JP2007091182A - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】構成が簡単でモータ負荷電流の影響や角度情報も考慮にいれたデッドタイム補償を用いることにより、モータ電圧、電流の歪みやトルクリップルが少なく、操舵速度や電流指令値が小さい場合でもデッドタイムの補償のタイミングがずれない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。
【解決手段】ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータを駆動するインバータと、操舵トルクに基づいて演算された電流指令値から前記インバータのデッドタイムを補償する補償値を演算するデッドタイム補償部と、前記電流指令値と前記モータのモータ電流との偏差に基づいて電流制御値を演算する電流制御部とを具備したデッドタイム補償機能付きの電動パワーステアリン装置の制御装置において、前記電流指令値、前記モータの角度及び角速度を基に前記デッドタイムの補償タイミングを計算し、前記補償タイミングを基に前記補償値を処理してデッドタイム補償する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、自動車や車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特にモータ駆動用インバータのデッドタイム補償を改善したデッドタイム補償機能付きの電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。

自動車や車両のステアリング装置をモータの回転力で補助力を付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力を付勢するようになっている。そして、モータが所望のトルクを発生するようにモータに電流を供給するため、モータ駆動回路にインバータなどが用いられている。

ここで、特開平８−１４２８８４号公報（特許文献１）等に開示されている電動パワーステアリング装置の基本的な構成を図４に示し、モータ駆動回路２０の詳細を図５に示す。図４において、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴが位相補償器２に入力されてトルク指令値ＴＡが算出される。次に、操舵補助指令値演算器３にトルク指令値ＴＡが入力され、車速センサ１１で検出された車速Ｖを加味して操舵補助指令値演算器３で操舵補助指令値Ｉｒｅｆが算出される。モータ１の電流ｉはモータ電流検出回路８で検出されて減算器４Ａにフィードバックされ、操舵補助指令値Ｉｒｅｆとの誤差が算出される。誤差は比例演算器６及び積分演算器７で比例積分制御される。過渡応答を良くするための微分補償器５には操舵補助指令値Ｉｒｅｆが入力され、加算器４Ｂにて微分補償器５、比例演算器６及び積分演算器７の各出力が加算されて電流制御値Ｅが算出される。モータ駆動回路２０は電流制御値Ｅに基づき、モータ１に電流を供給する。

モータ駆動回路２０は図５に示すように、スイッチング素子であるＦＥＴ１〜ＦＥＴ４で成るインバータ部と、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の各ゲートを制御するゲート制御部とで構成されている。インバータ部はＦＥＴ１及びＦＥＴ３で成る上下アームと、ＦＥＴ２及びＦＥＴ４で成る上下アームとが配置され、各上下アームの接続点間にモータ１を接続する構成でＨブリッジ回路を形成している。ゲート制御部では電流制御値Ｅが変換部２１に入力され、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４に対するタイミング信号Ｄ１〜Ｄ４がそれぞれ生成され、ゲート駆動回路２２Ａ、２３Ａ、２２Ｂ、２３Ｂへ入力されてＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の駆動が可能なゲート信号が生成される。なお、各ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４には、バッテリ１２から電圧（Ｖｄｃ）が供給されている。しかし、変換部２１で生成されたタイミング信号Ｄ３及びＤ４が直接ゲート駆動回路２２Ｂ及び２３Ｂに入力されず、それぞれデッドタイム回路２４及び２５に入力されるのは次のような理由による。

インバータ部の上下アームＦＥＴ１及びＦＥＴ３は交互にオン、オフを繰り返し、同様にＦＥＴ２及びＦＥＴ４も交互にオン、オフを繰り返す。しかし、ＦＥＴは理想スイッチではなく、ゲート信号Ｄ１〜Ｄ４の指示通りに瞬時にオン、オフせず、ターンオンタイムやターンオフタイムを要する。このため、ＦＥＴ１へのオンの指示とＦＥＴ３へのオフの指示が同時になされると、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が同時にオンになって上下アームが短絡する。そこで、ＦＥＴ１とＦＥＴ３が同時にオンすることのないように、ゲート駆動回路２２Ａへオフ信号を与えた場合、ゲート駆動回路２２Ｂに直ちにオン信号を与えず、デッドタイム回路２４でデッドタイムＴｄの間をおいてオン信号をゲート駆動回路２２Ｂに与えることにより、ＦＥＴ１とＦＥＴ３の上下短絡を防止している。ＦＥＴ２とＦＥＴ４についても同様である。

しかし、このデッドタイムＴｄの存在は、電動パワーステアリング装置の制御にとってトルク不足やトルクリップルの問題を引起こす原因となるので、この問題について説明する。

先ず、デッドタイムＴｄ、ターンオンタイムＴｏｎ、ターンオフタイムＴｏｆｆについて図６に関係を示す。ゲート信号Ｄが基本的なＦＥＴ１及びＦＥＴ３に対するオン、オフ信号とする。しかし、実際にはＦＥＴ１にはゲート信号Ｄ１が与えられ、ＦＥＴ２にはゲート信号Ｄ２が与えら、デッドタイムＴｄが確保されている。ＦＥＴ１及びＦＥＴ２で構成される相電圧をＶａｎとする。ゲート信号Ｄ１によるオン信号が与えられても直ちにＦＥＴ１はオンせず、ターンオンタイムＴｏｎの時間を要してターンオンしており、オフ信号を与えても直ちにオフせずターンオフタイムＴｏｆｆの時間を要している。なお、Ｖｄｃはインバータの電源電圧である。よって、全遅れ時間Ｔｔｏｔは下記数１のように示される。
（数１）
Ｔｔｏｔ＝Ｔｄ＋Ｔｏｎ−Ｔｏｆｆ

ここで、ターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆは使用するＦＥＴやバッテリなどの種類、容量等によって変化し、デッドタイムＴｄは一般的にターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆより大きい値である。

デッドタイムＴｄの電圧に対する影響は、次のようなものである。図６に示すように、理想のゲート信号Ｄに対して実際のゲート信号Ｄ１やＤ３はデッドタイムＴｄの影響でゲート信号Ｄとは異なったものとなる。そのため、歪み電圧ΔＶが発生するが、歪み電圧ΔＶは、モータ電流の向きが正の場合（電流の向きが電源からモータへ流れる場合）には数２のようになり、モータ電流の向きが負の場合（電流の向きがモータから電源へ流れる場合）には数３のようになる。
（数２）
−ΔＶ＝−（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２）
ただし、ＴｓはインバータをＰＷＭ制御した場合のＰＷＭ周波数ｆｓの逆数Ｔｓ＝１
／ｆｓである。

（数３）
ΔＶ＝（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２）

上記数２と数３を１つの式で表わすと、下記数４のようになる。
（数４）
ΔＶ＝−sign（Ｉｓ）・（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２）
ここで、sign(Ｉｓ)はモータ電流の極性を表わす。

数４から導かれることは、歪み電圧ΔＶは周波数ｆｓが高く、電源電圧Ｖｄｃが大きいほどデッドタイムＴｄの影響が大きく現れることである。

ここでは歪み電圧ΔＶに対するデッドタイムＴｄの影響について説明したが、電流或いはトルクに関しても、デッドタイムＴｄによる好ましくない影響がある。歪み電流については、電流が正から負へ、或いは負から正へ変化するときに電流が零付近に張り付く現象（零クランピング現象）がデッドタイムＴｄによって引起こされる。これは負荷（モータ）がインダクタンスのため、デッドタイムＴｄによる電圧の減少が電流を零に維持しようとする傾向があるためである。

また、トルクに対するデッドタイムＴｄの影響としてはトルクの出力不足やトルクリップルの増加に現れる。つまり、歪み電流が低次の高調波を発生させ、それがトルクリップルの増加につながる。また、トルクの出力不足は、理想の電流よりデッドタイムＴｄの影響を受けた現実の電流が小さくなるために発生する。
特開平０８−１４２８８４号公報 ＷＯ ２００５／０２３６２６ Ａ１ Ben Brahim, "The analysis and compensation of dead−time effects in the three phase ＰＷＭ inverters"、Proceedings of the IEEE−IECON98、Volume ２，pages 792−792

上述のようなデッドタイムＴｄの好ましくない影響を防止するために、種々のデッドタイム補償が考えられてきた。その基本的な考えは、数４に示す歪み電圧ΔＶを補償することである。よって、数４を補償するためには、下記数５の補正電圧（補償値）Δｕによって補正することになる。

（数５）
Δｕ＝sign(Ｉｓ)・（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２）

ここで、問題となるのは、電流Ｉｓの極性sign(Ｉｓ)を正しく検出できないことである。電流Ｉｓの極性を測定するとき、ＰＷＭ制御のノイズや前述した電流の零クランピング現象が電流Ｉｓの極性を正しく測定することを困難にしている。

多くの従来のデッドタイム補償は、例えばベン ブラヒム「３相ＰＷＭインバータのデッドタイム補償解析」学会誌IEEE−IECON98、２巻、792頁から797頁（Ben Brahim、The analysis and compensation of dead−time effects in the three phase PWM inverters、Proceedings of the IEEE−IECON98、Volume
２，pages 792−792）（非特許文献１）に開示されている。しかし、非特許文献１に開示されている手法は、方法が複雑で、ハードウェアの追加が必要で、さらにモータ電流などの負荷電流の変化を考慮に入れた対策を施していないものである。そのため、インバータの上下アーム短絡を防止するためのデッドタイム補償がモータ電圧、電流の歪み或いはトルクの出力不足やトルクリップルの増加を招き、従来そのデッドタイム補償の改善策が複雑で、かつハードウェアの追加を招き、またモータ負荷電流の影響を考慮しない不完全なデッドタイム補償であった。

このような問題を解決するものとして、ＷＯ ２００５／０２３６２６ Ａ１（特許文献２）に開示されたものがある。以下、その概要を説明する。

図７は、デッドタイム補償機能付き電動パワーステアリング装置の制御装置の基本構成例を示しており、ステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号Ｔｒｅｆに基づいて電流指令値算出回路３１で電流指令値Ｉｒｅｆが演算される。一方、モータ３０の電流Ｉｍｅｓを電流検出器３６で検出し、減算部３２にフィードバックして電流指令値Ｉｒｅｆとモータ電流Ｉｍｅｓとの誤差を算出し、電流制御回路３３に入力して電圧指令値ｕを算出する。そして、インバータ３５は電圧指令値ｕに基づいてＰＷＭ制御されるが、かかる基本制御構成にデッドタイム補償回路５０が追加されている。デッドタイム補償回路５０は電流指令値Ｉｒｅｆを入力して補償値Δｕを算出し、電流制御回路３３の出力である電圧指令値ｕに加算部３４で加算する。加算結果がデッドタイム補償された電圧指令値としてインバータ３５に入力される。

次に、デッドタイム補償回路５０の例を図８に示して説明すると、電流指令値Ｉｒｅｆがリファレンスモデル回路５１に入力され、モデル電流Ｉｍｏｄが出力される。そして、モデル電流Ｉｍｏｄはヒステリシス回路５２を経て、極性判定回路５３及び補償値量算出回路Ａ内の絶対値回路５５に入力される。デッドタイム補償回路５０から出力される補償値Δｕは、極性と量（以下、「補償値量Δu2」とする。）で構成される。

リファレンスモデル回路５１からのモデル電流Ｉｍｏｄはヒステリシス回路５２に入力され、ヒステリシス特性を有するモデル電流Ｉｍｏｄｈとして出力され、モデル電流Ｉｍｏｄｈは極性を求めるための極性判定回路５３及び補償値量Δu2を求めるための絶対値回路５５に入力される。ヒステリシス回路５２を設ける理由は、負荷電流が零点を通過するときに極性が不安定になること（補償値のチャタリング）を防止して、安定した制御を可能にするためである。

ヒステリシス特性を有するモデル電流Ｉｍｏｄｈは極性判定回路５３に入力され、その判定極性sign(Ｉｍｏｄｈ)は、“＋１”又は“−１“の形で出力される。リファレンスモデル回路５１は電流指令値Ｉｒｅｆを入力してモデル電流Ｉｍｏｄを算出するが、リファレンスモデル回路５１の伝達関数MR(s)は下記数６のようになる。
（数６）
MR(s)＝１／(１＋Ｔｃ・ｓ)
ここで、Ｔｃ＝１／（２π・ｆｃ）であり、ｆｃは電流制御ループのカットオフ周波
数である。

数６の１次遅れ関数は、図７のモータ３０を示す関数１／（Ｒ＋ｓ・Ｌ）を電流制御回路３３、インバータ３５、電流検出器３６を基に導いた電流制御ループのモデル関数である。

ここで、電流指令値Ｉｒｅｆと実際のモータ電流Ｉｍｅｓの関係は図９に示すようになっており、実際のモータ電流Ｉｍｅｓはノイズを多く含んでおり、これが零電流付近での極性判定を困難なものにしている。そこで、実際の電流Ｉｍｅｓを使用しないで、ノイズの無い電流指令値Ｉｒｅｆを基に１次遅れ回路を介してモータ電流Ｉｍｏｄを生成すると共に、ヒステリシス回路５２でヒステリシスを付与している。ヒステリシス回路５２からのモデル電流Ｉｍｏｄｈは極性判定回路５３に入力され、モデル電流Ｉｍｏｄｈの極性であるsign(Ｉｍｏｄｈ)が算出される。極性sign(Ｉｍｏｄｈ)は数７に示すように（＋１）又は（−１）のどちらかの値をとる。実際のモータ電流やインバータ電流を測定して極性を正しく判定することはノイズ等で非常に困難であるが、モデル電流を用いて判定すれば、そのような心配はない。
（数７）
sign(Ｉｍｏｄｈ)＝“＋１”又は“−１”

また、補償値量Δu2は、補償値量算出回路Ａで次のようにして求められる。モデル電流Ｉｍｏｄｈは絶対値回路５５に入力され、その絶対値｜Ｉｍｏｄｈ｜は変化値算出回路５６に入力され、変化値Δu1が算出される。モデル電流Ｉｍｏｄｈの絶対値｜Ｉｍｏｄｈ｜を求める理由は、補償値量を算出するので極性を統一する必要があるからである。絶対値｜Ｉｍｏｄｈ｜は変化値算出回路５６に入力され、変化値算出回路５６で変化値Δu1が算出される。変化値算出回路５６の入出力関係は、下記数８のように表わされる。
（数８）
Δu1＝Ｒｅｇ・｜（Ｉｍｏｄｈ−Ｉｃ）｜
ここで、Ｒｅｇは等価抵抗を示し、Ｉｍｏｄｈ＞Ｉｃである。

上記数８において、Ｉｃ＞Ｉｍｏｄｈ＞０ではΔu1＝０である。つまり、モデル電流Ｉｍｏｄｈが小さい値では、変化値Δu1の補償は実行しない。つまり、数８で示す変化値Δu1はモデル電流Ｉｍｏｄｈに比例しており、モータ負荷の変動によるモータ電流の変動を考慮した変化値Δu1が、補償値Δｕに影響している。

一方、固定値設定回路５４には固定値Δu0が設定されているが、固定値Δu0は下記数９の値である。
（数９）
Δu0＝（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２）

ここで、全遅れ時間Ｔｔｏｔは前記（１）式に示すようにＴｔｏｔ＝Ｔｄ＋Ｔｏｎ−Ｔｏｆｆである。デッドタイムＴｄ、ターンオンタイムＴｏｎ及びターンオフタイムＴｏｆｆは、インバータに使用するスイッチング素子の種類などで決定される値であり、例えばＦＥＴの場合、定格電圧や定格電流が大きいほどターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆが大きくなり、デッドタイムＴｄも大きくなる。

次に、加算部５８で変化値Δu1と固定値Δu0が加算され、補償値量であるΔu2（＝Δu0＋Δu1）が算出される。

最後に、極性判定回路５３からの極性信号sign(Ｉｍｏｄｈ)と、補償値量算出回路Ａからの補償値量Δu2＝（Δu0＋Δu1）とが極性付与回路としての乗算回路５７で乗算され、下記数１０に従って極性を有する補償値Δｕが算出される。
（数１０）
Δｕ＝sign(Ｉｍｏｄｈ)・Δu2
＝sign(Ｉｍｏｄｈ)・（Δu0＋Δu1）

このようにして算出された補償値Δｕは、図７で示す電流制御回路３の出力である電圧指令値ｕに加算部３４で加算される。電圧指令値ｕに対し補償値Δｕが加算される意味は、電圧指令値ｕの示す基本制御に、上下アームの短絡を防止するためのデッドタイムＴｄによる電圧歪みや電流歪み、トルクリップルを改善させる補償値Δｕを加味して制御することである。

ヒステリシス回路５２を経た補償値Δｕを図示すると、図１０のようになる。モデル電流にはノイズが少ないので、実際のモータ電流を用いた場合よりヒステリシス幅を小さくできるので、より正確なデッドタイム補償が可能になる。

しかしながら、モデル電流Ｉｍｏｄ又はＩｍｏｄｈが０[Ａ]付近では、固定値−Δu0から固定値Δu0へ急激に変化する部分がある。sin波駆動のブラシレスモータでは、各相の電流指令値はsin波となる。アシストが小さい場合はsin波の電流指令値の振幅が小さく、デッドタイムの補償値入力のタイミングがずれる場合があり、操舵トルク変動が発生する場合がある。この影響を防ぐため、電流指令値が小さいときにデッドタイムの補償値を小さくしている。しかし、デッドタイムの補償値を小さくすると、ステアリングセンタ付近のアシスト量が不足し、摩擦感を生じる。更に、ステアリング戻り時においても電流指令値が小さくなるため、デッドタイムの補償値が小さくなってモータ電流の歪みが増え、操舵音を悪化させている。

本発明は上述のような事情からなされたものであり、本発明の目的は、構成が簡単でモータ負荷電流の影響や角度情報も考慮にいれたデッドタイム補償を用いることにより、モータ電圧の歪みや電流の歪み、トルクリップルが少なく、しかも操舵速度や電流指令値が小さい場合でもデッドタイムの補償のタイミングがずれない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。

本発明は、ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータを駆動するインバータと、操舵トルクに基づいて演算された電流指令値から前記インバータのデッドタイムを補償する補償値を演算するデッドタイム補償部と、前記電流指令値と前記モータのモータ電流との偏差に基づいて電流制御値を演算する電流制御部とを具備したデッドタイム補償機能付きの電動パワーステアリン装置の制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記電流指令値、前記モータの角度及び角速度を基に前記デッドタイムの補償タイミングを計算し、前記補償タイミングを基に前記補償値を処理してデッドタイム補償することによって達成される。

また、本発明の上記目的は、前記電流指令値の演算をベクトル演算によって求めることにより、或いは前記電流指令値がｄ軸成分のｄ軸電流指令値及びｑ軸成分のｑ軸電流指令値であり、前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値から電流進みを計算する電流進み計算部と、前記角速度に基づいて進角量を計算する進角計算部とを設け、前記電流進み、進角及び角度を加算して前記補償タイミングを求めることにより、或いは前記補償値と前記補償タイミングを乗算してタイミング補償値とし、前記タイミング補償値を前記電流制御値に加算することにより、より効果的に達成される。

本発明によれば、角度情報を基にデッドタイムの補償を行うようにしているので、アシストが小さい場合でもデッドタイム補償のタイミングがずれにくく、ハンドル戻り時の操舵音の低減を図ることができ、補償不足で電流が立ち上がらないことによる貼り付き感をなくすことができる。

本発明は、電流指令値、角度、角速度から補償タイミングを求めてデッドタイムを補償するため、電流方向の正負が切り替わるタイミングにずれなく補償を行うことができる。

先ず本発明の前提となるモータのベクトル制御について、図１を参照して説明する。

モータ１１０に取り付けられたロータ位置検出器１１１はロータ位置（角度）θｅを検出し、ロータ位置θｅ及び角速度（電気角速度）ωｅがベクトル制御相指令値算出部１００に入力され、３相励磁コイルに対して２相同時に通電しながら、励磁コイルを１相ずつ順次切替える２相励磁方式によって、モータ１１０を回転駆動させる。

ベクトル制御によるモータ駆動制御装置は、ベクトル制御相指令値算出部１００と、ベクトル制御相指令値算出部１００からの電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆ及びモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃに基づいて各相電流偏差を求める減算部１１２−１，１１２−２，１１２−３と、減算部１１２−１〜１１２−３で求められた各相電流偏差を比例積分制御するＰＩ制御部１１３と、ＰＩ制御された電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを入力してＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部１１４と、ＰＷＭ制御部１１４のＰＷＭ制御に基づいてモータ１１０に各相指令電流を供給して回転駆動するインバータ１１５とで構成されている。

そして、ベクトル制御相指令値算出部１００内のｄ−ｑ軸電流指令値算出部１０３において、ベクトル制御のｄ−ｑ軸成分の電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆを決定した後、ｄ−ｑ軸成分の電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆを各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆに変換すると共に、フィードバック制御部でｄ−ｑ軸制御ではなく、全て相制御で閉じるような構成となっている。

また、電流制御部Ａは、各相電流偏差を求める減算部１１２−１、１１２−２、１１２−３と、各相電流偏差を入力するＰＩ制御部１１３とで構成されており、インバータ１１５とモータ１１０との間に電流検出器１１６−１、１１６−２、１１６−３が配され、電流検出器１１６−１、１１６−２、１１６−３で検出された各モータ相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃがそれぞれ減算部１１２−１、１１２−２、１１２−３にフィードバックされるフィードバック回路Ｂが形成されている。

ベクトル制御相指令値算出部１００は、ベクトル制御のｄ−ｑ軸成分の電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆを算出するｄ−ｑ軸電流指令値算出部１０３と、各相電流指令算出部としての２相／３相変換部１０４とで構成されている。また、ベクトル制御相指令値算出部１００は、レゾルバなどのロータ位置検出器１１１によって検出されたロータ位置（回転角度）θｅと、ロータ位置θｅを微分回路１１７で算出した角速度ωｅと、トルクセンサ（図示せず）で検出されたトルクに基づいて決定されたトルク指令値Ｔｒｅｆとを入力し、ベクトル制御による相指令値を算出する。

次に、モータ１１０の駆動制御について説明する。

先ず、ベクトル相指令値算出部１００はロータ位置θｅ及び角速度ωｅを入力し、ｄ−ｑ軸電流指令値算出部１０３において、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆをトルク指令値Ｔｒｅｆ及びトルク係数Ｋｔに基づいて下記数１１に従って算出する。（数１１） Ｉｑｒｅｆ＝Ｔｒｅｆ／Ｋｔ ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆはｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆの関数となっており、下記数１２のように表される。（数１２） Ｉｄｒｅｆ＝ｆ（Ｉｑｒｅｆ） 関数ｆ（Ｉｑｒｅｆ）は、モータ出力要求仕様で決められる。

数１１に示されるように、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆは、モータ出力は電力に相当するというモータの出力方程式から導かれている。ｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆは２相／３相変換部１０４で、各相電流指令値Ｉａｒｅｆ、Ｉｂｒｅｆ、Ｉｃｒｅｆに変換される。なお、行列式Ｃ２は数１３及び数１４に示すように、モータ１１０のロータ位置θｅによって決定される定数である。

この後のフィードバック制御系はｄ−ｑ軸制御ではなく、各相制御になっている。つまり、電流検出器１１６−１，１１６−２，１１６−３で検出されたモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと、各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを減算部１１２−１，１１２−２，１１２−３で減算して各偏差を算出する。次に、各相電流偏差をＰＩ制御部１１３で制御してインバータ１１５の指令値、即ちＰＷＭ制御部１１４のデューティを表わす電圧値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが算出され、その値に基づいてＰＷＭ制御回路１１４がインバータ１１５をＰＷＭ制御してモータ１１０を駆動する。

ここにおいて、デッドタイムＴｄの補償はモータ電流の正負が切り替わるタイミングに補償することで効果があるが、モータが回転している場合には角度信号を読み込んで補償信号（補償値Δｕｔ）を出力するまでの遅れが無視できなくなり、補償タイミングが遅れる傾向になる。従って、回転数に応じて進角した角度信号に基づいてデッドタイム補償することが有効である。また、弱め界磁制御時、つまりｄ軸電流指令値（Ｉｄｒｅｆ）が０でない場合は、Ｉｄｒｅｆ＝０のときに比べ、モータ各相電流指令値（Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆ）の位相が進み、その進み量はｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆとｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆの大きさに依存する。これによりモータ電流の位相も進むため、電流の正負が切り替わる角度も進み、この進んだ角度に合わせてデッドタイムを補償する必要がある。

図２は本発明の構成例を示しており、上述したデッドタイム補償部５０が設けられており、デッドタイム補償部５０からの補償値Δｕは乗算部２０１に入力される。ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆは電流進み計算部２０２に入力され、電流進みの処理を行ったｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆｌ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆｌが加算部２０３に入力される。例えばｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆによる角度進み量は、Ｔａｎθ＝Ｉｄｒｅｆ／Ｉｑｒｅｆであるので、θ＝ａｔａｎ（Ｉｄｒｅｆ／Ｉｑｒｅｆ）で計算される。また、ロータ位置（角度）θｅは加算部２０３に入力され、角速度ωｅは進角計算部２０４で進角の計算を行って、進角角速度ωｅｌを加算部２０３に入力する。進角した角度は、ｋを係数として、進角した角度＝実角度＋ｋ・角速度となり、進角計算部２０４の出力Ｗｅｌは角度である。加算部２０３での加算結果ＲＳはデッドタイム補償タイミング計算部２００に入力され、デッドタイム補償のタイミングが計算される。
デッドタイム補償タイミング計算部２００で計算されたデッドタイム補償の補償タイミングＲＳｄは乗算部２０１に入力され、デッドタイム補償部５からの補償値Δｕと乗算され、タイミング補償された補償値ΔｕｔがＰＩ制御部１１３からの電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに加算部２０５で加算されてデッドタイムの補償が実施される。

図３はデッドタイム補償のタイミングの実例を示しており、デッドタイム補償タイミング計算部２００から“１”又は“−１”の補償タイミングＲＳｄが出力され、デッドタイム補償部５０からは補償値の方向と補償量が出力され、乗算部２０１で乗算される。このため、決定された方向とタイミングで補償値Δｕｔが出力される。つまり、電流方向の正負が切り替わるタイミングで補償値Δｕｔが出力され、補償方向は電流の方向になる。

本発明の前提となるベクトル制御系の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例を示すブロック構成図である。 本発明の動作例を示すタイムチャートである。 電動パワーステアリング装置の制御の構成例を示すブロック図である。 インバータのデッドタイムを考慮したゲート回路構成例を示すブロック結線図である。 インバータのスイッチングにおけるデッドタイム、ターンオンタイム、ターンオフタイムの関係を示すタイムチャートである。 デッドタイム補償機能を備えた電動パワーステアリング装置の基本構成例を示すブロック図である。 従来のデッドタイム補償回路の構成例を示すブロック図である。 電流指令値Ｉｒｅｆと実際のモータ電流Ｉｍｅｓの波形例を示す特性図である。 従来のデッドタイム補償の補償値特性例を示す図である。

符号の説明

１、３０、１１０ モータ
２ 位相補償器
３ 操舵補助指令値演算器
５ 微分補償器
６ 比例演算器
７ 積分演算器
８ モータ電流検出回路
１０ トルクセンサ
１１ 車速センサ
１２ バッテリ
２０ モータ駆動回路
２１ 変換部
２２Ａ，２２Ｂ，２３Ａ，２３Ｂ ゲート駆動回路
２４、２５ デッドタイム回路
３１ 電流指令値算出回路
３３ 電流制御回路
３５ インバータ
５０ デッドタイム補償部
５１ リファレンスモデル回路
５２ ヒステリシス回路
５３ 極性判定回路
５４ 固定値設定回路
５５ 絶対値回路
５６ 変化値算出回路
５７ 極性付与回路
１００ ベクトル制御相指令値算出部
１０３ ｄ−ｑ軸電流指令値算出部
１０４ ２相／３相変換部
２００ デッドタイム補償タイミング計算部
２０１ 乗算部
２０２ 電流進み計算部
２０３ 加算部
２０４ 進角計算部

Claims (4)

1. ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータを駆動するインバータと、操舵トルクに基づいて演算された電流指令値から前記インバータのデッドタイムを補償する補償値を演算するデッドタイム補償部と、前記電流指令値と前記モータのモータ電流との偏差に基づいて電流制御値を演算する電流制御部とを具備したデッドタイム補償機能付きの電動パワーステアリン装置の制御装置において、前記電流指令値、前記モータの角度及び角速度を基に前記デッドタイムの補償タイミングを計算し、前記補償タイミングを基に前記補償値を処理してデッドタイム補償することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
2. 前記電流指令値の演算をベクトル演算によって求めるようになっている請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
3. 前記電流指令値がｄ軸成分のｄ軸電流指令値及びｑ軸成分のｑ軸電流指令値であり、前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値から電流進みを計算する電流進み計算部と、前記角速度に基づいて進角量を計算する進角計算部とを具備し、前記電流進み、進角及び角度を加算して前記補償タイミングを求めるようになっている請求項２に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
4. 前記補償値と前記補償タイミングを乗算してタイミング補償値とし、前記タイミング補償値を前記電流制御値に加算するようになっている請求項３に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
   

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