JP2009268325A - フライバックコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】誤動作が少なく、理想動作が可能で、かつ損失の少ない同期整流方式のフライバックコンバータを提供する。
【解決手段】メインスイッチＳＷ１の制御回路１に、同期整流スイッチＳＷ２の制御回路を設けて同期整流スイッチＳＷ２を制御可能に構成するとともに、トランスＴの２次側の電圧を検出する電圧検出線２を接続する。そして、制御回路１により同期整流スイッチＳＷ２がメインスイッチＳＷ１と逆位相でＯＮ／ＯＦＦするように制御させる。そして、電流不連続モードの場合、同期整流スイッチＳＷ２をＯＮさせているときに、制御回路１により２次巻線の電圧Ｖ２を監視し、この電圧Ｖ２が正電圧から負電圧に変化すると、同期整流スイッチＳＷ２をＯＦＦさせ、メインスイッチＳＷ１を次にＯＮさせた後に再びＯＦＦさせる時点までその状態を維持させる。
【選択図】 図１

Description

この発明はフライバックコンバータに関し、より詳細には、スイッチングトランスの２次巻線側に同期整流スイッチを備えたフライバックコンバータの制御技術に関する。

図５(a)は、従来のフライバックコンバータの基本構成を示す回路図である。
この種のフライバックコンバータは、周知のとおり、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが逆極性（コイルの巻き始める方向を「・」で示す）となるように巻装されたトランスＴの１次巻線Ｎ１に、制御回路１からの駆動信号Ｐ１によって高速スイッチングが可能なメインスイッチＳＷ１（例えば、トランジスタやＦＥＴなどの半導体素子）を接続するとともに、２次巻線Ｎ２側に整流ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ２を接続し、該平滑コンデンサＣ２の両端から出力電圧Ｖoutを取り出すように構成されている。なお、図においてＣ１は入力側に設けられたコンデンサを示している。

図５(b)は、このようなフライバックコンバータの動作の一例を示す波形図である。図において、Ｐ１はメインスイッチＳＷ１の駆動信号、Ｖｄ１は整流ダイオードＤ１に印加される電圧、Ｉｎ２は２次巻線Ｎ２に流れる電流の波形をそれぞれ示している。

図示のように、制御回路１からの駆動信号Ｐ１がＯＮすると（図のＴonの期間参照）、メインスイッチＳＷ１がＯＮとなってトランスＴの１次巻線Ｎ１に入力電圧Ｖinが印加され、１次巻線Ｎ１に電流が流れる。このとき、トランスＴの２次巻線Ｎ２は逆極性であるため、２次側の整流ダイオードＤ１には逆方向電圧が印加されるため電流は流れず、１次巻線Ｎ１に供給されたエネルギはトランスＴ内に蓄積される。

そして、駆動信号Ｐ１がＯＦＦすると（図のＴoffの期間参照）、メインスイッチＳＷ１がＯＦＦとなりトランスＴの１次巻線Ｎ１への電力供給が停止され、これと同時に２次巻線Ｎ２には逆起電力が発生し、整流ダイオードＤ１には順方向電圧が印加されて整流ダイオードＤ１が導通し、トランスＴに蓄積されていたエネルギが出力側（コンデンサＣ２）に放出される。

ここで、図５(b)は、制御回路１が電流不連続モード（Ｔoffの期間中にトランスＴに蓄積されたエネルギを全部放出させる動作モード）で動作している状態を示しており、この場合、２次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉｎ２が零になっても次にメインスイッチＳＷ１をＯＮさせるまでの間に一定の期間ｔａが存在している。ところで、この動作モードとしては、図５(b)に示す電流不連続モードの他に、Ｔoff期間の終了と同時にエネルギの放出が完了する臨界モードと、Ｔoff期間中にエネルギの全部を放出せず残留エネルギを残しつつＴon期間が開始する電流連続モードとがあるが、いずれの動作モードを採用するかは制御回路１において設定される。なお、後述する本発明は、制御回路１が上記電流不連続モードを有するフライバックコンバータに適用される。

そして、このようにしてトランスＴに蓄積されたエネルギの放出が終わると、制御回路１は再び駆動信号Ｐ１をＯＮとし、それ以降は出力電圧Ｖoutの目標電圧に応じて設定されるＯＮ／ＯＦＦ比率に応じて駆動信号Ｐ１のＯＮ／ＯＦＦを繰り返して、出力側に電力を供給する。なお、その際、図示のフライバックコンバータでは、出力電圧Ｖoutを制御回路１で監視し、出力電圧Ｖoutが目標電圧に安定するように駆動信号Ｐ１のＯＮ／ＯＦＦ比率のフィードバック制御が行なわれるように構成されている。

ところで、このように２次側の整流回路にダイオードＤ１を使用するフライバックコンバータにおいては、整流ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖ_Fは、通常、０．５Ｖ程度であることから、出力電圧Ｖoutが低い電圧（例えば、３．３Ｖ程度）の場合、出力電圧に占める整流ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖ_Fの割合が高くなり、高い変換効率を得ることができないという問題がある。

そのため、このような問題を解消すべく、整流ダイオードＤ１に代えてオン損失の少ないパワーＭＯＳＦＥＴを同期整流スイッチＳＷ２として用いた同期整流方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図６(a)は、このような同期整流方式を採用したフライバックコンバータの回路構成の一例を示している。ここで、パワーＭＯＳＦＥＴは、ゲート−ソース間にスレッショルド電圧以上の信号を加えるとＯＮ状態となり、ドレインからソースの方向とソースからドレインの方向のいずれの方向も導通状態となってしまうという特性があることから、このようなパワーＭＯＳＦＥＴを同期整流スイッチＳＷ２として用いる場合、逆方向（整流ダイオードＤ１における逆方向）の電流が流れるのを阻止して、順方向の電流のみを流すように制御する必要がある。そのため、この図６(a)に示す回路では、出力がパワーＭＯＳＦＥＴのゲートに接続された検知器（コンパレータＣＰ）を用いて２次側の回路に流れる電流を監視し、電流の反転に合わせてパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦを切り替えるように構成されている。

特開平７−７９２８号公報

しかしながら、図６(a)に示すこのような回路構成では、以下のような問題があり、その改善が望まれていた。

(1) すなわち、同期整流スイッチＳＷ２が容量成分を持たない理想的なスイッチ（図６(b)(イ)参照）であれば、メインスイッチＳＷ１がＯＦＦとなってトランスＴに蓄積されていたエネルギの放出が開始されると、２次側の回路に流れる電流（Ｉｎ２）は次第に減少して零になり、次にメインスイッチＳＷ１が再びＯＦＦとなってエネルギを放出するまで零の状態を維持するが、この種のパワーＭＯＳＦＥＴは、図６(b)(ロ)に示す等価回路のように寄生容量ａと寄生ダイオードｂとを有していることから、実際の回路では、トランスＴのインダクタンス成分とパワーＭＯＳＦＥＴの寄生容量ａとによって２次側の回路の電流が正から零に切り替わったときに電圧振動が起こり、同時に電流も振動する（図６(c)のｔｂの期間の波形参照）。

そのため、図６(a)に示す回路構成では、検知器がこの電流の振動を検知してパワーＭＯＳＦＥＴが誤動作（具体的には、図６(c)の誤動作例１に示すように、パワーＭＯＳＦＥＴのゲートに与えられる駆動信号Ｐ２が電圧振動に伴ってＯＮ／ＯＦＦを繰り返すという動作）を起こす場合があった。

(2) また、図６(a)の回路構成では、２次側の回路の電流を検出するにあたり、検知器は電流を電圧に置き換えて検出していることから検知器の入力電圧は微少電圧となるため、検知器のバラツキ（オフセットのバラツキ）により、電流が零でないのに零と誤判定する（具体的には、図６(c)の誤動作例２に示すように、電流が零でないのに駆動信号Ｐ２をＯＦＦにする）場合があった。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、誤動作が少なく、理想動作が可能で、かつ損失の少ない同期整流方式のフライバックコンバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係るフライバックコンバータは、トランスの２次側に同期整流スイッチを備えたフライバックコンバータにおいて、上記トランスの２次巻線の電圧を監視する電圧監視手段を設け、スイッチング制御部は、上記トランスの１次側のメインスイッチをＯＦＦ状態に維持し、かつ、上記トランス２次側の同期整流スイッチをＯＮ状態に維持している状態において、上記電圧監視手段によって上記２次巻線の電圧が正電圧から負電圧に変化したことを検出すると、上記同期整流スイッチをＯＦＦさせるとともに、上記メインスイッチを次にＯＮさせた後に再びＯＦＦさせる時点まで上記同期整流スイッチのＯＦＦ状態を維持する制御構成を備えたことを特徴とする。

すなわち、本発明のフライバックコンバータは、トランスの１次側のメインスイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御を行なうスイッチング制御部を用いて同期整流スイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御を行なう。この同期整流スイッチの制御にあたっては、スイッチング制御部は、メインスイッチをＯＦＦさせると同時に同期整流スイッチをＯＮにする。そして、この状態、つまり、メインスイッチをＯＦＦ状態に維持し、かつ、同期整流スイッチをＯＮ状態に維持している状態にあるときに、電圧監視手段により検出される２次巻線の電圧が正電圧から負電圧に変化すると、そのタイミングで同期整流スイッチをＯＮからＯＦＦに切り替える。そして、次にメインスイッチをＯＮさせてから再びＯＦＦさせるまで同期整流スイッチのＯＦＦ状態を維持する。

このように、本発明のフライバックコンバータは、トランスの２次巻線の電圧が正電圧から負電圧になったときに同期整流スイッチをＯＦＦさせ、その後再びメインスイッチをＯＦＦさせるまでこの状態が維持されるので、電流不連続期間において電圧振動が発生しても、当該電圧振動により同期整流スイッチがＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことが防止される。

そして、本発明はその好適な実施態様として、前記トランスに補助巻線を設け、前記電圧監視手段はこの補助巻線の電圧を監視するように構成してもよい。

すなわち、トランスに設けられた補助巻線には２次巻線の電圧に比例した電圧が現れるので、２次巻線の電圧を直接検出せずに、この補助巻線の電圧を監視して、電圧が正電圧から負電圧に変化するタイミングで同期整流スイッチをＯＮからＯＦＦに切り替えるように構成することもできる。そして、この場合も、同期整流スイッチをＯＦＦさせた後は、次にメインスイッチをＯＮさせてから再びＯＦＦさせるまで同期整流スイッチのＯＦＦの状態を維持する。

この実施態様では、２次巻線の電圧を補助巻線を通じて間接的に検出しているので、スイッチング制御部をトランスの１次側に設けることができる。

さらに、本発明は他の好適な実施態様として、前記スイッチング制御部がメインスイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御を疑似共振方式で行なうように構成することができる。

すなわち、この実施態様によれば、メインスイッチが疑似共振方式でＯＮ／ＯＦＦ制御されるので、スイッチングロスが少ないフライバックコンバータを提供することができる。

本発明によれば、スイッチング制御部が、トランスの２次巻線又は補助巻線の電圧が正電圧から負電圧になったことを検出して同期整流スイッチをＯＦＦにし、次にメインスイッチをＯＮさせてから再びＯＦＦさせるまで同期整流スイッチのＯＦＦ状態が維持されるので、電流不連続期間において電圧振動が発生しても同期整流スイッチが誤動作をすることがなく、理想動作が可能で、かつ損失の少ない同期整流方式のフライバックコンバータを提供することができる。

以下、本発明に係るフライバックコンバータを適用したスイッチング電源装置を図面に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明に係るフライバックコンバータの第１の実施形態を示しており、図１(a)は同フライバックコンバータの概略構成を示す回路図であり、図１(b)はその波形図を示している。

この図１に示すフライバックコンバータは、メインスイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦ制御を行なう制御回路（スイッチング制御部）１に、トランスＴの２次巻線Ｎ２の電圧に基づいて同期整流スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ制御を行なう機能を持たせるようにしたものであって、これに伴って、トランスＴの２次巻線Ｎ２の電圧を検出するための構成と、この検出した電圧に基づいて同期整流スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ制御を行なうための構成とが付加されている。その他の点は、上述した図６に示したフライバックコンバータと同様であるので、構成が共通する部分は同一の符号を付して説明を省略する。

この第１の実施形態のフライバックコンバータにおいては、同期整流スイッチＳＷ２がトランスＴの２次巻線Ｎ２の−極側に接続されていることから、２次巻線Ｎ２の−極側に２次巻線Ｎ２の電圧を検出するための電圧検出線２の一端が接続されるとともに、その他端が制御回路１に接続され、２次巻線Ｎ２の電圧信号を制御回路１に取り込み可能に構成される。つまり、本実施形態では、この電圧検出線２と制御回路１の一部の回路によってトランスＴの２次巻線Ｎ２の電圧を監視する電圧監視手段が構成されている。

そして、制御回路１は、この電圧検出線２を介して検出される２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２に基づいて同期整流スイッチＳＷ２のゲートに駆動信号Ｐ２を与えることにより、同期整流スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ制御を行なうように構成されている。なお、図において符号３は、この駆動信号Ｐ２を同期整流スイッチＳＷ２に与えるための信号線を示している。

しかして、このように構成されたフライバックコンバータの動作（制御回路１の制御構成）を図１(b)の波形図を参照しながら以下に説明する。

この制御回路１におけるメインスイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦ制御に関する構成は従来より知られている公知の制御回路と同様の構成が採用される。すなわち、この制御回路１はメインスイッチＳＷ１の制御端子（図示例ではメインスイッチＳＷ１としてＦＥＴを用いているのでＦＥＴのゲート端子）に接続される信号線４を介してメインスイッチに駆動信号Ｐ１を与えるように構成されている。そして、この駆動信号Ｐ１は、制御回路１内に設けられるＰＷＭコントローラ（図示せず）によって生成される。

ここで、このＰＷＭコントローラの構成並びに駆動信号Ｐ１のＯＮ／ＯＦＦ比率等は公知であるので説明を省略するが、本実施形態においては、少なくともこのＰＷＭコントローラとしては、擬似共振方式（トランスＴに補助巻線を設け、この補助巻線（図示せず）で１次側の電圧が低下したことをＰＷＭコントローラが検出する構成）を採用し、電流不連続モードを有するコントローラが用いられている。図１(b)はこの電流不連続モードで動作している状態を示している。また、本実施形態では、このＰＷＭコントローラは、駆動信号Ｐ１のＯＮ／ＯＦＦ比率の設定にあたり、出力電圧Ｖoutを監視し、この出力電圧が目標電圧となるようにフィードバック制御を行なうように構成されている。図において符号５はこのフィードバック制御用の電圧検出線を示している。

そして、制御回路１から図１(b)に示すメインスイッチＳＷ１の駆動信号Ｐ１が出力されると、この駆動信号Ｐ１がＯＮの期間ＴonにトランスＴの１次巻線Ｎ１に入力電流が流れ、トランスＴにエネルギが蓄積され、駆動信号Ｐ１がＯＦＦになると、そのＴoffの間にトランスＴに蓄積されていたエネルギが２次側に放出される。

このとき、制御回路１では、同期整流スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ制御にあたり、基本的には、同期整流スイッチＳＷ２がメインスイッチＳＷ１と逆位相でＯＮ／ＯＦＦするように駆動信号Ｐ２を生成して同期整流スイッチＳＷ２のゲートに与えるが、本実施形態に示すように電流不連続モードで動作している場合には、電流不連続期間においては以下のような制御を実行する。

すなわち、制御回路１は、上述したメインスイッチＳＷ１をＯＦＦさせる駆動信号Ｐ１を出力する際に、これとタイミングを合わせて同期整流スイッチＳＷ２の駆動信号Ｐ２をＯＮにする。これにより、同期整流スイッチＳＷ２が導通し、トランスＴの２次巻線Ｎ２には逆起電力による電流Ｉｎ２が流れる。この電流Ｉｎ２は、図１(b)にも示すように、エネルギの放出に伴って順次減少し、やがて零になる。そして、電流Ｉｎ２が零になると２次側の回路に電圧振動が起こり、電流Ｉｎ２も微小な電流振動を起こすことは上述したとおりである。

制御回路１は、このような状態、つまり、メインスイッチＳＷ１の駆動信号Ｐ１がＯＦＦに維持され、同期整流スイッチＳＷ２の駆動信号Ｐ２がＯＮに維持されている状態にあるときに、上記電圧検出線２を介して２次巻線Ｎ２の電圧を監視し、２次巻線Ｎ２の電圧が正電圧から負電圧に変化する時点を検知する。具体的には、本実施形態では、２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２が正電圧から負電圧に反転する時点を検出し、この反転を検出したタイミングで同期整流スイッチＳＷ２をＯＮからＯＦＦに切り替える制御信号Ｐ２を出力する。

ここで、同期整流スイッチＳＷ２をＯＦＦさせるタイミングとして２次巻線Ｎ２の電圧を監視するようにしているのは、電圧振動は電流振動に比べて変動が大きく検出が容易であるからであり（図１(b)のＩｎ２及びＶ２の振動波形参照）、トランスＴのエネルギの放出を確実に捉えることができるからである。

そして、制御回路１は、同期整流スイッチＳＷ２をＯＦＦさせると、次にメインスイッチＳＷ１をＯＮさせてから再びＯＦＦさせるまで同期整流スイッチＳＷ２のＯＦＦ状態を維持する。すなわち、制御回路１は、少なくとも、メインスイッチＳＷ１に対する駆動信号Ｐ１がＯＦＦからＯＮになるまで同期整流スイッチＳＷ２に対する駆動信号Ｐ２のＯＦＦ状態を維持するように構成される。

上述したように、制御回路１は、同期整流スイッチＳＷ２がメインスイッチＳＷ１と逆位相でＯＮ／ＯＦＦするように駆動信号Ｐ２を生成して同期整流スイッチＳＷ２に与える制御構成を有することから、メインスイッチＳＷ１に対する駆動信号Ｐ１がＯＦＦからＯＮになるまで同期整流スイッチＳＷ２の駆動信号Ｐ２をＯＦＦ状態に維持するようにしておけば、その後のメインスイッチＳＷ１がＯＮの期間中は同期整流スイッチＳＷ２に対する駆動信号Ｐ２もＯＦＦ状態が維持されるので、結果的には、次にメインスイッチＳＷ１がＯＦＦからＯＮになってから再びＯＦＦするまで同期整流スイッチＳＷ２のＯＦＦ状態が維持されることとなる。なお、メインスイッチＳＷ１を再びＯＦＦさせる駆動信号Ｐ１を出力する場合、制御回路１は、上述したように同期整流スイッチＳＷ２をＯＮにする駆動信号Ｐ２を出力し、以後、メインスイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦに合わせて上述した動作を繰り返す。

したがって、本実施形態の構成によれば、制御回路１は、２次側の回路の電流Ｉｎ２が零になったことを確実に検出して同期整流スイッチＳＷ２をＯＦＦせることができるとともに、電流不連続期間における電圧振動によって同期整流スイッチＳＷ２を誤動作させることなく同期整流スイッチＳＷ２のＯＦＦ状態を維持することができる。そのため、本実施形態によれば、同期整流スイッチＳＷ２の誤動作がなく、理想動作が可能で、かつ損失の少ない同期整流方式のフライバックコンバータを提供することができる。

なお、この第１の実施形態に示すフライバックコンバータは、図２に示すように、同期整流スイッチＳＷ２を２次巻線Ｎ２の＋極側に設けることも可能であり、その場合、２次巻線Ｎ２の電圧を検出するための電圧検出線２も２次巻線Ｎ２の＋側のラインに接続される。

次に、本発明の第２の実施形態を図３に基づいて説明する。この図３に示すフライバックコンバータは、上述した第１の実施形態における電圧監視手段の構成を改変したものである。

すなわち、この第２の実施形態に示すフライバックコンバータは、上述した実施形態１では電圧監視手段が２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２を直接監視していたのに対し、この構成に代えて、トランスＴに補助巻線Ｎ３を設け、この補助巻線Ｎ３の電圧Ｖ３を電圧監視手段で監視することにより、間接的に２次巻線Ｎ２の電圧を監視するように構成している。

具体的には、トランスＴの２次側に２次巻線Ｎ２と同極性の補助巻線Ｎ３を巻装し、この補助巻線Ｎ３に補助巻線Ｎ３の電圧を検出する電圧検出線６を接続して、補助巻線Ｎ３の電圧を制御回路１に取り込み可能に構成している。

つまり、この構成によれば、補助巻線３には２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２に比例した電圧Ｖ３が発生するので、制御回路１ではこの電圧Ｖ３に基づいて２次巻線Ｎ２の電圧変動を監視するように構成される。

具体的には、本実施形態においても、制御回路１におけるメインスイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦ制御に関する構成は従来より知られている公知の制御回路と同様の構成が採用される。一方、同期整流スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ制御にあたっても、制御回路１は、基本的には、同期整流スイッチＳＷ２がメインスイッチＳＷ１と逆位相でＯＮ／ＯＦＦするように駆動信号Ｐ２を生成して同期整流スイッチＳＷ２に与えるように構成される。そして、電流不連続期間においては特に以下のような制御を実行するように構成される。

すなわち、制御回路１は、メインスイッチＳＷ１をＯＦＦさせる駆動信号Ｐ１を出力する際に、これとタイミングを合わせて同期整流スイッチＳＷ２をＯＮさせる駆動信号Ｐ２を出力する。

そして、この状態、つまり、メインスイッチＳＷ１の駆動信号Ｐ１がＯＦＦに維持され、同期整流スイッチＳＷ２の駆動信号Ｐ２がＯＮに維持されている状態にあるときに、制御回路１は、上記電圧検出線６を介して補助巻線Ｎ３の電圧を監視する。すなわち、補助巻線Ｎ３には２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２に比例した電圧Ｖ３が現れるので、２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２の監視のときと同様に、補助巻線Ｎ３の電圧が正電圧から負電圧に変化する時点の検出を行なう。具体的には、本実施形態でも補助巻線Ｎ３の電圧Ｖ３が正電圧から負電圧に反転する時点を検出し、この反転を検出すると同期整流スイッチＳＷ２をＯＮからＯＦＦに切り替える制御信号Ｐ２を出力する。

そして、同期整流スイッチＳＷ２をＯＦＦさせた後は、実施形態１と同様、制御回路１は、次にメインスイッチＳＷ１をＯＮさせてから再びＯＦＦさせるまで同期整流スイッチＳＷ２をＯＦＦ状態に維持する。

このように、本実施形態の構成によっても、制御回路１は、２次側の回路の電流Ｉｎ２が零になったことを確実に検出して同期整流スイッチＳＷ２をＯＦＦせることができるとともに、電流不連続期間における電圧振動によって同期整流スイッチＳＷ２を誤動作させることなく同期整流スイッチＳＷ２のＯＦＦ状態を維持することができる。しかも、本実施形態では、２次巻線Ｎ２の電圧変動の検出が補助巻線Ｎ３を通じて行なわれるので、制御回路１を１次側に設けることもでき、制御回路１として既存のＩＣ（トランスＴの１次側に配設することを前提としたＩＣ）を改良して用いることができ、製作コストを安価に抑えることもできる。

なお、この第２の実施形態に示すフライバックコンバータにおいても、図４に示すように、同期整流スイッチＳＷ２を２次巻線Ｎ２の＋極側に設けることが可能である。

なお、上述した実施形態はあくまでも本発明の好適な実施態様を示すものであって、本発明はこれらに限定されることなくその範囲内で種々の設計変更が可能である。

たとえば、上述した実施形態では、制御回路１は２次巻線Ｎ２（又は補助巻線Ｎ３）の電圧Ｖ２（又はＶ３）が正電圧から負電圧に反転する時点を検出して同期整流スイッチＳＷ２をＯＮからＯＦＦに切り替えるように構成した場合を示したが、この切替のタイミングとしては、たとえば、２次巻線Ｎ２の電圧がゼロ電圧に接近した時点で行なうように構成することも可能である。要は、電圧振動によって２次巻線Ｎ２の電圧が負電圧から正電圧に反転したときに誤って同期整流スイッチＳＷ２をＯＮにさせないように構成されていればよい。

また、本発明は、電流不連続モードを有するフライバックコンバータであれば、臨界モードや電流連続モードを有するものであっても適用可能である。また、上述した実施形態では、制御回路１が擬似共振方式を採用する場合を示したが、本発明は他の方式によりメインスイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦを制御するフライバックコンバータにも勿論適用可能である。

本発明に係るフライバックコンバータの第１の実施形態を示しており、図１(a)は同フライバックコンバータの回路図であり、図１(b)はその波形図である。 同第１の実施形態に示すフライバックコンバータの改変例を示す回路図である。 本発明に係るフライバックコンバータの第２の実施形態を示す回路図である。 同第２の実施形態に示すフライバックコンバータの改変例を示す回路図である。 従来のフライバックコンバータの基本構成を示す説明図であり、図５(a)はその回路図を、図５(b)はその波形図を示している。 同期整流方式を採用した従来のフライバックコンバータの概要を示す説明図であり、図６(a)はその回路図を、図６(b)は同期整流スイッチの等価回路を、図６(c)は同回路の波形図を示している。

符号の説明

１ 制御回路（スイッチング制御部）
２，６ 電圧検出線
３，４ 駆動信号の信号線
ＳＷ１ メインスイッチ
ＳＷ２ 同期整流スイッチ
Ｐ１ メインスイッチの駆動信号
Ｐ２ 同期整流スイッチの駆動信号

Claims (3)

1. トランスの２次側に同期整流スイッチを備えたフライバックコンバータにおいて、
   前記トランスの２次巻線の電圧を監視する電圧監視手段を設け、
   スイッチング制御部は、前記トランスの１次側のメインスイッチをＯＦＦ状態に維持し、かつ、前記トランス２次側の同期整流スイッチをＯＮ状態に維持している状態において、前記電圧監視手段によって前記２次巻線の電圧が正電圧から負電圧に変化したことを検出すると、前記同期整流スイッチをＯＦＦさせるとともに、前記メインスイッチを次にＯＮさせた後に再びＯＦＦさせる時点まで前記同期整流スイッチのＯＦＦ状態を維持する制御構成を備えたことを特徴とするフライバックコンバータ。
2. 前記トランスに補助巻線を設け、
   前記電圧監視手段は、この補助巻線の電圧を監視するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載のフライバックコンバータ。
3. 前記スイッチング制御部は、メインスイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御を疑似共振方式で行なうことを特徴とする請求項１または２に記載のフライバックコンバータ。

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