JP2007295709A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】 アクティブクランプ方式のスイッチング電源において、トランスのインダクタンスのリセット時間が負荷電流により異なるので、軽負荷から重負荷まで安定して同期整流ができないという課題を解決する。
【解決手段】 ダイオードが並列接続されトランスの１次巻線に直流電源電圧を印加する主スイッチと、クランプダイオードが並列接続されたクランプスイッチとクランプコンデンサとが先の１次巻線に並列に接続されたアクティブクランプ回路を有し、先のトランスの２次巻線から得られる交流電圧を同期整流して負荷に直流電圧を供給するスイッチング電源において、先の１次巻線の一端と先のクランプコンデンサの一端との間に電流によりインダクタンスが変化する可変インダクタンスを挿入接続するようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、アクティブクランプ方式のスイッチング電源に係り、特に軽負荷から重負荷まで安定して同期整流ができるように改良したスイッチング電源に関する。

図５は従来のアクティブクランプ方式のスイッチング電源の構成を示す。図５において、直流電源電圧Ｅは、寄生ダイオード（ダイオード）Ｄ2が並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)で構成された主スイッチＱ2を介してトランスＴ2の１次巻線Ｎ6に印加されている。

なお、図５では１次巻線Ｎ6の持つインダクタンスを、以後の説明に際して具体的に分かりよくするために、インダクタンスＬ3（Ｎ6）の回路素子として独立して分離記載している。

そして、１次巻線Ｎ6に、図５ではインダクタンスＬ3（Ｎ6）を介した形で、アクティブクランプ回路１０が並列に接続されている。アクティブクランプ回路１０は寄生ダイオード（クランプダイオード）Ｄ1が並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴで構成されたクランプスイッチＱ1とクランプコンデンサＣ1とが直列接続されて構成されている。

トランスＴ2は、１次巻線Ｎ6、２次巻線Ｎ7、およびドライブ巻線Ｎ8で構成されている。そして、２次巻線Ｎ7には寄生ダイオード（フォワードダイオード）Ｄ3が並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴで構成されたフォワードスイッチＱ3およびインダクタンスＬ2を介して、負荷抵抗ＲとコンデンサＣ2の並列回路に接続されている。

また、負荷抵抗ＲとコンデンサＣ2の並列回路に直列接続された平滑用のインダクタンスＬ2には、寄生ダイオード（フライバックダイオード）Ｄ4が並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴで構成されたフライバックスイッチＱ4が並列に接続されている。

軽負荷／重負荷切替回路１１には、ドライブ巻線Ｎ8からのドライブ電圧が入力されると共に、負荷電流検出回路１２で検出された負荷電流が入力されており、負荷電流検出回路１２はこれらを用いてフォワードスイッチＱ3とフライバックスイッチＱ4を相補的に制御する。

そして、フォワードスイッチＱ3、フォワードダイオードＤ3、フライバックスイッチＱ4、フライバックダイオードＤ4、軽負荷／重負荷切替回路１１等により同期整流回路１３を構成している。

次に、図６に示す波形図を用いて図５に示すスイッチング電源の動作について説明する。軽負荷状態において、図６（Ａ）は巻線Ｎ6の電圧ＶＮ6の波形を、図６（Ｂ）はインダクタンスＬ3(Ｎ6)の電流Ｉ3波形を、図６（Ｃ）はインダクタンスＬ3(Ｎ6)の電圧ＶＬ3（Ｎ6）の波形をそれぞれ示している。

先ず、クランプスイッチＱ1がオフで、主スイッチＱ2をＰＷＭ信号によりオンにすると、図６（Ａ）に示すように１次巻線Ｎ6の両端にオン電圧Ｖｏｎが発生し、インダクタンスＬ3(Ｎ6)には電磁エネルギーが蓄積される。

この状態では、インダクタンスＬ3(Ｎ6)に流れる電流Ｉ3は、図６（B）に示すように時間tの経過と共に一定の割合で増加する電流Iｓとなる。さらに、インダクタンスＬ3(Ｎ6)の両端には、図６（Ｃ）に示すように、電流Ｉ3が一定割合で変化しているので、一定の電圧Ｖｃとして現れる。そして、以上の変化を踏まえて、２次巻線Ｎ7の両端には一定の電圧ＶＮ7が現れる。

２次側では、フライバックスイッチＱ4とフライバックダイオードＤ4はオフ状態で、フォワードスイッチＱ3はオン状態になるように制御されるので、電圧ＶＮ7はインダクタンスＬ2を介して負荷抵抗Ｒに印加される。

次に、クランプスイッチＱ1がオフで、主スイッチＱ2をオフにすると、インダクタンスＬ3(Ｎ6)に蓄積された電磁エネルギーはクランプダイオードＤ1を介してクランプコンデンサＣ1に放電する。この放電時間は、インダクタンスＬ3(Ｎ6)の電圧ＶＬ3(Ｎ6)がゼロになる時まで続く。この時間が図６（Ａ）に示すゼロ電圧期間Ｔ1に対応する。

そして、 このゼロ電圧期間Ｔ1は、トランスＴ2のインダクタンスＬ3(Ｎ6)をリセットする時間であり、このインダクタンスＬ3(Ｎ6)に蓄積された電磁エネルギーの大きさは電流Ｉ3の大小に関連する。

このゼロ電圧期間Ｔ1の終了付近で、図示しない制御信号により主スイッチＱ2がオフで、クランプスイッチＱ1をオンにすると、図６（Ａ）に示すように、クランプコンデンサＣ1に蓄積された静電エネルギーによる放電電圧が巻線Ｎ6に、図６（Ａ）に示すように、逆方向に一定のリセット電圧Ｖrとして印加される。

２次側では、ゼロ電圧期間Ｔ1の終了付近でフォワードスイッチＱ3がオフで、フライバックスイッチＱ4がオンになるように軽負荷／重負荷切替回路１１により切り替えられ、これにより負荷抵抗Ｒへの電力はこのインダクタンスＬ2の放電電流で供給される。

なお、軽負荷／重負荷切替回路１１がフォワードスイッチＱ3とフライバックスイッチＱ4を切り替えるタイミングは、負荷電流検出回路１２で検出された負荷電流の大きさを考慮して行う。

また、このとき、フォワードスイッチＱ3はオフなので、２次巻線Ｎ7には電流が流れていない状態であり、理想的には１次巻線Ｎ6には励磁電流だけが流れ、クランプコンデンサＣ1の放電電圧は十分に一定電圧を供給し得る。またそのようなクランプコンデンサＣ1を選ぶ必要がある。

以上のようにして、図５に示すスイッチング電源は、図６に示すように、オン電圧Ｖｏｎ期間、ゼロ電圧期間、リセット電圧Ｖr期間を１サイクルとして繰り返して、直流電源電圧Ｅから負荷抵抗Ｒに電力を供給する。

そして、図５に示すスイッチング電源では、ゼロ電圧期間Ｔ1の終了付近で、クランプスイッチＱ1、主スイッチＱ2、フォワードスイッチＱ3、およびフライバックスイッチＱ4等に対して図示しない制御信号により協調同期をとってオン／オフする必要がある。

特開平１１―３２４７９号公報

特開２００１―２９２５７１号公報

しかし、このようなスイッチング電源には、次のような課題がある。２次側の整流回路にＭＯＳＦＥＴを使用して同期整流を実現する場合に、駆動回路はフォワード側Ｑ3とフライバック側Ｑ4の切替時間の遅れ等を十分に考慮する必要がある。

負荷電流が常に一定ならば容易であるが、一般的には軽負荷から重負荷まで安定に動作しなければならない。この切替の遅れ時間に寄与するものが、トランスＴ2のインダクタンスＬ3(Ｎ6)をリセットする時間であるトランスの１次巻線電圧ＶＮ6がゼロの時間である。

しかしながら、トランスＴ2のインダクタンスＬ3(Ｎ6)のリセット時間は電流Ｉ3に依存するため、負荷電流が大きいほどリセット時間は長く、軽負荷ほど短い。

従って、軽負荷時はトランスＴ2の２次巻線Ｎ7の電圧ＶＮ7がゼロである時間が短くなり、フォワードスイッチＱ3とフライバックスイッチＱ4との切替時間を早くする必要があり、軽負荷／重負荷切替回路１１が複雑になるという課題がある。

従って、本発明の目的は、トランスのインダクタンスのリセット時間を一定にして、スイッチ素子の切替を容易にし、負荷電流に依存しない同期整流回路を提供することにある。

このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
ダイオードが並列接続されトランスの１次巻線に直流電源電圧を印加する主スイッチと、クランプダイオードが並列接続されたクランプスイッチとクランプコンデンサとが先の１次巻線に並列に接続されたアクティブクランプ回路を有し、先のトランスの２次巻線から得られる交流電圧を同期整流して負荷に直流電圧を供給するスイッチング電源において、
先の１次巻線の一端と先のクランプコンデンサの一端との間に電流によりインダクタンスが変化する可変インダクタンスを挿入接続したものである。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、
先の２次巻線と先の負荷との間に直列に接続されフォワードダイオードが並列接続されたフォワードスイッチと、負荷に並列に接続されフライバックダイオードが並列接続されたフライバックスイッチを有し、先のトランスに設けたれたドライブ巻線により先のフォワードスイッチと先のフライバックスイッチを相補的にかつ直接的に開閉制御して、先の同期整流を行うようにしたものである。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、
前記可変インダクタンスとして、スイングチョークを用いるようにしたものである。

請求項４記載の発明は、請求項２記載の発明において
先のフォワードスイッチと先のフライバックスイッチは、ＭＯＳＦＥＴを用いるようにしたものである。

請求項１，２，３および４に記載された発明によれば、次のような効果がある。
１次巻線の一端とクランプコンデンサの一端との間に電流によりインダクタンスが変化する可変インダクタンスを挿入接続した構成であるので、軽負荷時は可変インダクタンスのインダクタンス値が大きく、重負荷時はインダクタンス値が小さくなる。

これにより、可変インダクタンスをリセットする時間であるデッドタイムを負荷電流に影響されないほぼ一定値とすることが可能になる。

このため、デッドタイムが、軽負荷、重負荷等の負荷に関わらず一定であるため、主スイッチ、およびクランプスイッチのオン／オフのタイミングの設定が簡単となり、駆動が簡単になる効果がある。

また、２次側の同期整流回路の整流素子であるフォワードスイッチとフライバックスイッチは、トランスのドライブ巻線の電圧により直接駆動が可能になるので、複雑な遅れ時間等の調整が不要となり、高効率のスイッチング電源となる効果がある。

以下、本発明について図面を用いて詳細に説明する。なお、従来のスイッチング電源である図５に記載した構成要素と同一の機能を有する部分には、説明を簡単にするため、同一の符号を付して、適宜にその説明を省略する。

図１は本発明に係るスイッチング電源の１実施例を示す構成図である。図１において、直流電源電圧Ｅは、寄生ダイオード（ダイオード）Ｄ2が並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴで構成された主スイッチＱ2を介してトランスＴ1の１次巻線Ｎ1に印加されている。

そして、１次巻線Ｎ1に、外付けの可変インダクタンスＬ1を介してアクティブクランプ回路１０が並列に接続されている。アクティブクランプ回路１０は寄生ダイオード（クランプダイオード）Ｄ1が並列に接続されＭＯＳＦＥＴで構成されたクランプスイッチＱ1とクランプコンデンサＣ1とが直列接続されて構成されている。

そして、この外付けの可変インダクタンスＬ1としては、例えば、電流Ｉ1の増加によりインダクタンスが減少するスイングチョークなどが用いられる。

トランスＴ1は、１次巻線Ｎ1、２次巻線Ｎ2、およびドライブ巻線Ｎ3、およびドライブ巻線Ｎ4で構成されている。そして、端部Ｐ1とＰ2を持つドライブ巻線Ｎ3の端部Ｐ2と、端部Ｐ3とＰ4を持つドライブ巻線Ｎ4の端部Ｐ2とＰ3は互いに接続されており、これらは共通電位点Ｃに接続されている。さらに、端部Ｐ1と端部Ｐ4に発生する電圧は、共通電位点Ｃに対して逆極性で変化する。

トランスＴ1の２次巻線Ｎ2には寄生ダイオード（フォワードダイオード）Ｄ3が並列に接続されてＭＯＳＦＥＴで構成されたフォワードスイッチＱ3およびインダクタンスＬ2を介して、負荷抵抗ＲとコンデンサＣ2の並列回路に接続されている。そしてこの並列回路の一端は共通電位点Ｃに接続されている。

また、抵抗ＲとコンデンサＣ2の並列回路に直列接続された平滑用のインダクタンスＬ2よりなる直列回路には、寄生ダイオード（フライバックダイオード）Ｄ4が並列に接続されてＭＯＳＦＥＴで構成されたフライバックスイッチＱ4が並列に接続されている。

そして、フォワードスイッチＱ3のゲートにはドライブ巻線Ｎ3の端部Ｐ1が、フライバックスイッチＱ4のゲートにはドライブ巻線Ｎ4の端部Ｐ4がそれぞれ接続され、互いに相補的にオン／オフされる構成である。

以上のフォワードダイオードＤ3が並列に接続されたフォワードスイッチＱ3、フライバックダイオードＤ4が並列に接続されフライバックスイッチＱ4、ドライブ巻線Ｎ3、Ｎ4等で同期整流回路１４が構成されている。

次に、図２〜図４に示す波形図等を用いて図1に示すスイッチング電源の動作について説明する。図２は可変インダクタンスＬ１の特性を示す特性図を示している。

図３は、軽負荷における各部の状態を示したものであって、図３（Ａ）は巻線Ｎ1の電圧ＶＮ1の波形を、図３（Ｂ）は可変インダクタンスＬ1の電流Ｉ1波形を、図３（Ｃ）は可変インダクタンスＬ1の電圧ＶＬ1の波形をそれぞれ示している。

図４は重負荷における各部の状態を示したものであって、図４（Ａ）は巻線Ｎ1の電圧ＶＮ1の波形を、図４（Ｂ）は可変インダクタンスＬ1の電流Ｉ1波形を、図４（Ｃ）は可変インダクタンスＬ1の電圧ＶＬ1の波形をそれぞれ示している。

先ず、軽負荷における従来の波形図である図６との対比の関係から、軽負荷状態について説明する。クランプスイッチＱ1がオフで、主スイッチＱ2を図示しない制御回路からＰＷＭ信号によりオンにすると、インダクタンスＬ1には電磁エネルギーが蓄積されると共に、図３（Ａ）に示すように１次巻線Ｎ1の両端にオン電圧Ｖｏｎが発生する。

この状態では、可変インダクタンスＬ1に流れる電流Ｉ1は、図３（B）に示すように時間tの経過と共に一定の割合で増加する電流Iｓとなる。さらに、可変インダクタンスＬ1の両端には、図３（Ｃ）に示すように、電流Ｉ1が一定割合で変化しているので、一定の電圧Ｖｃとして現れ、２次巻線Ｎ2の両端には一定の電圧ＶＮ2が現れる。

２次側では、フライバックスイッチＱ4はドライブ巻線Ｎ4の端部Ｐ4の電圧により、オフに制御され、フォワードスイッチＱ3はドライブ巻線Ｎ3の端部Ｐ1（端部Ｐ4とは逆極性の電圧）の電圧によりオン状態になるように制御されるので、電圧ＶＮ2はインダクタンスＬ2を介して負荷抵抗Ｒに印加される。

次に、図示しない制御信号によりクランプスイッチＱ1がオフで、主スイッチＱ2をオフにすると、可変インダクタンスＬ1に蓄積された電磁エネルギーはクランプダイオードＤ1を介してクランプコンデンサＣ1に放電されて図３（Ｂ）に示すように減少しながら流れる。 この放電は、図３（Ｃ）に示すように、可変インダクタンスＬ1の電圧ＶＬ1がゼロになる時まで続く。この期間が図３（Ａ）に示すゼロ電圧期間Ｔ3に対応する。

このゼロ電圧期間Ｔ3は、可変インダクタンスＬ1の電磁エネルギーをリセットする時間であるデッドタイムに相当し、このデッドタイムは可変インダクタンスＬ1に蓄積された電磁エネルギー、つまり電流Ｉ1の大小に関連する。

可変インダクタンスＬ1は、図２に示すように、電流Ｉ1が大きくなるに従ってインダクタンスが小さくなる特性を有している。従って、軽負荷時はインダクタンスが大きく、重負荷時はインダクタンスが小さくなる。この特性により、可変インダクタンスＬ1をリセットする時間であるゼロ電圧期間Ｔ3は負荷電流Ｉ1に影響されないほぼ一定値とすることが可能になる。

このゼロ電圧期間Ｔ3の終了付近で、主スイッチＱ2がオフで、クランプスイッチＱ1をオンにすると、クランプコンデンサＣ1に蓄積された電荷による放電電圧が巻線Ｎ1に、図３（Ａ）に示すように、逆方向に一定のリセット電圧Ｖrとして印加される。

このため、２次側には、逆方向の２次電圧ＶＮ2（＝Ｎ2・Ｖr／Ｎ1）が発生すると共にドライブ巻線Ｎ3、Ｎ4にも逆電圧が発生し、フォワードスイッチＱ3はオフに、フライバックスイッチＱ4はオンに自動的に制御される。これにより負荷抵抗Ｒへの電力はこのインダクタンスＬ2の放電電流で供給され、２次側で同期整流が行われる。

この状態は、２次巻線Ｎ2には電流が流れていない状態であり、理想的には１次巻線Ｎ1には励磁電流だけが流れるので、クランプコンデンサＣ1の放電電圧は十分に一定電圧を供給し得る。またそのようなクランプコンデンサＣ1を選ぶ必要がある。

以上のようにして、図１に示すスイッチング電源は、図３に示すように、オン電圧Ｖｏｎ期間、ゼロ電圧期間、リセット電圧Ｖr期間を１サイクルとして繰り返して、直流電源電圧Ｅから負荷抵抗Ｒに電力を供給する。

以上は、軽負荷の場合について説明したものであるが、重負荷の場合でも図４の波形図で示すように、ゼロ電圧期間Ｔ4は、軽負荷時のゼロ電圧期間Ｔ3（＝Ｔ4）と等しくなっており、基本的に同一の動作を行う。

図１に示す本発明のスイッチング電源では、ゼロ電圧期間Ｔ3、Ｔ4が、軽負荷、重負荷等の負荷に関わらず一定であるため、主スイッチＱ2、およびクランプスイッチＱ1のオン／オフのタイミングの設定が簡単となり、駆動が簡単になる効果がある。

さらに、図１に示す本発明のスイッチング電源では、ゼロ電圧期間Ｔ3、Ｔ4が、軽負荷、重負荷等の負荷に関わらず一定であるため、ドライブ巻線の電圧でフォワードスイッチＱ3、およびフライバックスイッチＱ4を直接駆動できるので、簡単な回路構成で高効率の電源構成が実現できる効果がある。

また、可変インダクタンスＬ1をトロイダルコイルにすると、その構造から磁束が外部に漏れ難いので、外部への磁束の影響が低減でき、近傍の磁性体等に悪影響を与えることが避けられる。

そして、このようなアクティブクランプ方式では、２次巻線Ｎ2の電圧ＶＮ2がオン時もオフ時も一定電圧となるため、フォワードスイッチＱ3、およびフライバックスイッチＱ4としてＭＯＳＦＥＴの使用が可能となり、低オン抵抗のＦＥＴを選ぶことにより損失の低減も図れる。

また、図１に示す本発明のスイッチング電源では、従来の重負荷／軽負荷回路１１が不要であり、このため部品点数が少なく、安価に構成することができるメリットがある。

本発明の一実施例を示す構成図である。 図１に示す可変インダクタンスの特性を示す特性図である。 図１に示すスイッチング電源の軽負荷時の動作を説明する波形図である。 図１に示すスイッチング電源の重負荷時の動作を説明する波形図である。 従来のスイッチング電源の構成図である。 図５に示すスイッチング電源の軽負荷時の動作を説明する波形図である。

符号の説明

１０ アクティブクランプ回路
１１ 軽負荷／重負荷切替回路
１２ 負荷電流検出回路
１３、１４ 同期整流回路
Ｌ1 可変インダクタンス
Ｌ2 インダクタンス
Ｑ1 クランプスイッチ
Ｑ2 主スイッチ
Ｑ3 フォワードスイッチ
Ｑ4 フライバックスイッチ
Ｄ1 クランプダイオード
Ｄ2 ダイオード
Ｄ3 フォワードダイオード
Ｄ4 フライバックダイオード
Ｃ 共通電位点
Ｃ1 クランプコンデンサ
Ｃ2 コンデンサ
Ｅ 直流電源電圧
Ｒ 負荷抵抗
Ｔ1、Ｔ2 トランス
Ｎ1、Ｎ6 １次巻線
Ｎ2、Ｎ7 ２次巻線
Ｎ3、Ｎ4、Ｎ8 ドライブ巻線

Claims (4)

1. ダイオードが並列接続されトランスの１次巻線に直流電源電圧を印加する主スイッチと、クランプダイオードが並列接続されたクランプスイッチとクランプコンデンサとが前記１次巻線に並列に接続されたアクティブクランプ回路を有し、前記トランスの２次巻線から得られる交流電圧を同期整流して負荷に直流電圧を供給するスイッチング電源において、
   前記１次巻線の一端と前記クランプコンデンサの一端との間に電流によりインダクタンスが変化する可変インダクタンスを挿入接続したことを特徴とするスイッチング電源。
2. 前記２次巻線と前記負荷との間に直列に接続されフォワードダイオードが並列接続されたフォワードスイッチと、負荷に並列に接続されフライバックダイオードが並列接続されたフライバックスイッチを有し、前記トランスに設けたれたドライブ巻線により前記フォワードスイッチと前記フライバックスイッチを相補的にかつ直接的に開閉制御して、前記同期整流を行うことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 前記可変インダクタンスは、スイングチョークとすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
4. 前記フォワードスイッチと前記フライバックスイッチは、ＭＯＳＦＥＴとすることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
   
   
   
   

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