路１４２ｉおよび第２除算回路１４２ｑによって除算された電気信号をデジタル変換する。識別部１６０は、第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑによって変換されたデジタル信号に基づく演算により光信号のデータを識別する。
【選択図】図１

Description

この発明は、光信号を受信する光受信装置および光受信方法に関する。

近年、光信号を受信する光受信装置において、デジタルコヒーレント受信に関する技術の研究開発が盛んに進められている（たとえば、下記非特許文献１参照。）。デジタルコヒーレント受信とは、光信号の強度や位相などの物理特性をＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）によってデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号を演算することによって光信号のデータを識別する方式である。

デジタルコヒーレント受信は、従来の直接検波方式と異なり、光電場の振幅と位相の両方の情報を電気信号として取得できるため、電気的な等化フィルタによって波長分散歪みを補償できるという利点を有する。また、デジタルコヒーレント受信は、コヒーレント受信およびデジタル信号処理により、受信機の高感度化および高雑音耐力化が可能である。

デジタルコヒーレント受信を用いる場合の光信号の変調方式には、たとえば、差動四位相変調（ＤＱＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や、直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値位相変調（ＭＰＳＫ： Ｍｕｌｔｉ−ａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）がある。

図１６は、従来の光受信装置の機能的構成を示すブロック図である。図１６に示す光受信装置１６００は、差動四位相変調された光信号のデジタルコヒーレント受信を行う光受信装置である。受信部１６１０は、受信した光信号のＩ相信号およびＱ相信号の位相差に応じた各電気信号をそれぞれＡＤＣ１６２１およびＡＤＣ１６２２へ出力する。

また、受信部１６１０は、受信した光信号の強度に応じた電気信号をＡＤＣ１６２３へ出力する。ＡＤＣ１６２１〜１６２３のそれぞれは、受信部１６１０から出力された電気信号をデジタル変換して識別部１６３０へ出力する。識別部１６３０は、たとえばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）によって構成される。

識別部１６３０は、ＡＤＣ１６２１〜ＡＤＣ１６２３からそれぞれ出力された各デジタル信号に基づいて演算を行うことで、受信した光信号のデータを識別する。たとえば、識別部１６３０は、ＡＤＣ１６２１およびＡＤＣ１６２２から出力されたデジタル信号が示す各位相を、ＡＤＣ１６２３から出力されたデジタル信号が示す強度により除算することによって、光信号の劣化を補償する電界再構築を行う。

Ｘｉａｎｇ Ｌｉｕ，"ＤＳＰ−Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｄｉｒｅｃｔ−Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ＤＱＰＳＫ ａｎｄ ｍ−ａｒｙ ＤＰＳＫ"，ＥＣＯＣ（Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）２００７，７．２．１

しかしながら、上述した従来技術では、光信号の電界再構築の演算を行うために、光信号の位相に応じたデジタル信号を、光信号の強度に応じたデジタル信号によって除算する必要がある。従来のＡＤＣによってデジタル変換されたデジタル信号の各値は等間隔であるため、デジタル信号によって除算した各値は不等間隔になるという問題がある。

図１７は、図１６に示したＡＤＣの特性を示す図である。ＡＤＣ１６２３は、アナログ情報を４つの値に離散化するデジタル変換を行うとする。たとえば、符号１７１０に示すように、ＡＤＣ１６２３は、受信部１６１０から出力された電気信号｜ｒ（ｔ）｜²を、等間隔の「１」，「２」，「３」，「４」の各値に離散化する。符号１７２０は、ＡＤＣ１６２３から出力されたデジタル信号の逆数を示している。

電気信号がＡＤＣ１６２３によって「１」に変換された場合は、デジタル信号の逆数は「１」になる。電気信号がＡＤＣ１６２３によって「２」に変換された場合は、デジタル信号の逆数は「１／２」になる。電気信号がＡＤＣ１６２３によって「３」に変換された場合は、デジタル信号の逆数は「１／３」になる。電気信号がＡＤＣ１６２３によって「４」に変換された場合は、デジタル信号の逆数は「１／４」になる。

このように、等間隔なデジタル信号の逆数は、不等間隔の「１／４」，「１／３」，「１／２」，「１」のいずれかになる。このため、デジタル信号によって除算した各値による演算を行うと、デジタル信号の値ごとに精度が不均一になるという問題がある。また、電界再構築の演算においては、前のビットの信号も参照して演算を行うため、一部の信号の精度が低いと、全体の信号の演算の精度が低下するという問題がある。

これに対して、図１７の点線に示すように、ＡＤＣ１６２３が離散値を増やして高密度にすることで、デジタル信号の値ごとの精度の不均一を解消することが考えられる。しかしながら、ＡＤＣ１６２３において４つの値に離散化する場合は、デジタル信号は２ビットあればよいが、４つの値の逆数が等間隔になるように離散値を高密度化する場合は、デジタル信号は約３．６ビット必要になる。このため、識別部１６３０における演算量が増加するとともに、ＡＤＣ１６２３のコストが増加するという問題がある。

また、上述した従来技術では、光信号の位相を示す電気信号の他に、光信号の強度を示す電気信号もデジタル信号に変換する必要がある。このため、必要なＡＤＣの数が多いという問題がある。ＡＤＣは、消費電力が大きく高額であるため、ＡＤＣの数が多いと装置の消費電力およびコストが増加するという問題がある。

開示の光受信装置および光受信方法は、上述した問題点を解消するものであり、電界再構築の演算精度を向上させることができる光受信装置および光受信方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、この光受信装置は、受信した光信号の劣化を前記光信号の強度による除算を用いて補償する光受信装置において、受信した光信号の変調された位相に応じた電気信号と、前記受信した光信号の強度に応じた電気信号と、を出力する受信手段と、前記受信手段によって出力された前記変調された位相に応じた電気信号を、前記受信手段によって出力された前記強度に応じた電気信号により除算するアナログの除算回路と、前記除算回路によって除算された電気信号をデジタル変換するデジタル変換器と、前記デジタル変換器によって変換されたデジタル信号に基づく演算により前記光信号のデータを識別する識別手段と、を備えることを要件とする。

上記構成によれば、デジタル変換器の前段において除算を行うことで、デジタル信号のビット数を増加させなくてもデジタル信号の各値の精度を均一にすることができる。また、強度に応じた電気信号をデジタル信号に変換することなく除算を行うことができるため、必要なＡＤＣの数を減らすことができる。

開示の光受信装置および光受信方法によれば、電界再構築の演算精度を向上させることができるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照して、この発明にかかる光受信装置および光受信方法の好適な実施の形態を詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１にかかる光受信装置の機能的構成を示すブロック図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる光受信装置１００は、入力部１１０と、受信部１２０と、平方根回路１３０と、除算部１４０と、第１ＡＤＣ１５０ｉと、第２ＡＤＣ１５０ｑと、識別部１６０と、出力部１７０と、を備えている。光受信装置１００は、受信した光信号の劣化を、その光信号の強度による除算を用いて補償する。

入力部１１０には、光受信装置１００の外部から受信した光信号が入力される。入力部１１０へ入力される光信号は、少なくとも位相変調方式によって変調された光信号である。たとえば、入力部１１０には、ＤＱＰＳＫやＱＡＭを用いて変調された光信号が入力される。ここでは、入力部１１０へ入力される光信号は、ＤＱＰＳＫを用いて変調された光信号であるとする。入力部１１０は、入力された光信号を受信部１２０へ出力する。

受信部１２０は、第１分岐部１２１と、第２分岐部１２２と、遅延干渉計１２３ｉと、遅延干渉計１２３ｑと、第１光電変換部１２４ｉと、第２光電変換部１２４ｑと、第３光電変換部１２５と、遅延部１２６と、を備えている。第１分岐部１２１は、入力部１１０から出力された光信号を分岐する。第１分岐部１２１は、分岐した各光信号をそれぞれ第２分岐部１２２および第３光電変換部１２５へ出力する。

第２分岐部１２２、遅延干渉計１２３ｉ、遅延干渉計１２３ｑ、第１光電変換部１２４ｉおよび第２光電変換部１２４ｑは、第１分岐部１２１から出力された光信号の位相に応じた電気信号を出力する第１受信手段を構成している。第２分岐部１２２は、第１分岐部１２１から出力された光信号を分岐する。第２分岐部１２２は、分岐した各光信号をそれぞれ遅延干渉計１２３ｉと遅延干渉計１２３ｑへ出力する。

遅延干渉計１２３ｉは、光信号を自己遅延干渉させて光信号に含まれるＩ信号を抽出する。具体的には、遅延干渉計１２３ｉは、第２分岐部１２２から出力された光信号を分岐して、分岐した各光信号の一方の光信号を１ビット遅延させて他方の光信号と干渉させる。遅延干渉計１２３ｉは、干渉させた光信号を第１光電変換部１２４ｉへ出力する。

遅延干渉計１２３ｑは、光信号を自己遅延干渉させて光信号に含まれるＱ信号を抽出する。具体的には、遅延干渉計１２３ｑは、第２分岐部１２２から出力された光信号を、遅延干渉計１２３ｉへ出力された光信号に対してπ／２遅延させて分岐する。遅延干渉計１２３ｑは、分岐した各光信号の一方の光信号を１ビット遅延させて他方の光信号と干渉させる。遅延干渉計１２３ｑは、干渉させた光信号を第２光電変換部１２４ｑへ出力する。

第１光電変換部１２４ｉは、遅延干渉計１２３ｉから出力された光信号を電気信号に変換する。第１光電変換部１２４ｉは、変換した電気信号を除算部１４０へ出力する。第２光電変換部１２４ｑは、遅延干渉計１２３ｑから出力された光信号を電気信号に変換する。第２光電変換部１２４ｑは、変換した電気信号を除算部１４０へ出力する。

第３光電変換部１２５（第２受信手段）は、第１分岐部１２１から出力された光信号を受光する。第３光電変換部１２５は、受光した光信号の強度に応じた強度の電気信号を遅延部１２６（Ｄｅｌａｙ）へ出力する。第１光電変換部１２４ｉ、第２光電変換部１２４ｑおよび第３光電変換部１２５は、たとえばＰＤ（Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ）である。

遅延部１２６は、第３光電変換部１２５から出力された電気信号を、遅延干渉計１２３ｉおよび遅延干渉計１２３ｑの自己遅延干渉の遅延量に対応した遅延量（１ビット）遅延させて平方根回路１３０（√）へ出力する。平方根回路１３０は、遅延部１２６から出力された電気信号の強度の平方根に相当する強度の電気信号を除算部１４０へ出力する。

除算部１４０は、光信号の位相に応じた電気信号を、光信号の強度に応じた電気信号によって除算するアナログの除算回路である。除算部１４０は、第３分岐部１４１と、第１除算回路１４２ｉと、第２除算回路１４２ｑと、を備えている。第３分岐部１４１は、平方根回路１３０から出力された電気信号を分岐する。第３分岐部１４１は、分岐した各電気信号をそれぞれ第１除算回路１４２ｉおよび第２除算回路１４２ｑへ出力する。

第１除算回路１４２ｉは、第１光電変換部１２４ｉから出力された電気信号を第３分岐部１４１から出力された電気信号の強度で除算する。第１除算回路１４２ｉは、除算した電気信号を第１ＡＤＣ１５０ｉへ出力する。第２除算回路１４２ｑは、第２光電変換部１２４ｑから出力された電気信号を第３分岐部１４１から出力された電気信号の強度で除算する。第２除算回路１４２ｑは、除算した電気信号を第２ＡＤＣ１５０ｑへ出力する。

第１除算回路１４２ｉおよび第２除算回路１４２ｑのそれぞれには、高速な除算回路を用いるとよい。たとえば、第１除算回路１４２ｉおよび第２除算回路１４２ｑのそれぞれには、ＣＭＯＳ ａｎａｌｏｇ ｄｉｖｉｄｅｒ（“ＶＬＳＩ ａｎａｌｏｇ ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ／ｄｉｖｉｄｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ”，Ｗｉｌａｍｏｗｓｋｉ，Ｂ．Ｍ．；Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９８． Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ．ＩＳＩＥ ’９８．ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｖｏｌｕｍｅ ２，７−１０ Ｊｕｌｙ １９９８ Ｐａｇｅ：４９３−４９６ ｖｏｌ．２ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｏｂｊｅｃｔ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ １０．１１０９／ＩＳＩＥ．１９９８．７１１５８８参照）を用いることができる。

第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑは、除算部１４０によって除算された電気信号をデジタル変換するデジタル変換器である。第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑは、除算部１４０から出力された各電気信号をデジタル変換する。第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑは、変換したデジタル信号を識別部１６０へ出力する。

識別部１６０は、第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑから出力された各デジタル信号に基づく演算により、受信した光信号のデータを識別する。識別部１６０は、たとえばＣＰＵによって構成される。識別部１６０は、識別したデータを出力部１７０へ出力する。出力部１７０は、識別部１６０から出力されたデータを外部へ出力する。

図２は、図１の符号Ａに示した箇所における電気信号の波形を示す図である。図２において、横軸は時間軸（ｔ）を示している。縦軸は強度（Ｖ）を示している。波形２２０は、第３光電変換部１２５から遅延部１２６へ出力される電気信号（図１の符号Ａ）の波形である。ビット２１１〜２１４は、電気信号に含まれるビット列を示している。

第３光電変換部１２５がＰＤによって構成されている場合は、第３光電変換部１２５から出力される電気信号は、光受信装置１００が受信した光信号の強度の二乗を示す。ここでは、光受信装置１００が受信した光信号の強度は、ビット列の周期で変化している。このため、波形２２０に示すように、第３光電変換部１２５から出力される電気信号の強度は、ビット２１１〜２１４のビット列の周期で変化している。

図３は、図１の符号Ｂに示した箇所における電気信号の波形を示す図である。図３〜図５において、図２に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。波形３１０は、平方根回路１３０から第３分岐部１４１へ出力される電気信号（図１の符号Ｂ）の波形である。平方根回路１３０から出力される電気信号は、受信した光信号の強度を示す。このため、波形３１０に示すように、平方根回路１３０から出力された電気信号は、図２に示した電気信号を平均化した電気信号になる。

図４は、図１の符号Ｃに示した箇所における電気信号の波形を示す図である。波形４１０は、第２光電変換部１２４ｑから第２除算回路１４２ｑへ出力される電気信号（図１の符号Ｃ）の波形である。波形４１０に示すように、第２光電変換部１２４ｑから出力される電気信号の強度は、受信した光信号のＱ相における、１ビット前の信号との位相差（０またはπ）に応じてプラスまたはマイナスになる。

たとえば、受信した光信号のＱ相において、１ビット前の信号との位相差が０のときに、第２光電変換部１２４ｑから出力される電気信号の強度がマイナスになり、１ビット前の信号との位相差がπのときに、第２光電変換部１２４ｑから出力される電気信号の強度がプラスになる。第１光電変換部１２４ｉから第１除算回路１４２ｉへ出力される電気信号も、波形４１０に示す電気信号と同様である。

図５は、図１の符号Ｄに示した箇所における電気信号の波形を示す図である。波形５１０は、第２除算回路１４２ｑから第２ＡＤＣ１５０ｑへ出力される電気信号（図１の符号Ｄ）の波形である。第２除算回路１４２ｑから出力される電気信号は、受信した光信号のＱ相における１ビット前の信号との位相差を、受信した光信号の１ビット前の信号の強度により除算した電気信号になる。第２除算回路１４２ｑから第２ＡＤＣ１５０ｑへ出力される電気信号も波形５１０に示す電気信号と同様である。

図６は、図１に示した識別部の機能的構成例を示すブロック図である。図６に示すように、識別部１６０は、電界再構築部６１０と、ＣＤ補償部６２０と、クロック再生部６３０と、ＭＳＰＥ部６４０と、識別判定部６５０と、を備えている。電界再構築部６１０は、第１ＡＤＣ１５０ｉから出力されたデジタル信号と、第２ＡＤＣ１５０ｑから出力されたデジタル信号と、に基づいて電界再構築を行う。

電界再構築とは、受信した光信号の劣化を、光信号の強度による除算を用いて補償する処理である。電界再構築部６１０は、第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑから出力された各デジタル信号のそれぞれについて、電界再構築された複素電場ｒ（ｎτ）を演算により求めることで電界再構築を行う。電界再構築された複素電場ｒ（ｎτ）は、下記（１）式によって示すことができる。

また、遅延干渉計１２３ｉまたは遅延干渉計１２３ｑから出力される電気信号が示す光信号の、前のビットとの位相差ｕ（ｔ）は、下記（２）式によって示すことができる。

ｕ（ｔ）＝ｕ_I（ｔ）＋ｊｕ_Q（ｔ）
＝ｒ（ｔ）ｒ（ｔ−τ）^* …（２）

上記（２）式において、ｕ_I（ｔ）は、光信号の位相差を複素数平面上の角度として表した場合の実数である。ｕ_Q（ｔ）は、光信号の位相差を複素数平面上の角度として表した場合の虚数である。「^*」は、複素共役を表している。上記（２）式により、上記（１）式のｅ＾（ｊΔφ（ｔ））は、下記（３）式によって示すことができる。

上記（３）式により、上記（１）式の｜ｒ（ｔ）｜ｅ＾（ｊΔφ（ｔ））は、下記（４）式によって示すことができる。

すなわち、上記（１）式は、光信号の位相差を示すｕ（ｔ）を１ビット前の信号の強度｜ｒ（ｔ−τ）｜によって除算し、除算した値を順次掛け合わせていく処理に相当する。光受信装置１００においては、第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑから出力されるデジタル信号は、ｕ（ｔ）を｜ｒ（ｔ−τ）｜によって除算した値になっているため、電界再構築部６１０は、第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑから出力されるデジタル信号を順次積算することで複素電場ｒ（ｎτ）を算出する。

電界再構築部６１０は、再構築した複素電場ｒ（ｎτ）を示すデジタル信号をＣＤ補償部６２０へ出力する。ＣＤ補償部６２０は、電界再構築部６１０から出力されたデジタル信号に対して分散補償を行う。ＣＤ補償部６２０は、分散補償を行ったデジタル信号をクロック再生部６３０およびＭＳＰＥ部６４０のそれぞれへ出力する。

クロック再生部６３０は、ＣＤ補償部６２０から出力されたデジタル信号に基づいて、受信した光信号のクロック信号を再生する。クロック再生部６３０は、再生したクロック信号を第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑへそれぞれ出力する。第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑのそれぞれは、クロック再生部６３０から出力されたクロック信号を、デジタル変換のためのサンプリングトリガとして用いる。

ＭＳＰＥ部６４０は、ＣＤ補償部６２０から出力されたデジタル信号に基づいて多値位相評価（ＭＳＰＥ：Ｍｕｌｔｉ Ｓｙｍｂｏｌ Ｐｈａｓｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）を行う。ＭＳＰＥ部６４０は、多値位相評価を行ったデジタル信号を識別判定部６５０へ出力する。識別判定部６５０は、ＭＳＰＥ部６４０から出力されたデジタル信号に基づいて、受信した光信号のデータを識別し、識別したデータを出力部１７０へ出力する。

つぎに、ＣＤ補償部６２０による分散補償について説明する。ＣＤ補償部６２０は、たとえば、電界再構築部６１０から出力されたデジタル信号に対して、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタおよびＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）と同等の動作を行う。

受信した光信号には、伝送路において波長分散が発生している。伝送路を通過して波長分散が発生した光信号は下記（５）式のようにモデル化することができる。

上記（５）式において、光信号は、Ｎ＋１個の波（周波数ω０，ω１，…，ωＮ）の重ね合わせによって表現されている。τ_kはｋ番目の波の波長分散による遅延量を示している。ｃ_kはｋ番目の波の応答を示している。

図７は、（５）式に示した光信号を伝送路としてモデル化した図である。τ_k＝ｋ×τとすると、上記（５）式に示した光信号は、図７にタップ付遅延線モデル７００によって表される伝送路としてモデル化できる。タップ付遅延線モデル７００は、遅延回路７１１〜７１３と、乗算回路７２１〜７２４と、加算回路７３０と、から構成されている。

遅延回路７１１は、入力された光信号ｓ（ｔ）をτ遅延させて乗算回路７２１および遅延回路７１２へ出力する。乗算回路７２１は、遅延回路７１１から出力された光信号にタップ係数ｃ０を積算する。乗算回路７２１は、積算した光信号を加算回路７３０へ出力する。遅延回路７１２は、遅延回路７１１から出力された光信号ｓ（ｔ−τ）をτ遅延させて乗算回路７２２および遅延回路７１３へ出力する。

乗算回路７２２は、遅延回路７１２から出力された光信号にタップ係数ｃ１を積算する。乗算回路７２２は、積算した光信号を加算回路７３０へ出力する。遅延回路７１３は、遅延回路７１２から出力された光信号ｓ（ｔ−２τ）をτ遅延させて乗算回路７２３および乗算回路７２４へ出力する。乗算回路７２３は、遅延回路７１３から出力された光信号にタップ係数ｃ２を積算して加算回路７３０へ出力する。

乗算回路７２４は、遅延回路７１３から出力された光信号ｓ（ｔ−３τ）にタップ係数ｃ３を積算して加算回路７３０へ出力する。加算回路７３０は、乗算回路７２１から出力された光信号と、乗算回路７２２から出力された光信号と、乗算回路７２３から出力された光信号と、乗算回路７２４から出力された光信号と、を加算して出力する。

タップ付遅延線モデル７００は、ＦＩＲフィルタと同等のモデルである。したがって、ＣＤ補償部６２０は、タップ付遅延線モデル７００と逆特性になるようなＦＩＲフィルタ（トランスバーサスフィルタ）として動作する。これにより、伝送路において光信号に発生した波長分散を補償し、光信号の波形を再生することができる。

つぎに、ＭＳＰＥ部６４０による多値位相評価について説明する。差動位相変調された信号を識別するためには遅延検波を行う。通常の遅延検波においては、位相を示す信号の実部Ｉ（ｎ）および虚部Ｑ（ｎ）を、たとえば下記（６）式および（７）式によって求める。下記（６）式および（７）式において、ｙ（ｎ−１）は、１ビット前の信号である。

上記（６）式および（７）式において、ｙ（ｎ）ｙ（ｎ−１）は、１ビット前の信号の位相を位相リファレンスとして遅延検波を行うことを示している。位相リファレンスとは、信号の位相を比較するための基準となる位相である。ＭＳＰＥ部６４０は、位相リファレンスｙ（ｎ−１）を、複数ビットを平均化した位相リファレンスｚ（ｎ−１）に補正して遅延検波を行うことで、光信号雑音比（ＯＳＮＲ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を向上させる。

図８は、（６）式および（７）式に示した位相リファレンスを示すグラフである。図８において、ｚ（ｎ−２）は、２ビット前の信号に基づく位相リファレンスである。ｅｘｐ（ｊΔφ_n-1）は、１ビット前の信号の変調量に相当する値である。位相リファレンスｚ（ｎ−１）は、ｙ（ｎ−１）、ｚ（ｎ−２）およびｅｘｐ（ｊΔφ_n-1）を用いて下記（８）式のように求めることができる。

ｚ（ｎ−１）＝ｙ（ｎ−１）＋ｗ・ｚ（ｎ−２）ｅｘｐ（ｊΔφ_n-1） …（８）

すなわち、１ビット前の信号ｙ（ｎ−１）と、２ビット前のｚ（ｎ−２）を変調量ｅｘｐ（ｊΔφ_n-1）で補正した値と、を合成することによって位相リファレンスｚ（ｎ−１）を求めることができる。Δφ（ｎ−ｑ）＝φ（ｎ−ｑ）−φ（ｎ−ｑ−１）とすると、上記（８）式は下記（９）式のように示すことができる。

図９は、図１に示した受信部の構成例を示す図である。図１に示した受信部１２０は、図９に示すように、基板９１０上に集積化して構成することができる。基板９１０には、分岐部９１１と、分岐部９１２ｉと、平行導波路９１３ｉと、交差部９１４ｉと、分岐部９１２ｑと、平行導波路９１３ｑと、交差部９１４ｑと、遅延導波路９１６と、を有する光導波路が形成されている。

また、基板９１０には、Ｐｉｎフォトダイオード９１５ｉ，Ｐｉｎフォトダイオード９１５ｑと、フォトダイオード９１７と、が設けられている。分岐部９１１は、図１に示した第１分岐部１２１および第２分岐部１２２に対応する構成である。分岐部９１１は、入力部１１０から出力された光信号を３分岐する。分岐部９１１は、分岐した各光信号を、それぞれ分岐部９１２ｉ、分岐部９１２ｑおよび遅延導波路９１６へ出力する。

分岐部９１２ｉ、平行導波路９１３ｉおよび交差部９１４ｉは、図１に示した遅延干渉計１２３ｉに対応する構成である。分岐部９１２ｉは、分岐部９１１から出力された光信号を分岐する。分岐部９１２ｉは、分岐した各光信号を平行導波路９１３ｉの各導波路へ出力する。平行導波路９１３ｉの各導波路は、一方を通過する光信号が、他方を通過する光信号よりも１ビット分遅延するように長さが調節されている。

平行導波路９１３ｉの各導波路を通過した各光信号は、交差部９１４ｉによって結合されてＰｉｎフォトダイオード９１５ｉへ出力される。Ｐｉｎフォトダイオード９１５ｉは、図１に示した第１光電変換部１２４ｉに対応する構成である。Ｐｉｎフォトダイオード９１５ｉは、交差部９１４ｉから出力された光信号を受光する。Ｐｉｎフォトダイオード９１５ｉは、受光した光信号の強度に応じた電気信号を除算部１４０へ出力する。

分岐部９１２ｑ、平行導波路９１３ｑおよび交差部９１４ｑは、図１に示した遅延干渉計１２３ｑに対応する構成である。分岐部９１２ｑは、分岐部９１１から出力された光信号を分岐する。分岐部９１２ｑは、分岐した各光信号を平行導波路９１３ｑの各導波路へ出力する。平行導波路９１３ｑの各導波路は、一方を通過する光信号が、他方を通過する光信号よりも１ビット分遅延するように長さが調節されている。

平行導波路９１３ｑの各導波路を通過した各光信号は、交差部９１４ｑによって結合されてＰｉｎフォトダイオード９１５ｑへ出力される。Ｐｉｎフォトダイオード９１５ｑは、図１に示した第２光電変換部１２４ｑに対応する構成である。Ｐｉｎフォトダイオード９１５ｑは、交差部９１４ｑから出力された光信号を受光する。Ｐｉｎフォトダイオード９１５ｑは、受光した光信号の強度に応じた電気信号を除算部１４０へ出力する。

遅延導波路９１６は、光信号を１ビット遅延させる迂回路を有する。遅延導波路９１６は、分岐部９１１から出力された光信号を１ビット遅延させてフォトダイオード９１７へ出力する。フォトダイオード９１７は、図１に示した第３光電変換部１２５に対応する構成である。フォトダイオード９１７は、遅延導波路９１６から出力された光信号を受光し、受光した光信号の強度に応じた電気信号を除算部１４０へ出力する。

このように、実施の形態１にかかる光受信装置１００によれば、第１ＡＤＣ１５０ｉおよび第２ＡＤＣ１５０ｑの前段において除算を行うことで、デジタル信号のビット数を増加させなくてもデジタル信号の各値の精度を均一にすることができる。このため、識別部１６０による演算量を増加させずに電界再構築の演算精度を向上させることができる。

また、実施の形態１にかかる光受信装置１００によれば、強度に応じた電気信号をデジタル信号に変換することなく除算を行うことができるため、必要なＡＤＣの数を減らすことができる。たとえば、図１６に示したＡＤＣ１６２３を省くことができる。これにより、装置の省電力化および低コスト化を図ることができる。

（実施の形態２）
図１０は、実施の形態２にかかる光受信装置の機能的構成を示すブロック図である。図１０において、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図１０に示すように、実施の形態２にかかる光受信装置１００は、図１に示した光受信装置１００の平方根回路１３０、第１除算回路１４２ｉおよび第２除算回路１４２ｑに代えて、逆数平方根回路１０１０、第１乗算回路１０２１および第２乗算回路１０２２を備えている。ここでは、除算部１４０は、逆数平方根回路１０１０と、第３分岐部１４１と、第１乗算回路１０２１と、第２乗算回路１０２２と、によって構成されている。

遅延部１２６は、遅延させた電気信号を逆数平方根回路１０１０（１／√ｘ）へ出力する。逆数平方根回路１０１０は、遅延部１２６から出力された電気信号の強度の逆数の平方根に相当する電気信号を第３分岐部１４１へ出力する。第３分岐部１４１は、第３光電変換部１２５から出力された電気信号を分岐する。第３分岐部１４１は、分岐した各電気信号をそれぞれ第１乗算回路１０２１および第２乗算回路１０２２へ出力する。

第１乗算回路１０２１は、第１光電変換部１２４ｉから出力された電気信号を第３分岐部１４１から出力された電気信号の強度で乗算する。第１乗算回路１０２１は、乗算した電気信号を第１ＡＤＣ１５０ｉへ出力する。第２乗算回路１０２２は、第２光電変換部１２４ｑから出力された電気信号を第３分岐部１４１から出力された電気信号の強度で乗算する。第２乗算回路１０２２は、乗算した電気信号を第２ＡＤＣ１５０ｑへ出力する。

図１１は、図１０に示した逆数平方根回路の入力出力特性を示すグラフである。図１１において、横軸は、逆数平方根回路１０１０に対する入力を示している。縦軸は、逆数平方根回路１０１０からの出力を示している。特性１１１０は、逆数平方根回路１０１０の入力に対する出力の特性を示している。特性１１１０に示すように、逆数平方根回路１０１０は、入力された電気信号の強度の逆数の平方根に相当する電気信号を出力する。

図１２は、図１０の符号Ｂに示した箇所における電気信号の波形を示す図である。図１２において、図２に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。波形１２１０は、逆数平方根回路１０１０から第３分岐部１４１へ出力される電気信号（図１０の符号Ｂ）の波形である。逆数平方根回路１０１０から出力される電気信号は、受信した光信号の強度の逆数の平方根を示す。

このため、波形１２１０に示すように、平方根回路１３０から出力された電気信号は、図３に示した電気信号の逆数に相当する電気信号になる。図１０の符号Ａ，ＣおよびＤに示した箇所の電気信号については、図１の符号Ａ，ＣおよびＤに示した箇所の電気信号と同様であるため図示を省略する（図２，図４および図５を参照）。

このように、実施の形態２にかかる光受信装置１００によれば、光信号の強度に応じた電気信号の逆数に相当する電気信号を出力するアナログの逆数平方根回路１０１０と、光信号の位相に応じた電気信号を、逆数平方根回路１０１０によって出力された電気信号と乗算するアナログの第１乗算回路１０２１および第２乗算回路１０２２と、によって除算回路を構成することで、実施の形態１にかかる光受信装置１００と同様の効果を奏する。

（実施の形態３）
図１３は、実施の形態３にかかる光受信装置の機能的構成を示すブロック図である。図１３において、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図１３に示すように、実施の形態３にかかる光受信装置１００は、入力部１１０と、偏波ビームスプリッタ１３１０と、第１偏波処理部１３２１と、第２偏波処理部１３２２と、識別部１６０と、出力部１７０と、を備えている。

ここでは、入力部１１０へ入力される光信号は、少なくとも位相変調方式によって変調された光信号であるとともに、異なる偏波状態の光信号を多重化した偏波多重光信号である。入力部１１０は、入力された光信号を偏波ビームスプリッタ１３１０（ＰＢＳ：Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｂｅａｍ Ｓｐｌｉｔｔｅｒｓ）へ出力する。

偏波ビームスプリッタ１３１０は、入力部１１０から出力された光信号を偏波成分ごとに分離する。偏波ビームスプリッタ１３１０は、分離した各光信号を、第１偏波処理部１３２１および第２偏波処理部１３２２へそれぞれ出力する。第１偏波処理部１３２１および第２偏波処理部１３２２のそれぞれは、受信部１２０と、平方根回路１３０と、除算部１４０と、第１ＡＤＣ１５０ｉと、第２ＡＤＣ１５０ｑと、を備えている（図１参照）。

第１偏波処理部１３２１の第１分岐部１２１は、偏波ビームスプリッタ１３１０から出力された光信号を分岐して、分岐した各光信号を、第１偏波処理部１３２１の第２分岐部１２２と第３光電変換部１２５へ出力する。第２偏波処理部１３２２の第１分岐部１２１は、偏波ビームスプリッタ１３１０から出力された光信号を分岐して、分岐した各光信号を、第２偏波処理部１３２２の第２分岐部１２２と第３光電変換部１２５へ出力する。

識別部１６０は、第１偏波処理部１３２１の第１ＡＤＣ１５０ｉから出力されたデジタル信号と、第１偏波処理部１３２１の第２ＡＤＣ１５０ｑから出力されたデジタル信号と、第２偏波処理部１３２２の第１ＡＤＣ１５０ｉから出力されたデジタル信号と、第２偏波処理部１３２２の第２ＡＤＣ１５０ｑから出力されたデジタル信号と、に基づく演算により、受信した光信号のデータを識別する。

識別部１６０の電界再構築部６１０（図６参照）は、図６で説明した電界再構築に加えて、光信号の偏波混合を補償する電界再構築を行う。受信した光信号には、伝送路において偏波混合が発生している。伝送路を通過して偏波混合が発生した光信号は、下記（１０）式のようにモデル化することができる。

上記（１０）式において、右辺の（ｖ₁，ｖ₂，−ｖ₂ ^*，ｖ₁ ^*）および（ｕ₁，ｕ₂，−ｕ₂ ^*，ｕ₁ ^*）は、伝送路における光信号の偏波状態の変化を示している。右辺の（ｅ＾（ｊωτ／２），０，０，ｅ＾（−ｊωτ／２））は、伝送路における偏波モード分散（ＰＭＤ：Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）を示している。

また、右辺のｅ＾（−ｊω²β₂ｚ／２）は、伝送路における波長分散を示している。また、右辺のｅ＾（−ｊωτ₀）は、伝送路における遅延量を示している。電界再構築部６１０は、上記（１０）式に示したモデルの逆演算を行うことで信号の偏波成分を分離する。これにより、伝送路において発生した光信号の偏波混合を補償することができる。

このように、実施の形態３にかかる光受信装置１００によれば、実施の形態１にかかる光受信装置１００の効果を奏するとともに、偏波多重された光信号の偏波混合を電界再構築部６１０の電界再構築によって補償することで、偏波多重された光信号に含まれる各データを精度よく識別することができる。

（実施の形態４）
図１４は、実施の形態４にかかる光受信装置の機能的構成を示すブロック図である。図１４において、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。実施の形態４にかかる光受信装置１００は、入力部１１０と、受信部１２０と、不等間隔ＡＤＣ１４１０と、逆数回路１４２０と、平方根回路１４３０と、第１ＡＤＣ１５０ｉと、第２ＡＤＣ１５０ｑと、識別部１６０と、出力部１７０と、を備えている。

また、受信部１２０は、図１に示した受信部１２０の構成から遅延部１２６を除いた構成である。第１光電変換部１２４ｉは、変換した電気信号を第１ＡＤＣ１５０ｉへ出力する。第２光電変換部１２４ｑは、変換した電気信号を第２ＡＤＣ１５０ｑへ出力する。第３光電変換部１２５は、変換した電気信号を不等間隔ＡＤＣ１４１０へ出力する。

不等間隔ＡＤＣ１４１０は、第３光電変換部１２５から出力された電気信号を、不等間隔の各値に離散化するデジタル変換を行う不等間隔デジタル変換器である。ここでいう不等間隔の各値とは、逆数の平方根が等間隔となる各値である。不等間隔ＡＤＣ１４１０は、電気信号をデジタル変換したデジタル信号を逆数回路１４２０へ出力する。

逆数回路１４２０は、不等間隔ＡＤＣ１４１０から出力されたデジタル信号の逆数を平方根回路１４３０へ出力する。平方根回路１４３０は、逆数回路１４２０から出力されたデジタル信号の逆数を識別部１６０へ出力する。このように、不等間隔ＡＤＣ１４１０から出力されたデジタル信号は、逆数回路１４２０によって逆数に変換され、平方根回路１４３０によって平方根に変換される。このため、識別部１６０へ入力されるデジタル信号は、等間隔の各値に離散化されたデジタル信号になる。

識別部１６０は、第１ＡＤＣ１５０ｉから出力されたデジタル信号と、第２ＡＤＣ１５０ｑから出力されたデジタル信号と、逆数回路１４２０から出力されたデジタル信号と、に基づく演算により、受信した光信号のデータを識別する。識別部１６０の電界再構築部６１０は、上記（１）式に示した複素電場ｒ（ｎτ）を算出する。逆数回路１４２０から出力されたデジタル信号は、上記（３）式の１／｜ｒ（ｔ−τ）｜に相当する値である。

図１５は、図１４に示した不等間隔ＡＤＣの特性を示す図である。不等間隔ＡＤＣ１４１０は、電気信号を４つの値に離散化するデジタル変換を行うとする。符号１５１０は、不等間隔ＡＤＣ１４１０が離散化する４つの値を示している。符号１５１０に示すように、不等間隔ＡＤＣ１４１０は、第３光電変換部１２５から出力された電気信号｜ｒ（ｔ）｜²を、「１」，「１．４９」，「２．３」，「４」の各値に離散化する。

符号１５２０は、平方根回路１４３０から出力されたデジタル信号の各値を示している。電気信号が不等間隔ＡＤＣ１４１０によって「１」に変換された場合は、平方根回路１４３０から出力される値は「１」になる。電気信号が不等間隔ＡＤＣ１４１０によって「１．４９」に変換された場合は、平方根回路１４３０から出力される値は「０．８２」になる。電気信号が不等間隔ＡＤＣ１４１０によって「２．３」に変換された場合は、平方根回路１４３０から出力される値は「０．６６」になる。

電気信号が不等間隔ＡＤＣ１４１０によって「４」に離散化された場合は、平方根回路１４３０から出力される値は「０．５」になる。すなわち、平方根回路１４３０から出力されるデジタル信号の値は、等間隔な「０．５」，「０．６６」，「０．８２」，「１」のいずれかになる。これにより、平方根回路１４３０から識別部１６０へ出力されるデジタル信号の値を等間隔にすることができる。

このように、実施の形態４にかかる光受信装置１００によれば、光信号の強度に応じた電気信号を不等間隔ＡＤＣ１４１０によって離散化することで、平方根回路１３０から識別部１６０へ入力されるデジタル信号の各値を等間隔にすることができる。これにより、デジタル信号のビット数を増加させなくても、識別部１６０におけるデジタル信号の各値の精度を均一にすることができる。このため、識別部１６０による演算量を増加させずに電界再構築の演算精度を向上させることができる。

以上説明したように、開示の光受信装置および光受信方法によれば、デジタル変換器の前段において除算を行うことで、デジタル信号のビット数を増加させなくてもデジタル信号の各値の精度を均一にすることができる。このため、電界再構築の演算精度を向上させることができる。なお、上述した各実施の形態においては、受信する光信号がＤＱＰＳＫ方式により変調された光信号である場合について説明したが、光受信装置１００が受信する光信号は、少なくとも位相変調方式により変調された光信号であればよい。

たとえば、光受信装置１００が受信する光信号がＤＰＳＫ（差動二位相変調）を用いて変調された光信号である場合は、図１に示した構成において、遅延干渉計１２３ｑ、第２光電変換部１２４ｑ、第２除算回路１４２ｑおよび第２ＡＤＣ１５０ｑを省いた構成にすればよい。上述した実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）受信した光信号の劣化を前記光信号の強度による除算を用いて補償する光受信装置において、
受信した光信号の変調された位相に応じた電気信号と、前記受信した光信号の強度に応じた電気信号と、を出力する受信手段と、
前記受信手段によって出力された前記変調された位相に応じた電気信号を、前記受信手段によって出力された前記強度に応じた電気信号により除算するアナログの除算回路と、
前記除算回路によって除算された電気信号をデジタル変換するデジタル変換器と、
前記デジタル変換器によって変換されたデジタル信号に基づく演算により前記光信号のデータを識別する識別手段と、
を備えることを特徴とする光受信装置。

（付記２）前記識別手段は、前記デジタル変換器によって変換されたデジタル信号を順次積算することによって前記光信号の電界再構築を行い、前記電界再構築の結果に基づいて前記光信号のデータを識別することを特徴とする付記１に記載の光受信装置。

（付記３）前記受信手段によって出力された前記位相に応じた電気信号の平方根に応じた電気信号を出力する平方根回路を備え、
前記除算回路は、前記平方根回路によって出力された電気信号を、前記強度に応じた電気信号によって除算することを特徴とする付記１または２に記載の光受信装置。

（付記４）前記受信手段は、
前記受信した光信号を分岐する分岐手段と、
前記分岐手段によって分岐された各光信号の一方の光信号を受信し、受信した光信号の位相に応じた電気信号を出力する第１受信手段と、
前記分岐手段によって分岐された各光信号の他方の光信号を受信し、受信した光信号の強度に応じた電気信号を出力する第２受信手段と、
を備えることを特徴とする付記１〜３のいずれか一つに記載の光受信装置。

（付記５）前記第１受信手段は、
前記一方の光信号を所定の遅延量によって自己遅延干渉させて出力する遅延干渉計と、
前記遅延干渉計によって出力された光に応じた電気信号を出力する光電変換手段と、
から構成されることを特徴とする付記４に記載の光受信装置。

（付記６）前記第２受信手段は、前記強度に応じた電気信号を、前記所定の遅延量に対応した遅延量だけ遅延させる遅延手段を備えることを特徴とする付記５に記載の光受信装置。

（付記７）前記除算回路は、
前記受信手段によって出力された前記強度に応じた電気信号の逆数に応じた電気信号を出力するアナログの逆数回路と、
前記受信手段によって出力された前記位相に応じた電気信号を、前記逆数回路によって出力された電気信号と乗算するアナログの乗算回路と、
から構成されることを特徴とする付記１〜６のいずれか一つに記載の光受信装置。

（付記８）受信した光信号の変調された位相に応じた電気信号と、前記受信した光信号の強度に応じた電気信号と、を出力する受信手段と、
前記受信手段によって出力された前記変調された位相に応じた電気信号をデジタル変換するデジタル変換器と、
前記受信手段によって出力された前記強度に応じた電気信号を、逆数の平方根が等間隔になる各値に離散化する不等間隔デジタル変換器と、
前記不等間隔デジタル変換器によって変換されたデジタル信号の逆数の平方根を算出する算出手段と、
前記デジタル変換器によって変換されたデジタル信号と、前記算出手段によって算出されたデジタル信号と、に基づく演算により前記光信号のデータを識別する識別手段と、
を備えることを特徴とする光受信装置。

（付記９）受信した光信号の劣化を前記光信号の強度による除算を用いて補償する光受信方法において、
受信した光信号の変調された位相に応じた電気信号と、前記受信した光信号の強度に応じた電気信号と、を出力する受信工程と、
アナログの除算回路を用いて、前記受信工程によって出力された前記変調された位相に応じた電気信号を、前記受信工程によって出力された前記強度に応じた電気信号によって除算する除算工程と、
前記除算工程によって除算された電気信号をデジタル変換するデジタル変換工程と、
前記デジタル変換工程によって変換されたデジタル信号に基づく演算により前記光信号のデータを識別する識別工程と、
を含むことを特徴とする光受信方法。

（付記１０）受信した光信号の劣化を前記光信号の強度による除算を用いて補償する光受信方法において、
受信した光信号の変調された位相に応じた電気信号と、前記受信した光信号の強度に応じた電気信号と、を出力する受信工程と、
前記受信工程によって出力された前記変調された位相に応じた電気信号をデジタル変換するデジタル変換工程と、
前記受信工程によって出力された前記強度に応じた電気信号を、逆数の平方根が等間隔となる各値に離散化するデジタル変換を行う不等間隔デジタル変換工程と、
前記デジタル変換工程および前記不等間隔デジタル変換工程によって変換された各デジタル信号に基づく演算により前記光信号のデータを識別すると、
を含むことを特徴とする光受信方法。

実施の形態１にかかる光受信装置の機能的構成を示すブロック図である。 図１の符号Ａに示した箇所における電気信号の波形を示す図である。 図１の符号Ｂに示した箇所における電気信号の波形を示す図である。 図１の符号Ｃに示した箇所における電気信号の波形を示す図である。 図１の符号Ｄに示した箇所における電気信号の波形を示す図である。 図１に示した識別部の機能的構成例を示すブロック図である。 （５）式に示した光信号を伝送路としてモデル化した図である。 （６）式および（７）式に示した位相リファレンスを示すグラフである。 図１に示した受信部の構成例を示す図である。 実施の形態２にかかる光受信装置の機能的構成を示すブロック図である。 図１０に示した逆数平方根回路の入力出力特性を示すグラフである。 図１０の符号Ｂに示した箇所における電気信号の波形を示す図である。 実施の形態３にかかる光受信装置の機能的構成を示すブロック図である。 実施の形態４にかかる光受信装置の機能的構成を示すブロック図である。 図１４に示した不等間隔ＡＤＣの特性を示す図である。 従来の光受信装置の機能的構成を示すブロック図である。 図１６に示したＡＤＣの特性を示す図である。

符号の説明

１００ 光受信装置
１１０ 入力部
１２０ 受信部
１２１ 第１分岐部
１２２ 第２分岐部
１２４ｉ 第１光電変換部
１２４ｑ 第２光電変換部
１２５ 第３光電変換部
１２６ 遅延部
１３０，１４３０ 平方根回路
１４０ 除算部
１４１ 第３分岐部
１４２ｉ 第１除算回路
１４２ｑ 第２除算回路
１５０ｉ 第１ＡＤＣ
１５０ｑ 第２ＡＤＣ
１６０ 識別部
１７０ 出力部
７００ タップ付遅延線モデル
７１１，７１２，７１３ 遅延回路
７２１，７２２，７２３，７２４ 乗算回路
７３０ 加算回路
９１０ 基板
９１１，９１２ｉ，９１２ｑ 分岐部
９１３ｉ，９１３ｑ 平行導波路
９１４ｉ，９１４ｑ 交差部
９１５ｉ，９１５ｑ Ｐｉｎフォトダイオード
９１６ 遅延導波路
９１７ フォトダイオード
１０１０ 逆数平方根回路
１０２１ 第１乗算回路
１０２２ 第２乗算回路
１３１０ 偏波ビームスプリッタ
１３２１ 第１偏波処理部
１３２２ 第２偏波処理部
１４１０ 不等間隔ＡＤＣ
１４２０ 逆数回路

Claims (10)

1. 受信した光信号の劣化を前記光信号の強度による除算を用いて補償する光受信装置において、
   受信した光信号の変調された位相に応じた電気信号と、前記受信した光信号の強度に応じた電気信号と、を出力する受信手段と、
   前記受信手段によって出力された前記変調された位相に応じた電気信号を、前記受信手段によって出力された前記強度に応じた電気信号により除算するアナログの除算回路と、
   前記除算回路によって除算された電気信号をデジタル変換するデジタル変換器と、
   前記デジタル変換器によって変換されたデジタル信号に基づく演算により前記光信号のデータを識別する識別手段と、
   を備えることを特徴とする光受信装置。
2. 前記識別手段は、前記デジタル変換器によって変換されたデジタル信号を順次積算することによって前記光信号の電界再構築を行い、前記電界再構築の結果に基づいて前記光信号のデータを識別することを特徴とする請求項１に記載の光受信装置。
3. 前記受信手段によって出力された前記位相に応じた電気信号の平方根に応じた電気信号を出力する平方根回路を備え、
   前記除算回路は、前記平方根回路によって出力された電気信号を、前記強度に応じた電気信号によって除算することを特徴とする請求項１または２に記載の光受信装置。
4. 前記受信手段は、
   前記受信した光信号を分岐する分岐手段と、
   前記分岐手段によって分岐された各光信号の一方の光信号を受信し、受信した光信号の位相に応じた電気信号を出力する第１受信手段と、
   前記分岐手段によって分岐された各光信号の他方の光信号を受信し、受信した光信号の強度に応じた電気信号を出力する第２受信手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の光受信装置。
5. 前記第１受信手段は、
   前記一方の光信号を所定の遅延量によって自己遅延干渉させて出力する遅延干渉計と、
   前記遅延干渉計によって出力された光に応じた電気信号を出力する光電変換手段と、
   から構成されることを特徴とする請求項４に記載の光受信装置。
6. 前記第２受信手段は、前記強度に応じた電気信号を、前記所定の遅延量に対応した遅延量だけ遅延させる遅延手段を備えることを特徴とする請求項５に記載の光受信装置。
7. 前記除算回路は、
   前記受信手段によって出力された前記強度に応じた電気信号の逆数に応じた電気信号を出力するアナログの逆数回路と、
   前記受信手段によって出力された前記位相に応じた電気信号を、前記逆数回路によって出力された電気信号と乗算するアナログの乗算回路と、
   から構成されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の光受信装置。
8. 受信した光信号の変調された位相に応じた電気信号と、前記受信した光信号の強度に応じた電気信号と、を出力する受信手段と、
   前記受信手段によって出力された前記変調された位相に応じた電気信号をデジタル変換するデジタル変換器と、
   前記受信手段によって出力された前記強度に応じた電気信号を、逆数の平方根が等間隔になる各値に離散化する不等間隔デジタル変換器と、
   前記不等間隔デジタル変換器によって変換されたデジタル信号の逆数の平方根を算出する算出手段と、
   前記デジタル変換器によって変換されたデジタル信号と、前記算出手段によって算出されたデジタル信号と、に基づく演算により前記光信号のデータを識別する識別手段と、
   を備えることを特徴とする光受信装置。
9. 受信した光信号の劣化を前記光信号の強度による除算を用いて補償する光受信方法において、
   受信した光信号の変調された位相に応じた電気信号と、前記受信した光信号の強度に応じた電気信号と、を出力する受信工程と、
   アナログの除算回路を用いて、前記受信工程によって出力された前記変調された位相に応じた電気信号を、前記受信工程によって出力された前記強度に応じた電気信号によって除算する除算工程と、
   前記除算工程によって除算された電気信号をデジタル変換するデジタル変換工程と、
   前記デジタル変換工程によって変換されたデジタル信号に基づく演算により前記光信号のデータを識別する識別工程と、
   を含むことを特徴とする光受信方法。
10. 受信した光信号の劣化を前記光信号の強度による除算を用いて補償する光受信方法において、
    受信した光信号の変調された位相に応じた電気信号と、前記受信した光信号の強度に応じた電気信号と、を出力する受信工程と、
    前記受信工程によって出力された前記変調された位相に応じた電気信号をデジタル変換するデジタル変換工程と、
    前記受信工程によって出力された前記強度に応じた電気信号を、逆数の平方根が等間隔となる各値に離散化するデジタル変換を行う不等間隔デジタル変換工程と、
    前記デジタル変換工程および前記不等間隔デジタル変換工程によって変換された各デジタル信号に基づく演算により前記光信号のデータを識別すると、
    を含むことを特徴とする光受信方法。

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