JP2007187559A - 温度検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】低電圧動作や低消費電力化を図ることができる高精度な温度検出回路を得る。
【解決手段】２つの電界効果トランジスタのゲート電極の仕事関数差を用いて、負の温度係数を有する電圧ＶＰＮ１を生成する第１の電圧源回路２と、２つの電界効果トランジスタにおけるゲート電極の仕事関数差を用いて、電圧ＶＰＮ１の温度係数よりも絶対値が小さい負の温度係数を有する電圧ＶＰＮ２を生成する第２の電圧源回路３と、電圧ＶＰＮ１と電圧ＶＰＮ２との減算を行い、該差分を増幅する減算回路５とを備えるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、低電圧動作や低消費電力動作を行うことができる高精度な温度検出回路に関する。

従来、温度検出回路としてバイポーラトランジスタを用いた絶対温度に比例する電圧源（ＰＴＡＴ：Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｔｏ−Ａｂｓｏｌｕｔｅ−Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）回路が知られている。バイポーラトランジスタのベース‐エミッタ間電圧Ｖｂｅは、温度上昇に伴って減少し、約−２ｍＶ／℃の負の温度係数を有する。バイポーラトランジスタがコレクタ電流ｉ１でバイアスされるときのベース‐エミッタ間電圧Ｖｂｅは次式で表される。
Ｖｂｅ＝（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（ｉ１／ｉｓ）………………（ａ）
前記（ａ）式において、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑはキャリアの電荷量である。また、ｉｓはトランジスタの飽和電流であり、プロセスに大きく依存する。

しかし、下記（ｂ）式で示すように異なったコレクタ電流ｉ１とｉ２でバイアスされる２つのバイポーラトランジスタのベース‐エミッタ間電圧の差を用いることでプロセス依存の大きい電流ｉｓの影響をなくすことができる。
Ｖｐｔａｔ＝Ｖｂｅ（ｉ２）−Ｖｂｅ（ｉ１）＝（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（ｉ２／ｉｓ）−（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（ｉ１／ｉｓ）＝（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（ｉ２／ｉ１）………………（ｂ）
前記（ｂ）式から分かるように、前記ＰＴＡＴ回路から出力される電圧Ｖｐｔａｔは常数を除けば温度と電流比だけで決まるため、プロセスに依存せずに絶対温度に比例する電圧源を実現することができる。

初期のＰＴＡＴ回路の場合、電源電圧１２Ｖで消費電流は数ｍＡのレベルであったが、最近では電源電圧の低下と共に消費電流も数百μＡのレベルまで小さくなり、消費電力は１ｍＷ以下にまで下がってきた。例えば、ＣＭＯＳ温度センサ回路の場合、消費電力は約１２０μＷであった（例えば、非特許文献１参照。）。
なお、従来の関連技術として、８０℃以上の高温でも安定動作し、絶対温度に比例する電圧を発生する電界効果トランジスタを使用した電圧発生回路があった（例えば、特許文献１参照。）。
ピー・クルムネーチャー、エイチ・オグエイ（Ｐ．Ｋｒｕｍｍｅｎａｃｈｅｒ ａｎｄ Ｈ．Ｏｇｕｅｙ）著， 「スマート・テンペレーチャー・センサ・イン・ＣＭＯＳ・テクノロジー（Ｓｍａｒｔ ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ ｓｅｎｓｏｒ ｉｎ ＣＭＯＳ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）」，センサー・アンド・アクチュエーターズ（Ｓｅｎｓｏｒｓ ａｎｄ Ａｃｔｕａｔｏｒｓ）， ＶｏｌＡ２１−Ａ２３，ｐｐ６３６３−６３８，１９９０ 特開２００１−２８４４６４号公報

しかし、このような消費電力ではまだ大きく、特に温度検出回路においては自己発熱による温度検出誤差の発生、バッテリ駆動システムの場合におけるバッテリ寿命の劣化、ＶＬＳＩチップへの温度センサ追加時におけるシステム全体の消費電力増加等の問題を抱えているため、できるだけ温度検出回路の低消費電力化を図ることが要求されていた。

本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、電界効果トランジスタの仕事関数差を用いて、異なる負の温度係数を有する２つの電圧源回路と、それらの信号の減算かつ増幅を行う演算増幅回路を用いることによって、低電圧動作や低消費電力化を図ることができる高精度な温度検出回路を得ることを目的とする。

この発明に係る温度検出回路は、２つの電界効果トランジスタのゲート電極の仕事関数差を用いて、負の温度係数を有した第１電圧を生成する第１の電圧源回路と、
２つの電界効果トランジスタにおけるゲート電極の仕事関数差を用いて、前記第１電圧と異なる負の温度係数を有した第２電圧を生成する第２の電圧源回路と、
前記第１電圧と該第２電圧との減算を行い、該差分を増幅する減算回路と、
を備えるものである。

具体的には、前記第１及び第２の各電圧源回路は、高濃度ｎ型ゲートを有する第１の電界効果トランジスタと、高濃度ｐ型ゲートを有する第２の電界効果トランジスタとをそれぞれ備え、導電型の極性が異なるポリシリコンゲートを有する該第１及び第２の各電界効果トランジスタのチャネル長の比がそれぞれ異なり、前記第１及び第２の各電界効果トランジスタにおけるゲート電極の仕事関数差を用いて、異なる負の温度係数を有した前記第１電圧及び第２電圧を生成するようにした。

また、前記第１及び第２の各電圧源回路は、高濃度ｎ型ゲートを有する第１の電界効果トランジスタと、低濃度ｎ型ゲートを有する第２の電界効果トランジスタとをそれぞれ備え、導電型の極性が同一であるポリシリコンゲートを有する該第１及び第２の各電界効果トランジスタのチャネル長の比がそれぞれ異なり、前記第１及び第２の各電界効果トランジスタにおけるゲート電極の仕事関数差を用いて、異なる負の温度係数を有した前記第１電圧及び第２電圧を生成するようにしてもよい。

前記第１及び第２の各電圧源回路で生成された第１電圧及び第２電圧に対してそれぞれインピーダンス変換を行って前記減算回路に出力するインピーダンス変換回路を備えるようにした。

前記第１の電圧源回路は、生成した第１電圧の電圧調整を行う電圧調整回路を備えるようにした。

前記第２の電圧源回路は、生成した第２電圧の電圧調整を行う電圧調整回路を備えるようにした。

本発明の温度検出回路によれば、２つの電界効果トランジスタのゲート電極の仕事関数差を用いて、負の温度係数を有した第１電圧を生成する第１の電圧源回路と、２つの電界効果トランジスタにおけるゲート電極の仕事関数差を用いて、第１電圧と異なる負の温度係数を有した第２電圧を生成する第２の電圧源回路と、前記第１電圧と該第２電圧との減算を行い、該差分を増幅する減算回路とを備えるようにしたことから、低電圧動作や低消費電力化が可能であると共に、出力電圧の２次係数を低減させることができ出力電圧の直線性を向上させることができる。

次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における温度検出回路の構成例を示した図である。
図１において、温度検出回路１は、第１の電圧源回路２と、第２の電圧源回路３と、インピーダンス変換回路４と、減算回路５とで構成されている。第１の電圧源回路２は、２つの電界効果トランジスタにおけるゲート電極の仕事関数差を用いて、負の温度係数を有する電圧ＶＰＮ１を生成して出力する。第２の電圧源回路３は、２つの電界効果トランジスタにおけるゲート電極の仕事関数差を用いて、電圧ＶＰＮ１と異なる負の温度係数を有する電圧ＶＰＮ２を生成して出力する。インピーダンス変換回路４は、電圧ＶＰＮ１及びＶＰＮ２に対してそれぞれインピーダンス変換を行って減算回路５に出力する。減算回路５は、温度感度の上昇及び低消費電力化を実現するために、インピーダンス変換回路４を介して入力された、第１の電圧源回路２からの電圧ＶＰＮ１と第２の電圧源回路３からの電圧ＶＰＮ２との減算及びその差分の増幅を行って出力電圧ＶＯＵＴを生成し出力する。

インピーダンス変換回路４は、演算増幅回路ＡＭＰ１，ＡＭＰ２で構成されており、演算増幅回路ＡＭＰ１の非反転入力端に電圧ＶＰＮ１が入力され、演算増幅回路ＡＭＰ１の出力端は減算回路５の対応する一方の入力端に接続されている。また、演算増幅回路ＡＭＰ２の非反転入力端に電圧ＶＰＮ２が入力され、演算増幅回路ＡＭＰ２の出力端は減算回路５の対応する他方の入力端に接続されている。演算増幅回路ＡＭＰ１において、出力端は反転入力端に接続されてボルテージホロワを形成している。同様に、演算増幅回路ＡＭＰ２においても、出力端は反転入力端に接続されてボルテージホロワを形成している。

また、減算回路５は、演算増幅回路ＡＭＰと、抵抗Ｒ１〜Ｒ４とで構成され、演算増幅回路ＡＭＰの非反転入力端と接地電圧との間に抵抗Ｒ２が接続され、演算増幅回路ＡＭＰの出力端と反転入力端との間に抵抗Ｒ４が接続されている。また、演算増幅回路ＡＭＰの非反転入力端には、インピーダンス変換された電圧ＶＰＮ２が抵抗Ｒ１を介して入力され、演算増幅回路ＡＭＰの反転入力端には、インピーダンス変換された電圧ＶＰＮ１が抵抗Ｒ３を介して入力されている。
このような構成において、図２は、図１の各電圧の温度変化に対する特性を示した図である。図２から分かるように、電圧ＶＰＮ１は負の温度係数を有しており、電圧ＶＰＮ２は電圧ＶＰＮ１よりも絶対値が小さい負の温度係数を有しており、電圧ＶＰＮ２から電圧ＶＰＮ１を減算した電圧（ＶＰＮ２−ＶＰＮ１）及び該電圧（ＶＰＮ２−ＶＰＮ１）を増幅した出力電圧ＶＯＵＴはそれぞれ正の温度係数を有しており、電圧（ＶＰＮ２−ＶＰＮ１）よりも出力電圧ＶＯＵＴの方が温度係数の絶対値は大きくなっている。

図３は、図１の第１の電圧源回路２の回路例を示した図である。
図３において、第１の電圧源回路２は、ｎチャネル型の電界効果トランジスタＭ１，Ｍ２、出力バッファアンプＡＭＰ３及び抵抗Ｒ５，Ｒ６で構成されている。なお、電界効果トランジスタＭ１は第１の電界効果トランジスタを、電界効果トランジスタＭ２は第２の電界効果トランジスタを、電圧ＶＰＮ１は第１電圧を、演算増幅回路ＡＭＰ３及び抵抗Ｒ５，Ｒ６は電圧調整回路をそれぞれなす。電界効果トランジスタＭ１及びＭ２は、基板やチャネルドープの不純物濃度は等しく、ｎ型基板のｐウェル内に形成され、各基板電圧がソース電圧と等しくなるようにしてある。電源電圧ＶＤＤと接地電圧との間には、電界効果トランジスタＭ１及びＭ２が直列に接続され、電界効果トランジスタＭ１及びＭ２において、それぞれサブストレートゲートはソースに接続されている。

電界効果トランジスタＭ１は、高濃度ｎ型ゲートを有し、デプレッション動作するようにチャネルドープの不純物濃度が調整されているため、ゲートとソースを接続することにより定電流源をなす。電界効果トランジスタＭ２は、高濃度ｐ型ゲートを有し、ゲートとドレインが接続されており、該接続部は、出力バッファアンプＡＭＰ３の非反転入力端に接続されている。出力バッファアンプＡＭＰ３の出力端と接地電圧との間には抵抗Ｒ５及びＲ６が直列に接続され、抵抗Ｒ５とＲ６との接続部は出力バッファアンプＡＭＰ３の反転入力端に接続されている。電界効果トランジスタＭ２のゲート‐ソース間電圧が、出力バッファアンプＡＭＰ３と該出力バッファアンプＡＭＰ３の出力電圧を調整するための抵抗Ｒ５及びＲ６を介して電圧ＶＰＮ１として出力される。電圧ＶＰＮ１は、抵抗Ｒ５とＲ６の抵抗値を変えることにより調整することができる。

このような構成において、電界効果トランジスタＭ１及びＭ２は、トランジスタサイズを示すゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌが等しくなるように設計されることによりペア電界効果トランジスタになる。ペア電界効果トランジスタには同一の電流が流れるため、電界効果トランジスタＭ２のゲート‐ソース間電圧は、電界効果トランジスタＭ１とＭ２とのゲート仕事関数の差になり、２つの電界効果トランジスタＭ１及びＭ２のゲート仕事関数の温度特性の違いから負の温度係数を持つ。このため、電圧ＶＰＮ１は負の温度特性を有する。

図４は、図１の第１の電圧源回路２における他の回路例を示した図である。なお、図４では、図３と同じもの又は同様のものは同じ符号で示している。
図４において、第１の電圧源回路２は、ｎチャネル型の電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ３及び出力電圧調整用の抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で構成されている。なお、抵抗Ｒ１１及びＲ１２は電圧調整回路をなす。電源電圧ＶＤＤと接地電圧との間には、電界効果トランジスタＭ１及びＭ２が直列に接続されると共に、電界効果トランジスタＭ３、抵抗Ｒ１１及びＲ１２が直列に接続されている。電界効果トランジスタＭ１及びＭ３の各ゲートは接続され、該接続部は電界効果トランジスタＭ１のソースに接続されている。電界効果トランジスタＭ２のゲートは、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との接続部に接続され、電界効果トランジスタＭ３と抵抗Ｒ１１との接続部から電圧ＶＰＮ１が出力される。電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ３において、それぞれサブストレートゲートはソースに接続されている。

電界効果トランジスタＭ１とＭ２は、基板やチャネルドープの不純物濃度は等しく、ｎ型基板のｐウェル内に形成され、各基板電圧がソース電圧と等しくなるようにしてある。電界効果トランジスタＭ１は、高濃度ｎ型ゲートを有し、デプレッション動作するようにチャネルドープの不純物濃度が調整されているため、ゲートとソースを接続することにより定電流源を形成している。電界効果トランジスタＭ２は、高濃度ｐ型ゲートを有し、ｎチャネル型の電界効果トランジスタＭ３及び抵抗Ｒ１１，Ｒ１２からなるソースフォロア回路によってドレイン電圧が与えられ、電界効果トランジスタＭ２のゲート‐ソース間電圧が抵抗Ｒ１１及びＲ１２で電圧調整されて電圧ＶＰＮ１として出力される。

電界効果トランジスタＭ１及びＭ２の各トランジスタサイズＷ／Ｌが等しくなるように設計することにより、電界効果トランジスタＭ１及びＭ２はペア電界効果トランジスタになる。このペア電界効果トランジスタには同一の電流が流れるため、電界効果トランジスタＭ２のゲート‐ソース間電圧は、電界効果トランジスタＭ１とＭ２とのゲート仕事関数の差になり、２つの電界効果トランジスタＭ１及びＭ２のゲート仕事関数の温度特性の違いから負の温度係数を持つ。このため、電圧ＶＰＮ１は負の温度特性を有し、抵抗Ｒ１１とＲ１２の抵抗を変えることにより電圧ＶＰＮ１の電圧調整を行うことができる。

図５は、図１の第１の電圧源回路２における他の回路例を示した図である。なお、図５では、図３若しくは図４と同じもの又は同様のものは同じ符号で示している。
図５において、第１の電圧源回路２は、ｎチャネル型の電界効果トランジスタＭ１，Ｍ２、ｐチャネル型の電界効果トランジスタＭ５〜Ｍ７、定電流源７及び抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で構成されている。電界効果トランジスタＭ１及びＭ２は、基板やチャネルドープの不純物濃度は等しく、ｎ型基板のｐウェル内に形成され、各電界効果トランジスタの基板電圧はソース電圧と等しくなるように形成されている。電界効果トランジスタＭ１は、高濃度ｎ型ゲートを有し、電界効果トランジスタＭ２は高濃度ｐ型ゲートを有している。

電界効果トランジスタＭ１及びＭ２のトランジスタサイズＷ／Ｌが等しくなるように設計することにより、電界効果トランジスタＭ１及びＭ２は、ペア電界効果トランジスタとなる。該ペア電界効果トランジスタＭ１及びＭ２は、差動増幅器の入力トランジスタをなし、更にｐチャネル型の電界効果トランジスタＭ５及びＭ６でカレントミラー回路が形成されており、該差動増幅器の出力電圧は、ｐチャネル型の電界効果トランジスタＭ７との間でフィードバックループが形成されている。ペア電界効果トランジスタＭ１とＭ２は、前記差動増幅器の入力トランジスタをそれぞれなし、該差動増幅器は負の温度係数を有する電圧の入力オフセットを持っている。このため、電圧ＶＰＮ１は負の温度特性を有し、抵抗Ｒ１１とＲ１２の抵抗を変えることにより電圧ＶＰＮ１の電圧調整を行うことができる。

ここで、導電型の極性が異なるポリシリコンゲートを有する前記２つのペア電界効果トランジスタＭ１及びＭ２のチャネル長の比を変えることによって、電圧ＶＰＮ１の温度係数を変えることができる。一般に、温度検出回路の重要な特性である出力精度の向上のためには、温度変化に対応する電圧変化（温度係数）をできるだけ大きくして温度変化に対する感度を高くすることが望ましい。
図６は、電界効果トランジスタＭ１及びＭ２のチャネル長Ｌの比と電圧ＶＰＮ１の温度係数ＴＣＲとの関係例を示した図である。
図６から分かるように、出力電圧ＶＰＮ１の温度係数ＴＣＲはチャネル長Ｌの比に応じて変化するため、チャネル長Ｌの比を調整することにより所望の温度係数を得ることができる。従って、チャネル長Ｌ比を選択することによって電圧ＶＰＮ１の温度係数ＴＣＲの絶対値をより大きくすることが可能であり、温度検出回路の温度検出精度の向上を図ることができる。

また、図６から分かるように、電界効果トランジスタＭ１及びＭ２のチャネル長の比によって電圧ＶＰＮ１の温度係数ＴＣＲを変えることができる。このことから、例えば、図３〜図５において、電圧ＶＰＮ１の負の温度係数ＴＣＲの絶対値が小さくなるように電界効果トランジスタＭ１及びＭ２のチャネル長Ｌの比を小さくすることにより、図１の第２の電圧源回路３を形成することができる。

図７は、図１の第１の電圧源回路２における回路例を示した図である。
図７において、第１の電圧源回路２は、ｎチャネル型の電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で構成されている。なお、電界効果トランジスタＭ１１は第１の電界効果トランジスタを、電界効果トランジスタＭ１２は第２の電界効果トランジスタを、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２は電圧調整回路をそれぞれなす。電源電圧ＶＤＤと接地電圧との間には、電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２が直列に接続されると共に、電界効果トランジスタＭ１３、抵抗Ｒ２１及びＲ２２が直列に接続されている。電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１３の各ゲートは接続され、該接続部は電界効果トランジスタＭ１１のソースに接続されている。電界効果トランジスタＭ１２のゲートは、抵抗Ｒ２１とＲ２２との接続部に接続され、電界効果トランジスタＭ１３と抵抗Ｒ２１との接続部が電圧ＶＰＮ１を出力する出力端をなしている。

電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２は、基板やチャネルドープの不純物濃度が等しく、ｎ型基板のｐウェル内にそれぞれ形成され、各基板電圧がソース電圧に等しくなるようにしてある。電界効果トランジスタＭ１１は、高濃度ｎ型ゲートを有し、デプレッション動作するようにチャネルドープの不純物濃度が調整されているため、ゲートとソースを接続することにより定電流源をなしている。電界効果トランジスタＭ１２は、低濃度ｎ型ゲートを有し、ｎチャネル型の電界効果トランジスタＭ１３と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２とからなるソースフォロア回路によってドレイン電圧が印加され、電界効果トランジスタＭ１２のゲート‐ソース間電圧を基にして、電界効果トランジスタＭ１３のソース電圧が電圧ＶＰＮ１として出力される。

電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２のトランジスタサイズＷ／Ｌが等しくなるように設計することで、電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２はペア電界効果トランジスタとなる。該ペア電界効果トランジスタには同一の電流が流れるため、電界効果トランジスタＭ１２のゲート‐ソース間電圧は、電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２の各ゲート仕事関数の差となり、電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２における各ゲート仕事関数の温度特性の違いから負の温度係数を有する。電界効果トランジスタＭ１２のゲート‐ソース間電圧が、抵抗Ｒ２１及びＲ２２で電圧調整されて負の温度係数を有する電圧ＶＰＮ１となる。

このような構成において、電界効果トランジスタＭ１１とＭ１２のチャネル長Ｌが異なっており、例えば図６の電圧ＶＰＮ１の結果と同様に、電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２のチャネル長の比によって電圧ＶＰＮ１の温度係数ＴＣＲを変えることができる。このことから、図７において、電圧ＶＰＮ１の負の温度係数ＴＣＲの絶対値が小さくなるように電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２のチャネル長Ｌの比を小さくすることにより、図１の第２の電圧源回路３を形成することができる。

図８は、図１の第１の電圧源回路２における他の回路例を示した図である。なお、図８では、図７と同じもの又は同様のものは同じ符号で示している。
図８において、第１の電圧源回路２は、ｎチャネル型の電界効果トランジスタＭ１１，Ｍ１２、ｐチャネル型の電界効果トランジスタＭ１５〜Ｍ１７、定電流源１１及び抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で構成されている。電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２は、基板やチャネルドープの不純物濃度は等しく、ｎ型基板のｐウェル内に形成され、各電界効果トランジスタの基板電圧はソース電圧と等しくなるように形成されている。電界効果トランジスタＭ１１は、高濃度ｎ型ゲートを有し、電界効果トランジスタＭ１２は低濃度ｎ型ゲートを有している。

電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２のトランジスタサイズＷ／Ｌが等しくなるように設計することにより、電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２は、ペア電界効果トランジスタとなる。該ペア電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２は、差動増幅器の入力トランジスタをなし、更にｐチャネル型の電界効果トランジスタＭ１５及びＭ１６でカレントミラー回路が形成されており、該差動増幅器の出力電圧は、ｐチャネル型の電界効果トランジスタＭ１７との間でフィードバックループが形成されている。ペア電界効果トランジスタＭ１１とＭ１２は、前記差動増幅器の入力トランジスタをそれぞれなし、前記差動増幅器は負の温度係数を有する電圧の入力オフセットを持っている。このため、電圧ＶＰＮ１は負の温度特性を有し、抵抗Ｒ２１とＲ２２の抵抗値を変えることにより電圧ＶＰＮ１の電圧調整を行うことができる。

このような構成において、電界効果トランジスタＭ１１とＭ１２のチャネル長Ｌが異なっており、例えば図６の電圧ＶＰＮ１の結果と同様に、電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２のチャネル長の比によって電圧ＶＰＮ１の温度係数ＴＣＲを変えることができる。このことから、図８において、電圧ＶＰＮ１の負の温度係数ＴＣＲの絶対値が小さくなるように電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２のチャネル長Ｌの比を小さくすることにより、図１の第２の電圧源回路３を形成することができる。

次に、図９は、図１の減算回路５の回路例を示した図であり、図９を用いて図１の温度検出回路１の動作について説明する。
図９において、減算回路５は、演算増幅回路ＡＭＰと、抵抗Ｒ１〜Ｒ４とで構成され、演算増幅回路ＡＭＰは、差動対をなすエンハンスメント型のｎチャネル型の電界効果トランジスタＭ２１，Ｍ２２、ｎチャネル型の電界効果トランジスタＭ２１，Ｍ２２の負荷をなすｐチャネル型の電界効果トランジスタＭ２３，Ｍ２４、及び電界効果トランジスタＭ２１，Ｍ２２に定電流を供給する定電流源２１からなる差動増幅段と、ｐチャネル型の電界効果トランジスタＭ２５、及び定電流源をなすデプレッション型のｎチャネル型電界効果トランジスタＭ２６からなる増幅段とで構成されている。電界効果トランジスタＭ２１のゲートは演算増幅回路ＡＭＰの非反転入力端をなし、電界効果トランジスタＭ２２のゲートは演算増幅回路ＡＭＰの反転入力端をなしている。

電界効果トランジスタＭ２１及びＭ２２の各ソースは接続され、該接続部と接地電圧との間に定電流源２１が接続されている。電源電圧ＶＤＤと電界効果トランジスタＭ２１のドレインとの間には電界効果トランジスタＭ２３が接続され、電源電圧ＶＤＤと電界効果トランジスタＭ２２のドレインとの間には電界効果トランジスタＭ２４が接続されている。電界効果トランジスタＭ２３及びＭ２４はカレントミラー回路を形成しており、電界効果トランジスタＭ２３及びＭ２４の各ゲートは接続され、該接続部は電界効果トランジスタＭ２４のドレインに接続されている。

また、電源電圧ＶＤＤと接地電圧との間には、電界効果トランジスタＭ２５とＭ２６が直列に接続され、電界効果トランジスタＭ２５のゲートは、電界効果トランジスタＭ２３とＭ２１との接続部に接続されている。また、電界効果トランジスタＭ２６において、ゲートはソースに接続され、電界効果トランジスタＭ２５とＭ２６との接続部が、演算増幅回路ＡＭＰの出力端をなし出力電圧ＶＯＵＴが出力される。第２の電圧源回路３からの電圧ＶＰＮ２は、演算増幅回路ＡＭＰ２でインピーダンス変換された後、抵抗Ｒ１とＲ２で分圧されて電界効果トランジスタＭ２１のゲートに入力され、第１の電圧源回路２からの電圧ＶＰＮ１は、演算増幅回路ＡＭＰ１でインピーダンス変換された後、抵抗Ｒ３を介して電界効果トランジスタＭ２２のゲートに入力され、演算増幅回路ＡＭＰの出力電圧ＶＯＵＴを帰還抵抗Ｒ４を介して電界効果トランジスタＭ２２のゲートに戻す構成をなしている。

このような構成において、図２で示したように、電圧ＶＰＮ１及びＶＰＮ２はそれぞれ負の温度係数を有するため温度上昇と共にそれぞれ減少するが、電圧ＶＰＮ１の温度係数の絶対値が電圧ＶＰＮ２よりも大きい。温度検出回路１の出力電圧ＶＯＵＴは、電圧ＶＰＮ２から電圧ＶＰＮ１を減算した後、所望の温度係数により決まる増幅倍率ｎをかけた値になり、下記（１）式で示すことができる。
ＶＯＵＴ＝ｎ×（ＶＰＮ２−ＶＰＮ１）………………（１）

出力電圧ＶＯＵＴの２次係数αＶＯＵＴは、電圧ＶＰＮ２の２次係数αＶＰＮ２から電圧ＶＰＮ１の２次係数αＶＰＮ１を減算して増幅倍率ｎをかけた値になり、下記（２）式のようになる。
αＶＯＵＴ＝ｎ×（αＶＰＮ２−αＶＰＮ１）………………（２）
増幅倍率ｎは、下記（３）式で示すように所望の温度係数によって決まる。
ｎ＝所望の温度係数／（電圧ＶＰＮ２の温度係数−電圧ＶＰＮ１の温度係数）………………（３）

一方、温度検出回路１の出力電圧ＶＯＵＴの直線性は、出力電圧カーブの２次回帰式での２次係数で表すことができる。出力電圧ＶＯＵＴの２次係数は、前記（１）式に示すように、電圧ＶＰＮ２の２次係数から電圧ＶＰＮ１の２次係数を減算し、増幅倍率ｎをかけた値になる。従って、出力電圧ＶＯＵＴの２次係数を小さくするためには、増幅倍率ｎを１にした場合、前記（１）式の右辺の２項目である（ＶＰＮ２の２次係数−ＶＰＮ１の２次係数）の値を小さくすればよい。

図１０は、電界効果トランジスタＭ１及びＭ２、又は電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２といった２つの電界効果トランジスタのチャネル長Ｌ比と、対応する電圧ＶＰＮ１又はＶＰＮ２の２次係数αＶＰＮ１又はαＶＰＮ２との関係例を示した図である。なお、以下、第１の電圧源回路２を構成する電界効果トランジスタＭ１及びＭ２のチャネル長Ｌ比を電圧ＶＰＮ１のＬ比と呼び、第２の電圧源回路３を構成する電界効果トランジスタＭ１１及びＭ１２のチャネル長Ｌ比を電圧ＶＰＮ２のＬ比と呼ぶ。

図１０から分かるように、電圧ＶＰＮ１の２次係数αＶＰＮ１は電圧ＶＰＮ１のＬ比に、電圧ＶＰＮ２の２次係数αＶＰＮ２は電圧ＶＰＮ２のＬ比にそれぞれ強く依存しており、電圧ＶＰＮ１のＬ比が３付近で２次係数αＶＰＮ１がほぼ零になり、電圧ＶＰＮ２のＬ比が３付近で２次係数αＶＰＮ２がほぼ零になる。
図１１は、電圧ＶＰＮ１のＬ比を、出力電圧ＶＯＵＴの２次係数αＶＯＵＴがほぼ零になる３に固定した場合における、電圧ＶＰＮ２のＬ比と出力電圧ＶＯＵＴの２次係数αＶＯＵＴとの関係の例を示した図である。図１１において、横軸は電圧ＶＰＮ２のＬ比であり、縦軸は出力電圧ＶＯＵＴの２次係数αＶＯＵＴである。

図１１において、電圧ＶＰＮ２のＬ比の増加に伴って、出力電圧ＶＯＵＴの２次係数αＶＯＵＴの絶対値が減少する傾向を示している。このことは、次のように説明することができる。まず、電圧ＶＰＮ２のＬ比が０.５の場合、２次係数αＶＯＵＴは約−１.１Ｅ−６である。そこで、電圧ＶＰＮ２のＬ比を大きくしていくと、図１０から分かるように電圧ＶＰＮ２の２次係数αＶＰＮ２は、絶対値が減少しながら零に近付く。従って、前記（２）式において、電圧ＶＰＮ１の２次係数αＶＰＮ１がほぼ零で固定であるため、電圧ＶＰＮ２と電圧ＶＰＮ１との２次係数の差分は電圧ＶＰＮ２のＬ比の増加と共に次第に小さくなり、最終的な２次係数αＶＯＵＴの値の減少をもたらす。例えば、電圧ＶＰＮ２のＬ比が２.５の場合、２次係数αＶＯＵＴは約−１.９Ｅ−７になり、従来の約１／６まで２次係数の低減効果を得ることができる。これらの効果は、電圧ＶＰＮ１のＬ比を３以外に変えた場合においても有効であり、出力電圧ＶＯＵＴの２次係数αＶＯＵＴが小さく直線性を向上させることができる温度検出回路を実現することができる。

次に、図３の回路を使用した場合を例にして温度検出回路１の最低動作電圧Ｖｍｉｎについて考える。最低動作電圧Ｖｍｉｎは、電界効果トランジスタＭ１のドレイン‐ソース間電圧ＶｄｓＭ１と、電界効果トランジスタＭ２のドレイン‐ソース間電圧ＶｄｓＭ２との和になり、下記（４）式で表される。
Ｖｍｉｎ＝ＶｄｓＭ１＋ＶｄｓＭ２
＝（ＶｇｓＭ１−ＶｔｈＭ１）＋（ＶｇｓＭ２−ＶｔｈＭ２）
＝（０−ＶｔｈＭ１）＋ＶＰＮ１………………（４）

電界効果トランジスタＭ１及びＭ２の各しきい値ＶｔｈＭ１及びＶｔｈＭ２がそれぞれ−０.４Ｖであり、電圧ＶＰＮ１が１Ｖである場合、前記（４）式からＶｍｉｎ＝１.４Ｖになる。
前記のように、温度検出回路１の最低動作電圧Ｖｍｉｎは、電界効果トランジスタＭ１のしきい値ＶｔｈＭ１と電圧ＶＰＮ１によって決まり、温度検出回路１の消費電流は約３μＡであるため、消費電力は３μＡ×１.４Ｖ＝４.２μＷになる。このように、本第１の実施の形態における温度検出回路は、低電圧動作及び低消費電力化を実現することができる。

なお、前記説明では、電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ１１及びＭ１２がｎチャネル型である場合を例にして説明したが、電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ１１及びＭ１２としてｐチャネル型の電界効果トランジスタを使用してもよい。

本発明の第１の実施の形態における温度検出回路の構成例を示した図である。 図１の各電圧の温度変化に対する特性を示した図である。 図１の第１及び第２の各電圧源回路の回路例を示した図である。 図１の第１及び第２の各電圧源回路における他の回路例を示した図である。 図１の第１及び第２の各電圧源回路における他の回路例を示した図である。 電界効果トランジスタＭ１及びＭ２のチャネル長Ｌの比と電圧ＶＰＮ１の温度係数ＴＣＲとの関係例を示した図である。 図１の第１及び第２の各電圧源回路における回路例を示した図である。 図１の第１及び第２の各電圧源回路における他の回路例を示した図である。 図１の減算回路５の回路例を示した図である。 電圧ＶＰＮ１のＬ比と２次係数αＶＰＮ１、及び電圧ＶＰＮ２のＬ比と２次係数αＶＰＮ２との関係例を示した図である。 電圧ＶＰＮ２のＬ比と出力電圧ＶＯＵＴの２次係数αＶＯＵＴとの関係例を示した図である。

符号の説明

１ 温度検出回路
２ 第１の電圧源回路
３ 第２の電圧源回路
４ インピーダンス変換回路
５ 減算回路
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ１１，Ｍ１２ 電界効果トランジスタ
ＡＭＰ，ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３ 演算増幅回路
Ｒ１〜Ｒ６，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２ 抵抗

Claims (6)

1. ２つの電界効果トランジスタのゲート電極の仕事関数差を用いて、負の温度係数を有した第１電圧を生成する第１の電圧源回路と、
   ２つの電界効果トランジスタにおけるゲート電極の仕事関数差を用いて、前記第１電圧と異なる負の温度係数を有した第２電圧を生成する第２の電圧源回路と、
   前記第１電圧と該第２電圧との減算を行い、該差分を増幅する減算回路と、
   を備えることを特徴とする温度検出回路。
2. 前記第１及び第２の各電圧源回路は、高濃度ｎ型ゲートを有する第１の電界効果トランジスタと、高濃度ｐ型ゲートを有する第２の電界効果トランジスタとをそれぞれ備え、導電型の極性が異なるポリシリコンゲートを有する該第１及び第２の各電界効果トランジスタのチャネル長の比がそれぞれ異なり、前記第１及び第２の各電界効果トランジスタにおけるゲート電極の仕事関数差を用いて、異なる負の温度係数を有した前記第１電圧及び第２電圧を生成することを特徴とする請求項１記載の温度検出回路。
3. 前記第１及び第２の各電圧源回路は、高濃度ｎ型ゲートを有する第１の電界効果トランジスタと、低濃度ｎ型ゲートを有する第２の電界効果トランジスタとをそれぞれ備え、導電型の極性が同一であるポリシリコンゲートを有する該第１及び第２の各電界効果トランジスタのチャネル長の比がそれぞれ異なり、前記第１及び第２の各電界効果トランジスタにおけるゲート電極の仕事関数差を用いて、異なる負の温度係数を有した前記第１電圧及び第２電圧を生成することを特徴とする請求項１記載の温度検出回路。
4. 前記第１及び第２の各電圧源回路で生成された第１電圧及び第２電圧に対してそれぞれインピーダンス変換を行って前記減算回路に出力するインピーダンス変換回路を備えることを特徴とする請求項１、２又は３記載の温度検出回路。
5. 前記第１の電圧源回路は、生成した第１電圧の電圧調整を行う電圧調整回路を備えることを特徴とする請求項１、２、３又は４記載の温度検出回路。
6. 前記第２の電圧源回路は、生成した第２電圧の電圧調整を行う電圧調整回路を備えることを特徴とする請求項１、２、３、４又は５記載の温度検出回路。
   

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