CN101889386A - 电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电源装置，其包括经由第一电抗器(2、3、4)与三相交流电源(1)连接的第一桥式整流电路(5)、和将第一桥式整流电路(5)的直流输出平滑的平滑电容器(13)，在该电源装置中设置有从第一桥式整流电路(5)的交流输入端经由第二电抗器(7、8、9)进行连接的第二桥式整流电路(6)，在第二桥式整流电路(6)的交流输入端的各端子之间具有电容器(10、11、12)，将第二桥式整流电路(6)的直流输出端与第一桥式整流电路(5)的直流输出端并联地连接，由此，能够通过简单的结构来降低高次谐波电流，并且实现输入功率因数的改善。

Description

电源装置

技术领域

本发明涉及一种电源装置，其将三相交流电源转换成直流，并且降低在该三相交流电源中流动的高次谐波电流，实现输入功率因数的改善。

背景技术

目前，作为将三相交流转换成直流的电源装置，通常将由六个二极管构成的桥式整流电路、和设置于其直流输出的直流电抗器(reactor)组合而成的进行所谓的三相全波整流的电源装置作为最基本的电源装置而广泛地使用。但是，在这种简单的方式的电源装置中，不能将功率因数改善到一定水平以上，由所产生的高次谐波电流引起的对***的不良影响也成为问题。因此，近年来，正在开发一种以改善功率因数和降低高次谐波电流为目的而使三相交流电源的电流接近于正弦波并转换成直流的电源装置。

作为这种电源装置，大多采取如下方式：主要以几kHz～十几kHz驱动开关元件，高速控制流过开关元件的电流，使其跟踪作为目标的基准正弦波形。但是，采用这种方式，部件数量较多，控制方法复杂，而且存在噪音生成、成本高等问题。

另一方面，在未利用开关元件的电源装置中，作为通常使用的改善功率因数和降低高次谐波的方法，将交流电抗器***到交流输入侧。然而，为了应对海外的高次谐波电流限制，需要将交流电抗器的电感设定在几十mH左右。在这种情况下，存在直流电压随着负载量增加而大幅降低的问题、和输入功率因数成为滞后功率因数而变差的问题，因此适用范围受到限制。

因此，近年来针对具有开关元件的电源装置提出了一种电源装置(以下，称为高功率因数电源装置)的方案，其能够实现电路的简单化和低成本，并且与仅使用交流电抗器相比，在高负载时能够防止直流电压的降低和功率因数变差，并且能够降低高次谐波电流。

例如，作为现有的将无源部件组合来实现功率因数改善和高次谐波电流降低的高功率因数电源装置，提出了一种电源装置，其包括：由与三相交流电源连接的6个二极管构成的桥式整流电路；分别与该桥式整流电路的正极输出侧的三个二极管并联地连接的三个电容器；和三个电抗器，其分别设置在二极管桥的交流输入端子与三相交流电源之间，并在与三个电容器之间形成频率与三相交流电源的频率相等的共振电路(例如，参照日本特开2002-369530号公报)。

下面，参照附图对现有的高功率因数电源装置进行说明。图22是表示日本特开2002-369530号公报所公开的从三相交流电源得到直流功率的现有的高功率因数电源装置的结构的图。该高功率因数电源装置的二极管桥50由正极输出侧的三个二极管D1、D2、D3和负极输出侧的三个二极管D4、D5、D6构成。而且，电容器C1、C2、C3分别与正极输出侧的各个二极管D1、D2、D3并联地连接。

在由U相、V相和W相构成的三相交流电源1的U相电源Ug与二极管桥50的第一电源输入端u(二极管D1的阳极与二极管D4的阴极的连接点)之间串联地***有第一电抗器L1。此外，同样地在V相电源Vg与第二电源输入端v(二极管D2的阳极与二极管D5的阴极的连接点)之间***有第二电抗器L2。进一步，在W相电源Wg与第三电源输入端w(二极管D3的阳极与二极管D6的阴极的连接点)之间***有第三电抗器L3。

二极管桥50的正极输出侧与输出端OUT1连接，负极输出侧与输出端OUT2连接。另外，当将输出端OUT2接地时，电源装置的直流电压为正电压。另外，将直流电压例如用由电抗器Lf和电容器Cf构成的平滑电路进行平滑，供给到负载电阻RL。

在如以上那样构成的现有的高功率因数电源装置中，由三相交流电源1的各相电源Ug、Vg、Wg产生流经电源输入端u、v、w的各相电流iu、iv、iw与二极管D1～二极管D6的整流作用无关，而是成为正弦波电流。关于该正弦波电流，以U相为例进行说明。图23是用于对由U相电源Ug产生流经二极管桥50的u相的第一电源输入端u、二极管D1、D4和电容器C1的电流、和三相交流电源1的电源波形进行说明的波形图。此外，图24是用于对U相电源Ug的U相电流iu进行说明的电流路径图。这里，各相电源Ug、Vg、Wg的各输出电压(以下，称为“U相电压、V相电压、W相电压”)eu、vu、wu如下式(1)、式(2)和式(3)所示。

eu＝Em×sinωt            (1)

ev＝Em×sin(ωt-2π/3)    (2)

ew＝Em×sin(ωt-4π/3)    (3)

另外，在式(1)、式(2)和式(3)中，Em为各相电压的最大值，角度单位为弧度，ω为三相交流电源1的各频率，t为时刻。

如图23所示，当U相电压eu为负时，具有V相电压ev为正、W相电压ew为正的关系，令在U相电压ed中成为大致负的最大值的时刻为时刻t0。从而，如图24(a)所示，在时刻t0，二极管D4导通，电流id4从负极输出侧流动。将二极管D4的正向下降电压Vf看做为大致0伏。

另一方面，二极管D1截止，电流ic的绝对值电流Ic(以下，令电流Ic表示电流ic的绝对值)作为充电电流从正极输出侧流经电容器C1，电容器C1以连接于正极输出侧的端子为正电位被充电。从而，电流id4和电流ic成为从电源输入端u经由电抗器L1流向U相电源Ug的U相电流iu，U相电流iu的绝对值Iu(以下，令U相电流Iu表示U相电流iu的绝对值)成为下式(4)。

Iu＝id4+Ic              (4)

另外，在式(4)中，由于明确了电流的流动方向，因此U相电流iu和电容器C1的电流ic用绝对值(Iu、Ic)表示。此外，令U相电压eu的绝对值电压为电压Eu。以下，用绝对值表示的电流等是由于明确了电流的流动方向等。

此外，令电容器C1的充电电压为电压Vc。如下所述，在时刻t0以前，电容器C1已处于充电状态。时刻t0之后，电容器C1通过电流Ic进一步被充电，电压Vc上升到其最大值。其后，当U相电压eu为正时，如图24(b)所示，电流Ic从电容器C1的充电电流变成放电电流。此时，U相电流Iu成为下式(5)。

Iu＝Ic-id4              (5)

令电流Ic从充电电流变成放电电流的时刻为时刻tc。在该时刻tc时，如图23所示，V相电压ev成为比U相电压eu低的电压。因此，二极管D4截止，使得被施加有V相电压ev的二极管D5不久即导通，流经二极管D4的电流id4流经二极管D5。这样，二极管D4截止的时刻为t1。在该时刻t1时，二极管D4的阳极、阴极间电压成为反向电压。当令该反向电压为Vr时，Vr为负。

这样，在时刻t0～时刻t1的期间内，在由电抗器L1和电容器C1构成的共振电路中流动有以电源频率进行共振的共振电流。以下，使以电源频率进行共振的共振电路作为“共振电路”进行说明。当经过时刻t1时，如上所述，二极管D4截止，并且电容器C1的电流Ic已成为电压Vc的放电电流。这里，在直到电容器C1放完电为止的期间内，如图24(c)所示，与电容器C1并联地连接的二极管D1的阴极侧为正电压，二极管D1截止。从而，在该期间内，U相电流Iu和电流Ic相等，成为下式(6)所示的状态。

Iu＝Ic                 (6)

不久，当电容器C1完成放电时，二极管D1导通，流动有电流id1。这样，二极管D1导通的时刻为t2。

另一方面，在从时刻t1到时刻t2的期间内，随着由电容器C1的放电引起的电压Vc的减少，二极管D4的反向电压Vr从0V逐渐上升。这样，在从时刻t1到时刻t2的期间内，在电抗器L1和电容器C1的共振电路中流动有共振电流。

如上所述，当电容器C1完成放电而电流id1流经二极管D1时(当经过时刻t2时)，电压Vc(与二极管D1的正向下降电压Vf相同的电压)大致为0伏。此时，U相电流Iu与电流的绝对值Id1相等(以下，令电流Id1表示U相电流id1的绝对值)，成为由下式(7)所示的状态。而且，将U相电流iu(电流id1)从输出端OUT1供向负载。

Iu＝Id1               (7)

不久，U相电流iu的极性翻转。令该U相电流iu的极性翻转的时刻为t3。图25是表示图24(d)的状态下的共振电路的结构的等效电路图。

如上所述，从时刻t2到时刻t3为止，电抗器L1未与电容器C1构成共振电路。但是，作为二极管桥50，如图25所示，在V相中电抗器L2和电容器C2作为共振电路发挥作用，在W相中电抗器L3和电容器C3作为共振电路发挥作用。因此，电流为从电源输入端v、w流出的电流。V相和W相的共振电流(来自电源输入端v、w的电流)经由电抗器L1流向电源输入端u。

这样，在时刻t2到时刻t3的期间内，在电抗器L内流动有共振电流。另外，在图25中，省略截止的二极管的图示，仅示出导通的二极管。另外，由于二极管D1导通，因此电容器C1不发挥电容器的作用，因而省略图示。

在时刻t3时，U相电流iu的极性也翻转，二极管D1截止。进一步，即使经过时刻t3，二极管D4也不导通，因此在电容器C1中，(充电)电流ic流向电源输入端u，电压Vc上升。该电流成为U相电流iu。从而，在该期间内，U相电流Iu与电流Ic相等，成为下式(8)。

Iu＝Ic                  (8)

另一方面，在时刻t1之后，对二极管D4施加有反向电压Vr，当令在输出端OUT1和OUT2产生的直流电压为V10时，直流电压V10成为下式(9)。

V10＝Vc+Vr              (9)

这里，直流电压V10为将由U相电压eu、V相电压ev和W相电压ew在电源输入端u、v、w产生的各瞬时电压的绝对值最高的电压输出而得到的电压。从而，直流电压V10成为不仅链接(link)于U相电压eu而且还链接于V相电压ev和W相电压ew的电压。

因此，使二极管D4截止的反向电压Vr也暂时链接于V相电压ev和W相电压ew而上升。然而，不久，随着电压Vc的上升和直流电压V10的降低，二极管D4的反向电压Vr降到0伏。然后，二极管D4的阳极、阴极间电压的极性翻转，二极管D4导通。令二极管D4导通的时刻为t4。在该时刻t4时，电容器C1通过电流ic持续充电。

如上所述，在从时刻t3到时刻t4的期间内，在电抗器L1和电容器C1的共振电路中流动有共振电流。这里，时刻t4时的二极管桥50的动作状态与时刻t0时的二极管桥50的动作状态相同，如上所述，在时刻t0电容器C1已处于充电状态。像这样，二极管桥50反复进行从上述的时刻t0～时刻t4的期间的动作。

如上所述，在现有的电源装置中，U相电流iu通过共振电路变成正弦波，同样地，V相电流iv和W相电流iw也变成正弦波电流。其结果是，能够减少高次谐波电流的生成。此外，通过根据负载电容适当地选定电抗器L1、L2、L3的电感和电容器C1、C2、C3的常数，能够使额定负载时的输入功率因数大致为1。

专利文献1：日本特开2002-369530号公报

发明内容

然而，在上述现有的电源装置的结构中，当满足IEC(InternationalElectrotechnical Commission，国际电工技术委员会)高次谐波限制、并且在额定负载时按照使输入功率因数为99％以上的方式选定与电抗器和二极管并联地连接的电容器的常数时，电抗器的电感需要30～40mH。因此，在现有的电源装置中，具有器件大型化且成本较高等问题。

本发明是为解决现有的电源装置中的问题而开发的，其目的在于提供一种电源装置，即使满足IEC高次谐波限制、并且按照使额定负载时的输入功率因数为99％以上的方式选定各器件的常数，也能够避免电抗器的大型化。

为了实现上述的目的，本发明的电源装置包括：三相交流电源；经由第一电抗器与三相交流电源连接的第一桥式整流电路；从第一桥式整流电路的交流输入端经由第二电抗器进行连接的第二桥式整流电路；和设置于第二桥式整流电路的交流输入端的各端子之间的电容器，由此，能够通过简单的结构来降低高次谐波电流，并且改善输入功率因数。

本发明的第一方面的电源装置，包括：三相交流电源；在上述三相交流电源的各相所设置的第一电抗器；具有经由上述第一电抗器与上述三相交流电源连接的多个二极管的第一桥式整流电路；在上述第一桥式整流电路的交流输入端的各相所设置的第二电抗器；和从上述第一桥式整流电路的交流输入端经由上述第二电抗器进行连接的第二桥式整流电路，上述第一桥式整流电路的直流输出端与上述第二桥式整流电路的直流输出端并联地连接，并且并联地连接有平滑电容器和负载，在上述第二桥式整流电路的交流输入端的各端子之间连接有电容器。像这样构成的第1方面的电源装置能够降低高次谐波电流，改善输入功率因数。此外，即使电感值较小，第1方面的电源装置也能够得到同等的抑制高次谐波的效果，因此直流输出电压的降低较小。

本发明的第2方面的电源装置，特别在第1方面的上述第一桥式整流电路与上述第二电抗器之间设置有开闭部。像这样构成的第2方面的电源装置能够在作为三相全波整流的电源装置和作为高功率因数的电源装置的动作之间进行切换。

本发明的第3方面的电源装置，特别构成为：在第2方面的电源装置中设置有输入电流检测部，根据由上述输入电流检测部检测出的输入电流对上述开闭部进行控制。像这样构成的第3方面的电源装置能够在通常运转状态下实现高次谐波电流的降低和输入功率因数的改善，并且能够防止轻负载时的直流电压上升和随之而来的输入功率因数降低，防止高次谐波电流增大。

本发明的第4方面的电源装置，特别构成为：在第2方面的电源装置中设置有输出功率检测部，根据由上述输出功率检测部检测出的输出功率对上述开闭部进行控制。像这样构成的第4方面的电源装置，能够在通常运转状态下实现高次谐波电流降低和输入功率因数的改善，并且能够防止轻负载时的直流电压上升和随之而来的输入功率因数降低，防止高次谐波电流增大。

本发明的第5方面的电源装置，特别构成为：在第2方面的电源装置中设置有检测在负载中流动的电流的直流电流检测部，根据由上述直流电流检测部检测出的直流电流对上述开闭部进行控制。像这样构成的第5方面的电源装置，例如通过在检测出的直流电流低于规定值的情况下将开闭部断开，能够在通常运转状态下实现高次谐波电流的降低和输入功率因数的改善，并且能够防止轻负载时的直流电压上升和随之而来的输入功率因数降低，防止高次谐波电流增大。

本发明的第6方面的电源装置，特别构成为：在第2方面的电源装置中设置有预备充电控制部，当闭合上述开闭部时，为了抑制流经上述电容器的电流，通过上述预备充电控制部来控制上述开闭部。像这样构成的第6方面的电源装置，在开闭部闭合时能够防止产生过大的流经电容器的电流。

本发明的第7方面的电源装置，特别在第2方面的上述第二二极管桥的交流输入端的各端子之间设置有由增设电容器和增设电容器开闭部构成的串联电路，上述串联电路与连接于上述第二二极管桥的交流输入端的上述电容器的各个并联地连接。像这样构成的第7方面的电源装置，通过根据负载来切换电容器电容，能够防止直流电压降低，对用于改善输入功率因数和降低高次谐波电流的适当的常数进行选定。

本发明的第8方面的电源装置，特别构成为：在第7方面的电源装置中设置有检测负载两端的电压的直流电压检测部，根据由上述直流电压检测部检测出的直流电压对上述增设电容器开闭部进行控制。像这样构成的第8方面的电源装置能够防止重负载时的直流电压降低，防止输入功率因数降低。

本发明的第9方面的电源装置，特别构成为：在第7方面的电源装置中设置有输入电流检测部，根据由上述输入电流检测部检测出的输入电流对上述增设电容器开闭部进行控制。像这样构成的第9方面的电源装置能够防止重负载时的直流电压降低，防止输入功率因数降低。

本发明的第10方面的电源装置，特别构成为：在第7方面的电源装置中设置有输出功率检测部，根据由上述输出功率检测部检测出的输出功率对上述增设电容器开闭部进行控制。像这样构成的第10方面的电源装置能够防止重负载时的直流电压降低，防止输入功率因数降低。

本发明的第11方面的电源装置，特别构成为：在第7方面的电源装置中设置有直流电流检测部，根据由上述直流电流检测部检测出的直流电流对上述增设电容器开闭部进行控制。像这样构成的第11方面的电源装置能够防止重负载时的直流电压降低，防止输入功率因数降低。

本发明的第12方面的电源装置，特别构成为：在第7方面的电源装置中设置有增设电容器预备充电控制部，当闭合上述增设电容器开闭部时，为了抑制流经上述增设电容器的电流，通过上述增设电容器预备充电控制部来控制上述增设电容器开闭部。像这样构成的第12方面的电源装置，在闭合增设电容器开闭部时，能够防止产生过大的流经增设电容器的电流。

本发明的第13方面的电源装置，特别在第1方面的电源装置中，使用具有如下的饱和特性的电抗器作为第一电抗器：在流经电抗器的电流达到规定值以上时，上述电抗器的电感根据流经该电抗器的电流降低。像这样构成的第13方面的电源装置能够防止重负载时的直流电压降低。

本发明的第14方面的电源装置，特别在第1方面的电源装置中，作为电抗器，使用在一个铁芯的三个脚上分别实施绕线而得到的三相电抗器。像这样构成的第14方面的电源装置，能够实现电抗器的小型化和轻量化。

发明效果

本发明的电源装置，通过在使用三个电抗器和一个桥式整流电路的基本的三相全波整流电路中追加三个电抗器、一个桥式整流电路和三个电容器而成的简单结构，使输入电流变成正弦波状，能够降低高次谐波电流，并且能够改善输入功率因数，与现有的高功率因数电源装置相比，能够实现电抗器的小型化。

此外，本发明的电源装置与现有的电源装置相比，即使电感值较小，也能够得到同等的抑制高次谐波的效果，因此直流输出电压的降低较小。

发明的新的特征特别记载在权利要求的范围中，关于本发明的结构和内容，与其他的目的、特征一并通过参照附图并阅读以下的详细说明，能够更好地理解，并进行评价。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的电源装置的结构的电路图。

图2是本发明的实施方式1的电源装置的各部分的波形图。

图3是本发明的实施方式1的电源装置的另一各部分的波形图。

图4是本发明的实施方式1的电源装置的又一各部分的波形图。

图5是本发明的实施方式1的电源装置的时刻t0时的电流路径的说明图。

图6是本发明的实施方式1的电源装置的时刻t1～t2时的电流路径的说明图。

图7是本发明的实施方式1的电源装置的时刻t2时的电流路径的说明图。

图8是本发明的实施方式1的电源装置的时刻t3时的电流路径的说明图。

图9是本发明的实施方式1的电源装置的时刻t4时的电流路径说明图。

图10是本发明的实施方式1的电源装置的时刻t5时的电流路径的说明图。

图11是表示本发明的实施方式1的电源装置的输入功率因数相对输入功率的特性图。

图12是表示本发明的实施方式1的电源装置的高次谐波电流相对输入功率的特性图。

图13是本发明的实施方式1的电源装置的额定负载时的输入电压和输入电流的波形图。

图14是表示本发明的实施方式2的电源装置的结构的电路图。

图15是表示本发明的实施方式2的电源装置的输入功率因数相对开闭部的操作和输入功率的变化的图。

图16是表示本发明的实施方式3的电源装置的结构的电路图。

图17是表示本发明的实施方式1的电源装置的输入电流相对输入功率的特性图。

图18是表示本发明的实施方式4的电源装置的结构的电路图。

图19是表示本发明的实施方式5的电源装置的结构的电路图。

图20是表示本发明的实施方式6的电源装置的结构的电路图。

图21是表示本发明的实施方式7的电源装置的结构的电路图。

图22是表示现有的电源装置的结构的电路图。

图23是现有的电源装置的各部分的波形图。

图24是现有的电源装置的电流路径的说明图。

图25是现有的电源装置的省略了截止二极管的等效电路图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的最佳实施方式进行详细的说明。另外，本发明不限定于在以下的实施方式中说明的结构，其包含基于相同的技术思想的结构。

(实施方式1)

以下，参照图1～图13对本发明的实施方式1的电源装置进行说明。图1是表示本发明的实施方式1的电源装置的结构的电路图。

在图1中，三相交流电源1为商业用的电源，U相、V相、W相等各相的输出端与电抗器2、3、4连接。以下，令U相、V相、W相是指该三相交流电源1的输出端，UV间电压、VW间电压、UW间电压是指三相交流电源1的输出端之间的线间电压。

如图1所示，电抗器2、3、4与由6个二极管5a、5b、5c、5d、5e、5f构成的第一桥式整流电路即第一二极管桥5的交流输入端u1、v1、w1连接。此外，在实施方式1的电源装置中设置有与第一二极管桥5并联地连接的第二桥式整流电路即第二二极管桥6。第二二极管桥6由6个二极管6a、6b、6c、6d、6e、6f构成。

在第一二极管桥5的交流输入端u1、v1、w1与第二二极管桥6的交流输入端u2、v2、w2之间连接有电抗器7、8、9。在第二二极管桥6的交流输入端u2、v2、w2的各线间分别连接有电容器10、11、12。

第一二极管桥5的直流输出端与第二二极管桥6的直流输出端并联地连接。此外，第一二极管桥5和第二二极管桥6构成为与平滑电容器即电解电容器13并联地连接，向负载14供给直流电压。

参照图2～图10，以U相为代表例对如以上那样构成的实施方式1的电源装置的动作进行说明。

图2、图3和图4表示实施方式1的电源装置的各部分的动作波形。

在图2、图3和图4中，UV间电压、VW间电压、UW间电压分别为三相交流电源1的输出端的线间电压，UV间电压、UW间电压以U相侧为正来表示，VW间电压以V相侧为正来表示。图2中的Vc10、Vc11、Vc12分别表示电容器10、11、12的端子间电压，就极性而言，以与上述的线间电压相同的一侧为正进行表示。

在图2、图3和图4中，Ic10、Ic11、Ic12分别表示流经电容器10、11、12的电流。流经各电容器10、11、12的电流以从上述的线间电压的极性为正的方向流入各电容器10、11、12的方向为正进行表示。

此外，在图2、图3和图4中，I5a、I5b、I5c、I5d、I5e、I5f、I6a、I6b、I6c、I6d、I6e、I6f分别表示流经第一二极管桥5内的二极管5a、5b、5c、5d、5e、5f、和流经第二二极管桥6内的二极管6a、6b、6c、6d、6e、6f的电流。

在图2、图3和图4所示的UV间电压、VW间电压、UW间电压中，将表示U相电压从负向正变化的零点、即VW间电压为正侧的最大值的时刻设定为时刻t0，将到VW间电压为零的点为止的期间分割成时刻t1～t5，对各个状态过渡进行说明。

图5～图10是将时刻t0～t5时的电源装置的电路结构进行简化来表示的等效电路图。在图5～图10中，省略了未导通的二极管。此外，用实线箭头表示经由第一二极管桥5流向电解电容器13和负载14的电流的方向，用虚线箭头表示经由第二二极管桥6流向电解电容器13和负载14的电流的方向。

在以下的说明中，以经由第一二极管桥5向电解电容器13和负载14供给电流的路径为“主电流路径”，以经由第二二极管桥6向电解电容器13和负载14供给电流的路径为“辅助电流路径”。

以下，用图5的等效电路图对时刻t0时的实施方式1的电源装置的状态进行说明。

在时刻t0，VW间电压为最大，因此大于电解电容器13的端子间电压即Vdc。在第一二极管桥5中，二极管5b和二极管5f导通，形成主电流路径。

另一方面，如下所述，在时刻t0，电容器11已被充电到大致Vdc的电压，在第二二极管桥6中，二极管6b和二极管6f导通。此外，在从时刻t0起60°之前、即表示UV间电压为负侧的最大值的时刻，同样地，电容器10在负侧被充电到大致Vdc的电压，由于电流在从电抗器8经由二极管6b、电解电容器13、二极管6d和电抗器7的辅助电流路径中流动，因此电流基于电抗器7和电抗器8的能量累积效应而持续流动，在时刻t0，二极管6d为导通的状态。

这里，由于分别连接的任一个二极管为导通的状态，因此当将由二极管引起的电压下降设定为大致0伏时，如图2所示，电容器10、11、12的电压形成以下的状态：电容器10在负侧被大致为Vdc的电压充电，电容器11在正侧被大致为Vdc的电压充电。此外，电容器12的两端电压为大体上相等的状态、即大致为0伏。

流经从电抗器8经由二极管6b、电解电容器13、二极管6d和电抗器7的辅助电流路径的电流逐渐减少，不久即变成零。当流经该辅助电流路径的电流为零时，二极管6d变成不导通，实施方式1的电源装置成为图6所示的等效电路的状态。将该状态的时刻设定为时刻t1。

这里，关注电容器10和电容器12的电压，对流经第二二极管桥6的电流的变化进行说明。

如上所述，在时刻t1，二极管6d变成不导通，因此与二极管6d连接的U相的交流输入端u2不定，但此时，电容器10以V相的交流输入端V2侧为正极，被充电到大致Vdc的电压。此外，UW间电压为正，因此V相的交流输入端v2与W相的交流输入端w2(W相电源)之间的电压大于Vdc，电流从电抗器2经由电抗器7、电容器10、二极管6b、电解电容器13、二极管5f、电抗器4流动，由此电容器10进行放电。电解电容器13的端子间电压Vdc几乎为恒定的电压，因此，在该情况下，流经电容器10的电流的梯度(gradient)依赖于由电抗器2和电抗器7、以及电容器10的电容决定的共振频率。流经电抗器8的大致恒定的电流与电容器10的放电电流相加而得到的电流流经二极管6b。

通过电容器10的放电，电容器10的两端电压趋向于0伏。即，趋向于U相的交流输入端u2的电压与V相的交流输入端v2的电压相等的方向。因此，大致为0伏状态下的电容器12被充电，直至电压与电容器11相同、即大致为Vdc的电压。

此时的充电电流的路径为电抗器2、电抗器7、电容器12、电抗器9、电抗器4。由于流经电抗器9的电流因后述的理由而进行大致为恒定电流的动作，因此该情况下的充电电流的梯度依赖于由电抗器2和电抗器7、以及电容器12的电容决定的共振频率。该充电电流不经由第二二极管桥6，但是由于包含于流经电抗器9的大致恒定的电流中，因此经由二极管6f流动的电流呈现电容器12的充电电流量从大致恒流的状态减少的波形。

然后，当电容器12被充电到大致为Vdc的电压时，二极管6a导通，形成图7所示的等效电路。将该时刻设定为时刻t2。电解电容器13的两端电压Vdc因负载14而下降，因此在电容器12充电的同时，电流经由电抗器7流动，使得电流从导通的二极管6a流向电解电容器13，并且电容器12和电解电容器13的电压均为Vdc，电压相同。截止到对电容器12充电的电流波形，形成依赖于由电抗器7和电容器10的电容决定的共振频率的梯度。

在该时刻，在电抗器8中流动有恒定电流。这里，对在辅助电流路径中流经电抗器8的电流成为大致恒流动作的情况进行说明。

在该时刻，连接于电抗器8的两端即V相的交流输入端v1和交流输入端v2的二极管5b和二极管6b均导通，当认为由二极管5b引起的电压下降和二极管6b引起的电压下降大致相等时，电抗器8的两端电压相等，能够将由电抗器8引起的电压下降看作为0伏。

可知电抗器的两端电压如下式(10)所示。

VL＝L×di/dt    (10)

在式(10)中，VL为电抗器的两端电压，L为电抗器的电感，i为流经电抗器的电流。从而，可知在该时刻di/dt＝0，即成为恒流动作。

另一方面，在电容器11的充电动作中，进行与上述的电容器12的充电动作相同的动作，通过电流流经电抗器8来进行。因此，在电容器11的充电动作完成的时刻、即二极管6b导通的时刻，流经电抗器8的电流为恒流动作时的电流值。

如上所述，在流经辅助电流路径的电抗器的电流模式中，存在如下的两个电流模式：在对电容器充放电时，依赖于由电抗器和电容器的电容决定的共振频率的电流模式(以下，称为充放电模式)；和利用由二极管引起的三相中任两相导通的恒流模式(以下，称为恒流模式)。

此外，由于在恒流模式中以第二二极管桥6中的二极管导通为条件，因此电源电压大于平滑电容器13的端子电压Vdc成为条件，即电流流经负载14成为条件。从而，可知为如下的状态：由于在无负载的状态、即作为平滑电容器的电解电容器13的端子电压Vdc与电源电压的最大值相等的状态下不存在恒流模式，因此在辅助电流路径中流动有由电抗器和电容器引起的共振电流。

接着，当UW间电压大于Vdc时，二极管5a伴随由电抗器2引起的滞后而导通，电流流经由电解电容器13、二极管5f构成的主电流路径。将该时刻设定为时刻t3。图8是时刻t3时的实施方式1的电源装置的等效电路。如图8所示，在时刻t3，电抗器7和电抗器8的两端的二极管5a、5b、6a、6b均导通，因此流经电抗器7和电抗器8的电流均成为恒流模式。

然后，VW间电压低于Vdc，但是，电流由于电抗器3的能量累积效应而持续流动。不久，当电流伴随滞后达到零时，二极管5b截止。其后，当流经二极管6b的电流由于电抗器8的能量累积效应而伴随滞后逐渐减小、且不久即变成零时，与二极管5b同样地，二极管6b截止。将该时刻设定为时刻t4。图9是时刻t4时的实施方式1的电源装置的等效电路。

与用图6进行说明的情况同样地，充放电模式下的电流开始流经电抗器8，使得相对于V相的交流输入端v2，电容器10被充电、电容器11放电。其结果是，电容器10被充电到Vdc的电压，二极管6e导通。将该时刻设定为时刻t5。图10是时刻t5时的实施方式1的电源装置的等效电路。

图10所示的等效电路与在使用图5来说明的时刻t0的等效电路的状态下将U相与V相调换后而形成的状态相同。从而，图10所示的状态之后，在将U相与V相调换后而形成的状态下进行过渡，因此省略之后的说明。

如上所述，在本发明的实施方式1的电源装置中，利用由电抗器、电容器、二极管桥构成的辅助电流路径，由充放电模式下的充电动作引起的电流从U相电压为零的状态起流动，因此能够在电源中延长电流流动的流通期间，能够得到功率因数改善的效果。

此外，本发明的实施方式1的电源装置构成为：通过恒流模式使在辅助电流路径中流动的电流成为恒定，使剩余的电流在主电流路径中流动。因此，设置于辅助电流路径中的电抗器能够通过主电流路径中的电抗器降低额定电流，在实施方式1的电源装置中，即使将电感较大地设定，也能够使单个器件的尺寸小型化。

图11表示实施方式1的电源装置中的如下关系的特性图，即，在三相交流电源1的输入频率为50Hz、输入线间电压为398V的情况下，当令额定功率为6.5kW、主电流路径的电抗器2、3、4的电感为15mH、辅助电流路径的电抗器7、8、9的电感为20mH、电容器10、11、12的电容为5uF、电解电容器13的电容为840uF时，输入功率[W]与输入功率因数[％]的关系。由图11可知，在实施方式1的电源装置中，即使将额定功率附近的输入功率因数设定为99％以上、并且负载率为1/2，也能够确保95％以上的输入功率因数。另外，作为负载率计算的基础的额定输入功率为6500W。

以上，对于实施方式1的电源装置的电路动作，从输入功率因数的观点出发进行了说明，接下来，对降低高次谐波电流的效果进行说明。

图12是表示实施方式1的电源装置的输入功率[W]、与高次谐波电流相对于IEC高次谐波电流限制值的比率(高次谐波电流对标准的比[％])的关系的特性图。关于图12所示的特性，电源装置的各部的常数等条件与上述的图11的情况相同。在图12中示出有高次谐波电流相对于限制值的比率最大的4个次数的高次谐波电流。就图12所示的4个次数的高次谐波电流以外的高次谐波电流而言，由于比图12所示的高次谐波电流小，因此不成为问题。根据图12的特性图，即使在相对于限制值的比率最大的5次谐波中，最大为80％，相对于限制值也具有20％的余量。

图13表示在实施方式1的电源装置中当如上述那样设定的常数中的输入为6.5kW时U相电压eu和U相电流Iu的波形。由图13可知，在实施方式1的电源装置中，电流与电压的相位大致一致，电流波形为正弦波状，因此能够兼得改善输入功率因数和降低高次谐波电流两者。

以下，将实施方式1的电源装置与现有的电源装置进行比较，对输入功率因数的改善效果、以及电抗器的小型化进行说明。

在现有的电源装置中，当与实施方式1的电源装置同样地在额定负载时进行输入电压为398V、额定功率为6.5kW下的常数设定以使输入功率因数为99％以上，并且要确保相对于高次谐波限制的余量(margin)为10％以上时，电抗器的电感需要30mH左右。另一方面，在实施方式1的电源装置中，主电流路径的电抗器2、3、4的电感为15mH，因此能够减少一半。

另外，在实施方式1的电源装置中，辅助电流路径的电感为35mH，虽然增大了，但是如上述的那样流经辅助电流路径的电流被恒流动作抑制成恒定电流，额定电流可以低于主电流路径，因此能够减小绕线的线径，器件尺寸能够小型化。

此外，在现有的电源装置中，在轻负载时，受电容器的超前电流的影响，以1/2的负载率计，输入功率因数为90％左右，由负载率的降低引起的输入功率因数的降低较大。

如上所述，在实施方式1的电源装置中，与现有的电源装置相比能够以被小型化的电抗器实现输入功率因数的改善和高次谐波电流的降低，并且轻负载时的输入功率因数的降低也能够得以改善。

另外，在实施方式1的电源装置中，对于主电流路径的电抗器2、3、4的电感特性不作特别规定，但是，也可以按照从超过规定的电流值的点起电感降低的方式对这些电抗器2、3、4进行设定，使电抗器2、3、4作为所谓的过饱和电抗器来使用。在这种情况下，当重负载时，在三相交流电源1的电压下降的情况下等，能够防止以由电抗器2、3、4引起的电压下降为原因的直流电压的降低，并且也能够防止由于在直流电压下降的同时所发生的输入电流与电源电压相位偏离而导致的输入功率因数的降低。

进一步，在实施方式1的电源装置中，在主电流路径和辅助电流路径中分别将电抗器分成三个来使用，但是也能够使其作为在一个铁芯及其三个脚上实施绕线而构成的三相电抗器来使用。三相电抗器利用各相的电流总和为零的事实，与使用三个单相电抗器的情况相比，具有能够减少用于得到相等的电感的铁芯使用量等众所周知的优点，在装置整体的小型化和轻量化方面是有效的。

(实施方式2)

以下，参照图14和图15对本发明的实施方式2的电源装置进行说明。图14是表示实施方式2的电源装置的结构的电路图。如图14所示，实施方式2的电源装置相对于上述的实施方式1的电源装置的电路结构，在二极管桥5的交流输入端u1、v1、w1、与电抗器7、8、9之间设置有开闭装置即开闭部15。在实施方式2的电源装置中，与实施方式1的电源装置的基本电路动作相同，但是在负载率较低的轻负载的运转状态下会进行不同的动作。实施方式2的电源装置是与存在负载率较低的轻负载状态的情况对应的装置，其目的是为了改善轻负载时的输入功率因数。

在实施方式2的电源装置中，当以闭合开闭部15的状态持续基本的电路动作时，随着负载变轻，通过电抗器7、8、9的恒流模式被供给的能量超过由负载14消耗的能量。其结果是，来自经由二极管桥5的主电流路径的电流减少。即，由于成为与二极管桥5不导通的状态相同的状态，因此相对于流经电抗器2、3、4的电流的流通期间，电容器10、11、12的超前电流的所占比例增加。

这显然是基于以下的事实：在考虑到无负载的状态的情况下，流经电抗器2、3、4的电流仅为只包括电抗器7、8、9与电容器10、11、12的共振电流的无功电流。

因此，在实施方式2的电源装置中，构成为：在轻负载时的运转的情况下，通过将开闭部15断开来切离电抗器7、8、9、电容器10、11、12和二极管桥6，防止轻负载时的功率因数变差。

图15是表示在以输入功率为3kW以下进行运转的情况下将开闭部15断开时和未将开闭部15断开时的输入功率[W]与功率因数[％]的关系的特性图。在图15中，用方框(□)表示将开闭部15断开时的计测点，用叉(×)表示未将开闭部15断开时的计测点。如图15所示，在输入功率为3kW以下的轻负载时，通过将开闭部15断开，来防止功率因数变差。

如上所述，在实施方式2的电源装置中，通过设置开闭部15，能够防止轻负载时的输入功率因数变差。

(实施方式3)

以下，参照图16和图17对本发明的实施方式3的电源装置进行说明。图16是表示实施方式3的电源装置的结构的电路图。

如图16所示，在实施方式3的电源装置中，构成为相对于实施方式2的电源装置的电路结构，设置有输入电流检测装置即输入电流检测部16。在实施方式3的电源装置中，与实施方式1的电源装置的基本电路动作相同，此外，就通过将开闭部15断开来改善轻负载时的输入功率因数这一点而言，与实施方式2相同。实施方式3的电源装置的特征在于用输入电流来判断将开闭部15断开的时刻这一点。

在实施方式2的电源装置的说明中，利用图15对作为轻负载时在输入功率为3kW附近将开闭部15断开的情况下的输入功率因数的改善进行了说明。图17是表示实施方式1的电源装置结构中的输入功率[W]与输入电流[A]的关系的特性图。如图17所示，在轻负载时即在输入功率为3kW附近时，输入电流为4.5A附近。因此，在实施方式3的电源装置中，如果将各部分的常数等条件设定为与实施方式1的电源装置相同，则通过构成为在输入电流4.5A附近将开闭部15断开，来实现与实施方式2的电源装置的效果相同的效果。因此，在实施方式3的电源装置中，利用输入电流检测部16检测输入电流，在其检测电流超过规定的电流值时，自动地将开闭部15断开。

另外，在实施方式3的电源装置中，对使用输入电流检测部16的例子进行了说明，但是也可以代替输入电流检测部16而设置检测输出功率的输出功率检测部。在这种情况下，按照以下方式进行控制：在输出功率检测部检测出规定的功率值以下的输出功率时，将开闭部15断开。

此外，也可以代替输入电流检测部16而设置检测整流后的直流电流的直流电流检测部。在这种情况下，按照如下方式进行控制：在直流电流检测部检测出规定的直流电流以下的直流电流时，将开闭部15断开。

(实施方式4)

以下，参照图18对本发明的实施方式4的电源装置进行说明。图18是表示实施方式4的电源装置的结构的电路图。

如图18所示，实施方式4的电源装置构成为在实施方式2的电源装置的电路结构中设置有对开闭部15进行控制的预备充电控制装置即预备充电控制部17。

在实施方式4的电源装置中，就在通常的运转状态下与改善输入功率因数相关的动作和效果而言，与上述的实施方式1的电源装置相同。此外，在实施方式4的电源装置中，就以防止轻负载时的输入功率因数变差为目的将开闭部15从导通状态即闭合状态变成为断开状态而言，进行与实施方式2相同的动作，实现相同的效果。

在实施方式4的电源装置中，其特征在于使在从轻负载时的运转状态过渡到通常的运转状态的情况下的开闭部15从断开状态变成闭合状态时的动作。在仅使开闭部15成为闭合状态的情况下，来自三相交流电源1的冲击电流流经电容器10、11、12，可能会造成具有触点(contact point)的器件劣化、熔丝(fuse)熔断。实施方式4的电源装置为解决该问题的装置。即，在实施方式4的电源装置中，在使开闭部15从断开状态变成闭合状态时，按照利用预备充电控制部17逐渐延长其闭合的期间(导通状态的期间)的方式进行控制。通过像这样进行控制，在实施方式4的电源装置中能够防止冲击电流。

另外，为了防止冲击电流，也能够通过逐渐变更开闭部15的连接点的电阻值等各种控制来应对。

(实施方式5)

下面，参照图19对本发明的实施方式5的电源装置进行说明。图19是表示实施方式5的电源装置的结构的电路图。

如图19所示，实施方式5的电源装置为在实施方式1的电源装置的电路结构中设置有增设电容器18、19、20、和增设电容器开闭部21、22、23而得到的装置。在实施方式5的电源装置中，就在通常的运转状态下与改善输入功率因数和降低高次谐波电流相关的动作和效果而言，与上述的实施方式1的电源装置的动作和效果相同。

在实施方式5的电源装置中，其特征在于具有在输入电压降低时、重负载时防止直流电压降低和防止由输入电流的相位滞后造成的输入功率因数降低等效果。进一步，实施方式5的电源装置的特征在于，具有防止轻负载时直流过电压降低和防止输入电流相位超前造成的输入功率因数降低等效果。

在上述的实施方式1的电源装置的电路结构中，当为了防止直流电压降低而增大电容器10、11、12的常数时，通过其升压效果，能够防止直流电压的降低，但在轻负载时，存在通过电容器10、11、12的动作导致直流电压上升等问题。此外，当增大电容器10、11、12的常数时，存在输入电流中的电容器的超前相位电流的比例增加、输入功率因数降低等问题。相反地，在上述的实施方式1的电源装置的电路结构中，当减小电容器10、11、12的常数时，能够改善轻负载时的输入功率因数，防止直流电压上升，但在重负载时，存在输入电流相位滞后、输入功率因数变差等问题。

实施方式5的电源装置为解决上述问题的装置，通过根据负载量对增设电容器开闭部21、22、23进行操作，使增设电容器18、19、20与电容器10、11、12并联地连接，能够防止直流电压降低，并且补偿输入电流的相位滞后，实现输入功率因数的改善。而且，在将电容器10、11、12的常数设定为额定功率附近的输入功率因数为最大的情况下，能够得到防止在输入电压降低时、重负载时直流电压降低以及由输入电流相位滞后造成的输入功率因数降低等效果。此外，在将电容器10、11、12的常数设定为在轻负载时输入功率因数为最大的情况下，能够得到改善轻负载时的输入功率因数等效果。

(实施方式6)

以下，参照图20对本发明的实施方式6的电源装置进行说明。图20是表示实施方式6的电源装置的结构的电路图。

如图20所示，实施方式6的电源装置为相对于实施方式5的电源装置的电路结构设置有直流电压检测部24而得到的装置。实施方式6的电源装置的基本动作与实施方式5的电源装置的动作相同。此外，在实施方式6的电源装置中，也通过增设电容器开闭部21、22、23的开闭操作来控制增设电容器18、19、20，能够得到与实施方式5的电源装置相同的效果。在实施方式6的电源装置中，其特征在于根据平滑电容器即电解电容器13的两端电压的直流电压，自动地控制将增设电容器18、21、20断开的时刻。

另外，将增设电容器18、21、20断开的时刻的控制也可以不基于直流电压，而是基于输入电流来进行，也可以基于直流电流来进行。或者，根据输入功率来控制将增设电容器18、21、20断开的时刻，也能够得到同样的效果。

(实施方式7)

以下，参照图21对本发明的实施方式7的电源装置进行说明。图21是表示实施方式7的电源装置的结构的电路图。

如图21所示，实施方式7的电源装置为相对于实施方式5的电源装置的电路结构设置有用于控制增设电容器开闭部21、22、23的增设电容器预备充电控制部25而得到的装置。在实施方式7的电源装置中，就与改善输入功率因数、防止直流过电压相关的动作和效果而言，与实施方式5的电源装置相同。

在实施方式7的电源装置中，其特征在于使增设电容器开闭部21、22、23从断开状态变成闭合状态时的动作。在仅使增设电容器开闭部21、22、23成为闭合状态的情况下，来自三相交流电源1的冲击电流流经增设电容器21、22、23，可能会导致具有触点的器件劣化、熔丝熔断。实施方式7的电源装置为在增设电容器开闭部21、22、23闭合时防止来自三相交流电源1的冲击电流流经增设电容器21、22、23的装置。在实施方式7的电源装置中，在将增设电容器开闭部21、22、23从断开状态变成闭合状态时，通过利用增设电容器预备充电控制部25使增设电容器开闭部21、22、23导通的期间即闭合期间逐渐延长的控制，来防止冲击电流。

另外，为了防止冲击电流，也能够通过逐渐变更增设电容器开闭部21、22、23的连接点的电阻值等各种控制来应对。

以某种程度的详细度对发明的最佳方式进行了说明，但该最佳方式的现公开内容在结构的细部上进行变化是理所当然的，各元件的组合、顺序的变化能够不脱离所请求的发明的范围和思想地得以实现。

产业上的可利用性

本发明的电源装置通过作为直流电源装置、或作为压缩机驱动装置的前级电源装置来使用，能够降低高次谐波电流，并且能够改善输入功率因数，不会对电源设备的有效利用、其他负载设备带来不良影响，因而是一种有用的装置。

Claims (14)

1.一种电源装置，其包括：

三相交流电源；

在所述三相交流电源的各相所设置的第一电抗器；

具有经由所述第一电抗器与所述三相交流电源连接的多个二极管的第一桥式整流电路；

在所述第一桥式整流电路的交流输入端的各相所设置的第二电抗器；和

从所述第一桥式整流电路的交流输入端经由所述第二电抗器进行连接的第二桥式整流电路，

所述第一桥式整流电路的直流输出端与所述第二桥式整流电路的直流输出端并联地连接，并且并联地连接有平滑电容器和负载，在所述第二桥式整流电路的交流输入端的各端子之间连接有电容器。

2.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于：

在所述第一桥式整流电路与所述第二电抗器之间设置有开闭部。

3.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

构成为设置有输入电流检测部，根据由所述输入电流检测部检测出的输入电流对所述开闭部进行控制。

4.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

构成为设置有输出功率检测部，根据由所述输出功率检测部检测出的输出功率对所述开闭部进行控制。

5.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

构成为设置有检测在负载中流动的电流的直流电流检测部，根据由所述直流电流检测部检测出的直流电流对所述开闭部进行控制。

6.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

构成为设置有预备充电控制部，当闭合所述开闭部时，为了抑制流经所述电容器的电流，通过所述预备充电控制部对所述开闭部进行控制。

7.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

在所述第二二极管桥的交流输入端的各端子之间设置有由增设电容器和增设电容器开闭部构成的串联电路，所述串联电路与连接于所述第二二极管桥的交流输入端的所述电容器的各个并联地连接。

8.如权利要求7所述的电源装置，其特征在于：

构成为设置有检测负载两端的电压的直流电压检测部，根据由所述直流电压检测部检测出的直流电压对所述增设电容器开闭部进行控制。

9.如权利要求7所述的电源装置，其特征在于：

构成为设置有输入电流检测部，根据由所述输入电流检测部检测出的输入电流对所述增设电容器开闭部进行控制。

10.如权利要求7所述的电源装置，其特征在于：

构成为设置有输出功率检测部，根据由所述输出功率检测部检测出的输出功率对所述增设电容器开闭部进行控制。

11.如权利要求7所述的电源装置，其特征在于：

构成为设置有直流电流检测部，根据由所述直流电流检测部检测出的直流电流对所述增设电容器开闭部进行控制。

12.如权利要求7所述的电源装置，其特征在于：

构成为设置有增设电容器预备充电控制部，当闭合所述增设电容器开闭部时，为了抑制流经所述增设电容器的电流，通过所述增设电容器预备充电控制部对所述增设电容器开闭部进行控制。

13.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于：

使用具有如下的饱和特性的电抗器作为第一电抗器：在流经电抗器的电流达到规定值以上时，所述电抗器的电感根据流经该电抗器的电流降低。

14.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于：

作为电抗器，使用在一个铁芯的三个脚上分别实施绕线而得到的三相电抗器。

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