JP2007037352A - モータ制御装置，洗濯機，エアコンおよび電動オイルポンプ - Google Patents

Abstract

【課題】
本発明の目的は、同期運転モードから位置フィードバック運転モードへの切り替え時に発生する大きな速度変化を抑制し、負荷トルクによらず一様な加速特性を実現することである。
【解決手段】
永久磁石モータを駆動する同期運転モード中に、永久磁石モータのトルク推定を行うことにより、そのトルク推定値の情報を基に位置センサレス運転モードでの電流指令値の初期値を設定することによってモータ制御装置を構成することである。
【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石モータを安定に駆動するモータ制御装置に関する。

永久磁石モータを起動するのに、
・位置決めモードとして、特定の相に電流を通電して回転子の位置決めを行い
・次に、同期運転モードとして、永久磁石モータの回転角度位置の情報を用いない（位置フィードバックを行わない）で同期モータを駆動して、インバータの出力周波数を徐々に高めて、上記の位置決め状態から、ある回転数まで加速し、
・次にその回転数以上で、位置フィードバック運転モードとして、磁極位置の推定値もしくは磁極位置センサ等による回転角度位置の情報を用いて運転する
方法が知られている。

この方法では、上記のある回転数にて運転モードを切り替える際に、同期運転モード状態で制御系を作成している仮想の回転位置と実際の回転子位置とが大きく相違していたり、切り替えの前後でモータ出力トルクの連続性が保たれない場合では、切り替え直後に回転数が異常に高速になったり、逆に異常に低速になったりと回転速度が大きく変化する切替ショックが生じる。切替ショックの度合いは切替方法や切替時の負荷条件に応じて変わる。

運転モードが切り替わる際の他のショックの一つとして、電流が増大するピーク電流の問題がある。これを低く抑える技術に関し、例えば特開２００４−２２２３８２号公報に記載の方法がある。この従来技術では、同期運転モードの電圧の決定方法として、負荷トルクが大きくなれば永久磁石モータに流れる電流が小さくなるという関係に基づいて負荷トルクを推定し、推定した負荷トルクに対応する電圧を永久磁石モータに印加する。その後、３相の位相と回転角度位置との間の位相差が規定位相差範囲内にあるときに回転角度位置の情報を用いるモードに切り替える。

特開２００４−２２２３８２号公報

上記の従来技術では、同期運転モードにおいて、電圧を決定するために永久磁石モータに流れる電流の変化から負荷トルクの変化を推定し、一方、運転モードの切り替えは、３相の位相と回転角度位置との間の位相差が規定位相差範囲内になったときに行う構成であって、切り替え時に同期運転モードで推定した負荷トルクを利用する方法は記載されていない。また、切り替え後の大きな速度変動についての対策法が示されていない。

本発明の目的は、同期運転モードから位置フィードバック運転モードへの切り替え時に発生する大きな速度変化を抑制し、負荷トルクによらず一様な加速特性を実現することである。

本発明の一つの特徴は、モータ制御装置において、電流指令値を入力とする電流制御器と、前記電流制御器の出力を入力とする電圧指令値作成器と、
前記電圧指令値作成器の出力に従って永久磁石モータに電圧を印加する電力変換回路とを備えたモータ制御装置において、位置フィードバックを行わない同期運転モードと、位置フィードバックによる運転モードとを備え、同期運転モード中に永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行い、前記トルクに比例する値を基に、速度制御器、前記電流制御器又は前記電圧指令値作成器に係る制御定数を設定し、前記位置フィードバックによる運転モードに移行することを特徴としている。

なお、本発明のその他の特徴は、本願特許請求の範囲に記載のとおりである。

本発明により同期運転モードから位置フィードバック運転モードへの切り替え時に発生する大きな速度変化を抑制することが可能になる。

本実施例では、位置フィードバック運転モードの位置情報は、モータ電圧指令とモータ電流情報から得る位置センサレス制御を行うものとして、永久磁石モータの回転子の磁束方向の位置をｄ軸、それから回転方向に９０度進んだｑ軸からなるｄ−ｑ実回転座標系に対して、制御上の仮想回転子位置ｄｃ軸と、それから回転方向に９０度進んだ制御上の位置ｑｃ軸からなる制御上のｄｃ−ｑｃ制御回転座標系での制御を基本としている。なお、これ以降の説明においてｄｃ−ｑｃ座標軸を単に制御軸と呼ぶ。

また、永久磁石モータは非突極型で、リラクタンストルクの発生はないものとして説明する。

以下、図面を用いて本発明の実施の形態を詳細に説明する。

図１は、本発明に係わるモータ制御装置の基本構成図である。モータ制御装置１は、大きく分けて、電流検出手段１２と、その出力であるｄ軸検出電流Ｉｄｃおよびｑ軸検出電流Ｉｑｃを入力して演算を行い最終的に永久磁石モータ（ＰＭ）６に印加する３相電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）を出力する制御部２と、３相電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）通りの電圧を永久磁石モータ６に印加する電力変換回路５とによって構成される。

電流検出手段１２は、モータに流れる３相の交流電流の内、Ｕ相およびＷ相に流れる電流Ｉｕ，Ｉｗを検出するモータ電流検出手段（７ａおよび７ｂ）と、検出したモータ電流を推定磁極位置θｄｃを用いて、３相軸から制御軸へ座標変換してｄ軸検出電流Ｉｄｃおよびｑ軸検出電流Ｉｑｃを求める３φ／ｄｑ変換器８から構成される。

電力変換回路５は、図２に示すように、インバータ２１，直流電圧源２０，ドライバ回路２３によって構成される。インバータ２１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar
Transistor）やパワーＭＯＳ ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect
Transistor）などの半導体素子によって構成される。これら半導体は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の上下アームに用いられて、それぞれの上下アームの接続点が永久磁石モータ６へ配線されている。インバータ２１は、ドライバ回路２３が出力するパルス状のＰＷＭパルス信号（２２ａ，２２ｂ，２２ｃ）に応じてスイッチング動作をする。直流電圧源２０をスイッチングすることで、任意の周波数の交流電圧を永久磁石モータ６に印加してモータを駆動する。

制御部２は、ｄ軸検出電流Ｉｄｃおよびｑ軸検出電流Ｉｑｃとｄ軸およびｑ軸電圧指令値（Ｖｄ*およびＶｑ*）を入力して、永久磁石モータ６の回転子の実回転位置（実回転座標軸）と仮想回転位置（制御軸）との位置誤差（軸誤差Δθｃ）を演算する軸誤差演算器１０と、軸誤差Δθｃと軸誤差指令値Δθ* （通常はゼロ）との差を減算器１１ａで求め、これがゼロになるようにインバータ周波数指令値ω１* を調整するＰＬＬ制御器１３と、後述の位置決めモード及び同期運転モードと位置センサレスモードとを切り替える制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）と位置センサレスモードにおいて、周波数指令値
ω*とインバータ周波数指令値ω１*との差を減算器１１ｄで求め、これがゼロになるようにｑ軸電流指令値（Ｉｑ* ）を調整するための比例演算部と積分演算部からなる速度制御器１４と、同期運転モードにおいて、ｄ軸検出電流Ｉｄｃおよびｑ軸検出電流Ｉｑｃと軸誤差Δθｃとを用いてｑ軸電流推定値Ｉｑ＾を求める負荷推定器１５と、ｑ軸電流推定値Ｉｑ＾より、速度制御器１４の積分演算部の積分項初期値Ｉ０を演算する積分項初期値演算部１７とｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ*およびＩｑ*）とｄ軸検出電流Ｉｄｃおよびｑ軸検出電流Ｉｑｃとの差を、それぞれ減算器１１ｂ，１１ｃで求め、これらがゼロになるように第２の電流指令値（Ｉｄ**およびＩｑ**）を調整する電流制御器４２および４３と、Ｉｄ**およびＩｑ**とインバータ周波数指令値ω１*とを用いてベクトル演算を行いＶｄ*およびＶｑ*を出力する電圧指令値作成器３と、Ｖｄ*およびＶｑ*を制御軸から３相軸へ座標変換して永久磁石モータ６に印加する３相電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）を出力するｄｑ／３φ変換器４と、インバータ周波数指令値ω１* を積分して推定磁極位置θｄｃを出力する積分器９とで構成される。

制御部２の多くは、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal
Processor）などの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成される。

次に制御部２を構成する各部について説明する。

電圧指令値作成器３では、次式で示すように、ｄ軸およびｑ軸の第２の電流指令値
（Ｉｄ**およびＩｑ**）とインバータ周波数指令値ω１*とモータ定数とを用いてベクトル演算を行いＶｄ*およびＶｑ*を出力する。

ここで、（式１）において、Ｒは永久磁石モータ６の一次巻線抵抗値、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数である。

軸誤差演算器１０は、ｄ軸検出電流Ｉｄｃと、ｑ軸検出電流Ｉｑｃと、電圧指令値作成器３からのＶｄ*およびＶｑ*とを用いて軸誤差Δθｃを算出する。軸誤差Δθｃは、減算器１１ａにおいて予め設定された軸誤差指令値Δθ* （通常はゼロ）から減算され、この減算値（差分）がＰＬＬ制御器１３によって比例積分制御されることで検出周波数ω１が得られる。後述の位置センサレスモードでは、この検出周波数ω１をインバータ周波数指令値ω１* とし、これを積分器９で積分することで永久磁石モータ６の磁極位置を推定する事ができる。この推定による推定磁極位置θｄｃはｄｑ／３φ変換器４と３φ／ｄｑ変換器８に入力され、各ブロックの演算に用いられる。

すなわち、本実施例における制御部２においては、永久磁石モータ６の回転子の実回転座標軸と制御軸との軸誤差Δθｃを算出し、算出した軸誤差Δθｃがゼロになるように、言い換えれば、制御軸が永久磁石モータ６の回転子の実回転座標軸と同一になるようにインバータ周波数指令値ω１*をＰＬＬ（Phase Locked Loop）法を用いて補正し、磁極位置を推定することとしている。

次に、電流制御器４２および４３の構成について説明する。図３はｄ軸電流制御器４２の構成を示している。上位装置等から与えられるｄ軸電流指令値Ｉｄ* とｄ軸電流検出値Ｉｄｃの偏差を、減算器１１ｂで求め、これに比例ゲインＫｐｄを乗じる比例演算部42Ａの出力信号と、積分ゲインＫｉｄを乗じて積分処理を行う積分演算部４２Ｂの出力信号とを加算して、次式に従い、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ**を出力する。

図４はｑ軸電流制御器４３の構成を示している。上位装置等から与えられるもしくは速度制御器１４によるｑ軸電流指令値Ｉｑ* とｄ軸電流検出値Ｉｄｃの偏差を減算器１１ｃで求め、これに比例ゲインＫｐｑを乗じる比例演算部４３Ａの出力信号と、積分ゲイン
Ｋｉｑを乗じて積分処理を行う積分演算部４３Ｂの出力信号とを加算して、次式に従い、第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ**を出力する。

最後に、速度制御器１４の構成図を図５に示す。制御切替スイッチ１６ａがＢ側に有る場合、上位装置等から与えられる周波数指令値ω* とＰＬＬによるインバータ周波数指令値ω１* の偏差を減算器１１ｄで求め、これに比例ゲインＫｐａを乗じる比例演算部１４Ａの出力信号と、積分ゲインＫｉａを乗じて積分処理を行う積分演算部１４Ｂの出力信号とを加算して、次式に従い、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*を出力する。

ここに、制御切替スイッチ１６ａがＢ側に切り替わった時点の、積分演算部の積分項初期値Ｉ０が本発明における重要な制御定数となっている。以下、詳細に述べる。

永久磁石モータ６を起動する際の基本動作について説明する。図６は、永久磁石モータ６を起動する際の各運転モードの遷移を示した簡略図である。運転モードは、任意の相のモータ巻線に、徐々に直流電流を流して永久磁石モータ６の回転子をある位置に固定する位置決めモードと、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*およびｑ軸電流指令値Ｉｑ*と周波数指令ω* にしたがって永久磁石モータ６に印加する電圧を決定する同期運転モードと、軸誤差Δθｃがゼロになるようにインバータ周波数指令値ω１* を調整する位置センサレスモード、の３つある。

これらの運転モードは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* ，ｑ軸電流指令値Ｉｑ* ，インバータ周波数指令値ω１* のうちいずれかを変更、もしくは、制御部２内の制御切替スイッチ
（１６ａおよび１６ｂ）を切り替えることによって別の運転モードへ遷移する。なお、制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）は、特に断りがない限り２つとも同時に切り替わる。

位置決めモードでは、制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）をＡ側にする。つまり、周波数指令ω*がそのままインバータ周波数指令値ω１*となり、上位コントローラなどの他から与えられるｑ軸電流指令値Ｉｑ*０がそのままＩｑ*となる。永久磁石モータ６に直流を流すためにインバータ周波数指令値ω１*はゼロとする。

位置決めモードが終了後、同期運転モードへ遷移する。制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）はＡ側のままである。同期運転モードでは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* を一定値のままとし（この起動方法をＩｄ起動と呼ぶ）、インバータ周波数指令値ω１* を増加させる。これにより、永久磁石モータ６はインバータ周波数指令値ω１* に追従して加速する。

位置センサレスが可能になる周波数になった時点で、制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）をＢ側にして位置センサレスモードへ遷移する。これにより、軸誤差Δθｃと軸誤差指令値Δθ* （通常はゼロ）との差がゼロになるようにＰＬＬ制御器１３が周波数指令値を調整すると共に、周波数指令値ω* とインバータ周波数指令値ω１* との差がゼロになるように速度制御器１４がｑ軸電流指令値（Ｉｑ* ）を調整する。Ｉｑ* は、加速トルク分と負荷トルク分に相当する値になり永久磁石モータ６は加速する。その後、加速が終了し一定速となると、負荷トルク分に相当する値で一定となる。また、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* は、永久磁石モータが非突極型としているので、位置センサレスモードの間はゼロに設定する。

図６に示した簡略図に対して、実際は永久磁石モータ６の負荷やＰＬＬ制御器１３および電流制御器（４２および４３）および速度制御器１４の応答周波数に応じて変化する。

図７および図８に、各制御器の応答周波数は一定で永久磁石モータ６の負荷が変化した場合の各指令値、永久磁石モータ６の実際の回転周波数ωｒ、および軸誤差Δθｃの変化を示す。図７は軽負荷、図８は重負荷の場合である。

図７および図８において注目すべきは、軸誤差Δｃと回転周波数ωｒの変化である。軽負荷時（図７）は、軸誤差Δθｃはほぼゼロであり、回転周波数ωｒもほぼインバータ周波数指令値ω１* に追従している。しかしながら、重負荷時（図８）では、軸誤差Δｃは同期運転モード中から負に大きな値となっており、回転周波数ωｒはインバータ周波数指令値ω１* に遅れて追従している。これは、速度制御器１４の積分項初期値Ｉ０がゼロであるためＩｑ* が加速トルク分と負荷トルク分に相当する値に達するまでに時間遅れがあるためである。軸誤差Δｃが大きい場合には、永久磁石モータ６が脱調して停止する場合もある。

ここで、重負荷の場合にほぼ時間遅れなくインバータ周波数指令値ω１* に追従させることを目的に、速度制御器１４の積分項初期値Ｉ０に加速トルク分と負荷トルク分に相当する値を設定した場合の結果を図９および図１０に示す。図９は軽負荷、図１０は重負荷の場合である。

先ほどと同様に軸誤差Δｃと回転周波数ωｒの変化に注目すると、今度は、重負荷の場合（図１０）は位置センサレスモードに切り替わった後の軸誤差Δθｃはほぼゼロであり、回転周波数ωｒもほぼインバータ周波数指令値ω１* に追従している。これに対し、軽負荷の場合（図９）は、軸誤差Δθｃが正に大きな値となっており、回転周波数ωｒには過大なオーバーシュートが発生している。回転周波数ωｒのオーバーシュート量があまりにも大きく、モータ制御装置１の用途によっては、設計された最大回転数を超える場合もあり問題となる。

上記の図７〜図１０の結果を踏まえると、速度制御器１４の積分項初期値Ｉ０を負荷に応じて適切な値とすればほぼ時間遅れなく回転周波数ωｒをインバータ周波数指令値ω1*に追従させる事ができるが、初期値が適切でない場合には、時間遅れが生じる事が分かる。言い換えると、位置センサレス運転に遷移するまでに、負荷に応じた適切な速度制御器１４の初期値求める必要がある。

更に、位置センサレス運転モード切替時点における軸誤差を極力０に近づけておく必要がある。上述の例で示したように、同期運転モードにおいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* を一定とするＩｄ起動の場合では、無負荷で０度、起動可能な最大負荷で＋９０度の軸誤差が発生することになる。

こういった問題を解決するために、速度制御器１４の積分項初期値Ｉ０を負荷に応じた適切な値にするため、ｑ軸電流推定値Ｉｑ＾から求めること、及び位置センサレス運転モード切替時点における軸誤差を極力０に近づけることが本発明の目的である。なお、ｑ軸電流推定値Ｉｑ＾の代わりに永久磁石モータのトルクに比例する値から積分項初期値Ｉ０を求めてもよい。また、トルクに比例する値を速度制御器１４や電流制御器や電圧指令値作成器３に直接入力してもよい。なぜならば、永久磁石モータのトルクに比例する値を速度制御器１４や電流制御器や電圧指令値作成器３に入力しても、トルクに見合った制御指令を出力することを制御器２ｂができるため、本発明の目的である同期運転モードから位置フィードバック運転モードへの切り替え時に発生する大きな速度変化を抑制ことができるからである。

本実施例では、積分項初期値Ｉ０の求め方について言及する。

次に、上記の目的を実現するための一つである負荷推定器について述べる。本実施例では、負荷とはモータ出力トルクとする。このモータ出力トルクτとトルク電流Ｉｑは、次式の関係がある。

ここに、Ｐは極対数、Ｋｅは誘起電圧定数であって、いずれも定数であることから、モータ出力トルクτの推定にあたっては、Ｉｑを推定すればよい。このことより、図１に示した負荷推定器１５では、ｄ軸検出電流Ｉｄｃおよびｑ軸検出電流Ｉｑｃと軸誤差Δθｃとを次式を用いてｑ軸電流推定値Ｉｑ＾を求める。

（式６）をベクトル図で表現すると図１１のようになる。（式６）の第１項はｑｃ軸上の電流をｑ軸上に投影したときの大きさであり、第２項はｄｃ軸上の電流をｑ軸上に投影した時の大きさである。つまり、検出した制御軸上の電流を用いてｑ軸電流Ｉｑを求めていることになる。これは、同期運転モードにおいては負荷に応じて電流位相が自動的にずれ、負荷に見合ったＩｑが流れるという原理を応用したものである。

（式６）から得られるｑ軸電流推定値Ｉｑ＾を利用して、積分項初期値Ｉ０を演算するにあたっては、以下に示す複数の演算方法があり、用途に応じてそれぞれ効果をもたらすことができる。
［方法１］同期運転モードの最終時点のｄ軸検出電流Ｉｄｃ，ｑ軸検出電流Ｉｑｃ，軸誤差Δθｃの値で得られたｑ軸電流推定値Ｉｑ＾を用いる。この方法によると、運転モード切替時の負荷状態に合わせた積分項初期値Ｉ０を設定できる。
［方法２］同期運転モード中のｄ軸検出電流Ｉｄｃ，ｑ軸検出電流Ｉｑｃ，軸誤差Δθｃのある一定区間の平均値を用いて演算したＩｑ＾、もしくは瞬時瞬時の各ｄ軸検出電流
Ｉｄｃ，ｑ軸検出電流Ｉｑｃ，軸誤差Δθｃで求めたＩｑ＾の平均値を用いる。この方法によると、負荷脈動等があり、検出値にバラツキがある場合にも同期運転モード中の平均値を用いることで、影響を最小限にできる。
［方法３］図１２に示すように同期運転モードの間にインバータ周波数指令値ω１* を一定にする区間を設け、その区間内のｄ軸検出電流Ｉｄｃ，ｑ軸検出電流Ｉｑｃ，軸誤差
Δθｃで求めたｑ軸電流推定値Ｉｑ＾を用いる。この区間では、モータ出力トルクは、加速トルク分がなくなり負荷トルクと等しくなるため、負荷トルクに相当するＩｑ＾を積分項初期値Ｉ０として設定できる。さらに、インバータ周波数指令値ω１* を一定にする区間を永久磁石モータ６の機械角の１回転またはそれ以上とすることで、その区間ごとに変動する周期的な脈動トルク成分を除去できる。

以上のようにして演算した積分項初期値Ｉ０によって、いかなる負荷においてもほぼ時間遅れなく回転周波数ωｒをインバータ周波数指令値ω１* に追従させる事ができる。この結果、運転モードが切り替わる際のショックを大幅に低減できる。なぜならば、負荷の多くは、機械角１回転で周期的に変動するが切り替え時のショックを減らすためには、その平均的な値が必要であるためである。

しかしながら、機械角１周期より短い区間でトルク脈動する場合には、その脈動トルクの１周期分以上の間、周波数指令を一定とすれば同様の効果が得られる。

本発明に係わるモータ制御装置１の第２の実施形態について図１３〜図１６を用いて説明する。実施例１と異なる点は、モータに流れるｄ軸およびｑ軸検出電流を求める電流検出手段の構成と、同期運転モードでの電流指令値の与え方である。

図１３に示すように、電流検出手段１２ａは、電流検出回路７ｃと、電流検出回路７ｃで検出したインバータ入力直流電流ＩＤＣから３相交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を再現するモータ電流再現演算器４１と、３相軸からｄｑ軸に変換してｄ軸およびｑ軸検出電流（ＩｄｃおよびＩｑｃ）を求める３φ／ｄｑ変換器８ａによって構成される。

本実施例において、電力変換装置５ａのインバータ入力直流電流ＩＤＣを検出する手段は、電流検出抵抗４５を用いた構成となっている（図１４）。インバータ入力直流電流
ＩＤＣを検出する電流検出回路４６は、電流検出抵抗４５の両端の電圧を演算増幅器４４に入力して検出する。演算増幅器４４は、例えば、オペアンプなどのＩＣによって構成される。インバータ２１をＩＰＭ（Intelligent Power Module）などの６つのスイッチング素子が１つのパッケージに収められたモジュールによって構成すると、そのパッケージの中にスイッチング素子の保護用としてシャント抵抗が内蔵される場合が多い。その場合は、新たに電流検出のための電流検出抵抗を付加する必要が無く、部品点数の削減や省スペース化が可能となる。

次に、電流検出回路４６で検出したインバータ入力直流電流ＩＤＣから３相交流電流
（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を再現するモータ電流再現演算器４１ａについて図１５を用いて説明する。

図１５には、基準三角波１００、各相の電圧指令信号（１０１ａ,１０１ｂ,１０１ｃ）、各相のインバータ駆動信号となるＰＷＭパルス信号（２２ａ，２２ｂ，２２ｃ）と、各相の入力電流（１０２ａ〜ｄ）と、電流検出抵抗４５に流れるインバータ入力直流電流
ＩＤＣを示す。図１５を見て分かるように、電力変換装置５ａのインバータ入力直流電流ＩＤＣは、各相のＩＧＢＴのスイッチングの状態に応じて変化する。図１５において、各相ＩＧＢＴの駆動信号（２２ａ，２２ｂ，２２ｃ）は、Ｈｉｇｈレベルの時に各相の上アームをオンしており、Ｌｏｗレベルの時に各相の下アームをオンしているということを意味する。実際には、各相の上アームおよび下アームにそれぞれ独立のＰＷＭパルス信号を与え、スイッチング動作を制御しているが、図１５においては、簡易的に示している。また、図１５においては、説明のためデッドタイムを設けていない図となっているが、実際には、各相の上下アームが短絡しないよう、デッドタイムを設けている。

図１５において、Ｗ相のみ下アームがオンとなっていてＵ相とＶ相の上アームがオンしている区間ＡおよびＤでは、逆極性のＷ相入力電流を観測することができる。また、Ｖ相とＷ相の下アームがオンしていてＵ相のみ上アームがオンしている区間ＢおよびＣにおいては、同極性のＵ相入力電流を観測することができる。

モータ電流再現演算器４１ａにはサンプルホールド機能があり、図１５の区間Ａ〜Ｄを示すサンプルホールド信号Ｔｓａｍｐに従って、電力変換装置５ａのインバータ入力直流電流ＩＤＣをサンプルホールドし、各区間の電力変換装置５ａのインバータ入力直流電流ＩＤＣを組み合わせることで、３相交流のモータ電流を出力する。

このように、各相のＩＧＢＴのスイッチングの状態に応じて変化するインバータ入力直流電流ＩＤＣをＡ〜Ｄ区間において観測し、各区間の電力変換装置５ａのインバータ入力直流電流ＩＤＣを組み合わせることで、３相交流のモータ電流を再現することができる。

次に、同期運転モードでの電流指令値の与え方について説明する。

位置決めモードは、実施例１と同様にｄ軸に直流電流を流し永久磁石モータ６のｄ軸の位置に固定する。位置決めが終了後、同期運転モードへ遷移するが、本実施例では、同期運転モード中のＩｄ*およびＩｑ*は次式より求めることとする。

ここで、Ｉｐｏｓは位置決めモードの最終時点に流す電流値、Ｋｐｏｓ１及びＫｐｏｓ２は電流振幅調整ゲイン、ωｐｏｓは単位時間当たりの電流位相θｐの変化量、Ｔは同期運転モードに遷移してからの時間である。

先の実施例で説明したｄ軸のみに電流を流すＩｄ起動の場合では、既に述べたように軸誤差Δθｃは、無負荷時に０°、最大負荷時に＋９０°となる。一方、詳しくは述べないが、逆にｑ軸のみに流すＩｑ起動の場合では、位置センサレスモードに切り替える際、無負荷時に−９０°、最大負荷時に０°となり、いずれも最大で９０°の軸誤差が発生することになり、その結果、図１で示したＰＬＬ制御器１３が、その軸誤差を０にするべく動作して検出周波数ω１が大きく変動することとなり、正しい速度検出が行えない。そのため、切替ショックが大きくなる。

本実施例では、同期運転モード中に電流位相θｐを変更することで、ｄ軸のみに流れていた電流を低減させて、ｑ軸にも流れるようにしている。このようにして、同期運転モード中の電流位相を変更することで、軸誤差Δθｃの最大値を減らす事ができ、切替ショックを減らす事ができる。

ここで、電流振幅調整ゲインＫｐｏｓ１及びＫｐｏｓ２の決定方法によって、以下に示す複数の演算方法があり、それぞれ用途に応じた効果をもたらすことができる。
［方法１］Ｋｐｏｓ１＝Ｋｐｏｓ２＝１として、位置センサレスモード切替時に電流位相θｐ＝４５°とする方法。この場合は、位置センサレス切替時には、Ｉｄ*＝Ｉｑ*となる。最大負荷条件での様子を図１６に示した。同期運転モード中に電流位相θｐが０°から４５°に変化し、モード切替時には、軸誤差Δθｃは＋４５°となる。一方、逆に無負荷時では−４５°であり、全負荷範囲に対して、最大でも４５°ということになる。
［方法２］Ｋｐｏｓ１＝１，Ｋｐｏｓ２＝Ｉｑ＾／Ｉｐｏｓとして、位置センサレスモード切替時に電流位相θｐ＝９０°とする方法。この方法では、図１に示した負荷推定器の出力、すなわち（式６）に従って求めたＩｑ＾をＫｐｏｓ２とすることに特徴がある。そして、位置センサレスモード切替時には、電流位相θｐ＝９０°であることから、その時点では、Ｉｄ*＝０，Ｉｑ*＝Ｉｑ＾となり、軸誤差は、ほとんど０となる。
［方法３］Ｋｐｏｓ１＝Ｋｐｏｓ２＝Ｉｑ＾／Ｉｐｏｓとして、位置センサレスモード切替時に電流位相θｐ＝９０°とする方法。この方法では、図１に示した負荷推定器の出力、すなわち（式６）に従って求めたＩｑ＾をＫｐｏｓ１及びＫｐｏｓ２とすることに特徴がある。方式２との相違は、同期運転モード期間中にも、常に軸誤差がほとんど０となることである。
［方法４］同期運転モードの初期段階は、上記方法１として、少なくとも終了段階では、上記の方式２もしくは方式３とする方法。この方法は、同期運転モードの初期段階において、軸誤差Δθｃに推定誤差が多く含まれる場合に最適な方法となる。

本発明に係わるモータ制御装置の第３の実施形態について以下説明する。

本実施例におけるモータ制御装置１ｂの全体構成図を図１７に示す。先に示した２つの実施例とは負荷推定器の構成が異なる。負荷推定器１５ａは、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値（Ｖｄ*およびＶｑ*）と、ｄ軸およびｑ軸検出電流（ＩｄｃおよびＩｑｃ）とを入力して、次式により永久磁石モータの有効電力とトルク推定値（τ＾）を演算する構成となっている。

ここで、（式８）において、Ｗｐは有効電力、Ｗｃｕは銅損、ωｒは永久磁石モータの実際の回転周波数、また、Ｒは永久磁石モータ６の一次巻線抵抗値、ω*は周波数指令、Ｐは永久磁石モータの極対数である。

さらに、（式８）を用いて演算したτ＾を次式により、ｑ軸電流推定値（Ｉｑ＾）を推定する。

ここで、（式９）において、τ＾は推定トルク、Ｐは極対数、Ｋｅは誘起電圧定数である。

この（式８）及び（式９）に基づいて推定したＩｑ＾を用いて、先の２つの実施例で示したように、
・位置センサレスモード切替時における速度制御器１４を構成する積分演算部１４Ｂの積分項初期値Ｉ０を演算すること、
・同期運転モードにおいて、（式７）に示したＫｐｏｓ１やＫｐｏｓ２に適用してＩｄ*やＩｑ*の作成に利用すること
ができる。

本実施例においては、有効電力から銅損を減算してモータ出力を求め、これに基づいて推定トルクを求めるという考えに基づいている。（式８）で用いる値は、回転子位置に依存しないため、軸誤差Δｃが発生している場合でも求めることができ、さらに、四則計算のみの簡単な演算によって求める事ができるのが特徴である。また、有効電力の方が銅損に比べて大きければ大きいほど精度良くトルクを推定できるという特徴がある。

本発明に係わるモータ制御装置の第４の実施形態について図１８を用いて説明する。図１８は本発明によるモータ制御装置２０１を洗濯機の駆動システムに適用した際の模式図である。洗濯機２００は、水受け槽２０８の中に、洗濯槽２０６と攪拌翼（パルセータ）２０５がある構成となっており、洗濯槽２０６と攪拌翼２０５を駆動用モータ２０３で駆動する。洗濯槽２０６と攪拌翼２０５のどちらを駆動するかは、洗濯工程中にクラッチ部２０４によって切り替える。なお、クラッチ部２０４は減速機構有の構成と無の構成のいずれでもよい。モータ制御装置２０１は、モータ配線２０２を介して駆動用モータ２０３に交流電圧を印加して駆動する。

洗濯機の洗濯工程は、大きく分けると「洗い」「すすぎ」「脱水」「乾燥」がある。これら各工程において、周波数指令ω* や起動時間が変化し、さらに洗濯物の量や布質によって負荷トルクや慣性モーメントが大幅に変化するという特徴がある。特に「洗い」時の起動においては、洗濯物が水に浸かっている状態で攪拌翼２０５を駆動用モータ２０３で駆動するため、駆動用モータ２０３から見る負荷トルクは、時々刻々と変化する。洗濯機には定常状態が無いと言っても過言ではない。こういった用途では、特に速度制御器１４の応答周波数を一義的に決定することは非常に困難で、どこかの負荷にあわせた応答周波数とすると他の負荷時に性能が悪くなるといったトレードオフが発生する。しかしながら、本発明の負荷推定器１５を用いることで、起動時の特性はほぼ一定にする事ができる。また、電力変換回路５ａのインバータ入力直流電流ＩＤＣからｄ軸およびｑ軸検出電流を検出して各制御に用い、さらに、算出した軸誤差Δθｃがゼロになるようにインバータ周波数指令値ω１*をＰＬＬ法を用いて補正して推定磁極位置θｄｃを推定することで、モータ電流検出手段（７ａおよび７ｂ）と位置センサを省略でき、洗濯槽をより大きくする事ができる。

本発明に関わるモータ制御装置の第５の実施形態について図１９を用いて説明する。図１９は本発明によるモータ制御装置３０１をエアコン３００に適用した際の模式図である。エアコンは、室内機３０２と室外機３０３の構成となっており、室内機と室外機は配管３０４で接続され、配管内を冷媒が流れる。室内機は、熱交換器３０５と送風機３０６がある構成となっており、室外機には、熱交換器３０７，圧縮機３０８，圧縮機駆動用モータ３０９，モータ制御装置３０１の構成となっている。エアコンは、室内機と室外機のあいだを冷媒が流れ、室内機の熱交換器により冷風、または温風を室内に送り込んでいる。

このような構成において、圧縮機には、機械角１回転毎、または負荷の特性によって生じるトルク脈動が存在する。また、圧縮機の入力と出力側の圧力差がほとんどない均圧状態や圧力差がある差圧状態があり、圧縮機駆動用モータから見る負荷トルクは均圧状態では軽く、差圧状態では重くなる、という特徴がある。このような用途において、例えば、均圧状態に合わせてモータ起動させると、差圧状態で位置センサレスモード切替時のショックが発生し起動性能が悪くなり、逆に差圧状態に合わせてモータ起動させると、均圧状態での起動性能が悪くなる。

そこで、本発明の負荷推定器１５を用いることで、負荷に見合ったトルクを推定することが可能となり、どのような圧力状態であってもスムーズな起動が実現できるようになる。この結果、エアコンとして重要な機能である「急速冷房」（あるいは「急速暖房」）が、どのような条件であっても実現可能となる。

本発明に係わるモータ制御装置１の制御部２は、マイコンやＤＳＰなどの半導体集積回路を用いてソフトウェアで構成されることが多い。そのため、制御部２が正しく構成されているかの検証が難しいという欠点がある。そこで、本実施例においては、本発明に関する構成が正しく動作しているかを検証する方法について、図２０を用いて説明する。

測定が必要な値は、モータ制御装置１から出力される３相電圧値（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）、３相電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）、永久磁石モータ６の磁極位置θｄである。

３相電圧値は、直流電圧源２０のＮ側と各相端子（３０ａ，３０ｂ，３０ｃ）間の電圧を測ることで測定できる。もしくは各相の線間電圧を測定してそこから算出してもよい。

３相電流値は、例えば、ＣＴなどで測定できる。

永久磁石モータ６の磁極位置θｄは、例えば、エンコーダなどを用いた磁極位置センサ５２を取り付けることで測定できる。θｄは、永久磁石モータ６の回転子の磁束方向の位置とし、固定子側のＵ相に電流を流した時に発生する巻線磁束の方向を０°として選ぶ。３相電圧値および３相電流値をそれぞれ３φ／ｄｑ変換器（８ａおよび８ｂ）へ代入し、磁極位置θｄを用いて、ｄｑ軸電圧値（ＶｄおよびＶｑ）およびｄｑ軸電流値（ＩｄおよびＩｑ）を得る。

同期運転モードにおいて制御部２は位置制御を行っていないため、実回転座標軸と制御軸との軸誤差が生じている。そのため、負荷に応じてｄｑ軸電流は変化してしまう。そこで、ｄｑ軸電圧値（ＶｄおよびＶｑ）に注目し、（式１）の関係を満足しているかを確認する。例えば、実施例１のように同期運転モードの間Ｉｑ* をゼロとしている場合は、
Ｖｄには、Ｒ×Ｉｄ*に相当する電圧が出力されるはずである。

位置センサレスモードにおいては、特に、モードが遷移するときの各値の動きに注目する。負荷推定器１５が正常に動作していれば、モードが遷移する際に、各値が変化する。負荷によっては、不連続的な電流波形が観測される。次に、位置決めモードおよび同期運転モードの運転条件は変更せず永久磁石モータ６の負荷のみを変更し、モードが遷移する際の各値の変化を観測する。負荷が増えるにつれ位置センサレスモードに遷移した際の
Ｖｑが大きくなっていれば、負荷推定が正常に行われていると確認できる。さらに、磁極位置θｄを微分器５１に入れ永久磁石モータ６の実際の回転周波数ωｒを求める。負荷によらずほぼ時間遅れなく回転周波数ωｒがインバータ周波数指令値ω１* に追従していれば、負荷推定の最終的な効果を確認できる。

本発明に関わるモータ制御装置の第７の実施形態について図２１を用いて説明する。

図２１は本発明によるモータ制御装置４０１を電動オイルポンプ４００に適用した際の模式図の一例である。

電動オイルポンプ４００により、油圧回路４０２の吐出圧（圧力）の調整を行うが、図２に示す「同期運転モード」から「位置センサレスモード」に移行する際に、負荷推定器１５がない場合は、モータ６が急加減速を起こし、それに伴い油圧を一定に保てない課題がある（または、油圧が一定になるまで長時間必要）。

そこで、本発明の負荷推定器１５を用いることで、負荷に見合ったトルクを推定することが可能となり、速やかに油圧を一定に保つことができる。

本発明に一実施例に係わるモータ制御装置の全体構成図である。 電力変換回路の一構成例である。 ｄ軸電流制御器の一例である。 ｑ軸電流制御器の一例である。 速度制御器の一例である。 各運転モードへの遷移と特徴を説明をするための簡略図の一例である。 ＡＳＲの初期値をゼロとした場合の軽負荷時の試験結果の一例である。 ＡＳＲの初期値をゼロとした場合の重負荷時の試験結果の一例である。 ＡＳＲの初期値を加速トルク分と負荷トルク分に相当する値とした場合の軽負荷時の試験結果の一例である。 ＡＳＲの初期値を加速トルク分と負荷トルク分に相当する値とした場合の重負荷時の試験結果の一例である。 軸誤差Δθｃを説明するためのベクトル図である。 同期運転モードの間にインバータ周波数指令値ω１*を一定にする区間を設ける場合の各指令値の変化を説明するための簡略図の一例である。 本発明の第２の実施例での電流検出手段の構成図の一例である。 本発明の第２の実施例でのインバータ入力直流電流ＩＤＣ検出手段の構成図の一例である。 直流電流からモータ電流を再現する方法を説明するための波形図の一例である。 同期運転モード中に電流位相θｐを変更する場合の各指令値の変化を説明するための簡略図の一例である。 本発明の第４の実施例での全体構成図の一例である。 本発明を洗濯機の駆動システムに適用したときの洗濯機の模式図の一例である。 本発明をエアコンの駆動システムに適用したときのエアコンの模式図の一例である。 本発明の動作検証をする際の構成図の一例である。 本発明を電動オイルポンプに適用した際の模式図の一例である。

符号の説明

１，１ｂ…モータ制御装置、２，２ｂ…制御部、３…電圧指令値作成器、５…電力変換回路、６…永久磁石モータ、７ａ，７ｂ…モータ電流検出手段、７ｃ…電流検出回路、８，８ａ，８ｂ…３φ／ｄｑ変換器、９…積分器、１０…軸誤差演算器、１１ａ，１１ｂ，１１ｃ,１１ｄ…減算器、１２,１２ａ…電流検出手段、１３…ＰＬＬ制御器、１４…速度制御器、１４Ａ…比例演算部、１４Ｂ…積分演算部、１５，１５ａ…負荷推定器、１６ａ，１６ｂ…制御切替スイッチ、１７…積分項初期値演算部、２０…直流電圧源、２１…インバータ、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ…ＰＷＭパルス信号、２３…ドライバ回路、４１…モータ電流再現演算器、４２…ｄ軸電流制御器、４３…ｑ軸電流制御器、４４…演算増幅器、４５…電流検出抵抗、４６…電流検出回路、５０…検証装置、５２…磁極位置センサ、２００…洗濯機、２０３…駆動用モータ、Ｉｄｃ…ｄ軸電流、Ｉｑｃ…ｑ軸電流、Ｉｄ*…ｄ軸電流指令値、Ｉｑ*…ｑ軸電流指令値、Ｉｑ＾…ｑ軸電流推定値、Ｉ０…積分項初期値、Ｖｄ*…ｄ軸電圧指令値、Ｖｑ*…ｑ軸電圧指令値、ω*…周波数指令値、ω１*…インバータ周波数指令値、ω１…検出周波数、ωｒ…回転周波数、Δθｃ…軸誤差、θｄｃ…推定磁極位置、θｐ…電流位相、ＩＤＣ…インバータ入力直流電流。

Claims (19)

1. 電流指令値を入力とする電流制御器と、
   前記電流制御器の出力を入力とする電圧指令値作成器と、
   前記電圧指令値作成器の出力に従って永久磁石モータに電圧を印加する電力変換回路とを備えたモータ制御装置において、
   位置フィードバックを行わない同期運転モードと、
   位置フィードバックによる運転モードとを備え、
   同期運転モード中に永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行い、前記トルクに比例する値を基に、速度制御器、前記電流制御器又は前記電圧指令値作成器に係る制御定数を設定し、前記位置フィードバックによる運転モードに移行することを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１において、
   制御定数は、電流指令値又は電流指令を作成する値であることを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１において、
   電圧指令値と、モータ電流情報と、モータ定数とを用いて永久磁石モータの実回転位置と制御上の仮想回転位置との位置誤差を求め、
   前記位置誤差を用いて、前記永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行うことを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１において、
   電圧指令値と、モータ電流情報と、モータ定数とを用いて永久磁石モータの有効電力を求め、前記有効電力を用いて、前記永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行うことを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１において、
   前記永久磁石モータのトルクに比例する値は、ｑ軸電流推定値であることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項４において、
   前記永久磁石モータのトルクに比例する値は、ｑ軸電流推定値であって、
   電圧指令値とモータ電流からモータ入力有効電力，モータ定数とモータ電流からモータ損失を求め、
   前記モータ入力有効電力と前記モータ損失からモータ出力を求め、
   前記モータ出力とモータ速度もしくはモータ速度推定値を用いて、トルク推定値を求め、
   前記トルク推定値から前記ｑ軸電流推定値を推定することを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項５において、
   前記位置フィードバックによる運転モードにおいてのみ動作し、速度指令と検出速度又は推定速度を入力として電流指令を出力する速度制御器を備え、
   ｑ軸電流推定値を基に、前記速度制御器を構成し電流指令に係る積分要素を設定することを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項１において、
   同期運転モード中に周波数指令を一定にする期間を設け、
   前記期間中のモータ電流情報を用いて、前記永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行うことを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項８において、
   周波数指令を一定とする期間は永久磁石モータの回転子の機械角１回転分以上であることを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項８において、
    周波数指令を一定とする期間は負荷の特性によって生じるトルク脈動周期の１周期分以上であることを特徴とするモータ制御装置。
11. 請求項１において、
    同期運転モードから位置フィードバックによる運転モードへの移行直前におけるモータ電流情報を基に、前記永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行うことを特徴とするモータ制御装置。
12. 請求項１において、
    前記永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算は、
    同期運転モードの一定期間内の複数の前記トルクに比例する値の演算結果の平均値であることを特徴とするモータ制御装置。
13. 特定の相に電流を通電して回転子の位置決めを行う位置決めモードと、
    交流電流を流して位置フィードバックを行わない同期運転モードと、
    位置フィードバックによる運転モードとによって起動する永久磁石モータの制御装置において、
    同期運転モードの期間中に、位置決め時に通電した電流位相における第１の電流と、回転方向に９０度進んだ位相での第２の電流との比率を順次変えることを特徴とするモータ制御装置。
14. 請求項１３において、
    前記第１の電流はｄ軸電流、前記第２の電流はｑ軸電流又は、前記第１の電流はｑ軸電流、前記第２の電流はｄ軸電流であることを特徴とするモータ制御装置。
15. 請求項１３において、
    前記同期運転モードから前記位置フィードバックによる運転モードとに切り替える直前には、第１の電流と第２の電流が、ほぼ等しくなっていることを特徴とするモータ制御装置。
16. 請求項１３において、
    前記同期運転モードに、前記永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行い、
    前記永久磁石モータのトルクに比例する値を基に、同期運転モードから位置フィードバックによる運転モードとに切り替える直前の第１の電流と第２の電流の比率を、トルクが大きくなるにつれて、第１の電流が小さくなる方向もしくは第２の電流が大きくなる方向に変えることを特徴とするモータ制御装置。
17. 永久磁石モータと、
    電流指令値を入力とする電流制御器と、
    前記電流制御器の出力を入力とする電圧指令値作成器と、
    前記電圧指令値作成器の出力に従って永久磁石モータに電圧を印加する電力変換回路とを備えたモータシステムを有する洗濯機において、
    位置フィードバックを行わない同期運転モードと、
    位置フィードバックによる運転モードとを備え、
    同期運転モード中に永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行い、前記トルクに比例する値を基に、速度制御器，前記電流制御器又は前記電圧指令値作成器に係る制御定数を設定し、前記位置フィードバックによる運転モードに移行させることにより、
    前記永久磁石モータを回転駆動源とし、直結または回転軸を連結又は離脱する切替機構を介して接続された洗濯槽内の攪拌翼もしくは外槽内に回転軸を中心に回転自在に軸支持された洗濯脱水槽を回転させ、洗いもしくは濯ぎもしくは脱水もしくは乾燥工程を行うことを特徴とする洗濯機。
18. 永久磁石モータと、
    電流指令値を入力とする電流制御器と、
    前記電流制御器の出力を入力とする電圧指令値作成器と、
    前記電圧指令値作成器の出力に従って永久磁石モータに電圧を印加する電力変換回路とを備えたモータシステムを有するエアコンにおいて、
    位置フィードバックを行わない同期運転モードと、
    位置フィードバックによる運転モードとを備え、
    同期運転モード中に永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行い、前記トルクに比例する値を基に、速度制御器、前記電流制御器又は前記電圧指令値作成器に係る制御定数を設定し、前記位置フィードバックによる運転モードに移行させることにより、
    前記永久磁石モータを圧縮機の回転駆動源とする構成を特徴とするエアコン。
19. 永久磁石モータと、
    電流指令値を入力とする電流制御器と、
    前記電流制御器の出力を入力とする電圧指令値作成器と、
    前記電圧指令値作成器の出力に従って永久磁石モータに電圧を印加する電力変換回路とを備えたモータシステムを有する電動オイルポンプにおいて、
    位置フィードバックを行わない同期運転モードと、
    位置フィードバックによる運転モードとを備え、
    同期運転モード中に永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行い、前記トルクに比例する値を基に、速度制御器，前記電流制御器又は前記電圧指令値作成器に係る制御定数を設定し、前記位置フィードバックによる運転モードに移行させることにより、
    前記永久磁石モータを駆動することを特徴とする電動オイルポンプ。
    

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