JP2011030312A

JP2011030312A - 交流−交流直接変換装置の予備充電装置および予備充電方法

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Publication number: JP2011030312A
Application number: JP2009171576A
Authority: JP
Inventors: Shizunori Hamada; 鎮教濱田; Yasuhiro Yamamoto; 康弘山本
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2009-07-22
Filing date: 2009-07-22
Publication date: 2011-02-10
Anticipated expiration: 2029-07-22
Also published as: JP5540591B2

Abstract

【課題】スナバ回路のサージ電圧抑制効果を低減させず、且つ予備充電時のスナバコンデンサへの突入電流を抑制したマトリックスコンバータの予備充電装置を提供する。
【解決手段】双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｔｗにより構成される主回路３００と、前記双方向スイッチのオフ時の過電圧を、ダイオード整流器（Ｄ１〜Ｄ１２）および電解コンデンサＣｄｃによって抑制するスナバ回路４００と、交流電源とスナバ回路４００を結ぶ電路に介挿され、予備充電抵抗Ｒ_PC1および電磁開閉器ＭＣ１を並列接続して成る予備充電回路１００と、前記予備充電回路１００とスナバ回路４００の共通接続点に接続された入力フィルタ２００の、フィルタコンデンサＣｆに直列接続された予備充電抵抗Ｒ_PC2と、該予備充電抵抗Ｒ_PC2に並列接続された電磁開閉器ＭＣ２とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電源の各相と出力側の各相を双方向スイッチなどのスイッチング素子で直接接続して構成され、前記スイッチング素子をサージ電圧から保護するスナバ回路を備えた交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）の予備充電装置、予備充電方法に関する。

図３に従来のマトリックスコンバータの構成例を示す（例えば特許文献１参照)。図３において、マトリックスコンバータの入力電源はｒ，ｓ，ｔの三相交流であり、予備充電回路１００、入力フィルタ２００および主回路３００を介してｕ，ｖ，ｗの三相交流に変換されてモータなどの負荷に供給される。予備充電回路１００は電磁開閉器ＭＣ１および予備充電抵抗Ｒ_PC1を並列接続して構成される。

入力フィルタ２００は、フィルタリアクトルＬｆ，フィルタコンデンサＣｆおよびダンピング抵抗Ｒｆから構成される。

主回路３００は両方向の電圧と電流を制御できる９個の双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｔｗを備え、該双方向スイッチ各々は、ダイオードとＩＧＢＴを直列にしたものを逆並列に接続して構成される。

マトリックスコンバータでは、電源電圧振動に起因する入力電圧や誘導性負荷の電流を遮断する際に発生するサージ電圧から双方向スイッチを保護する必要がある。

マトリックスコンバータに接続されている保護回路は、サージ電圧を吸収するスナバ回路４００およびスナバ回路４００の電解コンデンサＣｄｃへの突入電流を防止する予備充電回路１００から構成されている。

スナバ回路４００は、ダイオードＤ１〜Ｄ１２で構成されたダイオード整流器、電解コンデンサＣｄｃおよび放電抵抗Ｒから構成される。

このスナバ回路４００の動作は次のようにして行われる。サージ電圧発生時におけるエネルギーはダイオード整流器（Ｄ１〜Ｄ１２）を介して電解コンデンサＣｄｃに一時的に蓄えられ、電解コンデンサＣｄｃに蓄えられたエネルギーを徐々に放電抵抗Ｒで消費させることで実現される。

上記のスナバ回路４００を用いた場合、入力電源投入時および電磁開閉器ＭＣ１のオン時に電解コンデンサＣｄｃに突入電流が発生する。

突入電流はダイオードＤ１〜Ｄ１２の破損に繋がるため、予備充電回路１００を使用する。すなわち、電解コンデンサＣｄｃの充電開始時に電磁開閉器ＭＣ１をオフしてから、予備充電抵抗Ｒ_PC1を介して電解コンデンサＣｄｃをある閾値まで充電を行なう。予備充電抵抗Ｒ_PC1により突入電流のピーク値を低減し、電解コンデンサＣｄｃに掛かる負担を低減している。

また、前記突入電流を抑制するためにスナバ回路４００の直流部分に予備充電抵抗（電流抑制抵抗）を設けることが、例えば特許文献２に開示されている。

特許文献２の図１では、電流抑制抵抗１０−１によりスナバコンデンサへの突入電流を抑制している。

また特許文献２の図２および図３では、入力フィルタ突入電流抑制回路１２−１、１２−２によって入力フィルタのサージ電圧を抑制している。

また特許文献２の図４および図５では、スナバコンデンサへの突入電流を抑制するとともに、入力フィルタのサージ電圧も抑制している。

特開２００８−２９５２１９号公報特開２００６−１０９５８２号公報

しかし、特許文献２の図１、図４、図５のようにスナバ回路に電流抑制抵抗を設けた場合には、突入電流の大きさに見合う容量の抵抗であるため、スナバ回路が大きなものとなり、スナバ回路の配置に制約が生じることにより、スナバ回路とスイッチング素子とを結ぶ配線が長くなり、サージ電圧の抑制効果が低減してしまう問題がある。したがって、図３に示すように入力電源と入力フィルタ２００の間に予備充電回路１００を配置するものの方が、スナバ回路を小さく構成できるので、スナバ回路をスイッチング素子の近くに配置することができ、スナバ回路のサージ電圧抑制効果を低減させない。

ここで図４に、図３のマトリックスコンバータの予備充電回路１００、入力フィルタ２００とスナバ回路４００を示す。入力フィルタ２００のフィルタコンデンサＣｆにはリプルの大きい電流が流れ、電圧変動が大きいため、一般的なコンデンサよりも容量が大きくなる。したがって、フィルタコンデンサＣｆのインピーダンスは小さくなる。電磁開閉器ＭＣ１のオフ時、スナバ回路４００の電解コンデンサ電圧Ｖｄｃは、入力フィルタ２００と予備充電抵抗Ｒ_PC1のインピーダンス比による電圧で決まるため、予備充電抵抗Ｒ_PC1のインピーダンスと比べてフィルタコンデンサＣｆのインピーダンスが小さいと予備充電時のＶｄｃも小さくなる。ここでスナバ回路４００の一次側に掛かる電圧をＶｃとする。

電磁開閉器ＭＣ１のオン時に前記Ｖｄｃは満充電電圧までの電圧差分、一気に上昇するため、スナバ回路４００に突入電流が発生する。図５に予備充電時におけるスナバ電圧Ｖｄｃとスナバ電流ピーク値Ｉｄｃの概略図を示す。この突入電流はスナバ回路４００のダイオードＤ１〜Ｄ１２を破壊するという問題がある。

また、マトリックスコンバータが停止中で、電磁開閉器ＭＣ１オフによる予備充電完了後且つ電源電圧が加わっている場合、下記（１）式のように入力フィルタ２００に電流が流れる（（１）式は単相の電流量である）。この時、マトリックスコンバータが動作していないにも関わらず入力フィルタ２００のインピーダンスが低い場合、大きな電流が流れ、下記（２）式のようにダンピング抵抗Ｒｆによって無駄に電力Ｗ_lossを消費する。

これによって、動作停止中のマトリックスコンバータのエネルギー効率が低下するという問題がある。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、スナバ回路のサージ電圧抑制効果を低減させず、且つ予備充電時のスナバコンデンサへの突入電流を抑制し、また、待機時の消費電力を低減させた交流−交流直接変換装置の予備充電装置および予備充電方法を提供することにある。

上記課題を解決するための本発明の請求項１に記載の交流−交流直接変換装置の予備充電装置は、入力電源の各相と出力側の各相との間に各々接続されたスイッチング素子により構成される主回路と、整流機構および各相共通のスナバコンデンサで構成される回路であって、前記主回路のスイッチング素子に並列接続され、前記スイッチング素子のオフ時の過電圧を抑制するスナバ回路と、入力電源と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿され、第１の予備充電抵抗および第１のスイッチを並列接続して成る予備充電回路と、前記予備充電回路と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿された、入力フィルタ回路を構成するフィルタリアクトルと、前記フィルタリアクトルと前記スナバ回路の共通接続点に一端が接続された第２の予備充電抵抗と、前記第２の予備充電抵抗に並列接続された第２のスイッチと、前記第２の予備充電抵抗の他端に一端が接続された、前記入力フィルタ回路を構成するダンピング抵抗と、前記ダンピング抵抗の他端に接続された、前記入力フィルタ回路を構成するフィルタコンデンサと、を備えたことを特徴としている。

また、請求項２に記載の交流−交流直接変換装置の予備充電方法は、入力電源の各相と出力側の各相との間に各々接続されたスイッチング素子により構成される主回路と、整流機構および各相共通のスナバコンデンサで構成される回路であって、前記主回路のスイッチング素子に並列接続され、前記スイッチング素子のオフ時の過電圧を抑制するスナバ回路と、入力電源と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿され、第１の予備充電抵抗および第１のスイッチを並列接続して成る予備充電回路と、前記予備充電回路と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿された、入力フィルタ回路を構成するフィルタリアクトルと、前記フィルタリアクトルと前記スナバ回路の共通接続点に一端が接続された第２の予備充電抵抗と、前記第２の予備充電抵抗に並列接続された第２のスイッチと、前記第２の予備充電抵抗の他端に一端が接続された、前記入力フィルタ回路を構成するダンピング抵抗と、前記ダンピング抵抗の他端に接続された、前記入力フィルタ回路を構成するフィルタコンデンサと、を備え、
前記第１のスイッチおよび第２のスイッチをオフして前記入力電源から前記スナバコンデンサに予備充電を行い、前記スナバコンデンサの電圧、電流、充電時間のうち少なくとも１つ以上の値で判断する第１の予備充電完了後に前記第１のスイッチをオンし、前記スナバコンデンサの満充電電流の零近傍、第１の予備充電完了後の経過時間のうち少なくとも１つ以上の値で判断する第２の予備充電完了後に前記第２のスイッチをオンすることを特徴としている。

上記構成によれば、スナバ回路に予備充電抵抗を設けないので、スナバ回路の小型化が図られ、スナバ回路と主回路を結ぶ配線を短くすることができ、これによってスナバ回路のサージ電圧抑制機能を低減させることがない。

また、第１のスイッチおよび第２のスイッチがオフである予備充電時は、第２の予備充電抵抗により入力フィルタのインピーダンスが高くなってスナバ回路の一次側電圧が高くなるので、スナバ回路に流れる突入電流のピーク値を低減することができる。

また、請求項３に記載の交流−交流直接変換装置の予備充電方法は、入力電源の各相と出力側の各相との間に各々接続されたスイッチング素子により構成される主回路と、整流機構および各相共通のスナバコンデンサで構成される回路であって、前記主回路のスイッチング素子に並列接続され、前記スイッチング素子のオフ時の過電圧を抑制するスナバ回路と、入力電源と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿され、第１の予備充電抵抗および第１のスイッチを並列接続して成る予備充電回路と、前記予備充電回路と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿された、入力フィルタ回路を構成するフィルタリアクトルと、前記フィルタリアクトルと前記スナバ回路の共通接続点に一端が接続された第２の予備充電抵抗と、前記第２の予備充電抵抗に並列接続された第２のスイッチと、前記第２の予備充電抵抗の他端に一端が接続された、前記入力フィルタ回路を構成するダンピング抵抗と、前記ダンピング抵抗の他端に接続された、前記入力フィルタ回路を構成するフィルタコンデンサと、を備え
前記第１のスイッチおよび第２のスイッチをオフして前記入力電源から前記スナバコンデンサに予備充電を行い、前記スナバコンデンサの電圧、電流、充電時間のうち少なくとも１つ以上の値で判断する第１の予備充電完了後に前記第１のスイッチをオンし、前記スナバコンデンサの満充電電流の零近傍、第１の予備充電完了後の経過時間のうち少なくとも１つ以上の値で判断する第２の予備充電完了後であり、且つ前記主回路の運転開始時に前記第２のスイッチをオンすることを特徴としている。

上記構成によれば、上記作用に加え、主回路の運転停止中（待機時）、すなわち第１のスイッチがオンであり、第２のスイッチがオフであるときは、第２の予備充電抵抗により入力フィルタのインピーダンスが高くなり、入力フィルタに流れる電流値を低減することができる。このため、待機時の消費電力を低減し、電力損失を低減することができる。

（１）請求項１〜３に記載の発明によれば、スナバ回路に予備充電抵抗を設けないので、スナバ回路の小型化が図られ、スナバ回路と主回路を結ぶ配線を短くすることができ、これによってスナバ回路のサージ電圧抑制機能を低減させることがない。

また、前記突入電流ピーク低減によって、スナバ回路素子のストレスを低減させることができる。また、前記スナバ回路素子のストレス低減によって、素子寿命を向上させることができる。さらに、前記スナバ回路素子のストレス低減によって、素子の耐電流値を低減することができる。
（２）請求項３に記載の発明によれば、上記（１）の効果に加え、主回路の運転停止中（待機時）、すなわち第１のスイッチがオンであり、第２のスイッチがオフであるときは、第２の予備充電抵抗により入力フィルタのインピーダンスが高くなり、入力フィルタに流れる電流値を低減することができる。このため、待機時の消費電力を低減し、電力損失を低減することができる。

また、前記消費電力の低減によって、フィルタの発熱量を低減することができる。また、前記入力フィルタ電流低減によって、入力フィルタコンデンサおよび入力フィルタリアクトルに発生する損失を低減することができる。さらに、入力電源から流入する外乱の入力フィルタ共振周波数成分による共振に対するダンピング効果が得られる。

本発明の一実施形態例を示すマトリックスコンバータの構成図。マトリックスコンバータの予備充電時の電圧、電流の推移における、従来技術と本発明の実施例の比較を表し、（ａ）はスナバ電圧の特性図、（ｂ）はスナバ電流ピーク値の特性図。従来のマトリックスコンバータの一例を示す構成図。図３のマトリックスコンバータの要部構成図。図４の回路における予備充電時の電圧、電流の推移を表し、（ａ）はスナバ電圧の特性図、（ｂ）はスナバ電流ピーク値の特性図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。図１において図３と同一部分は同一符号をもって示している。

図１において、図３と異なる点は、入力フィルタ２００のフィルタリアクトルＬｆおよびスナバ回路４００の共通接続点とダンピング抵抗Ｒｆを結ぶ電路に、予備充電抵抗Ｒ_PC2および電磁開閉器ＭＣ２を並列接続したものを直列に介挿した（フィルタコンデンサＣｆに直列となるように接続した）点にあり、その他の部分は図３と同一に構成されている。

図１において、予備充電抵抗Ｒ_PC1は本発明の第１の予備充電抵抗を構成し、予備充電抵抗Ｒ_PC2は本発明の第２の予備充電抵抗を構成し、電磁開閉器ＭＣ１は本発明の第１のスイッチを構成し、電磁開閉器ＭＣ２は本発明の第２のスイッチを構成し、電解コンデンサＣｄｃは本発明のスナバコンデンサを構成している。

図１の回路構成では、スナバ回路４００に予備充電抵抗（電流抑制抵抗）を備えていないので、スナバ回路４００を小形化でき、スナバ回路４００を主回路３００の双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｔｗに近接して配置することが容易になり、スナバ回路が持つサージ電圧抑制機能を低減させずに済む。

図２は、本実施例における電解コンデンサＣｄｃの電圧Ｖｄｃと突入電流の波形外略を示している。予備充電時に電磁開閉器ＭＣ１およびＭＣ２をオフしておくと、スナバ回路４００の一次側に掛かる電圧Ｖｃは予備充電抵抗Ｒ_PC2のインピーダンスの影響分で上昇する。そのため、予備充電時における前記Ｖｄｃは従来の図４の回路の場合よりも高くなる（図２（ａ））。

電解コンデンサＣｄｃの電圧Ｖｄｃ、スナバ回路４００に流れる電流、予備充電時間のうち、少なくとも１つ以上が予め定めた閾値に到達したことで第１の予備充電が完了したと判断し、電磁開閉器ＭＣ１をオンすると、前記Ｖｄｃと満充電時の電圧差分だけ突入電流は発生するが、予備充電抵抗Ｒ_PC2の無い場合よりも電圧差分値が小さくなるので突入電流も小さくなる（図２（ｂ））。

電解コンデンサＣｄｃの電圧Ｖｄｃが満充電、すなわちスナバ回路４００に流れる電流が零近傍、第１の予備充電完了後の経過時間のうち、少なくとも１つ以上が閾値に到達したことで、第２の予備充電が完了したと判断した時に電磁開閉器ＭＣ２をオンし、予備充電抵抗Ｒ_PC2を短絡し、マトリックスコンバータの通常動作を行う。

本実施例では、図１の回路構成において、マトリックスコンバータが停止中で、電磁開閉器ＭＣ１による第１の予備充電完了後且つ入力電源による電圧が加わっている場合、電磁開閉器ＭＣ２をオフにしておき、運転開始時に電磁開閉器ＭＣ２をオンにする。

これにより、入力フィルタ２００のインピーダンスは予備充電抵抗Ｒ_PC2により大きくなり、入力フィルタ２００に流入する電流が小さくなる。待機時の消費電力は電流の二乗とダンピング抵抗Ｒｆと予備充電抵抗Ｒ_PC2の合成抵抗値に比例するので、マトリックスコンバータ待機時による消費電力は小さくなる。

尚、本実施例２では、予備充電時に電磁開閉器ＭＣ１およびＭＣ２をオフとし、第１の予備充電が完了したと判断し、電磁開閉器ＭＣ１をオンすることは、実施例１と同様である。

１００…予備充電回路
２００…入力フィルタ
３００…主回路
４００…スナバ回路
Ｒ_PC1、Ｒ_PC2…予備充電抵抗
ＭＣ１，ＭＣ２…電磁開閉器
Ｌｆ…フィルタリアクトル
Ｃｆ…フィルタコンデンサ
Ｒｆ…ダンピング抵抗
Ｃｄｃ…電解コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ１２…ダイオード整流器
Ｒ…放電抵抗
Ｓｒｕ〜Ｓｔｗ…双方向スイッチ

Claims

入力電源の各相と出力側の各相との間に各々接続されたスイッチング素子により構成される主回路と、
整流機構および各相共通のスナバコンデンサで構成される回路であって、前記主回路のスイッチング素子に並列接続され、前記スイッチング素子のオフ時の過電圧を抑制するスナバ回路と、
入力電源と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿され、第１の予備充電抵抗および第１のスイッチを並列接続して成る予備充電回路と、
前記予備充電回路と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿された、入力フィルタ回路を構成するフィルタリアクトルと、
前記フィルタリアクトルと前記スナバ回路の共通接続点に一端が接続された第２の予備充電抵抗と、
前記第２の予備充電抵抗に並列接続された第２のスイッチと、
前記第２の予備充電抵抗の他端に一端が接続された、前記入力フィルタ回路を構成するダンピング抵抗と、
前記ダンピング抵抗の他端に接続された、前記入力フィルタ回路を構成するフィルタコンデンサと、を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換装置の予備充電装置。
入力電源の各相と出力側の各相との間に各々接続されたスイッチング素子により構成される主回路と、整流機構および各相共通のスナバコンデンサで構成される回路であって、前記主回路のスイッチング素子に並列接続され、前記スイッチング素子のオフ時の過電圧を抑制するスナバ回路と、入力電源と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿され、第１の予備充電抵抗および第１のスイッチを並列接続して成る予備充電回路と、前記予備充電回路と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿された、入力フィルタ回路を構成するフィルタリアクトルと、前記フィルタリアクトルと前記スナバ回路の共通接続点に一端が接続された第２の予備充電抵抗と、前記第２の予備充電抵抗に並列接続された第２のスイッチと、前記第２の予備充電抵抗の他端に一端が接続された、前記入力フィルタ回路を構成するダンピング抵抗と、前記ダンピング抵抗の他端に接続された、前記入力フィルタ回路を構成するフィルタコンデンサと、を備え、
前記第１のスイッチおよび第２のスイッチをオフして前記入力電源から前記スナバコンデンサに予備充電を行い、前記スナバコンデンサの電圧、電流、充電時間のうち少なくとも１つ以上の値で判断する第１の予備充電完了後に前記第１のスイッチをオンし、前記スナバコンデンサの満充電電流の零近傍、第１の予備充電完了後の経過時間のうち少なくとも１つ以上の値で判断する第２の予備充電完了後に前記第２のスイッチをオンすることを特徴とする交流−交流直接変換装置の予備充電方法。
入力電源の各相と出力側の各相との間に各々接続されたスイッチング素子により構成される主回路と、整流機構および各相共通のスナバコンデンサで構成される回路であって、前記主回路のスイッチング素子に並列接続され、前記スイッチング素子のオフ時の過電圧を抑制するスナバ回路と、入力電源と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿され、第１の予備充電抵抗および第１のスイッチを並列接続して成る予備充電回路と、前記予備充電回路と前記スナバ回路を結ぶ電路に介挿された、入力フィルタ回路を構成するフィルタリアクトルと、前記フィルタリアクトルと前記スナバ回路の共通接続点に一端が接続された第２の予備充電抵抗と、前記第２の予備充電抵抗に並列接続された第２のスイッチと、前記第２の予備充電抵抗の他端に一端が接続された、前記入力フィルタ回路を構成するダンピング抵抗と、前記ダンピング抵抗の他端に接続された、前記入力フィルタ回路を構成するフィルタコンデンサと、を備え
前記第１のスイッチおよび第２のスイッチをオフして前記入力電源から前記スナバコンデンサに予備充電を行い、前記スナバコンデンサの電圧、電流、充電時間のうち少なくとも１つ以上の値で判断する第１の予備充電完了後に前記第１のスイッチをオンし、前記スナバコンデンサの満充電電流の零近傍、第１の予備充電完了後の経過時間のうち少なくとも１つ以上の値で判断する第２の予備充電完了後であり、且つ前記主回路の運転開始時に前記第２のスイッチをオンすることを特徴とする交流−交流直接変換装置の予備充電方法。