JP2008072405A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インパルス信号を受信する受信装置で、妨害信号を減衰する低域通過フィルタ１３０、１３１に能動フィルタを使用する際に、または中遠距離通信にも対応するための可変利得増幅器１４０、１４１を採用する際に、増加する消費電力を補償すること。
【解決手段】インパルス信号の非受信期間に動作制御ユニット１９０により、低雑音増幅器１１０、復調器１２０、１２１、低域通過フィルタ１３０、１３１、可変利得増幅器１４０、１４１、アナログデジタル変換器１５０、１５１の各段の回路の電源スイッチＳＷ１１０・・・ＳＷ１５１をオフ状態に制御する。能動フィルタもしくは可変利得増幅器を採用による消費電力の増加を、電源スイッチＳＷ１１０・・・ＳＷ１５１のオン・オフ制御による各段の回路の間欠動作による消費電力の削減によって補償する。
【選択図】図１

Description

本発明は、インパルス信号を用いた通信システムの受信装置に関し、特に、受信装置の低消費電力化のための間欠動作に有効な技術に関するものである。

従来から、携帯電話、無線ＬＡＮ等のように連続的な搬送波を変調して通信する無線通信よりも低消費電力かつ低コストを実現するウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）無線通信方式が知られている。

ＵＷＢ無線通信は、携帯電話のように連続的な搬送波を使用せずに、インパルス信号を離散的に送受信して通信する無線通信方式である。インパルス信号の周波数スペクトルは広帯域に分布するので、ウルトラワイドバンド・インパルスラジオ（ＵＷＢ−ＩＲ；Ultra Wide Band Impulse Radio）通信と呼ばれて、低消費電力のセンサネットシステムに採用可能な無線通信方式として注目を浴びている。低消費電力のセンサネットシステムに採用可能なＵＷＢ−ＩＲ無線通信方式は、例えば、下記非特許文献１と下記非特許文献２に記載されている。

ＵＷＢ−ＩＲ無線通信方式では、例えばインパルス信号の時間幅が略２ナノ秒で、インパルス信号とインパルス信号との間隔が略３０ナノ秒である。その結果、既に説明したように離散的に送信されたインパルス信号の周波数スペクトラムは、広帯域に分布する。このようにＵＷＢ−ＩＲ無線通信方式のインパルス信号は広い周波数帯域の信号成分を持っているので、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信方式の受信装置は広い周波数帯域での必要な動作を行う必要がある。携帯電話で現在普及が進んでいる広帯域符号分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ；Wideband Code-Division Multiple Access）無線通信の周波数帯域は略５ＭＨｚ程度であるのに対し、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の周波数帯域は略５００ＭＨｚ程度以上と、ＵＷＢ−ＩＲの周波数帯域はＷＣＤＭＡのそれの略１００倍である。一般に、ＲＦ回路が必要とされる動作を行う周波数帯域が広いほど、消費電力は大きくなる。しかし、センサネットシステムで用いられる無線通信装置の電源の多くは電池もしくは駆動能力の小さな内蔵電源であるので、無線通信装置の消費電力は小さいことが望ましい。

そのため、下記の特許文献１には、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信方式の受信装置の消費電力を低減する技術が記載されている。ここに記載された消費電力を低減する方法は、ＵＷＢ無線受信装置の初段のローノイズアンプと呼ばれる増幅器の動作を受信信号が無い時間に停止させるものである。

また、下記の特許文献２には、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）通信方式の受信装置の待ち受け時における消費電力を低減する技術が記載されている。ここに記載された消費電力を低減する方法は、受信信号から復調されたベースバンド信号が供給されるマッチドフィルタは、電源電圧制御回路により待ち受け時に所定の時間間隔で相関値のピークを検出することが可能な時間だけ駆動されるものである。

また、下記の非特許文献３には、微細化されたＭＯＳトランジスタのサブスレッシュホールド電流を低減するために、直列に従属接続されたＣＭＯＳインバータチェインの１段目と３段目とのＣＭＯＳインバータの電源電圧側と２段目と４段目とのＣＭＯＳインバータのグランド電圧側とにサブスレッシュホールド電流を遮断する電源側スイッチとグランド側スイッチとをそれぞれ接続することが記載されている。

特開２００５−２１７８９９号 公報 特開平９−３２１６６７号 公報 Ｌｕｃｉａｎ Ｓｔｏｉｃａ ｅｔ ａｌ， "Ａｎ Ｕｌｔｒａｗｉｄｅｂａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ Ｔａｇ Ｂａｓｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｅｎｓｏｒ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ"， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＶＥＨＩＣＵＬＡＲ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ， ＶＯＬ．５４， Ｎｏ．５， ＳＰＥＴＥＭＢＥＲ ２００５， ＰＰ．１６３２−１６４５． Ｌｕｃｉａｎ Ｓｔｏｉｃａ ｅｔ ａｌ， "Ａ Ｌｏｗ−Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｎｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔ ＩＲ−ＵＷＢ Ｔｒａｎｃｅｉｖｅｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ Ｗｉｔｈ ＴＯＡ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ"， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＴＨＥＯＲＹ ＡＮＤ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ， ＶＯＬ．５４， Ｎｏ．４， ＡＰＲＩＬ ２００６， ＰＰ．１６３７−１６４６． Ｍａｓａｓｈｉ Ｈｏｒｉｇｕｃｈｉ ｅｔ ａｌ，"Ｓｗｉｔｃｈｅｄ−Ｓｏｕｒｃｅ−Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ ＣＭＯＳ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｆｏｒ Ｌｏｗ Ｓｔａｎｂｙ Ｓｕｂｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｇｉｇａ−Ｓｃａｌｅ ＬＳＩ‘ｓ"， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．２８， Ｎｏ．１１， ＮＯＶＥＭＢＥＲ １９９３， ＰＰ．１１３１−１１３５．

しかし、前記特許文献１に記載された技術は、消費電力の低減のため、初段の増幅器を間欠動作することはできるが、ミキサ回路以降の回路ブロックを間欠動作することはできない。ＵＷＢ−ＩＲ無線通信方式の受信装置は初段の増幅器以外にも多くの回路が存在するため、前記特許文献１に記載された技術では、受信装置全体の消費電力低減の効果は十分ではない。

また、前記特許文献２に記載された技術は、消費電力の大きいアナログ回路で構成されるＲＦ受信部、乗算器及び低域通過フィルタについては、何ら消費電力を低減するものではない。従って前記特許文献２に記載された技術でも、受信装置全体の消費電力低減の効果は十分ではない。

さらに、本発明者等は本発明に先立ってＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の消費電力を低減するために、前記特許文献１に記載された間欠動作技術をミキサ回路より後段の受信回路ブロックに対して適用することを検討した。ここで検討された受信装置では、初段の増幅器として低雑音増幅器を用い、ミキサ回路以降の後段の受信回路ブロックとして低域通過フィルタが用いられるとともに、近距離通信だけでなく中距離通信や遠距離通信にも対応するために可変利得増幅器も用いられている。また、消費電力を低減するための間欠動作での動作期間は、受信するインパルスの到来直前から開始され、受信したインパルスの到来完了の直後に終了するように設定されている。

ＵＷＢ−ＩＲ無線通信では、インパルス信号の時間幅が略２ナノ秒で、インパルス信号とインパルス信号との間隔が略３０ナノ秒である。また、インパルス信号の周波数スペクトルは、中心周波数が略４ＧＨｚで周波数帯域が約５００ＭＨｚの周波数帯域幅の超高周波帯域信号である。中心周波数が略４ＧＨｚのＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置にとって、最近普及の進んでいる中心周波数が略５ＧＨｚの無線ＬＡＮのＲＦ信号が妨害信号となることが、本発明に先立った本発明者等による検討により明らかとされた。すなわち、本発明に先立って検討されたＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のミキサの出力には、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の希望の約５００ＭＨｚの周波数帯域のアナログベースバンド信号が生成されるだけではなく、略５ＧＨｚの無線ＬＡＮのＲＦ信号の妨害による略１ＧＨｚのスプリアス妨害信号が生成されたものである。ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置では、インパルス受信信号と略４ＧＨｚのローカル信号とがミキサでミキシングされることにより、約５００ＭＨｚの周波数帯域のアナログベースバンド信号が生成される。ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置が略５ＧＨｚの無線ＬＡＮのＲＦ信号を受信すると、略５ＧＨｚの妨害信号と略４ＧＨｚのローカル信号とがミキサでミキシングされ、略４ＧＨｚのローカル信号とがミキサでミキシングされることが明らかとされた。従って、略中心周波数５ＧＨｚの無線ＬＡＮによる略１ＧＨｚのスプリアス妨害信号の妨害信号レベルを十分に低減するとともに、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の希望のアナログベースバンド信号を実用的な受信レベルに確保する必要がある。そのために、ミキサの出力に接続される低域通過フィルタの１ＧＨｚの入力周波数での減衰量は−６０ｄＢ以下に大きく設定するとともに、略３５０ＭＨｚのカットオフ周波数以上の５００ＭＨｚの入力周波数での減衰量は−２０ｄＢ以上に小さく設定することが必要なことも明らかとされた。

このように急峻な減衰特性を持つ低域通過フィルタを抵抗、容量、インダクタンスの受動素子の組み合わせで実現することは困難であり、能動アンプと容量とからなる単位能動フィルタを複数個組み合わせた高次の能動フィルタを使用することも、本発明に先立って本発明者等により検討された。この能動アンプはオペレーショナルトランスコンダクタンスアンプと呼ばれ、オペレーショナルトランスコンダクタンスアンプに基づく積分器を含むＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置も前記非特許文献１に記載されている。

受動素子の組み合わせで構成された低域通過フィルタにはバイアス電流が流れないのに対して、能動フィルタで構成された低域通過フィルタの能動アンプには動作状態で大きなバイアス電流が流れるので、消費電力が著しく増大すると言う問題が本発明者等により明らかとされた。

更に、単位能動フィルタを複数個組み合わせた高次能動フィルタにより急峻な減衰特性を持つ低域通過フィルタを構成すると、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の希望の約５００ＭＨｚのアナログベースバンド信号に応答する低域通過フィルタの遅延時間が略２〜３ナノ秒とＵＷＢ−ＩＲ無線通信のインパルス信号の時間幅略２ナノ秒以上となることが本発明に先立った本発明者等による検討により明らかとされた。

図２５は、本発明者等は本発明に先立って検討されたＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のミキサの出力に接続された低域通過フィルタを示す回路図である。同図に示すように、低域通過フィルタＬＰＦは、伝送ゼロ点生成部ＴＺＧ、２次低域通過フィルタ２ｎｄＬＰＦ、１次低域通過フィルタ１ｓｔＬＰＦ、２次低域通過フィルタ２ｎｄＬＰＦ、１次全域通過フィルタ１ｓｔＡＰＦを含む５次フィルタで構成され、多数のオペレーショナルトランスコンダクタンスアンプと多数の容量とを含んでいる。

図２６は、図２５に示した低域通過フィルタＬＰＦの減衰特性の周波数特性を示す図である。同図に示すように、低域通過フィルタＬＰＦの−３ｄＢダウンのカットオフ周波数ｆｃは略３５０ＭＨｚであり、５００ＭＨｚの入力周波数での減衰量は−２０ｄＢ以上に小さく設定され、１ＧＨｚの入力周波数での減衰量は−６０ｄＢ以下に大きく設定されている。

図２７は、図２５に示した低域通過フィルタＬＰＦの遅延特性の周波数特性を示す図である。同図に示すように、略３５０ＭＨｚのカットオフ周波数ｆｃ以下の入力周波数で図２５に示した低域通過フィルタＬＰＦは略２〜３ナノ秒の遅延時間を有している。

図２８は、本発明者等は本発明に先立って検討されたＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の各部の波形を示す図である。図２８の１番目はこの受信装置のアンテナにより受信されたインパルスの波形であり、図２８の２番目は低雑音増幅器による増幅動作を示し、図２８の３番目はミキサによるミキシング動作を示し、図２８の４番目は低域通過フィルタによるフィルタリング動作を示し、図２８の５番目は可変利得増幅器による増幅動作を示している。このように、低雑音増幅器からミキサまで遅延時間は略無視できるが、特に低域通過フィルタでの信号遅延時間が大きいことが明らかとされた。ＵＷＢ−ＩＲ無線通信のインパルス信号の略２ナノ秒の時間幅Ｔｐよりも、低域通過フィルタＬＰＦでの略２〜３ナノ秒の遅延時間Ｔｄが長い。そのため、低域通過フィルタにより信号延が大きく遅延することを想定していない前記特許文献１に記載された間欠動作技術を低域通過フィルタおよびそれ以降の後段の各回路ブロックに適用すると、低域通過フィルタ及び可変利得増幅器の動作期間と出力信号を出力する期間もしくは入力信号が到来する期間とが同期しなくなり、インパルスに基づくアナログベースバンド信号が喪失すると言う問題が明らかとされた。

また、前記特許文献１に記載されたＵＷＢ−ＩＲ無線通信方式の受信装置は近距離通信のみ念頭においているため、通信距離に応じて増幅利得を制御する可変利得増幅器を含んでいない。本発明者等は本発明に先立って検討されたＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を近距離通信だけでなく中距離通信および遠距離通信にも対応させるため、通信距離に応じて増幅利得を制御する可変利得増幅器の採用を検討した。しかし、通信距離が非常に長くなり可変利得増幅器の増幅利得を著しく増加させるために、可変利得増幅器のバイアス電流を著しく増加しなければならず、消費電力が著しく増大すると言う問題が明らかとされた。

本発明は、上記のような本発明に先立ってなされた本発明者等による種々の検討の結果を基にして、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、初段の低雑音増幅器と、次段の復調器と、前記復調器の出力に接続される低域通過フィルタとを含み、離散的に送信されるインパルス信号を受信する受信装置において、妨害信号を所定の減衰量で減衰するための低域通過フィルタに能動フィルタを使用する際に、増加する消費電力を補償することにある。

また、本発明の他の目的とするところは、初段の低雑音増幅器と、次段の復調器と、前記復調器の出力に接続される低域通過フィルタとを含み、離散的に送信されるインパルス信号を受信する受信装置において、妨害信号を所定の減衰量で減衰するとともに、前記低雑音増幅器、前記ミキサ、前記低域通過フィルタおよびそれ以降の後段の各回路ブロックを間欠動作させて消費電力を低減する際に、低域通過フィルタおよびそれ以降の後段の回路での信号喪失を回避することにある。

また、本発明の他の目的とするところは、前記のような受信装置において、近距離通信だけでなく中距離通信および遠距離通信にも対応するための可変利得増幅器を採用する際に、増加する消費電力を補償することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴とは、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。

本発明の第１の形態による受信装置は、離散的に送信されるインパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）を増幅する低雑音増幅器（１１０）と、前記低雑音増幅器（１１０）の出力に接続された復調器（１２０、１２１）と、前記復調器（１２０、１２１）の出力に接続された低域通過フィルタ（１３０、１３１）と、前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）の出力から抽出されたアナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変換するアナログデジタル変換器（１５０、１５１）と、前記低雑音増幅器（１１０）と前記復調器（１２０、１２１）と前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）と前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）とに接続された動作タイミング制御ユニット（１９０）とを含む。

前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）は能動アンプ（ＯＴＡ１・・・ＯＴＡ８）を含む能動フィルタ（ＴＺＧ、２ｎｄＬＰＦ、１ｓｔＬＰＦ、２ｎｄＬＰＦ、１ｓｔＡＰＦ）で構成されることにより（図２５参照）、前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）は前記復調器（１２０、１２１）の前記出力の前記アナログベースバンド信号を通過する一方前記アナログベースバンド信号の周波数よりも高い妨害信号を抑圧するように所定の周波数特性を持つものである（図２６参照）。

前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の受信期間での前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の受信に応答して前記動作タイミング制御ユニット（１９０）は前記低雑音増幅器（１１０）と前記復調器（１２０、１２１）と前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）と前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）とをそれぞれ動作状態に制御する一方、前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の非受信期間では前記動作タイミング制御ユニット（１９０）は前記低雑音増幅器（１１０）と前記復調器（１２０、１２１）と前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）と前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）とをそれぞれ非動作状態に制御する間欠動作制御を実行するものである（図１、図２参照）。

本発明の前記第１の形態による手段によれば、妨害信号の抑圧のために採用された含む能動フィルタ（ＴＺＧ、２ｎｄＬＰＦ、１ｓｔＬＰＦ、２ｎｄＬＰＦ、１ｓｔＡＰＦ）の能動アンプ（ＯＴＡ１・・・ＯＴＡ８）の消費電力の増加を、前記低雑音増幅器（１１０）と前記復調器（１２０、１２１）と前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）と前記可変利得増幅器（１４０、１４１）と前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）の間欠動作による消費電力削減により補償することができる。

本発明の第１の好適な形態による受信装置では、前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の前記受信期間から前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の前記非受信期間に移行する際に、前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）の前記所定の周波数特性に対応する前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）の遅延時間（Ｔｄ）と前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）のパルス幅の時間幅（Ｔｐ）との合計時間の間に、前記動作タイミング制御ユニット（１９０）は前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）を動作状態に制御するものである（図１、図２、図３、図４参照）。

本発明の前記第１の形態による手段によれば、前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の前記受信期間から前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の前記非受信期間に移行する際に、前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）の遅延時間（Ｔｄ）と前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）のパルス幅の時間幅（Ｔｐ）との合計時間の間に、前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）は動作状態に制御されるので、比較的大きな前記遅延時間（Ｔｄ）を持つ前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）での信号喪失を回避することができる。

本発明の第１の他の好適な形態による受信装置では、前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の前記受信期間から前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の前記非受信期間に移行する際に、前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）の前記遅延時間（Ｔｄ）の経過の後に少なくとも前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の前記パルス幅の前記時間幅（Ｔｐ）の期間に、前記動作タイミング制御ユニット（１９０）は前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）を動作状態に制御するものである（図１、図２、図３、図４参照）。

本発明の前記第１の他の好適な形態による手段によれば、前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）での信号喪失を回避することができる。

本発明の第１のより好適な形態では、前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）はウルトラワイドバンド・インパルスラジオ通信によるインパルス信号であり、前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の周波数スペクトラムは中心周波数が略４ＧＨｚで周波数帯域が約５００ＭＨｚの超高周波帯域信号であり、前記アナログベースバンド信号の前記周波数よりも高い前記妨害信号は５ＧＨｚ無線ＬＡＮによる略１ＧＨｚのスプリアス妨害信号である。

本発明の第１の更に好適な形態では、前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）は複数の能動アンプ（ＯＴＡ１・・・ＯＴＡ８）と複数の容量（Ｃ１１・・・Ｃ６）とからなる高次の能動フィルタ（ＴＺＧ、２ｎｄＬＰＦ、１ｓｔＬＰＦ、２ｎｄＬＰＦ、１ｓｔＡＰＦ）で構成されている（図２５参照）。

本発明の第１の更に好適な他の形態では、前記低雑音増幅器（１１０）と前記復調器（１２０、１２１）と前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）と前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）は直列接続回路を構成している。前記直列接続回路の奇数段の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは電源電圧側と接地電圧側の一方に接続され、前記直列接続回路の偶数段の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは電源電圧側と接地電圧側の他方に接続されている（図１参照）。

本発明の第１の最も好適な形態による受信装置は、前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）の出力の前記デジタルベースバンド信号を処理するベースバンド処理ユニット（１６０）を更に含む。

前記ベースバンド処理ユニット（１６０）は前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）から出力されるウルトラワイドバンド・インパルスラジオ通信でのペイロードデータの転送の前に転送されるプリアンブルデータの前記デジタルベースバンド信号（ＲＸ＿Ｄａｔａ）を基に前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の同期捕捉を行うものである（図５参照）。

本発明の第１の具体的な形態では、前記復調器はミキサ（１２０、１２１）と自乗型復調器（１２２）とのいずれかで構成されている（図１、図２４参照）。

本発明の第２の形態による受信装置は、離散的に送信されるインパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）を増幅する低雑音増幅器（１１０）と、前記低雑音増幅器（１１０）の出力に接続された復調器（１２０、１２１）と、前記復調器（１２０、１２１）の出力に接続された低域通過フィルタ（１３０、１３１）と、前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）の出力に接続された可変利得増幅器（１４０、１４１）と、前記可変利得増幅器（１４０、１４１）の出力のアナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変換するアナログデジタル変換器（１５０、１５１）と、前記低雑音増幅器（１１０）と前記復調器（１２０、１２１）と前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）と前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）とに接続された動作タイミング制御ユニット（１９０）とを含む。

前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の受信信号レベルが低い場合には、前記可変利得増幅器（１４０、１４１）のバイアス電流が増加されることにより、前記可変利得増幅器（１４０、１４１）の増幅利得が増加される。

前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の受信期間での前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の受信に応答して前記動作タイミング制御ユニット（１９０）は前記低雑音増幅器（１１０）と前記復調器（１２０、１２１）と前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）と前記可変利得増幅器（１４０、１４１）と前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）とをそれぞれ動作状態に制御する一方、前記インパルス信号（Ｉｍｐｌｓ）の非受信期間では前記動作タイミング制御ユニット（１９０）は前記低雑音増幅器（１１０）と前記復調器（１２０、１２１）と前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）と前記可変利得増幅器（１４０、１４１）と前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）とをそれぞれ非動作状態に制御する間欠動作制御を実行するものである（図１、図２、図３、図４参照）。

本発明の前記第２の形態による手段によれば、近距離通信だけでなく中距離通信および遠距離通信にも対応するための可変利得増幅器（１４０、１４１）の採用による消費電力の増加を、前記低雑音増幅器（１１０）と前記復調器（１２０、１２１）と前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）と前記可変利得増幅器（１４０、１４１）と前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）の間欠動作による消費電力削減により補償することができる。

本発明の第２の好適な形態による受信装置では、前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）は能動アンプ（ＯＴＡ１・・・ＯＴＡ８）を含む能動フィルタ（ＴＺＧ、２ｎｄＬＰＦ、１ｓｔＬＰＦ、２ｎｄＬＰＦ、１ｓｔＡＰＦ）で構成されることにより（図２５参照）、前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）は前記復調器（１２０、１２１）の前記出力の前記アナログベースバンド信号を通過する一方前記アナログベースバンド信号の周波数よりも高い周波数妨害信号を抑圧するように所定の周波数特性を持つものである（図２６参照）。

本発明の前記第２の好適な形態による手段によれば、妨害信号の抑圧のために採用された含む能動フィルタ（ＴＺＧ、２ｎｄＬＰＦ、１ｓｔＬＰＦ、２ｎｄＬＰＦ、１ｓｔＡＰＦ）の能動アンプ（ＯＴＡ１・・・ＯＴＡ８）の消費電力の増加を、前記低雑音増幅器（１１０）と前記復調器（１２０、１２１）と前記低域通過フィルタ（１３０、１３１）と前記可変利得増幅器（１４０、１４１）と前記アナログデジタル変換器（１５０、１５１）の間欠動作による消費電力削減により補償することができる。

本発明のその他の目的とその他の特徴とは、以下の説明から明らかとなるであろう。

本発明によれば、初段の低雑音増幅器と、次段の復調器と、前記復調器の出力に接続される低域通過フィルタとを含み、離散的に送信されるインパルス信号を受信する受信装置において、妨害信号を所定の減衰量で減衰するための低域通過フィルタに能動フィルタを使用する際に、増加する消費電力を補償することができる。

また、本発明によれば、初段の低雑音増幅器と、次段の復調器と、前記復調器の出力に接続される低域通過フィルタとを含み、離散的に送信されるインパルス信号を受信する受信装置において、妨害信号を所定の減衰量で減衰するとともに、前記低雑音増幅器、前記ミキサ、前記低域通過フィルタおよびそれ以降の後段の各回路ブロックを間欠動作させて消費電力を低減する際に、低域通過フィルタおよびそれ以降の後段の回路での信号喪失を回避することができる。

また、本発明によれば、前記のような受信装置において、近距離通信だけでなく中距離通信および遠距離通信にも対応するための可変利得増幅器を採用する際に、増加する消費電力を補償することができる。

本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。尚、以下に説明する実施形態は、本発明を実施するための一例を示したに過ぎず、本発明を限定するものではない。

（第１の実施形態）
≪ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置≫
図１は、本発明の第１の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成を示すブロック図である。

本実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置が受信するＵＷＢ−ＩＲ無線通信のインパルス信号Ｉｍｐｌｓの時間幅が略２ナノ秒で、インパルス信号Ｉｍｐｌｓとインパルス信号Ｉｍｐｌｓとの間隔Ｔｉが略３０ナノ秒である。また、インパルス信号Ｉｍｐｌｓの周波数スペクトルは、中心周波数が略４ＧＨｚで周波数帯域が約５００ＭＨｚの超高周波帯域信号である。本実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置は、受信アンテナ（ＡＮＴ）１０１と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１０と、ミキサ（ＭＩＸ）１２０、１２１と、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１３０、１３１と、可変利得増幅器（ＶＧＡ）１４０、１４１と、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１５０、１５１と、ベースバンド処理ユニット（ＢＢ）１６０と、位相ロックループ（ＰＬＬ）１７０と、クロック生成ユニット（Ｃｌｋ＿Ｇｅｎ）１８０と、動作タイミング制御ユニット１９０（Ｏｐｔ＿Ｃｎｔ）とを含んでいる。

受信アンテナ１０１で受信したＵＷＢ−ＩＲ無線通信のインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓは、低雑音増幅器１１０によって増幅され、ミキサ１２０、１２１によりインパルス受信信号と位相ロックループ１７０から出力されるローカル信号Ｓ２００、Ｓ２０１とのミキシングによる周波数変換が行われる。その結果、約５００ＭＨｚの周波数帯域のアナログベースバンド信号が、ミキサ１２０、１２１の出力から形成される。尚、位相ロックループ１７０からのローカル信号Ｓ２００、Ｓ２０１は、位相が９０度互いに異なる信号である。

受信アンテナ１０１で受信したＵＷＢ−ＩＲ無線通信のインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓは、図１に示すように中心周波数が略４ＧＨｚのＲＦ超高周波成分と約５００ＭＨｚの周波数帯域幅のアナログベースバンド信号成分とを含んでいる。尚、約５００ＭＨｚの周波数帯域幅のアナログベースバンド信号成分は、インパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの包落線信号成分に対応している。後に説明するＵＷＢ−ＩＲ無線通信の同期捕捉が完了すると、位相ロックループ１７０からミキサ１２０、１２１に供給されるローカル信号Ｓ２００、Ｓ２０１の位相は、インパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの略４ＧＨｚのＲＦ超高周波成分の位相と一致するようになる。

ミキサ１２０、１２１は受信したインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの略４ＧＨｚのＲＦ超高周波信号を約５００ＭＨｚの周波数帯域幅のアナログベースバンド信号へ周波数ダウンコンバージョンする際に、ローカル信号Ｓ２００、Ｓ２０１のタイミングでインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの略４ＧＨｚのＲＦ超高周波成分をサンプリングする。このサンプリングにより、ミキサ１２０、１２１はインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの包落線信号成分（アナログベースバンド信号成分）を形成する。従って、ミキサ１２０、１２１は、周波数ダウンコンバータとして動作するとともに、ローカル信号Ｓ２００、Ｓ２０１のタイミングでインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの信号レベルを同期検波する同期検波復調器としても動作する。図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置でミキサ１２０、１２１が同期検波復調器としても動作するので、この受信装置はコヒーレントな受信装置と呼ばれている。

ミキサ１２０、１２１の出力はインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの包落線信号成分（アナログベースバンド信号成分）を含むとともに、不必要なインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの略４ＧＨｚのＲＦ超高周波成分やローカル信号Ｓ２００、Ｓ２０１の超高周波成分も含んでいる。これらの不必要な超高周波成分を抑圧するために、ミキサ１２０、１２１の出力信号は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１３０、１３１に供給される。もし、ローカル信号Ｓ２００、Ｓ２０１の位相がインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの略４ＧＨｚのＲＦ超高周波成分の位相と一致していなければ、同期検波復調器としてのミキサ１２０、１２１の出力からインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの包落線信号成分（アナログベースバンド信号成分）を形成することができず、殆んど略４ＧＨｚのＲＦ超高周波成分のみが生成される。このように、周波数変換されたアナログベースバンド信号は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１３０、１３１によって所望の周波数信号が抽出されて、可変利得増幅器１４０、１４１によって所定のレベルまで増幅される。

図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１３０、１３１も、本発明に先立って検討されたＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のミキサの出力に接続された低域通過フィルタと同様に、５ＧＨｚ無線ＬＡＮによる略１ＧＨｚのスプリアス妨害信号の妨害信号レベルを十分に低減してＵＷＢ−ＩＲ無線通信の希望のアナログベースバンド信号を実用的な受信レベルに確保するために、図２５に示す５次フィルタによって構成されている。この５次フィルタは、伝送ゼロ点生成正西部ＴＺＧ、２次低域通過フィルタ２ｎｄＬＰＦ、１次低域通過フィルタ１ｓｔＬＰＦ、２次低域通過フィルタ２ｎｄＬＰＦ、１次全域通過フィルタ１ｓｔＡＰＦを含む５次フィルタで構成され、多数のオペレーショナルトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１・・・ＯＴＡ８と多数の容量Ｃ１・・・Ｃ６とを含んでいる。

従って、図２６に示すように、低域通過フィルタＬＰＦの−３ｄＢダウンのカットオフ周波数ｆｃは略３５０ＭＨｚであり、５００ＭＨｚの入力周波数での減衰量は−２０ｄＢ以上に小さく設定され、１ＧＨｚの入力周波数での減衰量は−６０ｄＢ以下に大きく設定されている。

また、図２７に示すように、略３５０ＭＨｚのカットオフ周波数ｆｃ以下の入力周波数で図２５に示した低域通過フィルタＬＰＦは略２〜３ナノ秒の遅延時間を有している。尚、可変利得増幅器１４０、１４１の利得は、ベースバンド処理ユニット１６０がアナログデジタル変換器１５０、１５１の出力信号を基に制御してもよいし、制御回路を追加して可変利得増幅器１４０、１４１の出力信号強度を検出し、その結果を基に制御してもよい。その後、増幅されたアナログベースバンド信号はアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１５０、１５１によってデジタルベースバンド信号ＲＸ＿Ｄａｔａに変換され、ベースバンド処理ユニット１６０に供給される。

ベースバンド処理ユニット１６０はアナログデジタル変換器１５０、１５１から出力されるデジタルベースバンド信号ＲＸ＿Ｄａｔａを基に、インパルス受信信号の同期捕捉、同期追跡及びデータ復元等を行う。そして、同期捕捉と同期追跡の結果を基に、ベースバンド処理ユニット１６０はタイミング制御信号Ｓ２０９を出力して、クロック生成ユニット１８０から出力されるクロック信号Ｓ２０２のタイミングを制御する。例えば、同期追跡の結果、インパルス受信信号の到来タイミングがインパルス受信信号をサンプリングするタイミングより早いことが分かった場合、クロック信号Ｓ２０２のタイミングを早め、インパルス受信信号の到来タイミングにインパルス受信信号をサンプリングするタイミングを近接させる。

クロック生成ユニット１８０からのクロック信号Ｓ２０２は動作タイミング制御ユニット１９０に供給され、動作タイミング制御ユニット１９０はアナログデジタル変換部１５０、１５１とベースバンド処理ユニット１６０にクロック信号Ｓ２０３を出力する。更に、動作タイミング制御ユニット１９０は、低雑音増幅器１１０に接続された電源スイッチＳＷ１１０、ミキサ１２０、１２１に接続された電源スイッチＳＷ１２０、ＳＷ１２１、低域通過フィルタ１３０、１３１に接続された電源スイッチＳＷ１３０、ＳＷ１３１、可変利得増幅器１４０、１４１に接続された電源スイッチＳＷ１４０、ＳＷ１４１、アナログデジタル変換器１５０、１５１に接続された電源スイッチＳＷ１５０、ＳＷ１５１へそれぞれ間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８を供給する。間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８は、各段の回路の電流経路を遮断する電源スイッチＳＷ１１０、ＳＷ１２０、ＳＷ１２１、ＳＷ１３０、ＳＷ１３１、ＳＷ１４０、ＳＷ１４１、ＳＷ１５０、ＳＷ１５１のオン・オフ制御動作を行うことによって、各段の回路の間欠動作を制御する。例えば、これらの電源スイッチはハイレベルの電源電圧が入力されるとオンとなり、ローレベルのグラウンド電圧が入力されるとオフとなるようなスイッチの場合には、間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８は各段の回路の動作期間のみハイレベルの電源電圧となり、残りの期間はローレベルのグラウンド電圧となるような波形となる。

図２は、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の間欠動作例を説明するための波形図である。従来より、例えばＧＳＭ方式(Global System for Mobile Communication)の携帯電話では、携帯電話端末の通信動作は、ＴＤＭＡ(Time-Division Multiple Access)方式に従って、基地局からの受信を行う受信スロットと、基地局への送信を行う送信スロットと、受信も送信も行わないアイドルスロットとに分割される。従って、図２の上の３つの波形に示すように、ＧＳＭ方式のＴＤＭＡ方式による通信方式での受信スロットでは、携帯電話端末はＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＲＦの受信とベースバンド信号の受信パケットデータＲｘＰＣＫの受信のためにＲＦ受信間欠動作ＲＸ＿ＲＦ＿Ｉｍｐ＿ＯＰは活性状態Ａｃｔとされる。しかし、送信スロットとアイドルスロットとでは、ＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＲＦの受信は中止され、ベースバンド信号の受信パケットデータＲｘＰＣＫの受信も中止され、ＲＦ受信間欠動作ＲＸ＿ＲＦ＿Ｉｍｐ＿ＯＰはディスエーブル状態Ｄｉｓとされる。

これに対して、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置では、図２の下の２つの波形に示すように、パケット受信中のＵＷＢ−ＩＲ通信のインパルス受信信号ＵＷＢ＿ＩＲが存在する期間とインパルス受信信号ＵＷＢ＿ＩＲが存在しない期間とでＵＷＢ−ＩＲ受信間欠動作ＵＷＢ＿ＩＲ＿Ｉｍｐ＿ＯＰはそれぞれ活性状態Ａｃｔとディスエーブル状態Ｄｉｓとに制御される。

従って、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置では、ベースバンド処理ユニット１６０に供給されるクロック信号Ｓ２０３と各段の回路の電源スイッチに供給される間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８とのタイミングは、各段の回路を信号が伝達する際の伝達遅延時間と各段の回路の電流経路を制御するスイッチがオンとされてから各段の回路が動作を開始するまでの起動時間とを考慮して、設定さていれる。そのため、伝達遅延時間が他の回路と比較して長い回路は、他の回路よりも長い起動時間が必要である。

図３は、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の間欠動作を説明するための波形図である。特に、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信のインパルス信号の略２ナノ秒の時間幅Ｔｐよりも、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１３０、１３１での略２〜３ナノ秒の遅延時間Ｔｄが長いことが考慮されている。従って、低域通過フィルタ１３０、１３１を活性状態Ａｃｔに制御するための間欠動作制御信号Ｓ２０６がハイレベルである期間が、低域通過フィルタ１３０、１３１の略２〜３ナノ秒の遅延時間ＴｄとＵＷＢ−ＩＲ無線通信のインパルス信号の略２ナノ秒の時間幅ＴＰとの合計時間より長く設定されている。また図３に示すように、各段の回路の電源スイッチに供給される間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８のハイレベル期間に各段の回路は活性状態Ａｃｔに制御され、間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８のローレベル期間に各段の回路はディスエーブル状態Ｄｉｓに制御される。すなわち、低雑音増幅器１１０、ミキサ１２０、１２１、低域通過フィルタ１３０、１３１、可変利得増幅器１４０、１４１、アナログデジタル変換器１５０、１５１は、それぞれの入力信号を正常に処理できるように、それぞれの回路の伝達遅延時間と起動時間を基に、全ての回路の動作期間とタイミングとが等しく設定されている。その結果、低雑音増幅器１１０の出力信号Ｓ２１１、ミキサ１２０の出力信号Ｓ２１２、低域通過フィルタ１３０の出力信号Ｓ２１３、可変利得増幅器１４０の出力信号Ｓ２１４に示すように各段の回路で信号が喪失されることなく伝達されて、アナログデジタル変換器１５０によってクロック信号Ｓ２０３のタイミングＳＰＬでサンプリングされ、デジタルベースバンド信号に変換される。

図４は、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の他の間欠動作を説明するための波形図である。図３に示すように、各段の回路の電源スイッチに供給される間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８のハイレベル期間に各段の回路は活性状態Ａｃｔに制御され、間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８のローレベル期間に各段の回路はディスエーブル状態Ｄｉｓに制御される。また図４の波形図が図３の波形図と相違するのは、低雑音増幅器１１０、ミキサ１２０、１２１、低域通過フィルタ１３０、１３１、可変利得増幅器１４０、１４１、アナログデジタル変換器１５０、１５１が、それぞれの入力信号を正常に処理できるように、それぞれの回路の伝達遅延時間と起動時間を基に、それぞれの回路の動作期間とタイミングを個別に設定していることである。すなわち、低域通過フィルタ１３０が活性状態Ａｃｔに制御される動作期間が、他の回路が活性状態Ａｃｔに制御される動作期間よりも長く設定されている。従って、図３の波形図の場合と比較して、図４の波形図の場合には各段の回路における無駄な動作期間を削減できるため、さらに消費電力を低減できる。

また、図３の波形図と図４の波形図の間の波形図を採用することも可能である。すなわち、一部の回路の動作期間とタイミングとを等しく設定して、残りの回路の動作期間とタイミングとを個別に設定することも可能である。例えば、低雑音増幅器１１０とミキサ１２０、１２１の動作期間とタイミングとを等しく設定して、低域通過フィルタ１３０、１３１と可変利得増幅器１４０、１４１の動作期間とタイミングとを個別に設定してもよい。

尚、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成は、一例に過ぎない。例えば、低雑音増幅器１１０の前段あるいは後段に帯域通過フィルタまたは高域通過フィルタを挿入でき、低域通過フィルタや可変利得増幅器を複数個使用でき、増幅器を追加できる。その場合には、これらの追加された回路に、同様に間欠動作制御信号を供給して間欠動作制御を行うものである。

また、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成は、無線通信を想定した一例である。しかし、本発明は、無線通信に限定されるものではなく、ＵＷＢ−ＩＲ有線通信の受信装置にも適用することができる。無線通信と有線通信との差は、伝播経路の相違でしかない。ＵＷＢ−ＩＲ有線通信の受信装置の場合には、受信アンテナ１０１を用いず、通信信号線を低雑音増幅器１１０に直接接続すれば良い。例えば、プリント基板上の配線や、電源線や、その他の物質を介して通信する。尚、低雑音増幅器１１０の前段もしくは後段にイコライザ（波形等化器）を配置してもよく、その場合にはイコライザを含むＵＷＢ−ＩＲ有線通信の受信装置を構成する各段の回路に間欠動作を実行させることが可能である。また、伝達遅延時間や起動時間が非常に長くディスエーブル状態Ｄｉｓの動作停止期間が十分に取れない回路がある場合には、その回路以外の回路について、間欠動作を行えばよい。また、１つの回路ブロック内に動作停止できる部分と動作停止できない部分とが混在する場合には、動作停止できる部分の回路について間欠動作を行えばよい。例えば、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１５０、１５１のアナログ入力信号と基準電圧を比較する比較器は動作停止させ、基準電圧を生成するバンドギャップ電圧発生回路は起動時間が長いため間欠動作や動作停止をさせない等である。

図５は、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の動作タイミング制御ユニット１９０、クロック生成ユニット１８０の構成を示すブロック図である。同図に示すように、動作タイミング制御ユニット１９０は遅延回路列１９１と論理回路１９２とで構成され、クロック生成ユニット１８０は発振器１８１と遅延ロックループ１８２とセレクタ１８３とで構成されている。発振器１８１の出力からのクロック信号は、遅延ロックループ１８２に供給される。遅延ロックループ１８２では、図５の中央の詳細図に示すように、発振器１８１の出力からのクロック信号の位相と遅延ロックループ１８２の可変遅延回路ＶＤＬの遅延クロック信号との位相が一致するように、遅延ロックループ１８２の位相比較器ＰＤとチャージポンプＣＰとループフィルタＬＦとが負帰還制御動作を行う。この負帰還制御は、ループフィルタＬＦの出力の遅延時間制御信号Ｓ２１０により行われる。

図５の下の波形図に示すように、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信でのペイロードデータＤａｔａの転送の前に転送されるプリアンブルデータＰｒｅａｍｂｌｅの受信データＲｘ＿Ｄａｔａを利用して、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の同期捕捉が実行される。ベースバンド処理ユニット１６０を介してアナログデジタル変換器１５０、１５１からのプリアンブルデータＰｒｅａｍｂｌｅの受信データＲｘ＿Ｄａｔａが、制御回路Ｃｎｔの入力に供給されている。制御回路Ｃｎｔの出力の制御信号Ｓ２０９は、セレクタ１８３に対して初期値として可変遅延回路ＶＤＬの１段目の遅延回路Ｄ０の出力信号Ｌ０を選択して出力信号Ｓ２０２として出力させる。クロック生成部１８０でこの選択されたクロック出力信号Ｓ２０２のタイミングにより、動作タイミング制御部１９０から生成される間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８のタイミングが決定される。このタイミングでの間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８にＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路が応答する。ＵＷＢ−ＩＲ受信装置のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１５０、１５１の出力からベースバンド処理ユニット（ＢＢ）１６０へデジタルベースバンド信号が供給され、このデジタルベースバンド信号に基づいて供給されるプリアンブルデータＰｒｅａｍｂｌｅの受信データＲｘ＿Ｄａｔａから正確な“１”と“０”との２値データが得られたかを制御回路Ｃｎｔがチェックする。正確な２値データが得られなかった場合には、制御回路Ｃｎｔの出力の制御信号Ｓ２０９はセレクタ１８３に対して可変遅延回路ＶＤＬの２段目の遅延回路Ｄ１の出力信号Ｌ１を選択して出力信号Ｓ２０２として出力させ、制御回路Ｃｎｔは正確な２値データが得られるか否かを再びチェックする。同様な処理の繰り返しにより、クロック生成部１８０で選択され出力されるクロック出力信号Ｓ２０２のタイミングがプリアンブルデータＰｒｅａｍｂｌｅの受信データＲｘ＿Ｄａｔａのタイミングと一致して、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の同期捕捉が完了する。

同期捕捉が完了した時点で、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信でのペイロードデータＤａｔａを受信するために、同期捕捉が完了したクロック生成部１８０のクロック出力信号Ｓ２０２に基づき動作タイミング制御部１９０は間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８の最終的なタイミングを決定するものである。

動作タイミング制御部１９０の遅延回路列１９１の直列接続された各遅延回路は、クロック生成部１８０からのクロック出力信号Ｓ２０２に応答して遅延信号を出力する。遅延回路列１９１から最初に出力される遅延パルスが論理回路１９２の３個目のＡＮＤ回路の非反転入力端子に供給されて、３個目のＡＮＤ回路の出力から低域通過フィルタ１３０、１３１を活性状態Ａｃｔに制御する間欠動作制御信号Ｓ２０６が生成される。遅延回路列１９１から２番目に出力される遅延パルスが論理回路１９２の５個目のＡＮＤ回路の非反転入力端子に供給されて、低雑音増幅器１１０を活性状態Ａｃｔに制御する間欠動作制御信号Ｓ２０４が生成される。遅延回路列１９１から３番目に出力される遅延パルスが論理回路１９２の４個目のＡＮＤ回路の非反転入力端子に供給されて、ミキサ１２０、１２１を活性状態Ａｃｔに制御する間欠動作制御信号Ｓ２０５が生成される。遅延回路列１９１から４番目に出力される遅延パルスが論理回路１９２の２個目のＡＮＤ回路の非反転入力端子に供給されて、可変利得増幅器１４０、１４１を活性状態Ａｃｔに制御する間欠動作制御信号Ｓ２０７が生成される。遅延回路列１９１から５番目に出力される遅延パルスが論理回路１９２の５個目のＡＮＤ回路の反転入力端子に供給されて、低雑音増幅器１１０をディスエーブル状態Ｄｉｓに制御する間欠動作制御信号Ｓ２０４が生成される。遅延回路列１９１から６番目に出力される遅延パルスが論理回路１９２の４個目のＡＮＤ回路の反転入力端子に供給されて、ミキサ１２０、１２１をディスエーブル状態Ｄｉｓに制御する間欠動作制御信号Ｓ２０５が生成される。遅延回路列１９１から７番目に出力される遅延パルスが論理回路１９２の１個目のＡＮＤ回路の非反転入力端子に供給されて、アナログデジタル変換器１５０、１５１を活性状態Ａｃｔに制御する間欠動作制御信号Ｓ２０８が生成される。遅延回路列１９１から８番目に出力される遅延パルスが論理回路１９２の３個目のＡＮＤ回路の反転入力端子に供給されて、３個目のＡＮＤ回路の出力から低域通過フィルタ１３０、１３１をディスエーブル状態Ｄｉｓに制御する間欠動作制御信号Ｓ２０６が生成される。遅延回路列１９１から９番目に出力される遅延パルスが論理回路１９２の２個目のＡＮＤ回路の反転入力端子に供給されて、可変利得増幅器１４０、１４１をディスエーブル状態Ｄｉｓに制御する間欠動作制御信号Ｓ２０７が生成される。遅延回路列１９１から１０番目に出力される遅延パルスが論理回路１９２の１個目のＡＮＤ回路の反転入力端子に供給されて、アナログデジタル変換器１５０、１５１をディスエーブル状態Ｄｉｓに制御する間欠動作制御信号Ｓ２０８が生成される。このようにして、図５に示した動作タイミング制御ユニット１９０、クロック生成ユニット１８０を使用することによって、図４の波形図に示した間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８の波形を生成することが可能となる。

尚、動作タイミング制御ユニット１９０の遅延回路列１９１の各遅延回路は、クロック生成ユニット１８０内の遅延ロックループ１８２の可変遅延回路ＶＤＬを構成する各遅延回路Ｄ０…Ｄｎと同一とすることが推奨される。また、図５に示すように、遅延ロックループ１８２のループフィルタＬＦの遅延時間制御信号Ｓ２１０を遅延回路列１９１の各遅延回路にも供給して遅延時間を制御することが推奨される。また、遅延回路列１９１の遅延回路の直列接続数で各間欠動作制御信号のタイミングを設定するだけではなく、各遅延回路の遅延時間を個々に設定することにより、各間欠動作制御信号のタイミングを設定してもよい。また、伝達遅延時間が短く、起動時間があまり変わらない回路がある場合には、共通の間欠動作制御信号を使用することができる。例えば、低雑音増幅器１１０の伝達遅延時間が短く、低雑音増幅器１１０とミキサ１２０、１２１の起動時間の差が小さければ、間欠動作制御信号Ｓ２０４を低雑音増幅器１１０だけではなく、ミキサ１２０、１２１にも供給することができる。この場合、間欠動作制御信号Ｓ２０５を使用しないため、間欠動作制御信号Ｓ２０５を生成する論理回路は不必要となる。さらに、可変利得増幅器１４０の動作期間が低雑音増幅器１１０の動作期間と略等しく、タイミングのみが異なる場合は、間欠動作制御信号Ｓ２０４を遅延させ、可変利得増幅器１４０に供給することができる。この場合、間欠動作制御信号Ｓ２０７を使用しないため、間欠動作制御信号Ｓ２０７を生成する論理回路は不必要となる。以上のように同期捕捉と同期追跡の結果に基づいて制御されたクロック出力信号Ｓ２０２を使用することにより、アナログデジタル変換器１５０、１５１のサンプリングタイミングに合わせて間欠動作することができるため、同期捕捉後のみならず、待ち受け時にも間欠動作が可能となる。

図６は、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の動作タイミング制御ユニット１９０、クロック生成ユニット１８０の他の構成を示すブロック図である。同図に示すように、動作タイミング制御ユニット１９０とクロック生成ユニット１８０とは、発振器１８１と、遅延ロックループ１８２と、セレクタ１８４と、論理回路１９２とで構成されている。発振器１８１のクロック出力信号は、遅延ロックループ１８２に供給される。遅延ロックループ１８２の複数の遅延回路からの互いに位相の異なる複数の遅延信号は、セレクタ１８４に供給される。遅延ロックループ１８２の各遅延回路での遅延信号は、同期捕捉及び同期追跡に必要な時間分解能を有する。セレクタ１８４には、図５と同様な制御回路Ｃｎｔの出力の制御信号Ｓ２０９が供給される。セレクタ１８４は遅延ロックループ１８２の複数の遅延回路からセレクタ１８４に供給された複数の遅延信号のタイミングを選択して、論理回路１９２に供給する。これらのタイミング信号は論理回路１９２で合成され、低雑音増幅器１１０、ミキサ１２０、１２１、低域通過フィルタ１３０、１３１、可変利得増幅器１４０、１４１、アナログデジタル変換器１５０、１５１の動作期間を制御する間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８が論理回路１９２から出力される。

図６に示した動作タイミング制御ユニット１９０、クロック生成ユニット１８０の構成は、図５に示した遅延回路列１９１の機能を図５の遅延ロックループ１８２に持たせているので、図５の遅延回路列１９１を不必要としている。そのため図６の構成は、図５の構成において遅延回路列１９１の遅延回路の直列接続数が大きい場合に特に好適である。更に、図３の波形図の間欠動作のように、各段の回路の間欠動作制御信号が等しい動作期間及びタイミングである場合に、セレクタ１８４の出力信号を３本に減少してセレクタ１８４の回路規模を縮小する場合にも好適である。もちろん、セレクタ１８４の本数の減少した出力信号をさらに遅延させて、複数のタイミングの間欠動作制御信号を生成することも可能である。

図７は、直列接続された複数の信号反転回路を間欠動作させるための複数のスイッチによる制御動作を説明するための図である。一方、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置では、１段目の低雑音増幅器１１０と、２段目のミキサ１２０、１２１と、３段目の低域通過フィルタ１３０、１３１と、４段目の可変利得増幅器１４０、１４１と、５段目のアナログデジタル変換器１５０、１５１とが直列に接続されている。

図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の直列接続回路では、１段目と３段目と５段目の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは接地電圧ＧＮＤの側に接続され、２段目と４段目の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは電源電圧Ｖｄｄの側に接続されている。一般に種々の電子回路はＭＯＳトランジスタ等の増幅トランジスタを含むので、電子回路の信号入力端子に供給される入力電圧の位相と逆位相の出力電圧が出力端子から生成されることが多い。

図７の回路では、直列接続された信号反転回路３０１、３０２を間欠動作させるためのスイッチ３１１、３１２が全て接地電圧ＧＮＤの側に接続されている。従って、信号反転回路３０１、３０２をディスエーブル状態として信号反転回路３０１、３０２の電流を遮断するようにスイッチ３１１、３１２をオフに制御している時には、信号反転回路３０１、３０２の出力端子のレベルはともに電源電圧Ｖｄｄとなる。信号反転回路３０１、３０２を活性状態にするためにスイッチ３１１、３１２をオン状態に制御すると、信号反転回路３０１、３０２に動作電流が流れ始めるので、信号反転回路３０１、３０２の出力端子のレベルはともに電源電圧Ｖｄｄから所定の接地電圧ＧＮＤに低下しようとする。実際に、１段目の信号反転回路３０１は、入力電圧のレベルに応答して出力電圧レベルは電源電圧Ｖｄｄから所定の接地電圧ＧＮＤに低下する。この１段目の信号反転回路３０１の出力電圧レベルの電源電圧Ｖｄｄから所定の接地電圧ＧＮＤへのレベル低下は２段目の信号反転回路３０２の入力電圧レベル変化となるので、２段目の信号反転回路３０２は入力電圧レベル変化と逆のレベル上昇の出力電圧を発生しようとする。しかし、信号反転回路３０２に動作電流が流れ始めていたので、信号反転回路３０２の出力端子の電圧レベルは電源電圧Ｖｄｄから所定の接地電圧ＧＮＤへ低下しようとしていた。従って、２段目の信号反転回路３０２では、出力端子の出力電圧レベルの制御に関して互いに矛盾する動作が行われるので、出力電圧レベルが電源電圧Ｖｄｄから最終レベルまで安定するための安定化時間ＳＴが長くなってしまう。

図８は、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置で直列接続された複数の信号反転回路を間欠動作させるための複数のスイッチによる制御動作を説明するための図である。

上述したように、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の直列接続回路では、１段目と３段目と５段目の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは接地電圧ＧＮＤの側に接続され、２段目と４段目の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは電源電圧Ｖｄｄの側に接続されている。

図８の回路でも、直列接続された信号反転回路３０３、３０４の１段目の信号反転回路３０３を間欠動作させるためのスイッチＳＷ３１３が接地電圧ＧＮＤの側に接続され２段目の信号反転回路３０４を間欠動作させるためのスイッチＳＷ３１４が電源電圧Ｖｄｄの側に接続されている。従って、信号反転回路３０３、３０４をディスエーブル状態として信号反転回路３０３、３０４の電流を遮断するようにスイッチ３１３、３１４をオフに制御している時には、１段目の信号反転回路３０３の出力端子の出力電圧レベルは電源電圧Ｖｄｄとなり、２段目の信号反転回路３０４の出力端子の出力電圧レベルは接地電圧ＧＮＤとなっている。信号反転回路３０３、３０４を活性状態にするためにスイッチ３１３、３１４をオン状態に制御すると、信号反転回路３０３、３０４に動作電流が流れ始めるので、１段目の信号反転回路３０３の出力端子の出力電圧レベルは電源電圧Ｖｄｄから所定の接地電圧ＧＮＤに低下して、２段目の信号反転回路３０４の出力端子の出力電圧レベルは接地電圧ＧＮＤから所定の電源電圧Ｖｄｄに上昇する。この１段目の信号反転回路３０３の出力電圧レベルの電源電圧Ｖｄｄから所定の接地電圧ＧＮＤへのレベル低下は２段目の信号反転回路３０４の入力電圧レベル変化となるので、２段目の信号反転回路３０４の出力電圧レベルの接地電圧ＧＮＤから所定の電源電圧Ｖｄｄへの上昇が更に加速されることになる。従って、２段目の信号反転回路３０４では、出力端子の出力電圧レベルの制御に関して加速動作が行われるので、出力電圧レベルが接地電圧ＧＮＤから最終レベルまで安定するための安定化時間ＳＴを短縮することができる。

従って、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の直列接続回路では、１段目と３段目と５段目の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは接地電圧ＧＮＤの側に接続され、２段目と４段目の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは電源電圧Ｖｄｄの側に接続されているので、各段での安定化時間ＳＴを短縮することができる。

尚、各段の回路の伝達遅延時間が極めて大きい場合には、安定時間の短縮の効果をそれ程発揮しないものとなる。なぜなら、スイッチのオンよる出力電圧レベルの変化と入力電圧変化に応答した出力電圧変化とが略同時に発生しないためである。また、スイッチの配置は、各段の回路構成によって適切な場所が異なる。適切な場所の条件は、スイッチのオン・オフ制御動作により充放電する容量の容量値が小さく、その容量を充放電する電流が十分に大きいことである。スイッチのオン・オフ制御動作時に充放電する容量の容量値が大きく、その容量を充放電する電流が小さい場合には、容量の充放電時間が長くなるため、出力電圧の低下あるいは上昇の安定化時間が長くなる。そのため、たとえスイッチを電源電圧側とグラウンド側とで交互に配置したとしても、各段の出力電圧の安定化時間が長くなることがある。この場合には、スイッチは電源電圧側とグラウンド側とのいずれか一方に配置した方が、安定化時間が短くなる可能性もある。また、スイッチの制御により間欠動作を実行する各段の回路を、差動入力信号が供給され差動出力信号を生成する差動型の回路で構成することが推奨される。なぜなら、スイッチのオン・オフによる前段の差動型回路の差動出力端子の電圧レベルの変化は同相となるため、一般的に次段の差動型回路の同相信号除去比が高いので、次段の差動型回路は前段の差動型回路の差動出力電圧レベルの同相変化には略不感応となるためである。

図９は、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の１段目の低雑音増幅器１１０、２段目のミキサ１２０、１２１、３段目の低域通過フィルタ１３０、１３１、４段目の可変利得増幅器１４０、１４１、５段目のアナログデジタル変換器１５０、１５１の各段を構成するスイッチの制御によって電流経路が遮断される回路を示す図である。図９は低雑音増幅器ＬＮＡの例であり、差動入力信号ＩＮが供給され差動出力信号ＯＵＴを生成する差動型の回路で構成されている。差動入力信号ＩＮは差動対トランジスタＱ１、Ｑ２で増幅され負荷Ｒ１、Ｒ２で差動出力信号ＯＵＴが生成される。差動対トランジスタＱ１、Ｑ２のバイアス電流は、定電流トランジスタＱ３、ダイオード接続トランジスタＱ４、バイアス端子ＢＩＡＳと制御端子ＣＴＲＬとに接続されたバイアストランジスタＱ５により設定される。制御端子ＣＴＲＬの制御電圧をローレベルとすると、バイアストランジスタＱ５はオフとなり、差動対トランジスタＱ１、Ｑ２のバイアス電流が遮断される。従って、定電流トランジスタＱ３は、グランドＧＮＤ側の電流遮断スイッチとしても機能している。

図１０は、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の１段目の低雑音増幅器１１０、２段目のミキサ１２０、１２１、３段目の低域通過フィルタ１３０、１３１、４段目の可変利得増幅器１４０、１４１、５段目のアナログデジタル変換器１５０、１５１の各段を構成するスイッチの制御によって電流経路が遮断される回路の他の例を示す図である。図１０も低雑音増幅器ＬＮＡの例であり、差動入力信号ＩＮが供給され差動出力信号ＯＵＴを生成する差動型の回路で構成されている。差動入力信号ＩＮは差動対トランジスタＱ１、Ｑ２で増幅され負荷トランジスタＱ５、Ｑ６で差動出力信号ＯＵＴが生成される。差動対トランジスタＱ１、Ｑ２のバイアス電流は、一定のバイアス電圧ＢＩＡＳでバイアスされた定電流トランジスタＱ３の電流により設定されている。図１０の低雑音増幅器ＬＮＡが活性状態の場合には、負荷トランジスタＱ５、Ｑ６のゲートには電源電圧Ｖｄｄより若干低い一定の電圧レベルの制御電圧ＣＴＲＬが供給されている。図１０の低雑音増幅器ＬＮＡをディスエーブル状態にする場合には、制御電圧ＣＴＲＬは電源電圧Ｖｄｄのレベルとされ、負荷トランジスタＱ５、Ｑ６はオフとなり、差動対トランジスタＱ１、Ｑ２の電流が遮断される。従って、負荷トランジスタＱ５、Ｑ６は、電源電圧Ｖｄｄ側の電流遮断スイッチとしても機能している。

図１１は、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の１段目の低雑音増幅器１１０、２段目のミキサ１２０、１２１、３段目の低域通過フィルタ１３０、１３１、４段目の可変利得増幅器１４０、１４１、５段目のアナログデジタル変換器１５０、１５１の各段を構成するスイッチの制御によって電流経路が遮断される回路の他の例を示す図である。図１１も低雑音増幅器ＬＮＡの例であり、差動入力信号ＩＮが供給され差動出力信号ＯＵＴを生成する差動型の回路で構成されている。差動入力信号ＩＮは差動対トランジスタＱ１、Ｑ２で増幅され、ゲートに一定の電圧レベルの制御電圧ＣＴＲＬが供給されたカスケード接続トランジスタＱ７、Ｑ８を介して負荷コイルＬ１、Ｌ２で差動出力信号ＯＵＴが生成される。カスケード接続トランジスタＱ７、Ｑ８は、負荷コイルＬ１、Ｌ２の差動出力信号ＯＵＴの高周波信号が差動対トランジスタＱ１、Ｑ２のゲート入力への負帰還される負帰還量を低減する機能を持っている。従って、図１１に示す低雑音増幅器ＬＮＡは、極めて良好な高周波特性を有する。図１１の低雑音増幅器ＬＮＡが活性状態の場合には、カスケード接続トランジスタＱ７、Ｑ８のゲートには一定の電圧レベルの制御電圧ＣＴＲＬが供給されている。図１１の低雑音増幅器ＬＮＡをディスエーブル状態にする場合には、制御電圧ＣＴＲＬはグランドＧＮＤの電圧レベルとされ、カスケード接続トランジスタＱ７、Ｑ８はオフとなり、差動対トランジスタＱ１、Ｑ２の電流が遮断される。従って、カスケード接続トランジスタＱ７、Ｑ８は、差動出力信号ＯＵＴから見るとグランドＧＮＤ側の電流遮断スイッチとして機能して、差動対トランジスタＱ１、Ｑ２から見ると電源電圧Ｖｄｄ側の電流遮断スイッチとしても機能している。

以上説明したように、本発明の第１の実施形態によれば、動作タイミング制御ユニット１９０が各段の回路１１０、１２０、１２１、１３０、１３１、１４０、１４１、１５０、１５１に間欠動作をさせることで、受信装置全体の消費電力を低減することができる。また、動作開始と動作停止のタイミングを、各段の回路の安定化時間と伝達遅延時間とに基づいて個別に設定することで、更に消費電力を低減することができる。また、同期捕捉と同期追跡の結果に基づいてタイミングを設定したクロック信号を遅延させて間欠動作制御信号を生成することにより、同期捕捉後のみならず待ち受け時にも間欠動作が可能となる。

また、電流経路遮断のためのスイッチを縦続接続された各段の回路の出力端子から見て、電源側とグラウンド側とで交互に配置することにより、各段の回路の安定化時間の短縮が可能となる。また各段の回路の動作期間を短縮できることから、更に消費電力を低減することができる。

（第２の実施形態）
図１２は、本発明の第２の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成例を示すブロック図であり、上述した第１の実施形態と共通する部分については、説明を省略する。

第２の実施形態の受信装置は、受信アンテナ１０１、低雑音増幅器１１０、ミキサ１２０、１２１、低域通過フィルタ１３２、１３３、可変利得増幅器１４２、１４３、アナログデジタル変換器１５０、１５１、ベースバンド処理ユニット１６１、位相ロックループ１７０、クロック生成ユニット１８０、動作タイミング制御ユニット１９３で構成されている。

ＵＷＢ−ＩＲ無線通信でのインパルス信号の周波数スペクトルは、中心周波数が略４ＧＨｚで周波数帯域が約５００ＭＨｚの周波数帯域幅の超高周波帯域信号であることは上記に説明した通りである。しかし、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信での約５００ＭＨｚの周波数帯域幅は、各国の法規制や電波使用環境の相違によって異なることもある。

図１３は、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信で使用されるインパルス信号の約５００ＭＨｚの周波数帯域幅の違いによるインパルス受信信号の違いを説明する波形図である。同図の上に示すように、使用する周波数帯域幅が広ければ、インパルス受信信号Ｉｍｐｌｓのパルス幅Ｔｐは狭くなる。使用する周波数帯域幅が狭ければ、逆に同図の下に示すように、インパルス受信信号Ｉｍｐｌｓのパルス幅Ｔｐは広くなる。

図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置で、低域通過フィルタ１３２、１３３は、５ＧＨｚ無線ＬＡＮ等による約１ＧＨｚ妨害波の混入した受信信号から妨害波を抑圧する一方、所望の周波数帯域である約５００ＭＨｚのＵＷＢ−ＩＲ無線通信のインパルス受信信号Ｉｍｐｌｓを抽出すると言う重要な機能を持っている。従って、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置では、上記の相違によって、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信で使用されるインパルス信号の周波数帯域幅が約５００ＭＨｚよりも著しく狭い狭周波数帯域である場合には、それに対応するように低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃは例えば略３００ＭＨｚと低い周波数に設定される。逆に、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信で使用されるインパルス信号の周波数帯域幅が約５００ＭＨｚと広周波数帯域である場合には、それに対応するように低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃは例えば略３５０ＭＨｚと高い周波数に設定される。この低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃの高低の切り換えは、例えば図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のパワーオン時のモード設定により可能である。

また、低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃの高低の相違は、低域通過フィルタ１３２、１３３の伝播遅延時間の小大の相違に影響する。すなわち、低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃが高い周波数であれば低域通過フィルタ１３２、１３３の伝播遅延時間は小さくなり、低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃが低い周波数であれば低域通過フィルタ１３２、１３３の伝播遅延時間は大きくなる。従って、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置では、低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃが低い周波数に設定される場合には、低域通過フィルタ１３２、１３３とそれより後段の可変利得増幅器１４２、１４３とアナログデシタル変換器１５０、１５１の間欠動作タイミングが低雑音増幅器１１０とミキサ１２０、１２１の間欠動作タイミングによりも更に遅延するように構成されている。逆に、低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃが高い周波数に設定される場合には、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の間欠動作の動作期間が更に短く制御されて、より一層の低消費電力化が可能となる。

また、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置では、ベースバンド処理ユニット１６１は、アナログデジタル変換器１５０、１５１の出力のデジタルベースバンド信号に基づいて、低域通過フィルタ１３２、１３３の出力のアナログベースバンド信号が略３５０ＭＨｚの高い周波数成分を含んでいるか否かを検出するように構成されている。従って、ベースバンド処理ユニット１６１が低域通過フィルタ１３２、１３３の出力のアナログベースバンド信号が略３５０ＭＨｚの高い周波数成分を含んでいることを検出すると、ベースバンド処理ユニット１６１は低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃを高い周波数に制御する。この制御と同時に、ベースバンド処理ユニット１６１は、間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８のタイミングの制御によって図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の間欠動作の動作期間を短い時間に制御して、より一層の低消費電力化を実現する。逆に、ベースバンド処理ユニット１６１が低域通過フィルタ１３２、１３３の出力のアナログベースバンド信号が略３５０ＭＨｚの高い周波数成分を含んでいないことを検出すると、ベースバンド処理ユニット１６１は低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃを低い周波数に制御する。また、ベースバンド処理ユニット１６１は、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の間欠動作の動作期間を長い時間に制御する。

また、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を近距離通信だけでなく中距離通信や遠距離通信にも対応させるため、ベースバンド処理ユニット１６１は、アナログデジタル変換器１５０、１５１の出力のデジタルベースバンド信号に基づいて、可変利得増幅器１４２、１４３の利得を制御する。ちなわち、インパルス受信信号Ｉｍｐｌｓの受信レベルが大きい場合には、可変利得増幅器１４２、１４３のバイアスを減少させて増幅利得を小さく制御するとともに、可変利得増幅器１４２、１４３の消費電流を削減する。

図１４は、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の１段目の低雑音増幅器１１０、２段目のミキサ１２０、１２１、３段目の低域通過フィルタ１３２、１３３、４段目の可変利得増幅器１４２、１４３、５段目のアナログデジタル変換器１５０、１５１の各段の電流遮断スイッチがオンにされた後、出力信号が安定するまでを示す波形図である。

例えば、この回路が、低域通過フィルタ１３２、１３３であると仮定する。あるタイミング３２１で低域通過フィルタ１３２のスイッチがオンにされたとする。すると、出力信号Ｓ２１３は、電源電圧Ｖｄｄからある経過時間を経て所定の安定電圧まで低下する。この経過時間の間に、出力信号Ｓ２１３が上下に振動する場合がある。この振動は雑音となるため、回路に供給される入力信号のレベルの大小に応じて、許容される振動の大小が決定される。

すなわち、低域通過フィルタ１３２の入力信号Ｓ２１２のレベルが大きい場合には、許容される出力信号Ｓ２１３の振動のレベルも大きくなる。従って、この場合には、タイミング３２１で低域通過フィルタ１３２の電流遮断スイッチＳＷ１３２がオンにされた後の比較的早いタイミング３２２以降に供給される大きなレベルの入力信号Ｓ２１２に低域通過フィルタ１３２に応答して、低域通過フィルタ１３２は低域通過出力信号Ｓ２１３を出力する。この低域通過出力信号Ｓ２１３のレベルと比較すると、電流遮断スイッチＳＷ１３２のオンによる低域通過フィルタ１３２の出力の比較的早いタイミング３２２での振動レベルは無視できるものとなる。

しかし、低域通過フィルタ１３２の入力信号Ｓ２１２のレベルが小さい場合には、許容される出力信号Ｓ２１３の振動のレベルは小さくなる。従って、この場合には、タイミング３２１で低域通過フィルタ１３２の電流遮断スイッチＳＷ１３２がオンにされた後の比較的遅いタイミング３２３以降に供給される小さなレベルの入力信号Ｓ２１２に低域通過フィルタ１３２に応答して、低域通過フィルタ１３２は低域通過出力信号Ｓ２１３を出力する。この低域通過出力信号Ｓ２１３のレベルと比較すると、電流遮断スイッチＳＷ１３２のオンによる低域通過フィルタ１３２の出力の比較的遅いタイミング３２３での振動レベルは無視できるものとなる。

従って、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置により受信されたインパルス受信信号の受信レベルが小さく、ベースバンド処理ユニット１９３により可変利得増幅器１４２の増幅利得が大きな値に制御されている場合には、低域通過フィルタ１３２の電流遮断スイッチＳＷ１３２がオンにされた後に低域通過出力信号Ｓ２１３のレベルが安定化するまでの安定化時間を長く取る必要がある。従って、低域通過フィルタ１３２の電流遮断スイッチＳＷ１３２がオンにされるタイミングを、早く設定しなければならない。逆に、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置により受信されたインパルス受信信号の受信レベルが大きく、ベースバンド処理ユニット１９３により可変利得増幅器１４２の増幅利得が小さな値に制御されている場合には、低域通過フィルタ１３２の電流遮断スイッチＳＷ１３２がオンにされた後に低域通過出力信号Ｓ２１３のレベルが安定化するまでの安定化時間を短く取ることができる。従って、低域通過フィルタ１３２の電流遮断スイッチＳＷ１３２がオンにされるタイミングを、遅く設定することができ、各段の回路の間欠動作の動作期間を短縮でき、低消費電力化が可能となる。

また、可変利得増幅器１４２、１４３の増幅利得が大きい場合には、バイアス電流が大きくされているので、伝達遅延時間は短くなる。従って、可変利得増幅器１４２、１４３の増幅利得が大きい場合には、可変利得増幅器１４２、１４３と後段のアナログデジタル変換器１５０、１５１の間欠動作タイミングを遅延できるため、より一層の消費電力削減が可能とすることができる。

尚、ベースバンド処理ユニット１６１が低域通過フィルタ１３２、１３３の出力のアナログベースバンド信号が略３５０ＭＨｚの高い周波数成分を含んでいないことを検出して、ベースバンド処理ユニット１６１が図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の間欠動作の動作期間を著しく長い時間に制御する場合には、各段の回路の間欠動作を中止して常時動作に切り換えることも可能である。

また、ベースバンド処理ユニット１６１による制御よって、低雑音増幅器１１０、ミキサ１２０、１２１、アナログデジタル変換器１５０、１５１、位相ロックループ１７０等の各段の回路の利得や周波数特性が制御されて、各段の回路の伝達遅延時間や安定化時間が変化する場合には、この第２の実施形態を適用することが推奨される。また、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成は一例に過ぎず、各段の回路の段間にフィルタや増幅器等を追加したり、一部の回路を削除することもできる。この場合でも、この第２の実施形態を適用して、各段の回路で間欠動作を行うことで、消費電力を削減することができる。

図１５は、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の動作タイミング制御ユニット１９３、クロック生成ユニット１８０の構成を示すブロック図である。動作タイミング制御ユニット１９３は遅延回路列１９１、論理回路１９２、セレクタ１９４で構成され、クロック制御ユニット１８０は発振器１８１,遅延ロックループ１８２、セレクタ１８３で構成されている。

すなわち、図５に示した動作タイミング制御ユニット１９０と比較すると、図１５に示した動作タイミング制御ユニット１９３にはベースバンド処理ユニット１６１から生成される制御信号Ｓ２１５により制御されるセレクタ１９４が追加されている。ベースバンド処理ユニット１６１から生成される制御信号Ｓ２１５は、ベースバンド処理ユニット１６１がアナログデジタル変換器１５０、１５１の出力のデジタルベースバンド信号に基づいて低域通過フィルタ１３２、１３３の出力のアナログベースバンド信号が略３５０ＭＨｚの高い周波数成分を含んでいるか否かを検出した検出結果である。ベースバンド処理ユニット１６１が低域通過フィルタ１３２、１３３の出力のアナログベースバンド信号が略３５０ＭＨｚの高い周波数成分を含んでいることを検出すると、ベースバンド処理ユニット１６１は低域通過フィルタ１３２、１３３のカットオフ周波数ｆｃを高い周波数に制御する。この制御と同時に、ベースバンド処理ユニット１６１から生成される制御信号Ｓ２１５により制御されるセレクタ１９４は遅延回路列１９１の適切な複数の中間タップの遅延信号を選択することによって、間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８のタイミングを制御して、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の間欠動作の動作期間を短い時間に制御して、より一層の低消費電力化を実現することができる。

（第３の実施形態）
図１６は、本発明の第３の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成例を示すブロック図であり、上述した第１の実施形態および第２の実施形態と共通する部分については、説明を省略する。

第３の実施形態の受信装置は、受信アンテナ１０１、低雑音増幅器１１０、ミキサ１２０、１２１、低域通過フィルタ１３０、１３１、可変利得増幅器１４０、１４１、アナログデジタル変換器１５２、１５３、ベースバンド処理ユニット１６２、位相ロックループ１７０、クロック生成ユニット１８０、動作タイミング制御ユニット１９５で構成されている。

動作タイミング制御ユニット１９５はベースバンド処理ユニット１６２からの制御信号Ｓ２１６に基づいて、低雑音増幅器１１０、ミキサ１２０、１２１、低域通過フィルタ１３０、１３１、可変利得増幅器１４０、１４１に対してクロック信号Ｓ２０３、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７を出力するとともに、アナログデジタル変換器１５２、１５３を構成する複数のアナログデジタル変換器とベースバンド処理ユニット１６２とに対してクロック信号Ｓ２１７、Ｓ２１８、Ｓ２１９を出力する。図１６に示したベースバンド処理ユニット１６２からの制御信号Ｓ２１６は、図１２に示したベースバンド処理ユニット１６１から生成される制御信号Ｓ２１５と同様に、ベースバンド処理ユニット１６１がアナログデジタル変換器１５０、１５１の出力のデジタルベースバンド信号に基づいて低域通過フィルタ１３２、１３３の出力のアナログベースバンド信号が略３５０ＭＨｚの高い周波数成分を含んでいるか否かを検出した検出結果も含んでいる。しかし、それだけではなくベースバンド処理ユニット１６２からの制御信号Ｓ２１６は、図１７の波形図に示すように、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信でのペイロードデータＤａｔａの転送の前に転送されるプリアンブルデータＰｒｅａｍｂｌｅの受信データＲｘ＿Ｄａｔａを利用した図１６に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の同期捕捉の情報も含んでいる。

図１７は、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信でのペイロードデータＤａｔａの転送の前に転送されるプリアンブルデータＰｒｅａｍｂｌｅの受信インパルスを示すとともに図１６に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の同期捕捉を説明する波形図である。プリアンブルデータＰｒｅａｍｂｌｅの受信期間ではプリアンブルデータのインパルスが到来するタイミングは略一定間隔となっており、ペイロードデータＤａｔａの受信期間ではペイロードデータの4つのインパルスが連続して到来する。4つのインパルスの到来期間と次の4つのインパルスの到来期間との間隔は、略３０ナノ秒と略一定である。尚、インパルスが連続して到来する数は４つに限定されるものではなく、転送レートを向上するために通信速度や平均パルス繰返し周期を変化してインパルスの連続到来数を増加することもできる。

図１６に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置がプリアンブルデータＰｒｅａｍｂｌｅの受信インパルスを受信している状態では、図１７に示すようにベースバンド処理ユニット１６２の出力からの制御信号Ｓ２１６に応答して動作タイミング制御ユニット１９５はクロック信号をＳ２０３のみ出力してその他のクロック信号Ｓ２１７、Ｓ２１８、Ｓ２１９は電源電圧またはグラウンド電圧に固定している。従って、アナログデジタル変換器１５２、１５３はクロック信号Ｓ２０３のタイミングで可変増幅器１４０、１４１の出力のプリアンブルデータであるアナログベースバンド信号をサンプリングして、プリアンブルデータであるデジタルベースバンド信号に変換する。ベースバンド処理ユニット１６２は、クロック信号Ｓ２０３に同期して、アナログデジタル変換器１５２、１５３の出力信号を取り込み、同期捕捉や同期追跡を行う。この同期捕捉及び同期追跡の結果に基づいて、ベースバンド処理ユニット１６２はクロック生成ユニット１８０に制御信号Ｓ２０９を出力する。

ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置がプリアンブルデータＰｒｅａｍｂｌｅの受信インパルスの受信を終了してペイロードデータＤａｔａの受信インパルスを受信している状態では、図１７に示すようにベースバンド処理ユニット１６２の出力からの制御信号Ｓ２１６に応答して動作タイミング制御ユニット１９５は４本のクロック信号をＳ２０３、Ｓ２１７、Ｓ２１８、Ｓ２１９を出力するようになる。このクロック信号Ｓ２０３、Ｓ２１７、Ｓ２１８、Ｓ２１９のそれぞれの間隔は、それぞれに対応する連続して到来するペイロードデータＤａｔａの受信インパルスの間隔と一致するように設定されている。アナログデジタル変換器１５２、１５３を構成する複数のアナログデジタル変換器のそれぞれは複数のクロック信号Ｓ２０３、Ｓ２１７、Ｓ２１８、Ｓ２１９の対応するクロック信号のタイミングでペイロードデータであるアナログベースバンド信号をサンプリングして、ペイロードデータであるデジタルベースバンド信号に変換する。ベースバンド処理ユニット１６２は、４本のクロック信号Ｓ２０３、Ｓ２１７、Ｓ２１８、Ｓ２１９のタイミングでアナログデジタル変換器１５２、１５３を構成する複数のアナログデジタル変換器の出力からの複数のペイロードデータであるデジタルベースバンド信号をパイプライン方式で取り込んでパイプライン方式でベースバンド信号処理を行う。

尚、この第３の実施形態では、動作タイミング制御ユニット１９５からのクロック信号はＳ２０３、Ｓ２１７、Ｓ２１８、Ｓ２１９の４信号であるが、本発明では必ずしもこれらのクロック信号は４信号に限定されるものではない。システムに応じて、２信号や、１６信号や、それ以外の信号数とすることもできる。

図１８は、図１５に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の動作タイミング制御ユニット１９５、クロック生成ユニット１８０の構成を示すブロック図である。動作タイミング制御ユニット１９５は遅延回路列１９１、論理回路１９２、セレクタ１９６で構成され、クロック制御ユニット１８０は発振器１８１,遅延ロックループ１８２、セレクタ１８３で構成されている。

すなわち、図５に示した動作タイミング制御ユニット１９０と比較すると、図１８に示した動作タイミング制御ユニット１９５にはベースバンド処理ユニット１６２から生成される制御信号Ｓ２１６により制御されるセレクタ１９６が追加されている。ベースバンド処理ユニット１６２から生成される制御信号Ｓ２１６により制御されるセレクタ１９６は遅延回路列１９１の適切な複数の中間タップの遅延信号を選択することによって、間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８のタイミングを制御する。

更に、遅延回路列１９１からの複数の遅延信号はスイッチ１９７に供給され、ベースバンド処理ユニット１６２から生成される制御信号Ｓ２１６により選択される。そして、スイッチ１９７で選択された遅延信号は、アナログデジタル変換器１５２、１５３とベースバンド処理ユニット１６２とへのクロック信号Ｓ２０３、Ｓ２１７、Ｓ２１８、Ｓ２１９として出力される。

例えば、図１７に示したプリアンブルデータＰｒｅａｍｂｌｅの受信インパルスの受信期間の場合には、スイッチ１９７は制御信号Ｓ２１６の制御によってクロック信号Ｓ２０３のみを出力する。図１７に示したペイロードデータＤａｔａの受信インパルスの受信期間の場合には、スイッチ１９７は制御信号Ｓ２１６の制御によってクロック信号Ｓ２０３、Ｓ２１７、Ｓ２１８、Ｓ２１９を出力する。

更に、ベースバンド処理ユニット１６２から生成される制御信号Ｓ２１６の制御によってセレクタ１９６は、プリアンブル受信期間とペイロードデータ受信期間とで、1回の動作期間中に受信するパルス数に合わせて、動作タイミングを切り換える。セレクタ１９６は、プリアンブル受信期間では１個のインパルスを受信するための動作タイミングを選択して、ペイロードデータ受信期間では連続する４個のインパルスを受信するための作タイミンを選択する。すなわち、セレクタ１９６での選択動作の停止のタイミングを決定する信号は、最も遅いタイミングのクロック信号となる。すなわち、最も遅いタイミングのクロック信号は、プリアンブル受信期間ではクロック信号Ｓ２０３で決定され、ペイロードデータ受信期間ではクロック信号Ｓ２１９で決定される。

前述したように、この第３の実施形態によれば、受信パルスが連続して到来するパルス数に基づいて、動作タイミング制御ユニット１９５が間欠動作制御信号及びクロック信号を変更して、適切なインパルス受信動作を行うことができる。

（第４の実施形態）
図１９は、本発明の第４の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成例を示すブロック図であり、上述した第１の実施形態、第２の実施形態、第３の実施形態と共通する部分については、説明を省略する。

図１９に示した本発明の第４の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の特徴は、これまでの実施形態ではミキサ１２０、１２１に供給されるローカル信号Ｓ２００、Ｓ２０１が位相ロックループ１７０により形成されていたのに対して、図１９に示した受信装置ではミキサ１２０、１２１に供給されるローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１がパルス生成器１７１により形成されることである。

従って、第４の実施形態の受信装置は、受信アンテナ１０１、低雑音増幅器１１０、ミキサ１２０、１２１、低域通過フィルタ１３０、１３１、可変利得増幅器１４０、１４１、アナログデジタル変換器１５０、１５１、ベースバンド処理ユニット１６０、上述したパルス生成器１７１、クロック生成ユニット１８０、動作タイミング制御ユニット１９０で構成されている。

受信アンテナ１０１で受信したインパルス受信信号は、低雑音増幅器１１０によって増幅される。低雑音増幅器１１０の増幅信号はミキサ１２０、１２１でパルス生成器１７１から出力されたローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１と乗算されて周波数が変換され、アナログベースバンド信号が形成される。パルス生成器１７１にミキサ１２０、１２１の動作期間を制御する間欠動作制御信号Ｓ２０５が供給されることにより、ローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１がパルス生成器１７１により形成される。尚、ローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１のパルスは、以前の実施形態のローカル信号Ｓ２００、Ｓ２０１の位相が９０度異なっていたのと同様に、２つのパルスのタイミングが９０度異なっている。

図２０は、図１９に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のパルス生成器１７１の構成を示すブロック図である。同図に示すように、パルス生成器１７１は遅延ロックループ１７２とエッジコンバイナ１７３とで構成さていれる。ミキサ１２０、１２１に供給される間欠動作制御信号Ｓ２０５が、パルス生成器１７１の遅延ロックループ１７２に供給されている。遅延ロックループ１７２では、直列接続された複数の遅延回路列の初段の遅延回路の出力信号Ｓ２２２の位相と最終段の遅延回路の入力信号Ｓ２２３の位相とが一致するように、位相比較器ＰＤとチャージポンプＣＰとは直列接続された複数の遅延回路列の遅延時間を負帰還制御する。例えば、初段の遅延回路の出力信号Ｓ２２２の立ち下がりエッジと最終段の遅延回路の入力信号Ｓ２２３の立ち上がりエッジとが同期するようにする。こうすることで、信号Ｓ２２２の立ち上がりエッジと信号のＳ２２３の立ち上がりとを同期させる場合と比較して、遅延回路列の直列接続数を小さくすることができる。なぜなら、両信号の立ち上がりを同期させると、ミキサ１２０、１２１のための間欠動作制御信号Ｓ２０５の１周期分の遅延時間の遅延回路列が必要となる。しかし、上記のように立ち上がりエッジと立ち下がりエッジでタイミングを合わせると、間欠動作制御信号Ｓ２０５がミキサ１２０、１２１を動作させる動作期間（信号Ｓ２０５のハイレベル期間）に対応する遅延時間の遅延回路列で良くなるためである。

また、遅延ロックループ１７２の遅延回路列の各遅延回路の遅延時間は、ローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１のタイミングの差９０°を生成できる程度で良い。エッジコンバイナ１７３は遅延ロックループ１７２からの供給される複数の遅延出力信号を合成して、ローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１を形成する。尚、図２０ではローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１は差動相補信号Ｓ２２０（Ｓ２４０）、Ｓ２２１（Ｓ２２５）とされている。これらの差動相補信号のローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１を生成する場合には、エッジコンバイナ１７３の出力から信号Ｓ２２０と逆位相の信号Ｓ２２４と信号Ｓ２２１と逆位相の信号Ｓ２２５とを生成すれば良い。

また、上記に示したローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１の信号波形は、一例に過ぎず、ローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１のパルスのサイクル数はこれに限定されるものではない。このパルスのサイクル数は、ミキサ１２０、１２１の間欠動作の動作期間を満足するように設定する。もしくは、ミキサ１２０、１２１の動作期間内の一部の期間のみにパルスが存在するようにサイクル数を設定することもできる。

図２１は、図１９に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のパルス生成器１７１の他の構成を示すブロック図である。図１９と図２１とには明確に図示されていないが、動作タイミング制御ユニット１９０はミキサ１２０、１２１のための間欠動作制御信号Ｓ２０５をミキサ１２０、１２１の動作開始タイミング信号Ｓ２２６と動作停止タイミング信号Ｓ２２７から生成する。動作開始タイミング信号Ｓ２２６を遅延ロックループ１７４の遅延回路列の初段の遅延回路の入力に供給して、動作停止タイミング信号Ｓ２２７を他の遅延回路の入力に供給することにより遅延信号Ｓ２２８を生成する。遅延ロックループ１７４の位相比較器ＰＤとチャージポンプＣＰとは、遅延回路列の最終段の遅延回路の入力の遅延信号Ｓ２２９と他の遅延回路の出力の遅延信号Ｓ２２８とのタイミングが同期するように遅延回路列の遅延時間を制御する。この場合には、両信号Ｓ２２８、Ｓ２２９の両方の立ち上がりエッジもしくは両方の立ち下がりエッジのタイミングが同期するようにする。その結果、立ち上がりエッジもしくは立ち下がりエッジでのスロープの時間幅の差によるタイミング誤差が生じることがなく、高精度にタイミングを合わせることができる。

図２２は、図１９に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のパルス生成器１７１の他の構成を示すブロック図である。図２２では、上述した本発明の第２の実施形態や第３の実施形態のように、ミキサ１２０、１２１の間欠動作での動作期間が変化する場合に対応するものである。すなわち、ベースバンド処理ユニット１６０は、ミキサ１２０、１２１の動作期間の大小を示す制御信号Ｓ２３０を生成する。この制御信号Ｓ２３０に応答してセレクタ１７６は、遅延回路列の遅延タップから適切な遅延時間を持つ遅延信号を選択して遅延出力信号Ｓ２２９を位相比較器ＰＤに供給する。図１２、図１６、図１９に図示されていないベースバンド処理ユニット１６０、１６１、１６２から出力される制御信号Ｓ２３０はミキサ１２０、１２１の動作期間の大小の情報を含んでいるので、制御信号Ｓ２３０に応答してセレクタ１７６は適切な遅延信号を遅延出力信号Ｓ２２９として選択して出力する。また、他の遅延回路を介して動作停止タイミング信号Ｓ２２７が供給されるダミーのセレクタ１７７は、セレクタ１７６から出力される遅延出力信号Ｓ２２９に含まれるセレクタ１７６での遅延時間をキャンセルする目的で追加した回路である。従って、ダミーのセレクタ１７７には、多入力信号を選択して出力すると言うセレクタの真の機能は必要ではない。

また、遅延ロックループ１７５の遅延回路列では、セレクタ１７６で選択された信号よりも後段の遅延回路から出力される信号はエッジコンバイナ１７３では必要としない。なぜなら、セレクタ１７６で選択された遅延出力信号Ｓ２２９のタイミングはミキサ１２０、１２１の間欠動作での動作停止のタイミングであるため、それ以降にパルスを出力する必要がないためである。従って、セレクタ１７６で選択された信号よりも後段の遅延回路の動作を停止させて、更なる低消費電力化を行うこともできる。尚、図２０に示したパルス生成器１７１に、図２２のダミーのセレクタ１７６とセレクタ１７７とを追加することもできる。

図２３は、図１９に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のパルス生成器１７１の他の構成を示すブロック図である。図２３のパルス生成器１７１は、図２０に示したパルス生成器１７１の遅延ロックループ１７２、エッジコンバイナ１７３と略同様な遅延ロックループ１７２、エッジコンバイナ１７８で構成されているとともに、ポリフェーズフィルタ１７９を含んでいる。図２３に示したパルス生成器１７１のエッジコンバイナ１７８から生成されるパルス信号Ｓ２３１、Ｓ２３２のタイミングの差は、図２０、図２１、図２１に示したパルス生成器１７１の差動相補ローカル信号Ｓ２２０（Ｓ２４０）、Ｓ２２１（Ｓ２２５）の互いに逆位相の信号Ｓ２２０、Ｓ２２４のタイミングの差１８０°に対応している。

図２３に示したパルス生成器１７１のポリフェーズフィルタ１７９は、８個の容量Ｃ１・・・Ｃ８と８個の抵抗Ｒ１・・・Ｒ８とスイッチ３３０とで構成され、スイッチ３３０にはエッジコンバイナ１７８からの制御信号Ｓ２３３が供給され、容量Ｃ１の一端にはエッジコンバイナ１７８からのパルス信号Ｓ２３１が供給され、容量Ｃ３の一端にはエッジコンバイナ１７８からのパルス信号Ｓ２３２が供給される。ミキサ１２０、１２１の間欠動作での動作期間中は、エッジコンバイナ１７８からの制御信号Ｓ２３３によりスイッチ３３０はオフ状態に制御される。エッジコンバイナ１７８の各回路ノードＮ１・・・Ｎ８では容量と抵抗とによる信号積分、信号微分、信号合成が行われ、出力ノードＮ５から位相０°のローカル信号Ｓ２２０が生成され、出力ノードＮ６から位相９０°のローカル信号Ｓ２２１が生成され、出力ノードＮ７から位相１８０°のローカル信号Ｓ２２４が生成され、出力ノードＮ８から位相２７０°のローカル信号Ｓ２２５が生成され、これらの差動相補ローカル信号Ｓ２２０（Ｓ２４０）、Ｓ２２１（Ｓ２２５）はミキサ１２０、１２１に供給される。ミキサ１２０、１２１の間欠動作での動作停止期間中はエッジコンバイナ１７８からの制御信号Ｓ２３３によりスイッチ３３０はオン状態に制御されるので、出力ノードＮ５、Ｎ６、Ｎ７、Ｎ８からのローカル信号Ｓ２２０、Ｓ２２１、Ｓ２２４、Ｓ２２５は全て同一の電圧とされる。

図２３に示したパルス生成器１７１の遅延ロックループ１７２の遅延回路列の複数の遅延出力信号の相互の間の遅延時間差は、図２０、図２１、図２２に示したパルス生成器１７１の遅延時間差の２倍とすることができる。図２０、図２１、図２２に示したパルス生成器１７１では、エッジコンバイナ１７３の出力信号がパルス生成器１７１のローカル出力信号Ｓ２２０（Ｓ２２４）、Ｓ２２１（Ｓ２２５）であるため、ローカル出力信号Ｓ２２０（Ｓ２２４）、Ｓ２２１（Ｓ２２５）のタイミングの差を生成する遅延時間を遅延ロックループ１７２、１７４、１７５で付加しなければならない。

それに対して、図２３に示したパルス生成器１７１では、パルス生成器１７１のローカル出力信号Ｓ２２０（Ｓ２２４）、Ｓ２２１（Ｓ２２５）のタイミングの差はポリフェーズフィルタ１７９で生成する。従って、遅延ロックループ１７２で付加する遅延時間は、ポリフェーズフィルタ１７９に供給されるパルス信号Ｓ２３１、Ｓ２３２のタイミングの差を生成できる遅延時間となる。そのため、図２３に示したパルス生成器１７１の遅延ロックループ１７２の遅延回路列の複数の遅延出力信号の相互の間の遅延時間差を、図２０、図２１、図２２に示したパルス生成器１７１の遅延時間差の２倍とすることができる。従って、遅延ロックループ１７２内の遅延回路列の段数を低減することができ、遅延回路の遅延時間の精度も緩和されるため、更なる低消費電力化が可能である。

図２０に示したクロック生成器１７１にポリフェーズフィルタ１７９を適用したのが図２３に示したクロック生成器１７１であるが、図２１もしくは図２２に示したクロック生成器１７１にポリフェーズフィルタ１７９を適用することもできる。

また、パルス生成器１７１は、ミキサ１２０、１２１の間欠動作での動作期間と略等しい期間でローカル出力信号Ｓ２２０（Ｓ２２４）、Ｓ２２１（Ｓ２２５）を出力するものである。しかし、ミキサ１２０、１２１の間欠動作での動作期間よりも、パルス生成器１７１がローカル出力信号を出力する期間を短くすることができ、逆に長くすることもできる。すなわち、パルス生成器１７１がローカル出力信号を出力する期間は、パルス生成器１７１の安定化時間や、パルス生成器１７１のローカル出力信号がミキサ１２０、１２１に供給されるまでの伝播遅延時間に応じて、適切に設定することが推奨される。

本発明の第１の実施形態から第３の実施形態までのＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置では、ミキサ１２０、１２１にローカル出力信号Ｓ２２０（Ｓ２２４）、Ｓ２２１（Ｓ２２５）を供給する回路が、間欠動作が困難で大きな消費電力の位相ロックループ（ＰＬＬ）１７０で構成されていた。これに対して、本発明の第４の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置では、ミキサ１２０、１２１にローカル出力信号Ｓ２２０（Ｓ２２４）、Ｓ２２１（Ｓ２２５）を供給する回路が、間欠動作が容易で動作停止期間に消費電力を削減できるパルス生成器１７１で構成されている。従って、受信性能を劣化させることなく、更なる低消費電力化が可能となる。また、パルス生成器１７１にポリフェーズフィルタを使用した場合には、遅延ロックループの遅延回路列の段数を削減でき、更なる低消費電力化が可能となる。

（第５の実施形態）
図２４は、本発明の第５の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成例を示すブロック図であり、上述した第１の実施形態、第２の実施形態、第３の実施形態、第４の実施形態と共通する部分については、説明を省略する。

図２４に示した本発明の第５の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の特徴は、これまでの実施形態では低域通過フィルタ１３０、１３１に供給されるアナログベースバンド信号Ｓ２１２がミキサ１２０、１２１により形成されていたのに対して、図２４に示した受信装置では低域通過フィルタ１３０に供給されるアナログベースバンド信号が自乗型復調器１２２により形成されることである。

従って、第５の実施形態の受信装置は、受信アンテナ１０１、低雑音増幅器１１０、上述した自乗型復調器１２２、低域通過フィルタ１３０、可変利得増幅器１４０、アナログデジタル変換器１５０、ベースバンド処理ユニット１６０、クロック生成ユニット１８０、動作タイミング制御ユニット１９０で構成されている。尚、図２４に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成は一例に過ぎず、各段の回路の段間にフィルタや増幅器等を追加したり、一部の回路を削除することもできる。この場合でも、各段の回路で間欠動作を行うことで、消費電力を削減することができる。また、低雑音増幅器１１０の前段や後段に帯域通過フィルタを追加したり、自乗型復調器の前段に可変利得増幅器を追加することもできる。その場合には、アナログデジタル変換器１５０の前段の可変利得増幅器１４０を削除することもできる。

受信アンテナ１０１で受信したインパルス受信信号は低雑音増幅器１１０によって増幅された後、自乗型復調器１２２によって自乗される。その後、低域通過フィルタ１３０で所望の信号帯域のアナログベースバンド信号を抽出して、可変利得増幅器１４０で所定のレベルに増幅した後、アナログデジタル変換器１５０でデジタルベースバンド信号に変換される。これらの各段の回路は、動作タイミング制御ユニット１９０からの間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８によるスイッチＳＷ１１０、ＳＷ１２２、ＳＷ１３０、ＳＷ１４０、ＳＷ１５０のオン・オフ動作を行うことで、間欠動作を行う。

図２４に示した本発明の第５の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の自乗型復調器１２２は、以前の種々の実施形態で使用されたミキサ１２０、１２１と同一の回路構成であるギルバートセルにより実現することが可能である。良く知られているように、ギルバートセルはミキサとしても動作することができるとともに、アナログ乗算器としても動作することができる。自乗型復調器１２２およびアナログ乗算器としてのギルバートセルの２つのアナログ入力端子に低雑音増幅器１１０の出力からのインパルス増幅信号を共通に供給することより、インパルス増幅信号の自乗に比例する出力信号が形成される。また、自乗型復調器１２２およびアナログ乗算器としてのギルバートセルの２つのアナログ入力端子に共通のインパルス増幅信号が供給されるので、この受信装置は以前の実施形態による受信装置のように位相の同期を取るコヒーレントな受信装置ではなく、インパルス受信信号のエネルギーを検知して受信データを復元するノンコヒーレントな受信装置である。

図２４に示した本発明の第５の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置は以前の実施形態による受信装置と比較して回路数を削減でき、低消費電力化を実現している。また、アナログデジタル変換器１５０の出力のデジタルベースバンド信号を基にベースバンド処理ユニット１６０がクロック生成ユニット１８０の出力信号Ｓ２０２のタイミングを制御して、各段の回路の間欠動作制御信号Ｓ２０４、Ｓ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８を生成することにより、低消費電力化を実現している。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、５ＧＨｚ無線ＬＡＮによる１ＧＨｚスプリアス妨害信号の妨害信号レベルを十分に低減するための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１３０、１３１は、多数のオペレーショナルトランスコンダクタンスアンプと多数の容量とを含む高次フィルタに限定されるものではなく、オペレーショナルアンプと容量とを含む高次アクティブフィルタ、ジャイレータ（負性インダクタンス回路）と容量とによりインダクタをエミュレートした高次アクティブフィルタを使用することができる。

図１は、本発明の第１の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の間欠動作例を説明するための波形図である。 図３は、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の間欠動作を説明するための波形図である。 図４は、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置を構成する各段の回路の他の間欠動作を説明するための波形図である。 図５は、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の動作タイミング制御ユニット、クロック生成ユニットの構成を示すブロック図である。 図６は、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の動作タイミング制御ユニット、クロック生成ユニットの他の構成を示すブロック図である。 図７は、直列接続された複数の信号反転回路を間欠動作させるための複数のスイッチによる制御動作を説明するための図である。 図８は、図１のＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置で直列接続された複数の信号反転回路を間欠動作させるための複数のスイッチによる制御動作を説明するための図である。 図９は、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の１段目の低雑音増幅器、２段目のミキサ、３段目の低域通過フィルタ、４段目の可変利得増幅器、５段目のアナログデジタル変換器の各段を構成するスイッチの制御によって電流経路が遮断される回路を示す図である 図１０は、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の１段目の低雑音増幅器、２段目のミキサ、３段目の低域通過フィルタ、４段目の可変利得増幅器、５段目のアナログデジタル変換器の各段を構成するスイッチの制御によって電流経路が遮断される回路の他の例を示す図である。 図１１は、図１に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の１段目の低雑音増幅器、２段目のミキサ、３段目の低域通過フィルタ、４段目の可変利得増幅器、５段目のアナログデジタル変換器の各段を構成するスイッチの制御によって電流経路が遮断される回路の他の例を示す図である。 図１２は、本発明の第２の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成例を示すブロック図である。 図１３は、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信で使用されるインパルス信号の約５００ＭＨｚの周波数帯域幅の違いによるインパルス受信信号の違いを説明する波形図である。 図１４は、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の１段目の低雑音増幅器、２段目のミキサ、３段目の低域通過フィルタ、４段目の可変利得増幅器、５段目のアナログデジタル変換器の各段の電流遮断スイッチがオンにされた後、出力信号が安定するまでを示す波形図である。 図１５は、図１２に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の動作タイミング制御ユニット、クロック生成ユニットの構成を示すブロック図である。 図１６は、本発明の第３の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成例を示すブロック図である。 図１７は、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信でのペイロードデータの転送の前に転送されるプリアンブルデータの受信インパルスを示すとともに図１６に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の同期捕捉を説明する波形図である。 図１８は、図１５に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の動作タイミング制御ユニット、クロック生成ユニットの構成を示すブロック図である。 図１９は、本発明の第４の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成例を示すブロック図である。 図２０は、図１９に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のパルス生成器の構成を示すブロック図である。 図２１は、図１９に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のパルス生成器の他の構成を示すブロック図である 図２２は、図１９に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のパルス生成器の他の構成を示すブロック図である。 図２３は、図１９に示したＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置のパルス生成器の他の構成を示すブロック図である。 図２４は、本発明の第５の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の構成例を示すブロック図である。 図２５は、本発明者等は本発明に先立って検討されたＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置および本発明の実施形態によるＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置で使用される低域通過フィルタを示す回路図である。 図２６は、図２５に示した低域通過フィルタＬＰＦの減衰特性の周波数特性を示す図である。 図２７は、図２５に示した低域通過フィルタＬＰＦの遅延特性の周波数特性を示す図である。 図２８は、本発明者等は本発明に先立って検討されたＵＷＢ−ＩＲ無線通信の受信装置の各部の波形を示す図である。

符号の説明

１０１ 受信アンテナ
１１０ 低雑音増幅器
１２０、１２１ ミキサ
１２２ 自乗型復調器
１３０、１３１、１３２、１３３ 低域通過フィルタ
１４０、１４１、１４２、１４３ 可変利得増幅器
１５０、１５１、１５２、１５３ アナログデジタル変換器
１６０、１６１、１６２ ベースバンド処理ユニット
１７０ 位相ロックループ
１７１ パルス生成器
１７２、１７４、１７５、１８２ 遅延ロックループ
１７３、１７８ エッジコンバイナ
１７６、１７７、１８３、１８４、１９４、１９６ セレクタ
１７９ ポリフェーズフィルタ
１８０ クロック生成ユニット
１８１ 発振器
１９０、１９３、１９５ 動作タイミング制御ユニット

Claims (17)

1. 離散的に送信されるインパルス信号を増幅する低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器の出力に接続された復調器と、前記復調器の出力に接続された低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタの出力から抽出されたアナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記低雑音増幅器と前記復調器と前記低域通過フィルタと前記アナログデジタル変換器とに接続された動作タイミング制御ユニットとを含み、
   前記低域通過フィルタは能動アンプを含む能動フィルタで構成されることにより、前記低域通過フィルタは前記復調器の前記出力の前記アナログベースバンド信号を通過する一方、前記アナログベースバンド信号の周波数よりも高い周波数の妨害信号を抑圧するように所定の周波数特性を持つものであり、
   前記インパルス信号の受信期間での前記インパルス信号の受信に応答して前記動作タイミング制御ユニットは前記低雑音増幅器と前記復調器と前記低域通過フィルタと前記アナログデジタル変換器とをそれぞれ動作状態に制御する一方、前記インパルス信号の非受信期間では前記動作タイミング制御ユニットは前記低雑音増幅器と前記復調器と前記低域通過フィルタと前記アナログデジタル変換器とをそれぞれ非動作状態に制御する間欠動作制御を実行することを特徴とする受信装置。
2. 請求項１において、
   前記インパルス信号の前記受信期間から前記インパルス信号の前記非受信期間に移行する際に、前記低域通過フィルタの前記所定の周波数特性に対応する前記低域通過フィルタの遅延時間と前記インパルス信号のパルス幅の時間幅との合計時間の間に、前記動作タイミング制御ユニットは前記低域通過フィルタを動作状態に制御することを特徴とする受信装置。
3. 請求項２において、
   前記インパルス信号の前記受信期間から前記インパルス信号の前記非受信期間に移行する際に、前記低域通過フィルタの前記遅延時間の経過の後に少なくとも前記インパルス信号の前記パルス幅の前記時間幅の期間に、前記動作タイミング制御ユニットは前記アナログデジタル変換器を動作状態に制御するもことを特徴とする受信装置。
4. 請求項１において、
   前記インパルス信号はウルトラワイドバンド・インパルスラジオ通信によるインパルス信号であり、前記インパルス信号の周波数スペクトラムは中心周波数が略４ＧＨｚで周波数帯域が約５００ＭＨｚの超高周波帯域信号であり、前記アナログベースバンド信号の前記周波数よりも高い前記妨害信号は５ＧＨｚ無線ＬＡＮによる略１ＧＨｚのスプリアス妨害信号であることを特徴とする受信装置。
5. 請求項４において、
   前記低域通過フィルタは複数の能動アンプと複数の容量とからなる高次の能動フィルタで構成されていることを特徴とする受信装置。
6. 請求項５において、
   前記低雑音増幅器と前記復調器と前記低域通過フィルタと前記アナログデジタル変換器は直列接続回路を構成しており、
   前記直列接続回路の奇数段の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは電源電圧側と接地電圧側の一方に接続され、前記直列接続回路の偶数段の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは電源電圧側と接地電圧側の他方に接続されていることを特徴とする受信装置。
7. 請求項４において、
   前記アナログデジタル変換器の出力の前記デジタルベースバンド信号を処理するベースバンド処理ユニットを更に含み、
   前記ベースバンド処理ユニットは前記アナログデジタル変換器から出力されるウルトラワイドバンド・インパルスラジオ通信でのペイロードデータの転送の前に転送されるプリアンブルデータの前記デジタルベースバンド信号を基に前記インパルス信号の同期捕捉を行うことを特徴とする受信装置。
8. 請求項７において、
   前記復調器は、ミキサと自乗型復調器とのいずれかで構成されていることを特徴とする受信装置。
9. 離散的に送信されるインパルス信号を増幅する低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器の出力に接続された復調器と、前記復調器の出力に接続された低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタの出力に接続された可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力のアナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記低雑音増幅器と前記復調器と前記低域通過フィルタと前記可変利得増幅器と前記アナログデジタル変換器とに接続された動作タイミング制御ユニットとを含み、
   前記インパルス信号の受信信号レベルが低い場合には、前記可変利得増幅器のバイアス電流が増加されることにより、前記可変利得増幅器の増幅利得が増加され、
   前記インパルス信号の受信期間での前記インパルス信号の受信に応答して前記動作タイミング制御ユニットは前記低雑音増幅器と前記復調器と前記低域通過フィルタと前記可変利得増幅器と前記アナログデジタル変換器とをそれぞれ動作状態に制御する一方、前記インパルス信号の非受信期間では前記動作タイミング制御ユニットは前記低雑音増幅器と前記復調器と前記低域通過フィルタと前記可変利得増幅器と前記アナログデジタル変換器とをそれぞれ非動作状態に制御する間欠動作制御を実行することを特徴とする受信装置。
10. 請求項９において、
    前記低域通過フィルタは能動アンプを含む能動フィルタで構成されることにより、前記低域通過フィルタは前記復調器の前記出力の前記アナログベースバンド信号を通過する一方、前記アナログベースバンド信号の周波数よりも高い周波数の妨害信号を抑圧するように所定の周波数特性を持つことを特徴とする受信装置。
11. 請求項１０において、
    前記インパルス信号の前記受信期間から前記インパルス信号の前記非受信期間に移行する際に、前記低域通過フィルタの前記所定の周波数特性に対応する前記低域通過フィルタの遅延時間と前記インパルス信号のパルス幅の時間幅との合計時間の間に、前記動作タイミング制御ユニットは前記低域通過フィルタを動作状態に制御することを特徴とする受信装置。
12. 請求項１１において、
    前記インパルス信号の前記受信期間から前記インパルス信号の前記非受信期間に移行する際に、前記低域通過フィルタの前記遅延時間の経過の後に少なくとも前記インパルス信号の前記パルス幅の前記時間幅の期間に、前記動作タイミング制御ユニットは前記アナログデジタル変換器を動作状態に制御することを特徴とする受信装置。
13. 請求項１０において、
    前記インパルス信号はウルトラワイドバンド・インパルスラジオ通信によるインパルス信号であり、前記インパルス信号の周波数スペクトラムは中心周波数が略４ＧＨｚで周波数帯域が約５００ＭＨｚの超高周波帯域信号であり、前記アナログベースバンド信号の前記周波数よりも高い前記妨害信号は５ＧＨｚ無線ＬＡＮによる略１ＧＨｚのスプリアス妨害信号であることを特徴とする受信装置。
14. 請求項１３において、
    前記低域通過フィルタは複数の能動アンプと複数の容量とからなる高次の能動フィルタで構成されていることを特徴とする受信装置。
15. 請求項１４において、
    前記低雑音増幅器と前記復調器と前記低域通過フィルタと前記アナログデジタル変換器は直列接続回路を構成しており、
    前記直列接続回路の奇数段の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは電源電圧側と接地電圧側の一方に接続され、前記直列接続回路の偶数段の電子回路の間欠動作を制御するスイッチは電源電圧側と接地電圧側の他方に接続されていることを特徴とする受信装置。
16. 請求項１３において、
    前記アナログデジタル変換器の出力の前記デジタルベースバンド信号を処理するベースバンド処理ユニットを更に含み、
    前記ベースバンド処理ユニットは前記アナログデジタル変換器から出力されるウルトラワイドバンド・インパルスラジオ通信でのペイロードデータの転送の前に転送されるプリアンブルデータの前記デジタルベースバンド信号を基に前記インパルス信号の同期捕捉を行うことを特徴とする受信装置。
17. 請求項１６において、
    前記復調器は、ミキサと自乗型復調器とのいずれかで構成されていることを特徴とする受信装置。

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