JP4408092B2 - 無線通信方法、無線送信方法、無線通信システムおよび無線送信機 - Google Patents

Description

本発明は、特に近距離の微弱無線通信システムに用いられ、データ信号を搬送波を用いずに無線送受信する無線通信方法、無線送信方法、無線通信システムおよび無線送信機に関する。

従来の無線通信システムにおける送信側では、高周波の搬送波（キャリア）を送信データで変調して送信し、受信側では受信信号を復調することにより搬送波から送信データを取り出している（非特許文献１）。

図１１は、従来の無線通信システムの構成例を示す。図１１(1) は無線送信機、図１１(2) は無線受信機の構成を示す。図において、無線送信機では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）６１から出力される搬送波とベースバンドの送信データが乗算器６２に入力され、搬送波に送信データを乗算することにより変調する。得られた被変調波はパワーアンプ６３で増幅され、送信アンテナ６４から送信される。無線受信機では、受信アンテナ７１に受信した被変調波を低雑音増幅器（ＬＮＡ）７２で増幅し、イメージ除去フィルタ７３でイメージ成分を除去する。さらに、イメージ成分を除去した被変調波と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）７４から出力される搬送波とを乗算器７５で乗算してダウンコンバートし、その中間周波数信号をチャネル選択フィルタ７６を介して検波器７７に入力し、ベースバンドの送信データに変換する。図１１の構成は、位相変復調（ＰＳＫ）により無線通信を行う場合の一例であるが、他の無線通信方式においても搬送波を発生させ、搬送波に変復調を施して無線通信を行うのが一般的である。

一方、搬送波を用いずに無線通信を行うシステムとして、超広帯域（ＵＷＢ：Ultra Wideband）技術を用いた無線通信システムが提案されている（非特許文献２）。ＵＷＢの送信機は、数ＧHzの極めて広い周波数帯域にわたって、１秒間に10億回以上の非常に時間軸の短いパルス（ガウシアンモノパルス）を発生させ、送信データにより精密なパルス位置変調を施して送信する。受信機は、送信機から送られてきたパルスのシーケンスを受信し、パルスをデータに変換する。
大庭秀雄，提坂秀樹，「無線通信機」，日本理工出版会，pp.120-121,178-181，ISBN 4-89019-136-4 Siwiak Mckeown, "Ultra-wideband radio technology", John Wilet & Sons, Ltd p85, ISBN 0-470-85931-8

図１１に示す従来の無線通信システムでは、送信時および受信時に搬送波を発生させ、この搬送波に変復調を施して無線通信を行う。すなわち、搬送波を発生させるＶＣＯや搬送波に変復調を施す乗算器等のアナログ回路が必要となる。このため、無線通信システムを構成する送受信機の規模やハードウェア量が増大し、システム全体の製造コストや消費電力が大きくなる問題があった。

また、ＵＷＢを用いた無線通信システムにおいても、パルス幅の短い帯域制限されたガウシアンモノパルスを生成する回路が必要となる。このパルス生成回路は、構成が複雑でかつ消費電力が大きいので、無線通信システムを構成する送信機の規模やハードウェア量が増大し、システム全体の製造コストや消費電力が大きくなる問題があった。

ところで、国内の免許不要の無線規格として、たとえば無線タグなどに利用されている 300ＭHz帯の微弱無線規格や、無線ＬＡＮに利用されている 2.4ＧHz（ＩＳＭ）帯の無線規格などがある。これらの無線規格では、無線通信機器の送信信号電力は帯域あたりの信号電力で規定されている。このため、送信信号スペクトルが広帯域であれば、トータルの信号電力は狭帯域信号に比べて大きくなるため、無線通信システムのビットレートや通信距離などの性能向上が期待できる。

また、搬送波を用いる従来の無線通信は一般的に狭帯域であるが、スペクトルを拡散する直接拡散方式や周波数ホッピング方式を用いることにより、送信信号スペクトルを広帯域にすることができる。しかし、スペクトル拡散するための拡散手段や逆拡散手段が必要になるため、システム全体のコストや消費電力が大きくなる問題は避けられなかった。

また、ＵＷＢではガウシアンモノパルスそのものの周波数帯域は広帯域であるが、あるデータレートで通信を行うと、データクロックの周期性に起因してその周波数成分にスペクトルが集中してしまう問題があった。このＵＷＢにおいてスペクトルを拡散する手段として、拡散符号を用いて送信すべきベースバンド信号を拡散し、拡散されたベースバンド信号をガウシアンモノパルスで送受信する方法がある。しかし、この方法では実際に送受信している信号の帯域に対して、通信しているデータ量は（１／拡散比）と小さく、データレートを大きくできない問題があった。

本発明は、搬送波の発生や変復調のための回路等を不要としてシステムを簡易化し、製造コストおよび消費電力の低減を図るとともに、さらに送信信号スペクトルの単位周波数あたりの信号電力の低減を図ることができる無線通信方法、無線送信方法、無線通信システムおよび無線送信機を提供することを目的とする。

本発明の無線通信方法は、送信するデータ信号をその論理値に位相変化が対応する差動信号に変換し、制御信号として出力する制御信号生成手順と、データ信号に同期したクロック信号に対して所定の位相差を有する矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつそれぞれの直流成分をカットした２つの信号を生成し、該２つの信号を制御信号に従って切り替えて送信信号として出力する送信信号生成手順と、送信信号で送信アンテナを励振し、送信アンテナの中心周波数に対応するＲＦパルス信号として送信する送信手順と、ＲＦパルス信号を受信アンテナで受信する受信手順と、受信アンテナの受信信号を遅延検波する検波手順と、検波手順で得られた遅延検波信号に基づいてデータ信号を復元する復元手順とを有する。

また、本発明の無線通信方法は、矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致する。また、制御信号の位相と矩形波信号の位相との間に、クロック信号の半周期分差を設ける。

本発明の無線送信方法は、送信するデータ信号をその論理値に位相変化が対応する差動信号に変換し、制御信号として出力する制御信号生成手順と、データ信号に同期したクロック信号に対して所定の位相差を有する矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつそれぞれの直流成分をカットした２つの信号を生成し、該２つの信号を制御信号に従って切り替えて送信信号として出力する送信信号生成手順と、送信信号で送信アンテナを励振し、送信アンテナの中心周波数に対応するＲＦパルス信号として送信する送信手順とを有する。

また、本発明の無線送信方法は、矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致する。また、制御信号の位相と矩形波信号の位相との間に、クロック信号の半周期分差を設ける。

本発明の無線通信システムは、送信するデータ信号をその論理値に位相変化が対応する差動信号に変換し、制御信号として出力する制御信号生成手段と、データ信号に同期したクロック信号に対して所定の位相差を有する矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつそれぞれの直流成分をカットした２つの信号を生成し、該２つの信号を制御信号に従って切り替えて送信信号として出力する送信信号生成手段と、送信信号を入力し、ＲＦパルス信号として送信する送信アンテナと、ＲＦパルス信号を受信する受信アンテナと、受信アンテナの受信信号を遅延検波する検波手段と、検波手段で得られた遅延検波信号に基づいてデータ信号を復元する復元手段とを備える。

また、本発明の無線通信システムは、送信アンテナの中心周波数は、矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するように設定する構成である。また、制御信号の位相と矩形波信号の位相との間に、クロック信号の半周期分差を設ける構成である。

本発明の無線送信機は、送信するデータ信号をその論理値に位相変化が対応する差動信号に変換し、制御信号として出力する制御信号生成手段と、データ信号に同期したクロック信号に対して所定の位相差を有する矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつそれぞれの直流成分をカットした２つの信号を生成し、該２つの信号を制御信号に従って切り替えて送信信号として出力する送信信号生成手段と、送信信号を入力し、ＲＦパルス信号として送信する送信アンテナとを備える。

また、本発明の無線送信機は、送信アンテナの中心周波数は、矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するように設定する構成である。また、制御信号の位相と矩形波信号の位相との間に、クロック信号の半周期分差を設ける構成である。

本発明の無線通信方法および無線通信システムは、データ信号の論理値に位相変化が対応する矩形波信号を生成して送信アンテナを励振し、送信されるＲＦパルス信号を受信側で遅延検波することによりデータ信号を復元する。これにより、簡単な構成でＲＦパルス信号を生成し、搬送波を用いずに無線通信することが可能となる。さらに、ＲＦパルス信号のスペクトルが広帯域に拡散され、帯域当たりの信号電力を低く抑えることができ、簡単な構成で他の無線通信システムへの干渉の影響を大幅に低減することができる。

また、無線送信機については、ディジタル信号処理がメインとなるため、アナログ回路を大幅に削減でき、大幅なコストおよび消費電力の低減を実現することができる。また、送信アンテナの中心周波数を２Ｔを１周期とする周波数の３倍、５倍などの奇数倍の周波数に設定すれば、矩形波信号の３次高調波成分、５次高調波成分などの高次高調波成分を送信することになる。これにより、無線送信機の各構成が必要とする動作速度を低減することができ、高速動作する回路が不要となる。

（無線送信機の第１の実施形態）
図１は、本発明の無線送信機の第１の実施形態を示す。図２は、第１の実施形態の無線送信機の各部の信号波形の一例を示す。なお、図２の信号波形は横軸に時間、縦軸に電圧をとったものである。

図１において、無線送信機は、ＮＲＺのデータ信号およびデータ信号に同期したクロック信号を入力し、データ信号の「１」、「０」の情報が位相変化に対応する差動信号を生成し、制御信号Ｓ１として出力する制御信号生成部１０と、クロック信号に対して所定の位相差（例えばクロック信号の半周期分差）を有するパルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２を出力する矩形波信号生成部２０と、矩形波信号Ｓ２から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４を生成し、制御信号Ｓ１に従って信号Ｓ３，Ｓ４を切り替えて送信信号Ｓ５として出力する送信信号生成部３０と、送信信号生成部３０から供給される送信信号Ｓ５により励振される送信アンテナ４０とから構成される。

制御信号生成部１０は、データ信号が一方の入力端子に入力する排他的論理和回路（ＸＯＲ：Exclusive OR) １１およびクロック信号がクロック端子clk に入力するＤフリップフロップ（ＤＦＦ）１２で構成され、ＸＯＲ１１の出力がＤＦＦ１２の入力端子inに接続され、ＤＦＦ１２の出力端子out がＸＯＲ１１の他方の入力端子に接続され、ＸＯＲ１１の出力（データ信号に対する差動信号）が制御信号Ｓ１となる。

データ信号とクロック信号は、図２(1),(2) に示すように互いに同期している。このため、ＸＯＲ１１から出力される制御信号Ｓ１は、図２(3) に示すようにデータ信号の「１」、「０」の情報が位相変化に対応する差動信号となる。なお、制御信号生成部１０は、図１に示した構成に限らず同等の機能を有するものであればよい。

矩形波信号生成部２０は、クロック信号を反転するインバータ２１と、反転クロック信号を分周してデータ信号のデータレート（例えば１Ｍbps ）と同じ基準信号（分周反転クロック）を生成する分周器２２と、基準信号を時間Ｔ遅延させて出力する遅延回路２３と、基準信号と遅延回路２３の出力信号との排他的論理和を演算するＸＯＲ２４とから構成される。図２(4),(5) に示すように、基準信号と基準信号を時間Ｔ遅延させた信号との排他的論理和演算により、基準信号の立ち上がりおよび立ち下がりに同期してパルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２が生成される。なお、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔは遅延回路２３の遅延量によって決まり、この遅延量を可変制御すれば矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔも可変となる。

また、矩形波信号生成部２０は、図１に示した構成に限らず同等の機能を有するものであればよい。すなわち、図１の構成では反転クロック信号を分周して基準信号を生成し、さらに基準信号の立ち上がりと立ち下がりに同期した矩形波信号Ｓ２を生成することにより、クロック信号と矩形波信号Ｓ２の位相差をクロック信号の半周期分差としているが、例えばクロック信号の立ち下がりに同期したパルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２が生成される構成であればよい。

送信信号生成部３０は、矩形波信号Ｓ２を入力して位相が互いに 180度異なる信号を出力するバッファ３１およびインバータ３２と、それぞれの出力から直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４を出力する容量素子３３，３４と、制御信号生成部１０から出力される制御信号Ｓ１に従って信号Ｓ３，Ｓ４を切り替え、送信信号Ｓ５として出力するスイッチ３５により構成される。

矩形波信号Ｓ２がバッファ３１，インバータ３２に入力されると、図２(5),(6) に示すように位相が互いに 180度異なる信号に変換される。図２では、バッファ３１，インバータ３２における遅延は無視し、矩形波信号Ｓ２とバッファ３１の出力を共通にしている。バッファ３１，インバータ３２の各出力は、図２(7),(8) に示すように、容量素子３３，３４を介して直流成分がカットされた信号Ｓ３，Ｓ４となる。なお、信号Ｓ３，Ｓ４の位相は互いに反転している。

ここで、矩形波信号Ｓ２から生成される信号Ｓ３，Ｓ４と制御信号Ｓ１の位相差は、図２(7),(8),(3) に示すようにクロック信号の半周期分差になっている。これにより、直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４の各中間のタイミングでスイッチングし、スイッチ３５で切り替える際の各信号間の直流レベル変動を抑えている。なお、矩形波信号Ｓ２から生成される信号Ｓ３，Ｓ４と制御信号Ｓ１との位相差として、クロック信号の半周期分差を生じさせる他の第１の方法としては、矩形波信号生成部２０のインバータ２１を制御信号生成部１０のＤＦＦ１２のクロック端子clk の入力段に移動し、制御信号生成部１０を反転クロック信号で動作させるようにしてもよい。また、同様の位相差を生じさせる他の第２の方法は、第２の実施形態として後述する。

さらに、矩形波信号Ｓ２から生成される信号Ｓ３，Ｓ４とクロック信号に同期した制御信号Ｓ１との間の位相差は、クロック信号の半周期分差に限らず、スイッチングによる影響を回避できる所定の位相差があればよいので、インバータ２１に代えて例えば遅延回路などを用いてもよい。

送信アンテナ４０は、制御信号Ｓ１により信号Ｓ３，Ｓ４を切り替えて得られる送信信号Ｓ５が供給されることにより、アンテナ帯域に応じて、送信信号Ｓ５に一致した高周波パルス信号（ＲＦパルス信号）を送信する。すなわち、無線送信機からは、データ信号が「１」のときに位相が反転し、「０」のときに位相が反転しないＲＦパルス信号が送信されることになる。なお、使用する送信アンテナ４０の中心周波数は、矩形波信号生成部２０の遅延回路２３の遅延量に対応する矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔに対して（２ｋ＋１）／（２Ｔ）（ｋ＝０，１，２，…）とする。

ここで、矩形波信号生成部２０の遅延回路２３の構成例について、図３を参照して説明する。遅延回路２３は、図３(1) に示すようにＤＦＦ２５で実現することができる。ＤＦＦ２５では、供給されるクロック信号の周波数によって遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが決まる。したがって、ＤＦＦ２５へ供給するクロック信号の周波数を変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。

また、遅延回路２３は、図３(2) に示すようにインバータ回路２６を多段接続（ここでは２段接続）しても実現することができる。各インバータ回路２６の出力端子がＭＯＳスイッチ２７および容量素子２８を介して接地され、ＭＯＳスイッチ２７のゲート端子電位Ｖによってインバータ回路２６の出力のＲＣ時定数が決まり、遅延量が決まる。したがって、ＭＯＳスイッチ２７のゲート端子電位Ｖを変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。また、ＭＯＳスイッチ２７の代わりに一般的な可変抵抗器を用い、その抵抗値に応じたＲＣ時定数により遅延量を制御してもよい。また、ＭＯＳスイッチ２７の代わりに固定の抵抗器を用い、容量素子２８の代わりに可変容量素子を用い、その容量値に応じたＲＣ時定数により遅延量を制御してもよい。

なお、遅延回路２３は、インバータ回路２６を４段以上の偶数段接続してもよい。また、遅延回路２３のインバータ回路２６を奇数段接続して構成する場合には、矩形波信号生成部２０の排他的論理和回路（ＸＯＲ）２４に代えて、排他的ノア回路（ＸＮＯＲ）を用いる必要がある。

また、図３(2) のインバータ回路を用いた構成は、図３(1) の構成に比べてクロック信号を供給する必要がない分だけ容易に実現可能である。いずれにしても、遅延回路２３は、図３に示す構成に限定されるものではない。

次に、矩形波信号Ｓ２から生成される送信信号Ｓ５を送信アンテナ４０に供給することにより、送信アンテナ４０からＲＦパルス信号が送信される原理について、まず矩形波信号Ｓ２を送信アンテナ４０に供給する場合について説明する。

図４は、矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す。矩形波信号は、矩形波信号と同じ周波数の正弦波信号成分（基本波、１次高調波）、３倍の周波数の正弦波信号成分（３次高調波）、５倍の周波数の正弦波信号成分（５次高調波）などの奇数次の高調波信号成分からなる。したがって、図２(5) に示す矩形波信号Ｓ２のようなパルス幅Ｔのパルス信号には、２Ｔを１周期とした正弦波信号およびその高次高調波信号が含まれることになる。例えば、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、矩形波信号Ｓ２の基本波成分の周波数は 100ＭHz（１周期は10ｎｓ）となり、高次高調波成分の周波数は 300ＭHz、 500ＭHz、…となる。

このような矩形波信号Ｓ２の基本波成分または高次高調波成分を送信アンテナ４０から送信するには、送信アンテナ４０の中心周波数が（２ｋ＋１)／(２Ｔ）（ｋ＝０，１，２，…）となるようにすればよい。例えば、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが５ｎｓの場合には、中心周波数が 100ＭHz、 300ＭHz、 500ＭHz、…といった送信アンテナ４０を用い、この送信アンテナ４０に矩形波信号Ｓ２を供給することにより、矩形波信号Ｓ２の基本波成分または高次高調波成分に対応するＲＦパルス信号を送信することが可能となる。

なお、（２ｋ＋１）次高調波成分の信号振幅は、図４に示すように矩形波信号の信号振幅に比べて１／（２ｋ＋１）になる。たとえば、矩形波信号Ｓ２の振幅を１とすると、３次高調波成分の振幅は１／３、５次高調波成分の振幅は１／５となる。したがって、送信アンテナ５０から矩形波信号Ｓ２の高次高調波成分を送信する場合ほど送信信号電力は小さくなる。

図５は、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す。図５(1) に示すように、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、図５(2) に示す矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の信号周波数は 300ＭHzとなる。したがって、この矩形波信号Ｓ２を中心周波数 300ＭHzの送信アンテナ４０に供給すると、送信アンテナ４０からは 300ＭHzの周波数で振動する図５(3) に示すようなＲＦパルス信号が出力される。このＲＦパルス信号のパルス幅は、送信アンテナ４０のインパルス応答およびアンテナ帯域で決まる。アンテナ帯域が広い場合にはこのパルス幅を短くなり、アンテナ帯域が狭い場合にはこのパルス幅は長くなる。

図６は、矩形波信号Ｓ２、送信信号Ｓ５、送信アンテナ４０から送信されるＲＦパルス信号のスペクトルを示す。送信信号Ｓ５は、矩形波信号Ｓ２の直流成分付近をカットしたスペクトルとなる。矩形波信号Ｓ２および送信信号Ｓ５の３次高調波成分の周波数は３／（２Ｔ）に相当するので、３次高調波成分を送信アンテナ４０から送信する場合には、図６に示すように中心周波数３／（２Ｔ）の送信アンテナ４０を用意すればよい。

（無線送信機の第２の実施形態）
図７は、本発明の無線送信機の第２の実施形態を示す。図８は、第２の実施形態の無線送信機の各部の信号波形の一例を示す。なお、図８の信号波形は横軸に時間、縦軸に電圧をとったものである。

図７において、無線送信機は、ＮＲＺのデータ信号およびデータ信号に同期したクロック信号を入力し、データ信号の「１」，「０」の情報が位相変化に対応する差動信号を生成し、制御信号Ｓ１として出力する制御信号生成部１０′と、クロック信号に同期したパルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２を出力する矩形波信号生成部２０′と、矩形波信号Ｓ２から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４を生成し、制御信号Ｓ１に従って信号Ｓ３，Ｓ４を切り替えて送信信号Ｓ５として出力する送信信号生成部３０と、送信信号生成部３０から供給される送信信号Ｓ５により励振される送信アンテナ４０とから構成される。

制御信号生成部１０′は、データ信号とクロック信号との論理和を演算するＡＮＤ回路１３と、ＡＮＤ回路１３の出力信号がクロック端子clk に入力されるＤフリップフロップ（ＤＦＦ）１４と、ＤＦＦ１４の出力端子out と入力端子inとの間に接続されるインバータ回路１５とから構成される。

データ信号とクロック信号は、図８(1),(2) に示すように互いに同期している。このため、ＡＮＤ回路１３の出力信号は、図８(3) に示すようにデータ信号が「１」のときに、１ビットに対して１クロック分だけ「１」となる。ＤＦＦ１４の入力端子inには、その出力端子out から出力された制御信号Ｓ１がインバータ回路１５によって反転して入力するので、クロック端子clk に入力されるＡＮＤ回路１３の出力信号が「１」から「０」に遷移するたびに、制御信号Ｓ１が「０」→「１」または「１」→「０」に遷移する。したがって、制御信号Ｓ１は、図８(4) に示すようにデータ信号の「１」のビットに対して状態遷移する。すなわち、制御信号Ｓ１は、データ信号の「１」のビットのデューティ50％（中央）の位置で状態遷移し、制御信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりがデータ信号の「１」のビットに対応することになる。

矩形波信号生成部２０′は、図１の矩形波信号生成部２０からインバータ２１を除いた構成である。すなわち、クロック信号を分周してデータ信号のデータレート（例えば１Ｍbps ）と同じ基準信号（分周クロック）を生成する分周器２２と、基準信号を時間Ｔ遅延させて出力する遅延回路２３と、基準信号と遅延回路２３の出力信号との排他的論理和を演算するＸＯＲ２４とから構成される。図８(5),(6) に示すように、基準信号と基準信号を時間Ｔ遅延させた信号との排他的論理和演算により、基準信号の立ち上がりおよび立ち下がりに同期してパルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２が生成される。なお、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔは遅延回路２３の遅延量によって決まり、この遅延量を前述の構成により可変制御すれば矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔも可変となる。

送信信号生成部３０は、矩形波信号Ｓ２を入力して位相が互いに 180度異なる信号を出力するバッファ３１およびインバータ３２と、それぞれの出力から直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４を出力する容量素子３３，３４と、制御信号生成部１０から出力される制御信号Ｓ１に従って信号Ｓ３，Ｓ４を切り替え、送信信号Ｓ５として出力するスイッチ３５により構成される。

矩形波信号Ｓ２がバッファ３１，インバータ３２に入力されると、図８(6),(7) に示すように位相が互いに 180度異なる信号に変換される。図８では、バッファ３１，インバータ３２における遅延は無視し、矩形波信号Ｓ２とバッファ３１の出力を共通にしている。バッファ３１，インバータ３２の各出力は、図８(8),(9) に示すように、容量素子３３，３４を介して直流成分がカットされた信号Ｓ３，Ｓ４となる。なお、信号Ｓ３，Ｓ４の位相は互いに反転している。

ここで、矩形波信号Ｓ２から生成される信号Ｓ３，Ｓ４と制御信号Ｓ１の位相差は、図８(8),(9),(4) に示すようにクロック信号の半周期分差になっている。これにより、直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４の各中間のタイミングでスイッチングし、スイッチ３５で切り替える際の各信号間の直流レベル変動を抑えている。

送信アンテナ４０は、制御信号Ｓ１により信号Ｓ３，Ｓ４を切り替えて得られる送信信号Ｓ５が供給されることにより、アンテナ帯域に応じて、送信信号Ｓ５に一致した高周波パルス信号（ＲＦパルス信号）を送信する。すなわち、無線送信機からは、データ信号が「１」のときに位相が反転し、「０」のときに位相が反転しないＲＦパルス信号が送信されることになる。なお、使用する送信アンテナ４０の中心周波数は、矩形波信号生成部２０の遅延回路２３の遅延量に対応する矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔに対して（２ｋ＋１）／（２Ｔ）（ｋ＝０，１，２，…）とする。

（無線受信機の実施形態）
図９は、本発明の無線受信機の実施形態を示す。図１０は、図１，７に示す無線送信機および図９に示す無線受信機の主要部の信号波形の一例を示す。なお、図１０の信号波形は横軸に時間、縦軸に電圧をとったものである。

本発明の無線送信機から送信されるＲＦパルス信号は、制御信号Ｓ１で切り替えられる送信信号Ｓ５と同様に、データ信号の論理値に位相変化が対応している。すなわち、ＲＦパルス信号の位相変化に送信データの情報が変調されているので、無線受信機ではＲＦパルス信号の位相変化を遅延検波することによって送信データを検出することができる。

図９(1) において、無線受信機は、ＲＦパルス信号を受信する受信アンテナ５１と、ＲＦ受信信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）５２と、増幅したＲＦ受信信号を遅延検波する遅延回路５３、乗算器５４および積分器５５から構成される遅延検波器と、遅延検波器から出力される遅延検波信号Ｓ６からデータ信号を復元する比較器５６により構成される。なお、遅延検波器の遅延回路５３の遅延量は、ＲＦパルス信号のパルス間隔に対応し、本実施形態でデータ信号のデータレートを１Ｍbps とした場合には１ｎｓとする。また、図９(2) に示すように、ＲＦ受信信号を中間周波数にダウンコンバートする発振器５７およびミキサ５８を備え、ＩＦ受信信号を遅延検波する構成としてもよい。

遅延検波器の積分器５５から出力される遅延検波信号Ｓ６は、図８(4) に示すように、データ信号が「１」の場合にＲＦパルス信号に位相変化が生じているので、直流レベルよりマイナスの値となる。一方、データ信号が「０」の場合には、ＲＦパルス信号に位相変化が生じていないので、遅延検波信号Ｓ６は直流レベルよりプラスの値となる。比較器５６では、この遅延検波信号Ｓ６をリミットし、クロックリカバリすることによりデータ信号を復元することができる。

ところで、一般的な近距離の微弱無線通信では、電波法等の法規により、その送信信号電力はかなり小さな値に制限されている。このため、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信しようとすると、送信信号電力が大きく、規制値を超えてしまうことがある。この場合には、減衰器で信号電力を弱めて送信すればよい。また、送信したい信号周波数帯に対応した高次高調波成分を含む矩形波信号Ｓ２を生成し、この矩形波信号Ｓ２の３次高調波、５次高調波といった信号成分を送信するようにしてもよい。この場合には、高次高調波になるほど信号振幅が小さくなり送信信号電力が小さくなるので、規制値に適合した信号電力の高次高調波成分を選択して使えばよい。なお、高次高調波成分を送信する場合には、基本波成分を送信する場合に比べて次のような利点もある。

矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信する場合には、遅延回路２３で実現しなければならない遅延量が高次高調波成分を送信する場合に比べて短くなり、遅延回路２３の実現が困難になる。例えば 500ＭHz帯のＲＦパルス信号を送信する場合に、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると１ｎｓの遅延量を実現する必要があるが、５次高調波成分を利用すると５ｎｓの遅延量を実現すればよい。ここで、遅延回路２３を図３(1) に示すＤＦＦ２５で実現する場合には、前者は１ＧHzのクロック信号が必要になるのに対して後者は 200ＭHzのクロック信号であればよく、クロック生成は高次高調波成分を利用する方が容易になる利点がある。

さらに、遅延回路２３の遅延量が小さいほど、矩形波信号Ｓ２を出力する排他的論理和回路２４も高速で動作させる必要がある。遅延回路２３の遅延量が大きい場合には、排他的論理和回路２４に要求される動作速度が緩和される利点がある。また、送信信号電力の規制値に対応した高次高調波成分を利用することにより、基本波成分を利用する場合に必要となる減衰器を用いる必要がなくなる利点もある。

以上説明したように、本発明の無線送信機および無線受信機を用いた無線通信システムでは、簡単な構成でデータ信号の「１」，「０」に対応したＲＦパルス信号として伝送することができ、搬送波を用いない無線通信が実現される。これにより、搬送波発生に必要なＶＣＯ等の高周波アナログ回路が大幅に削減され、無線通信システム全体の製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。また、搬送波を用いないＵＷＢ方式と比べても、使用するアンテナ帯域に調整したガウシアンモノパルスを生成するための高周波アンテナ回路や受信機側の相関器も必要としないため、無線通信システム全体の製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。特に、図１および図７に示す無線送信機はほぼ全てをディジタル回路で構成できるので、高周波アナログ回路の削減に伴う製造コストおよび消費電力の低減効果は著しい。また、高次高調波成分を送信する構成にすることにより、微小な遅延量の制御が不要となって簡単に無線送信機を構成することができる。

本発明の無線送信機の第１の実施形態を示す図。 第１の実施形態の無線送信機の各部の信号波形の一例を示すタイムチャート。 遅延回路２３の構成例を示す図。 矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す図。 矩形波信号の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示すタイムチャート。 矩形波信号Ｓ２，送信信号Ｓ５，ＲＦパルス信号のスペクトルの一例を示す図。 本発明の無線送信機の第２の実施形態を示す図。 第２の実施形態の無線送信機の各部の信号波形の一例を示すタイムチャート。 本発明の無線受信機の実施形態を示す図。 無線送信機および無線受信機の各部の信号波形の一例を示すタイムチャート。 従来の無線通信システムの構成例を示す図。

符号の説明

１０ 制御信号生成部
１１ 排他的論理和回路（ＸＯＲ）
１２ Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）
１３ ＡＮＤ回路
１４ Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）
１５ インバータ
２０ 矩形波信号生成部
２１ インバータ
２２ 分周器
２３ 遅延回路
２４ 排他的論理和回路（ＸＯＲ）
２５ Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）
２６ インバータ
２７ ＭＯＳスイッチ
２８ 容量素子
３０ 送信信号生成部
３１ バッファ
３２ インバータ
３３，３４ 容量素子
３５ スイッチ
４０ 送信アンテナ
５１ 受信アンテナ
５２ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
５３ 遅延回路
５４ 乗算器
５５ 積分器
５６ 比較器
５７ 発振器
５８ ミキサ

Claims (12)

1. 送信するデータ信号をその論理値に位相変化が対応する差動信号に変換し、制御信号として出力する制御信号生成手順と、
   前記データ信号に同期したクロック信号に対して所定の位相差を有する矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、
   前記矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつそれぞれの直流成分をカットした２つの信号を生成し、該２つの信号を前記制御信号に従って切り替えて送信信号として出力する送信信号生成手順と、
   前記送信信号で送信アンテナを励振し、送信アンテナの中心周波数に対応するＲＦパルス信号として送信する送信手順と、
   前記ＲＦパルス信号を受信アンテナで受信する受信手順と、
   前記受信アンテナの受信信号を遅延検波する検波手順と、
   前記検波手順で得られた遅延検波信号に基づいて前記データ信号を復元する復元手順と を有することを特徴とする無線通信方法。
2. 請求項１に記載の無線通信方法において、
   前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致する
   ことを特徴とする無線通信方法。
3. 請求項１に記載の無線通信方法において、
   前記制御信号の位相と前記矩形波信号の位相との間に、前記クロック信号の半周期分差を設ける
   ことを特徴とする無線通信方法。
4. 送信するデータ信号をその論理値に位相変化が対応する差動信号に変換し、制御信号として出力する制御信号生成手順と、
   前記データ信号に同期したクロック信号に対して所定の位相差を有する矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、
   前記矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつそれぞれの直流成分をカットした２つの信号を生成し、該２つの信号を前記制御信号に従って切り替えて送信信号として出力する送信信号生成手順と、
   前記送信信号で送信アンテナを励振し、送信アンテナの中心周波数に対応するＲＦパルス信号として送信する送信手順と
   を有することを特徴とする無線送信方法。
5. 請求項４に記載の無線送信方法において、
   前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致する
   ことを特徴とする無線送信方法。
6. 請求項４に記載の無線送信方法において、
   前記制御信号の位相と前記矩形波信号の位相との間に、前記クロック信号の半周期分差を設ける
   ことを特徴とする無線送信方法。
7. 送信するデータ信号をその論理値に位相変化が対応する差動信号に変換し、制御信号として出力する制御信号生成手段と、
   前記データ信号に同期したクロック信号に対して所定の位相差を有する矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、
   前記矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつそれぞれの直流成分をカットした２つの信号を生成し、該２つの信号を前記制御信号に従って切り替えて送信信号として出力する送信信号生成手段と、
   前記送信信号を入力し、ＲＦパルス信号として送信する送信アンテナと、
   前記ＲＦパルス信号を受信する受信アンテナと、
   前記受信アンテナの受信信号を遅延検波する検波手段と、
   前記検波手段で得られた遅延検波信号に基づいて前記データ信号を復元する復元手段と を備えたことを特徴とする無線通信システム。
8. 請求項７に記載の無線通信システムにおいて、
   前記送信アンテナの中心周波数は、前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するように設定する構成である
   ことを特徴とする無線通信システム。
9. 請求項７に記載の無線通信システムにおいて、
   前記制御信号の位相と前記矩形波信号の位相との間に、前記クロック信号の半周期分差を設ける構成である
   ことを特徴とする無線通信システム。
10. 送信するデータ信号をその論理値に位相変化が対応する差動信号に変換し、制御信号として出力する制御信号生成手段と、
    前記データ信号に同期したクロック信号に対して所定の位相差を有する矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、
    前記矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつそれぞれの直流成分をカットした２つの信号を生成し、該２つの信号を前記制御信号に従って切り替えて送信信号として出力する送信信号生成手段と、
    前記送信信号を入力し、ＲＦパルス信号として送信する送信アンテナと
    を備えたことを特徴とする無線送信機。
11. 請求項１０に記載の無線送信機において、
    前記送信アンテナの中心周波数は、前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するように設定する構成である
    ことを特徴とする無線送信機。
12. 請求項１０に記載の無線送信機において、
    前記制御信号の位相と前記矩形波信号の位相との間に、前記クロック信号の半周期分差を設ける構成である
    ことを特徴とする無線送信機。

Images