JP2009142002A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三相入力の整流回路において、高調波電流の低減と入力力率の改善を簡単な構成で実現すること。
【解決手段】三相交流電源１と第一のリアクタ２から４を介して接続される第一のブリッジ整流回路５と、第一のブリッジ整流回路５の直流出力を平滑する平滑コンデンサ１３とを備えた整流回路において、第一のブリッジ整流回路５の交流入力端から第二のリアクタ７から９を介して第二のブリッジ整流回路６に接続し、第二のブリッジ整流回路６の交流入力端の各端子間にコンデンサ１０から１２を備え、第二のブリッジ整流回路６の直流出力端を第一のブリッジ整流回路５の直流出力端に並列に接続することにより、簡単な構成で高調波電流を低減するとともに入力力率の改善が可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、三相交流電源を直流に変換するとともにその三相交流電源に流れる高調波電流を低減し、入力力率の改善を図る電源装置に関するものである。

従来、三相交流を直流に変換する電源装置としては、６個のダイオードから成るブリッジ整流回路とその直流出力に設けられた直流リアクタを組み合わせたいわゆる三相全波整流を行う電源装置が最も基本的なものとして広く一般的に用いられている。しかし、このような単純な方式の電源装置では力率を一定レベル以上に改善することができず、発生する高調波電流による系統への悪影響についても問題とされてきた。そこで、近年、力率改善と高調波電流低減を目的として三相交流電源の電流を正弦波に近づけて直流に変換する電源装置が開発されている。

このような電源装置としては、主としてスイッチング素子を数ｋＨｚから十数ｋＨｚで駆動して、スイッチング素子を流れる電流を高速制御し、目標となる基準正弦波形に追従させる方式がとられることが多いが、部品点数が多く制御手段が複雑となることや、ノイズ発生、コスト高などの課題があった。

一方、スイッチング素子を利用しない電源装置では、一般的に用いられる力率改善と高調波低減の手段として交流入力側に交流リアクタを挿入することが行われている。しかし、海外の高調波電流規制に対応させるためには交流リアクタのインダクタンスを数十ｍＨ程度に設定する必要があり、この場合は負荷量が増えるに従って直流電圧が大幅に低下するという課題と、入力力率が遅れ力率となって悪化するという課題があるため適用範囲は限られていた。

そこで近年、スイッチング素子を有する電源装置に対して回路の簡素化と低コストを実現するとともに、単なる交流リアクタの適用に比して高負荷時に直流電圧の低下と力率悪化を防止でき、かつ高調波電流低減が可能な電源装置（以下、高力率電源装置とする。）が提案されている。

例えば、従来の受動部品を組み合わせて力率改善と高調波電流低減を図る高力率電源装置としては、三相交流電源に接続される６個のダイオードから成るブリッジ整流回路と、このブリッジ整流回路の正極出力側の３個のダイオードにそれぞれ並列に接続された３個のコンデンサと、ダイオードブリッジの交流入力端子と三相交流電源との間にそれぞれ介挿されて３個のコンデンサとの間で三相交流電源の周波数に等しい周波数の共振回路を形成する３個のリアクタとを具備した電源装置がある（例えば、特許文献１参照）。

以下、図面を参照しながら従来の高力率電源装置について説明する。図２２は特許文献１に記載されている三相交流電源から直流電力を得る従来の高力率電源装置の構成図である。この高力率電源装置のダイオードブリッジ５は正極出力側の３個のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と負極出力側の３個のダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６からなる。そして正極出力側の各ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３にはコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３がそれぞれ並列接続されている。

Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる三相交流電源１のＵ相電源Ｕｇとダイオードブリッジ５の第１の電源入力端ｕ（ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ４のカソード）との間には第１のリアクタＬ１が直列に介挿され、また同様にＶ相電源Ｖｇと第２の電源入力端
ｖ（ダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ５のカソード）との間には第２のリアクタＬ２が介挿され、Ｗ相電源Ｗｇと第３の電源入力端ｗ（ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ６のカソード）との間には第３のリアクタＬ３が介挿されている。

ダイオードブリッジ５の正極出力側は出力端ＯＵＴ１に接続され、負極出力側は出力端ＯＵＴ２に接続されている。なお出力端ＯＵＴ２を接地すると電源装置の直流電圧は正電圧となる。なお、直流電圧は、例えばリアクタＬｆとコンデンサＣｆからなる平滑回路で平滑され負荷抵抗ＲＬに供給される。

以上のように構成された高力率電源装置においては、各相電源Ｕｇ、Ｖｇ、Ｗｇによって、電源入力端ｕ、ｖ、ｗに流れる各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、ダイオードＤ１からＤ６の整流作用にもかかわらず正弦波化される。この電流の正弦波化についてＵ相を例に説明する。図２３はＵ相電源Ｕｇによって、ダイオードブリッジ５の第１の電源入力端ｕ、ダイオードＤ１、Ｄ４およびコンデンサＣ１に流れる電流と、三相交流電源１の電源波形を説明するための波形図である。また、図２４はＵ相電源ＵｇによるＵ相電流ｉｕを説明するための図である。ここで前記各相電源Ｕｇ、Ｖｇ、Ｗｇの各出力電圧（以下、「Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧」）ｅｕ、ｖｕ、ｗｕを
ｅｕ＝Ｅｍ×ｓｉｎωｔ
ｅｖ＝Ｅｍ×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）
ｅｗ＝Ｅｍ×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）
とする。なおＥｍは各相電圧の最大値であり、角度の単位はラジアンであり、ωは三相交流電源１の各周波数であり、ｔは時刻である。

図２３に示すように、Ｕ相電圧ｅｕは負、Ｖ相電圧ｅｖは正、Ｗ相電圧ｅｗは正の関係にあり、Ｕ相電圧ｅｕは略負の最大値となる時を時刻ｔ０とする。従って図２４（ａ）に示すように、ダイオードＤ４は導通して負極出力側から電流ｉｄ４が流れている。ダイオードＤ４の順方向電圧降下Ｖｆは略０ボルトとみなしている。

一方ダイオードＤ１は遮断して、コンデンサＣ１には、正極出力側から電流ｉｃの絶対値電流Ｉｃ（以下、電流Ｉｃは電流ｉｃの絶対値を表すものとする）が充電電流として流れて、コンデンサＣ１は正極出力側に接続された端子を正電圧として充電される。従って、電流ｉｄ４と電流ｉｃとは電源入力端ｕからリアクタＬ１を介してＵ相電源Ｕｇへと流れるＵ相電流ｉｕとなり、Ｕ相電流ｉｕの絶対値Ｉｕは（以下、Ｕ相電流ＩｕはＵ相電流ｉｕの絶対値を表すものとする）、
Ｉｕ＝ｉｄ４＋Ｉｃ・・・（１）
である。なお、電流の流れる方向を明確にするため、Ｕ相電流ｉｕとコンデンサＣ１の電流ｉｃは絶対値で表示している。またＵ相電圧ｅｕの絶対値電圧を電圧Ｅｕとする。以下、絶対値で表示した電流等は電流の流れる方向等を明確にするためである。

またコンデンサＣ１の充電電圧を電圧Ｖｃとする。後述するように時刻ｔ０以前に、コンデンサＣ１は既に充電状態にあるが、時刻ｔ０以降、コンデンサＣ１は電流Ｉｃによって更に充電され、電圧Ｖｃはその最大値まで上昇する。その後にＵ相電圧ｅｕは正となると、図２４（ｂ）に示すように電流Ｉｃはコンデンサの充電電流から放電電流へと変わる。このときＵ相電流Ｉｕは、
Ｉｕ＝Ｉｃ−ｉｄ４・・・（２）
である。

電流Ｉｃが充電電流から放電電流へと変わった時（この時刻をｔｃとする）には、図２３に示すようにＶ相電圧ｅｖはＵ相電圧ｅｕに比べて低電圧となっているので、Ｖ相電圧ｅｖが印加されているダイオードＤ５がやがて導通し、ダイオードＤ４に流れていた電流
ｉｄ４は、ダイオードＤ５へ流れるようになり、ダイオードＤ４が遮断する。このようにしてダイオードＤ４が遮断する時刻はｔ１であり、このときダイオードＤ４のアノード・カソード間電圧は逆方向電圧となる。この逆方向電圧をＶｒとすると、Ｖｒは負である。

かくして、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、リアクタＬ１とコンデンサＣ１で構成される共振回路に電源周波数に共振した共振電流が流れることになる（以下、電源周波数に共振した共振回路を「共振回路」と表示する）。時刻ｔ１を経過すると、上述したように、ダイオードＤ４が遮断し、且つ電流Ｉｃは既にコンデンサＣ１の電圧Ｖｃの放電電流となっている。ここで、コンデンサＣ１が放電し尽くすまでの機関、図２４（ｃ）に示すように、コンデンサＣ１に並列接続されたダイオードＤ１は、カソード電圧が正電圧であり遮断している。従って、この期間ではＵ相電流Ｉｕと電流Ｉｃは等しくなり、
Ｉｕ＝Ｉｃ・・・（３）
となる。やがてコンデンサＣ１が放電し尽くすと、ダイオードＤ１は導通して電流ｉｄ１が流れる。このようにしてダイオードＤ１が導通する時刻はｔ２である。

一方、時刻ｔ１から時刻ｔ２に期間では、ダイオードＤ４の逆方向電圧Ｖｒは、コンデンサＣ１の放電による電圧Ｖｃの減少に伴い、０Ｖから次第に上昇している。かくして、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間、リアクタＬ１とコンデンサＣ１の共振回路に共振電流が流れることになる。

上述のようにコンデンサＣ１が放電しつくして、電流ｉｄ１がダイオードＤ１に流れると（時刻ｔ２を経過すると）、電圧Ｖｃ（ダイオードＤ１の順方向電圧降下Ｖｆと同一電圧）は略０ボルトになる。このときＵ相電流Ｉｕと電流の絶対値Ｉｄ１とは等しくなり（以下、電流Ｉｄ１はＵ相電流ｉｄ１の絶対値を表すものとする）、
Ｉｕ＝Ｉｄ１・・・（４）
となって、Ｕ相電流ｉｕ（電流ｉｄ１）が出力端ＯＵＴ１から負荷へ供給される。やがてＵ相電流ｉｕの極性は反転するが、この時刻をｔ３とする。

上述したように時刻ｔ２から時刻ｔ３まで、リアクタＬ１はコンデンサＣ１と共振回路を構成しない。しかし、ダイオードブリッジ５としては、図２５に示すように、Ｖ相ではリアクタＬ２とコンデンサＣ２が、Ｗ相ではリアクタＬ３とコンデンサＣ３が共振回路として作用するので、Ｖ、Ｗ各相の共振電流（電源入力端ｖ、ｗから流出する電流）がリアクタＬ１を介して電源入力端ｕに流れることになる。

かくして、時刻ｔ２からｔ３の期間、リアクタＬ１には共振電流が流れることになる。なお図２５は、遮断しているダイオードは図示を省略し、導通しているダイオードのみを示している。またダイオードＤ１が導通しているので、コンデンサＣ１はコンデンサとして作用しないため、図示を省略している。

時刻ｔ３でもＵ相電流ｉｕの極性が反転してダイオードＤ１が遮断し、更に時刻ｔ３を経過しても、ダイオードＤ４は未だ導通していないため、コンデンサＣ１には、電源入力端ｕに向かって（充電）電流ｉｃが流れ、電圧Ｖｃが上昇する。この電流はＵ相電流ｉｕとなる。従って、この期間では、Ｕ相電流Ｉｕと電流Ｉｃとは等しくなり、
Ｉｕ＝Ｉｃ・・・（５）
となる。

一方、ダイオードＤ４には、時刻ｔ１以降、逆方向電圧Ｖｒが印加されているが、出力端ＯＵＴ１およびＯＵＴ２に発生する直流電圧をＶ１０とすると、
Ｖ１０＝Ｖｃ＋Ｖｒ
である。ここで直流電圧Ｖ１０は、Ｕ相電圧ｅｕ、Ｖ相電圧ｅｖおよびＷ相電圧ｅｗによ
って電源入力端ｕ、ｖ、ｗに発生する各瞬時電圧の絶対値の最も高い電圧を出力したものである。従って、直流電圧Ｖ１０は、Ｕ相電圧ｅｕのみならずＶ相電圧およびＷ相電圧ｅｗにリンク（関連）した電圧となる。

そうすると、ダイオードＤ４を遮断している逆方向電圧Ｖｒも、一時、Ｖ相電圧ｅｖおよびＷ相電圧ｅｗにリンクして上昇するが、やがて電圧Ｖｃの上昇と直流電圧Ｖ１０の低下に伴い、やがてダイオードＤ４の逆方向電圧Ｖｒは０ボルトに低下し、ダイオードＤ４のアノード・カソード間電圧の極性が反転してダイオードＤ４は導通する。ダイオードＤ４が導通する時刻をｔ４とする。このときコンデンサＣ１が電流ｉｃで引き続き充電されている。

かくして、時刻ｔ３からｔ４の期間、リアクタＬ１とコンデンサＣ１の共振回路に共振電流が流れることになる。ここで時刻ｔ４におけるダイオードブリッジ５の動作状態は時刻ｔ０におけるダイオードブリッジ５の動作状態と同一であり、前述したように時刻ｔ０においてコンデンサＣ１は既に充電状態にあることになる。こうしてダイオードブリッジ５は上述した時刻ｔ０からｔ４の期間の動作を繰り返す。以上のように、従来の電源装置ではＵ導電流ｉｕが共振化回路によって正弦波上となり、同様にＶ相とＷ相電流についても正弦波上の電流が流れることから高調波電流を低減することが可能となる。また、負荷容量によってリアクタＬ１からＬ３のインダクタンスとコンデンサＣ１からＣ３の定数を適切に選定することにより、定格負荷時の入力力率をほぼ１にすることが可能となる。
特開２００２−３６９５３０号公報

しかしながら前記従来の構成では、ＩＥＣ高調波規制をクリアしつつ、定格負荷時に入力力率を９９％以上となるようリアクタとダイオードに並列接続されるコンデンサの定数を選定すると、リアクタのインダクタンスは３０〜４０ｍＨを要することになり、部品の大型化となりコスト面での課題となっていた。

本発明は、前記従来課題を解決するものであり、ＩＥＣ高調波規制をクリアしつつ、定格負荷時の入力力率を９９％以上となるよう各部品の定数を選定しても、リアクタの大型化を回避することができる電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、三相交流電源と、三相交流電源と第一のリアクタを介して接続される第一のブリッジ整流回路と、第一のブリッジ整流回路の交流入力端から第二のリアクタを介して接続される第二のブリッジ整流回路と、第二のブリッジ整流回路の交流入力端の各端子間にコンデンサを備えることにより、簡単な構成で高調波電流を低減するとともに入力力率を改善することができる。

本発明の電源装置は、３つのリアクタと１つのブリッジ整流回路を用いた基本的な三相全波整流回路に対して、３つのリアクタと１つのブリッジ整流回路と３つのコンデンサを追加した簡単な構成で入力電流を正弦波状として高調波電流を低減することができるとともに入力力率の改善が可能であり、従来の高力率電源装置と比較してリアクタの小型化が可能になる。

また、従来と比べてインダクタンス値が小さくても同等の高調波抑制効果が得られるために、直流出力電圧の低下が小さい。

第１の発明は、三相交流電源と、三相交流電源と第一のリアクタを介して接続される６個のダイオードからなる第一のブリッジ整流回路と、第一のブリッジ整流回路の交流入力端から第二のリアクタを介して接続される第二のブリッジ整流回路を有し、第一のブリッジ整流回路と第二のブリッジ整流回路の直流出力端が並列接続されるとともに平滑コンデンサおよび負荷が並列に接続され、第二のブリッジ整流回路の交流入力端の各端子間にコンデンサを備えたことを特徴とする電源装置であり、高調波電流低減と入力力率の改善が可能となる。また、インダクタンス値が小さくても同等の高調波抑制効果が得られるために、直流出力電圧の低下が小さい。

第２の発明は、特に第１の発明において、第一のブリッジ整流回路と第二のリアクタとの間に開閉手段を設けたことを特徴とした電源装置であり、三相全波整流の電源装置と高力率電源装置としての動作を切り替えることが可能となる。

第３の発明は、特に第２の発明において入力電流検出手段を設け、入力電流が所定値を下回った場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能になるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止を図ることが可能となる。

第４の発明は、特に第２の発明において出力電力検出手段を設け、出力電力が所定値を下回った場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能になるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止を図ることが可能となる。

第５の発明は、特に第２の発明において直流電流検出手段を設け、直流電流が所定値を下回った場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能になるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止を図ることが可能となる。

第６の発明は、第２から第５のいずれかの発明において予備充電制御手段を儲け、開閉手段を投入する際に予備充電制御手段によって開閉手段を制御することを特徴とした電源装置であり、開閉手段投入の際にコンデンサに流れる過大な電流の発生を防止することが可能となる。

第７の発明は、第１から第６のいずれかの発明において３個の増設コンデンサと、増設コンデンサに接続される増設コンデンサ開閉手段とを設け、第二のダイオードブリッジの交流入力端に接続されるコンデンサの各々に対して並列に接続したことを特徴とした電源装置であり、コンデンサ容量を負荷に応じて切り替えることにより直流電圧低下防止と、入力力率改善および高調波電流低減のための適切な定数選定が可能となる。

第８の発明は、特に第７の発明において直流電圧検出手段を儲け、直流電圧が所定値を下回った場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率の低下を防止することが可能となる。

第９の発明は、特に第７の発明において入力電流検出手段を設け、入力電流が所定値を超えた場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率の低下を防止することが可能となる。

第１０の発明は、特に第７の発明において出力電力検出手段を設け、出力電力が所定値を超えた場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重
負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率の低下を防止することが可能となる。

第１１の発明は、特に第７の発明において直流電流検出手段を設け、直流電流が所定値を超えた場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率の低下を防止することが可能となる。

第１２の発明は、第７から第１１のいずれかの発明において増設コンデンサ予備充電制御手段を設け、増設コンデンサ予備充電制御手段によって増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした電源装置であり、増設コンデンサ開閉手段投入の際に増設コンデンサに流れる過大な電流の発生を防止することが可能となる。

第１３の発明は、第１から第１２のいずれかの発明において、リアクタに流れる電流が所定の値以上となった場合にその電流に応じてリアクタのインダクタンスが低下するような飽和特性を持たせたリアクタを、第一のリアクタに用いることを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止が可能となる。

第１４の発明は、第１から第１３のいずれかの発明において、リアクタとして１つの鉄心の３つの脚にそれぞれ巻き線を施した三相リアクタを用いたことを特徴とする電源装置であり、リアクタの小型軽量化が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明における電源装置の構成の一実施例を示す。

図１において、三相交流電源１は商用の電源であり、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相はリアクタ２、３、４に接続されている。以下、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とはこの三相交流電源１の出力端を指すものとし、ＵＶ間電圧、ＶＷ間電圧、ＵＷ間電圧についても三相交流電源１の出力間の線間電圧を指すものとする。

リアクタ２、３、４は５ａから５ｆの６個のダイオードからなるダイオードブリッジ５の交流入力端ｕ１、ｖ１、ｗ１に接続される。ｕ１、ｖ１、ｗ１と６ａから６ｆの６個のダイオードからなるダイオードブリッジ６の交流入力端ｕ２、ｖ２、ｗ２との間にはリアクタ７、８、９が接続され、ｕ２、ｖ２、ｗ２の各線間にはコンデンサ１０、１１、１２がそれぞれ接続される。

ダイオードブリッジ５の直流出力端とダイオードブリッジ６の直流出力端は並列に接続され、平滑コンデンサ１３と並列に接続されるとともに負荷１４に直流電圧を供給するよう構成されている。

以上の構成において、図２から図１０を用いて以下その動作、作用についてＵ相を代表例に説明する。

図２、図３および図４は、本発明における構成要素の各部波形を示すものである。

ＵＶ間電圧、ＶＷ間電圧、ＵＷ間電圧はそれぞれ三相交流電源１の出力間の線間電圧であり、ＵＶ間電圧、ＵＷ間電圧はＵ相側を正とし、ＶＷ間電圧についてはＶ相側を正として表示している。また、Ｖｃ１０、Ｖｃ１１、Ｖｃ１２はそれぞれコンデンサＣ１０、Ｃ１１、Ｃ１２の端子間電圧を表し、極性については前述の線間交流電圧を同一側を正とし
て表示している。

一方、Ｉｃ１０、Ｉｃ１１、Ｉｃ１２、Ｉ５ａ、Ｉ５ｂ、Ｉ５ｃ、Ｉ５ｄ、Ｉ５ｅ、Ｉ５ｆ、Ｉ６ａ、Ｉ６ｂ、Ｉ６ｃ、Ｉ６ｄ、Ｉ６ｅ、Ｉ６ｆはそれぞれ、コンデンサＣ１０、Ｃ１１、Ｃ１２、ダイオードブリッジ５内のダイオード５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ、５ｆ、ダイオードブリッジ６内のダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆを流れる電流であり、コンデンサを流れる電流は前述の端子間電圧の極性が正の方向からコンデンサに流入する向きを正として表示している。

ここで、Ｕ相電圧が負から正へ変わるゼロ点、すなわちＶＷ間電圧が正側の最大値を示す時刻をｔ０とし、そこから３０°毎の点をｔ１〜ｔ１２とする。

図５から図＠は時刻ｔ０からｔ６における回路構成を簡略化したものであり、導通していないダイオードについては省略している。また、ダイオード５を経由して電解コンデンサ１３および負荷１４へ流れる電流の向きを実線矢印で示し、ダイオード６を経由して電解コンデンサ１３および負荷１４へ流れる電流の向きを点線矢印で示す（以下、ダイオード５を経由して電解コンデンサ１３および負荷１４へ電流を供給する経路を主電流経路、同様にダイオード６を経由して電流を供給する経路を補助電流経路、とする）。

図５を用いて時刻ｔ０における状態を説明する。

時刻ｔ０においてはＶＷ間電圧が最大であるため、電解コンデンサ１３の端子間電圧であるＶｄｃを上回り、ダイオードブリッジ５ではダイオード５ｂとダイオード５ｆが導通し、主電流経路を形成している。

一方、後述するがこの時点においてコンデンサ１１は既に略Ｖｄｃボルトまで充電されており、ダイオード６においてダイオード６ｂと６ｆが導通している。また、時刻ｔ０より６０°前、すなわちＵＶ間電圧が負側の最大値をとる時刻において、同様にコンデンサ１０が負側に略Ｖｄｃまで充電され、リアクタ８からダイオード６ｂ、ダイオード６ｄ、リアクタ７を経由する補助電流経路に電流が流れていたため、リアクタ７とリアクタ８のエネルギー蓄積効果により電流が流れ続け、時刻ｔ０においてはダイオード６ｄが導通した状態となっている。

よってコンデンサ１０、１１、１２の電圧は、それぞれに接続されたいずれかのダイオードが導通している状態であるため、ダイオードによる電圧降下を略０ボルトとすると、図２の通り、コンデンサ１０は略Ｖｄｃの電圧で負側に、コンデンサ１１は略Ｖｄｃの電圧で正側にそれぞれ充電された状態であり、コンデンサ１２は両端の電圧がほぼ等しい状態、すなわち略０ボルトとなる。

やがてリアクタ８からダイオード６ｂ、ダイオード６ｄ、リアクタ７を経由する補助電流経路を流れる電流が減少しゼロになると、ダイオード６ｄは導通しなくなり、図６に示す等価回路となる。この時刻をｔ１とする。

ここでコンデンサ１０およびコンデンサ１２の電圧に着目して、ダイオードブリッジ６を流れる電流の変化を説明する。

ダイオード６ｄが導通しなくなったため交流入力端ｕ２は不定となるが、コンデンサ１０は交流入力端ｖ２側を正として略Ｖｄｃボルトに充電されており、かつＵＷ間電圧が正のため、交流入力端ｖ２とＷ相電源間はＶｄｃを上回り、リアクタ２からリアクタ７、コンデンサ１０、ダイオード６ｂ、電解コンデンサ１３、ダイオード５ｆ、リアクタ４を経
由して電流が流れ、コンデンサ１０の放電が行われる。この場合のコンデンサ１０を流れる電流の傾きは、Ｖｄｃがほぼ一定電圧となるため、リアクタ２とリアクタ７、コンデンサ１０の容量による共振周波数に依存し、ダイオード６ｂを流れる電流に加算されることになる。

一方、コンデンサ１０の両端電圧が０ボルトに向かう、すなわち交流入力端のｕ２とｖ２が等しくなる方向に向かうため、略０ボルトの状態であったコンデンサ１２は、コンデンサ１１と同じ電圧、すなわち略Ｖｄｃボルトまで充電されることになる。

この時の充電電流の経路は、リアクタ２、リアクタ７、コンデンサ１２、リアクタ９、リアクタ４となる。この場合の電流の傾きは、後述する理由によりリアクタ９を流れる電流が略定電流動作を行っているため、リアクタ２とリアクタ７、コンデンサ１２の容量による共振周波数に依存する。この電流はダイオードブリッジ６を経由しないが、リアクタ９を流れる略定電流に含まれることになるため、ダイオード６ｆを経由して流れる電流は、略定電流の状態からコンデンサ１２の充電電流が減少したような波形を示す。

そして、コンデンサ１２が略Ｖｄｃまで充電されるとダイオード６ａが導通し、図７に示す等価回路となる。この時刻をｔ２とする。電解コンデンサ１３の両端電圧Ｖｄｃは、負荷１４により低下していくため、コンデンサ１２の充電と同時に、導通したダイオード６ａから電解コンデンサ１３へ電流が流れ、コンデンサ１２と電解コンデンサ１３の電圧がＶｄｃボルトで同一となるように、リアクタ７を経由して電流が流れる。コンデンサ１２を充電するまでの電流波形は、リアクタ７とコンデンサ１０の容量による共振周波数に依存した傾きとなる。

一方、リアクタ８は定電流が流れているが、ここで、補助電流経路において、リアクタを流れる電流が略定電流動作となることを説明する。

リアクタ８の両端である交流入力端ｖ１と交流入力端ｖ２は、この時点でいずれも導通しており、ダイオード５ｂによる電圧降下とダイオード６ｂによる電圧降下がほぼ等しいと考えるとリアクタ８の両端電圧は等しくなり、リアクタ８による電圧降下は０ボルトと見ることができる。リアクタの両端電圧は周知の通り、
ＶＬ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ
ＶＬ：リアクタの両端電圧
Ｌ ：リアクタのインダクタンス
Ｉ ：リアクタを流れる電流
であるため、この時点でｄｉ／ｄｔ＝０、すなわち定電流動作となることがわかる。

一方、コンデンサ１１の充電は前述したコンデンサ１２の充電動作と同様の作用によりリアクタ８を電流が流れて行われるため、コンデンサ１１の充電を完了した時点、すなわちダイオード６ｂが導通した時点でリアクタ８を流れている電流が、定電流動作時の電流値となる。

このように、補助電流経路におけるリアクタを流れる電流は、コンデンサを充放電する際にリアクタとコンデンサの容量による共振周波数に依存する電流と、ダイオードにより３相のうちいずれか２相が導通することを利用した定電流との、２つの電流モードが存在する（以下、それぞれを充放電モードと、定電流モードとする）。

また、定電流モードでは、ダイオードブリッジ６のダイオードが導通していることが条件になるので、電源電圧が平滑コンデンサ１３の端子電圧Ｖｄｃを上回ることが条件になり、すなわち負荷１４に電流が流れることが条件となる。よって、無負荷の状態、すなわ
ち平滑コンデンサ１３の端子電圧Ｖｄｃが電源電圧の最大値と等しくなる状態においては、定電流モードは存在しないため、補助電流経路にはリアクタとコンデンサによる共振電流が流れる状態であることがわかる。

次に、ＵＷ間電圧がＶｄｃを上回ると、リアクタ２による遅れを伴い、ダイオード５ａが導通して、電解コンデンサ１３、ダイオード５ｆからなる主電流回路に電流が流れる。この時刻をｔ３とすると、この時の等価回路は図８のようになり、リアクタ７とリアクタ８の両端のダイオードがいずれも導通しているため、リアクタ７、リアクタ８を流れる電流はいずれも定電流モードとなる。

そしてＶＷ間電圧はＶｄｃを下回ることになるが、リアクタ３のエネルギー蓄積効果により電流が流れ続け、遅れを伴って電流がゼロになるとダイオード５ｂが遮断する。そしてその後、リアクタ８のエネルギー蓄積効果によりダイオード６ｂを流れていた電流が遅れを伴って、減少していき、ゼロになると同様にダイオード６ｂが遮断する。この時刻をｔ４とすると等価回路は図９のようになり、図６を用いて説明した場合同様に、交流入力端ｖ２に対して、コンデンサ１０は充電、コンデンサ１１は放電となるよう、充放電モードでの電流がリアクタ８を流れ始める。その結果コンデンサ１０がＶｄｃボルトまで充電され、ダイオード６ｅが導通し、等価回路は図１０のようになる。この時刻をｔ５とする。

これは、図５を用いて説明した時刻ｔ０における状態から、Ｕ相とＶ相を入れ替えた状態と同一であり、これ以降、各相を入れ替えた状態で遷移していくため、以降の説明は省略する。

以上のように、リアクタ、コンデンサ、ダイオードブリッジからなる補助電流経路を利用して、Ｕ相電圧がゼロの状態から充電モードによる電流が流れるため、電源電圧に対する電流の通流期間を広げることが可能になり、力率改善効果を得ることができる。

また、定電流モードにより補助電流経路に流れる電流を一定にし、残りを主電流経路に流す構成であるため、補助電流経路に設けられたリアクタは、主電流経路におけるリアクタより定格電流を下げることが可能になり、インダクタンスを大きく設定しても部品単品の寸法を小型化することが可能になる。

図１１は本実施の形態において、入力周波数５０Ｈｚ、入力線間電圧３９８Ｖの場合に定格電力を６．５ｋＷとして、主電流経路のリアクタのインダクタンスを１５ｍＨ、補助電流経路のリアクタのインダクタンスを２０ｍＨ、コンデンサを容量５ｕＦ、電解コンデンサ容量を８４０ｕＦとした場合の、入力電力と入力力率の関係を示すための特性図である。図１１からわかるように本実施の形態においては、定格電力付近の入力力率を９９％以上に設定し、かつ１／２の負荷率でも９５％以上の入力力率を確保できていることがわかる。

以上、本実施の形態における回路動作を入力力率の観点から説明したが、次に高調波電流低減の効果について説明を行う。図１２は本実施の形態における入力電力と、高調波電流のＩＥＣ高調波電流規制値に対する比率との関係を示した特性図であり、各部の定数等の条件は図１１の場合と同じとして示している。また、図１１においては高調波電流の規制値に対する比率が最も大きい３つの次数の高調波電流についてのみ示しているが、これ以外の高調波電流については、これらよりも小さいため問題とはならない。図１２によると、最も規制値に対し比率の大きい５次高調波でも最大８７％であり、規制値に対して１３％の余裕を持っている。図１３に上記定数設定における入力６．５ｋＷ時のＵ相電圧ｅｕと、Ｕ相電流Ｉｕの波形を示す。この図から分かるように、電流と電圧の位相がほぼ一
致しており電流波形は正弦波状であることから、入力力率改善と高調波電流低減の両立が可能となっている。

以上の入力力率改善効果とリアクタの小型化について従来の電源装置と比較してみると、従来の電源装置において同様に入力電圧３９８Ｖ、定格電力６．５ｋＷでの定数設定を定格負荷時に入力力率９９％以上として、かつ高調波規制に対するマージンを１０％以上確保しようとすると、リアクタのインダクタンスは３０ｍＨ程度が必要となり、本実施の形態において主電流経路のインダクタンスを半分にすることが可能になっている。

なお、補助電流経路のインダクタンスは３５ｍＨであり増大しているが、前述の通り補助電流経路を流れる電流は定電流動作により一定電流に抑制され、主電流経路より低い定格電流で良いため巻き線の線径を小さくすることができ、部品寸法は小型化することが可能になる。

また、従来の電源装置では軽負荷時にコンデンサの進相電流の影響を受けて１／２の負荷率で入力力率は９０％程度となり、負荷率の低下による入力力率低下が大きいことになる。

以上のように、本実施の形態における電源装置では入力力率改善と高調波電流低減を従来に比較して小型化したリアクタで実現することが可能になるとともに、軽負荷時の入力力率の低下についても改善可能となる。

なお、本実施の形態においてはリアクタ２、３、４のインダクタンス特性については特に規定していないが、これを所定の電流値を超えた点からインダクタンスが低下するように設定して、リアクタ２、３、４をいわゆる過飽和リアクタとして用いてもよい。この場合は、重負荷時において三相交流電源１の電圧が低下した場合などにリアクタ２、３、４による電圧降下が原因となる直流電圧低下を防止するとともに、直流電圧低下と同時に発生する入力電流と電源電圧の位相がずれることによる入力力率の低下も防止することができる。

さらに、本実施の形態においてはリアクタを、主電流経路と補助電流経路のそれぞれにおいて３つに分けて使用しているが、これを１つの鉄心とその３脚に巻き線を施した構成の三相リアクタとして用いることも可能である。三相リアクタは各相の電流の総和がゼロであることを利用して単相リアクタを３つ使用した場合に比べて等しいインダクタンスを得るための鉄心使用量が少なくてすむという広く知られた利点があり、装置全体の小型化、軽量化に有効である。

（実施の形態２）
図１４は本発明の第２の実施の形態における電源装置の回路構成図である。図１４においては、実施の形態１における電源装置の回路構成図に対し、ダイオードブリッジ５の交流入力端ｕ１、ｖ１、ｗ１と、リアクタ７、８、９の間に開閉手段１５を設けたものである。本実施の形態では、実施の形態１の場合と基本的な回路動作は同じであるが、負荷率が低い軽負荷の運転状態が存在する場合に対応するものであり、軽負荷時の入力力率改善を目的とするものである。

本実施の形態において開閉手段１５を閉じたまま基本的な回路動作を続けると、軽負荷になるに従い、リアクタ７から９における定電流モードによって供給されるエネルギーが、負荷１４によって消費されるエネルギーを上回るようになり、この結果、ダイオードブリッジ５を経由する主電流経路からの電流が減少することになる。つまり、ダイオードブリッジ５が導通していない状態と同じになるため、リアクタ２から４を流れる電流の通流
区間に対して、コンデンサ１０から１２による進み電流の占める割合が増加することになる。

これは無負荷の状態を考えた場合、リアクタ２からリアクタ４を流れる電流が、リアクタ７から９とコンデンサ１０から１２の共振電流のみの無効電流のみになることからも明らかである。

そこで、本実施の形態においては軽負荷運転の場合に開閉手段１５を開放することによりリアクタ７から９、コンデンサ１０から１２およびダイオードブリッジ６を切り離し、軽負荷時における力率悪化を防止するようにしたものである。

図１５に開閉手段１５を入力電力３ｋＷ以下で運転する場合に開放した場合と、開放しない場合の入力電力−力率特性を示す。

以上のように、本実施の形態においては軽負荷時の入力力率悪化を防止することが可能になる。

（実施の形態３）
図１６は本発明の第３の実施の形態における電源装置の回路構成図である。

図１６においては、実施の形態２における電源装置の回路構成図に対して直流電流検出手段１６を設けた構成となっている。本実施の形態でも、実施の形態１の場合と基本的な回路動作は同じであり、また、開閉手段１５を開放することにより軽負荷時の入力力率改善を目的とする点については実施の形態２と同様である。本実施の形態における特徴は、開閉手段１５を開放するタイミングを入力電流で判断する点にある。

つまり、実施の形態２の説明において、入力電力３ｋＷ付近で開閉手段１５を開放した場合の入力力率改善について図１５を用いて説明したが、図１７に示すとおり、入力電力３ｋＷ付近は入力電流でいえば４．５Ａ付近であるため、入力電流４．５Ａ付近で開閉手段１５を開放することにしても同様の結果となることより、入力電流検出手段１６によって自動的に開放するものである。

また、入力電流検出手段に代えて出力電力検出手段を設けて所定の出力電力以下となった場合に開閉手段を開放するよう制御しても良い。

また、入力電流検出手段に代えて直流電圧検出手段を設けて所定の直流電流以下となった場合に開閉手段を開放するよう制御しても良い。

（実施の形態４）
図１８は本発明の第４の実施の形態における電源装置の回路構成図である。

図１８においては、実施の形態２で示した回路構成に対して開閉手段１５を制御する予備充電制御手段１７を設けたものである。本実施の形態では、通常の運転状態における入力力率改善に関する動作と効果については実施の形態１と同様である。また、軽負荷時の入力力率悪化の防止を目的として開閉手段１５を導通状態から、開放状態とすることについては、実施の形態２と同様の動作および効果となる。

本実施の形態における電源装置が特徴的であるのは、軽負荷時から通常の運転状態に移行する場合に開閉手段１５を開放状態から導通状態とする際の動作である。単に開閉手段１５を導通状態とした場合には、コンデンサ１０から１２に三相交流電源１からの突入電
流が流れ、接点をもつ部品の劣化やヒューズの溶断の恐れがあるため、これを防止するものである。つまり、開閉手段１５を開放状態から導通状態にする際に予備充電制御手段１７によって、その導通する期間を徐々に増加させる制御などによって突入電流を防止するものである。

（実施の形態５）
図１９は本発明の第５の実施の形態における電源装置の回路構成図である。

図１９は、実施の形態１における回路構成に対して、増設コンデンサ１８から２０、増設コンデンサ開閉手段２１から２３を設けたものである。本実施の形態では、通常の運転状態における入力力率改善や高調波電流低減に関する動作と効果については実施の形態１と同様である。本実施の形態における電源装置が特徴的であるのは、入力電圧低下時や重負荷時の直流電圧低下防止と、入力電流位相の遅れによる入力力率低下を防止するという面での効果と、軽負荷時の直流過電圧防止と入力電流位相の進みによる入力力率低下の防止という面での効果である。

つまり、実施の形態１のままでは、直流電圧の低下を防止するためにコンデンサ１０から１２の定数を大きくすると、その昇圧効果により直流電圧の低下を防止することができるが、軽負荷時にコンデンサ１０から１２の作用によって直流電圧が上昇してしまう。また入力電流におけるコンデンサの進み位相電流の割合が増加し、入力力率が低下する。また、逆にコンデンサ１０から１２の定数を小さくすると、軽負荷時の入力力率改善および直流電圧の上昇が防止できるが、重負荷時に入力電流位相が送れ、入力力率悪化が問題となる。

本実施の形態においては、上記の課題を解決するものであり、負荷量に応じて増設コンデンサ開閉手段２１から２３を操作することで増設コンデンサ１８から２０をコンデンサ１０から１２に並列接続し、直流電圧低下を防止するとともに入力電流の位相遅れを補償して入力力率の改善を図るものである。そしてコンデンサ１０から１２の定数設定が定格電力付近の入力力率が最大となる設定である場合には、入力電圧低下時や重負荷時の直流電圧低下防止と入力電流位相の遅れによる入力力率低下を防止する面での効果を得ることが可能となる。また、コンデンサ１０から１２の定数設定が軽負荷時の入力力率が最大となる設定である場合には、軽負荷時の入力力率改善の面での効果を得ることが可能になる。

（実施の形態６）
図２０は本発明の第６の実施の形態における電源回路の回路構成図である。

図２０は、実施の形態５における回路構成に対して、直流電圧検出手段２４を設けたものである。本実施の形態でも、実施の形態５の場合と基本的な回路動作は同じであり、また、増設コンデンサ１８から２０を操作することにより同様の効果が得られる。本実施の形態における電源装置の特徴は、この増設コンデンサ１８から２０を開放するタイミングを直流電圧によって自動的に判断する点である。

なお、このタイミングを判断するには直流電圧によらずに、入力電流によって判断をしてもよく、直流電流によって判断しても良い。さらに、出力電力によって開閉を判断しても同様の効果を得ることができる。

（実施の形態７）
図２１は本発明の第７の実施の形態における電源装置の回路構成図である。

図２１においては、実施の形態５で示した回路構成に対して増設コンデンサ開閉手段２１から２３を制御する増設コンデンサ予備充電制御手段２５を設けたものである。本実施の形態では、入力力率改善や直流過電圧防止に関する動作と効果については実施の形態５と同様である。

本実施の形態が特徴的であるのは、増設コンデンサ開閉手段２１から２３を開放状態から導通状態とする際の動作である。単に導通状態とした場合には、増設コンデンサ２１から２３に三相交流電源１からの突入電流が流れ、接点をもつ部品の劣化やヒューズの溶断の恐れがあるため、これを防止するものである。つまり、増設コンデンサ開閉手段２１から２３を開放状態から導通状態にする際に増設コンデンサ予備充電制御手段２５によって、その導通する期間を徐々に増加させるなどの制御によって突入電流を防止するものである。

以上のように、本発明にかかる電源装置は直流電源装置として、あるいは圧縮機駆動装置の前段として用いることで高調波電流を低減するとともに入力力率を改善することができ、電源設備の有効利用や他の負荷設備に悪影響を与えない装置となる。

本発明の実施の形態１における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態１における電源装置の各部波形図 本発明の実施の形態１における電源装置の別の各部波形図 本発明の実施の形態１における電源装置のさらに別の各部波形図 本発明の実施の形態１における電源装置の時刻ｔ０における電流経路説明図 本発明の実施の形態１における電源装置の時刻ｔ１からｔ２における電流経路説明図 本発明の実施の形態１における電源装置の時刻ｔ２における電流経路説明図 本発明の実施の形態１における電源装置の時刻ｔ３における電流経路説明図 本発明の実施の形態１における電源装置の時刻ｔ４における電流経路説明図 本発明の実施の形態１における電源装置の時刻ｔ５における電流経路説明図 本発明の実施の形態１における入力電力に対する入力力率特性図 本発明の実施の形態１における入力電力に対する高調波電流特性図 本発明の実施の形態１における定格負荷時の入力電圧電流波形図 本発明の実施の形態２における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態２における開閉手段操作と入力電力に対する入力力率の変化を示す図 本発明の実施の形態３における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態１における入力電力に対する入力電流特性図 本発明の実施の形態４における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態５における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態６における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態７における電源装置の回路構成図 従来の電源装置の構成図 従来の電源装置の各部波形図 従来の電源装置の電流経路説明図 従来の電源装置の遮断ダイオードを省略した等価回路図

符号の説明

１ 三相交流電源
２、３、４、５、８、９ リアクタ
５、６ ブリッジ整流回路
１０、１１、１２ コンデンサ
１３ 平滑コンデンサ
１４ 負荷
１５ 開閉手段
１６ 入力電流検出手段
１７ 予備充電制御手段
１８、１９、２０ 増設コンデンサ
２１、２２、２３ 増設コンデンサ開閉手段
２４ 直流電圧検出手段
２５ 増設コンデンサ予備充電制御手段

Claims (14)

1. 三相交流電源と、前記三相交流電源と第一のリアクタを介して接続される６個のダイオードからなる第一のブリッジ整流回路と、前記第一のブリッジ整流回路の交流入力端から第二のリアクタを介して接続される第二のブリッジ整流回路を有し、前記第一のブリッジ整流回路と前記第二のブリッジ整流回路の直流出力端が並列接続されるとともに平滑コンデンサおよび負荷が並列に接続され、前記第二のブリッジ整流回路の交流入力端の、各端子間にコンデンサが接続された、電源装置。
2. 第一のブリッジ整流回路と第二のリアクタとの間に、開閉手段を設けたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 入力電流検出手段を設け、入力電流に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項２に記載の電源装置。
4. 出力電力検出手段を設け、出力電力に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項２に記載の電源装置。
5. 負荷に流れる電流を検出する直流電流検出手段を設け、直流電流に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項２に記載の電源装置。
6. 予備充電制御手段を儲け、開閉手段を投入する際にコンデンサに流れる電流を抑制するために前記予備充電制御手段によって前記開閉手段を制御することを特徴とした請求項２から５のいずれか一項に記載の電源装置。
7. ３個の増設コンデンサと、前記増設コンデンサに接続される増設コンデンサ開閉手段とを設け、第二のダイオードブリッジの交流入力端に接続されるコンデンサの各々に対して並列に接続したことを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電源装置。
8. 負荷両端の電圧を検出する直流電圧検出手段を設け、直流電圧に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項７に記載の電源装置。
9. 入力電流検出手段を設け、入力電流に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項７に記載の電源装置。
10. 出力電力検出手段を設け、出力電力に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項７に記載の電源装置。
11. 直流電流検出手段を設け、直流電流に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項７に記載の電源装置。
12. 増設コンデンサ予備充電制御手段を設け、増設コンデンサ開閉手段を投入する際に増設コンデンサに流れる電流を抑制するために前記増設コンデンサ予備充電制御手段によって前記増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項７から１１のいずれか一項に記載の電源装置。
13. リアクタに流れる電流が所定の値以上になった場合に、その電流に応じて前記リアクタのインダクタンスが低下するような飽和特性をもたせたリアクタを、第一のリアクタとして用いることを特徴とする請求項１から１２のいずれか一項に記載の電源装置。
14. リアクタとして１つの鉄心の３つの脚にそれぞれ巻き線を施した三相リアクタを用いたことを特徴とする請求項１から１３のいずれか一項に記載の電源装置。

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