JP2006333589A - スイッチング電源装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 高効率、高リニアリティを実現することができるスイッチング電源装置を提供すること。
【解決手段】 信号源１７Ａに振幅補正回路３３が付加されている。振幅補正回路３３は、たとえ発振器（ＯＳＣ）２１Ａから出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが変化しても、その発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅が常に実質的に一定となるような、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）と可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）を生成する。
【選択図】 図５

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、ＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式のスイッチング電源装置及びその制御方法に関する。

この技術分野において周知のように、スイッチング電源装置とは、ある電圧レベルの直流電圧（入力電圧）を他の電圧レベルの直流電圧（出力電圧）に変換する電力変換装置のことをいう。スイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータあるいはスイッチングレギュレータとも呼ばれる。スイッチング電源装置では、トランジスタをスイッチ素子として用い、これをスイッチングさせ、入力電圧をいったん交流電圧に変えて、トランス又はインダクタ等のインダクタンス素子によって電圧を昇圧あるいは降圧した後、整流して出力電圧に変換する。

この技術分野において周知のように、スイッチング電源装置におけるスイッチ素子の駆動方式には、ＰＷＭ制御方式とＰＦＭ制御方式とがある（例えば、特許文献１参照）。ＰＷＭ制御方式では、スイッチ素子の駆動周波数を固定し制御パルス幅を制御パラメータとして、出力電圧を一定値に安定化制御する。一方、ＰＦＭ制御方式では、前記制御パルス幅を固定しスイッチ素子の駆動周波数を制御パラメータとして、出力電圧を一定値に安定化制御する。

また、ＰＷＭ制御方式のスイッチング電源装置は種々提案されている（例えば、特許文献２参照）。

図１に従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置１０を示す。入力電源１１から発生された入力電圧Ｖccは、スイッチ素子ＳＷを介してトランスＴの一次巻線Ｎｐに印加される。スイッチ素子ＳＷをスイッチングさせることにより、入力電圧Ｖccは交流電圧に変換される。この交流電圧はトランスＴによって昇圧あるいは降圧され、トランスＴの二次巻線Ｎｓには変換された交流電圧が誘起される。この変換された交流電圧はダイオードＤ１で整流された後、コンデンサＣ１で平滑される。このコンデンサＣ１の両端間には出力電圧Ｖ_ＯＵＴが現れる。この出力電圧Ｖ_ＯＵＴが負荷（図示せず）に印加される。

スイッチング電源装置１０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを検出して検出信号を出力する検出回路１３と、この検出信号に応答して第１及び第２の制御電圧Ｖ１及びＶ２を出力する制御回路１５と、第１及び第２の制御電圧Ｖ１、Ｖ２に基づいて、パルス幅変調された制御信号（ＰＷＭ信号）を出力する信号源１７と、ＰＷＭ信号に応答してスイッチＳＷを駆動するドライブ回路１９と、を更に備えている。

従来の信号源１７は、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴを発振する発振器（ＯＳＣ）２１と、第１の制御電圧Ｖ１に基づいて発振器２１の発振周波数ｆを制御する周波数制御回路２３と、第２の制御電圧Ｖ２と発振器２１から発振された三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴとを比較して、ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御回路２５とから構成されている。このＰＷＭ信号はドライブ回路１９へ供給される。

すなわち、信号源１７は、制御回路１５からの第１及び第２の制御電圧Ｖ１及びＶ２により、発振信号の発振周波数ｆとスイッチ素子ＳＷのDutyとを最適な条件で動作できるように設定し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを安定化させている。

図２に図１に示した従来の信号源１７の回路例を示す。

周波数制御回路２３は、入力電源１１の陽極と接地端子ＧＮＤとの間に直列に接続された、可変電流源ＩＯとコンデンサＣ２とから構成される。可変電流源ＩＯは、第１の制御電圧Ｖ１に応じて可変する電流Ｉcを流す。コンデンサＣ２は、後述するように、充放電を繰り返して、その両端からコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２を発生する。

発振器２１は、入力電圧Ｖccを分圧して固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）と固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）とを出力する分圧器２７と、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２と固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）とを比較して、第１の比較結果信号を出力する第１の比較器Ａ１と、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２と固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）とを比較して、第２の比較結果信号を出力する第２の比較器Ａ２と、第１の比較結果信号でセットされ、第２の比較結果信号でリセットされて、オン／オフ制御信号を出力するＳＲフリップ・フロップ２９と、コンデンサＣ２と並列に接続され、オン／オフ制御信号によりオン／オフすることによってコンデンサＣ２の充放電を制御するスイッチＳＷ１と、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２を受けて上記三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴを出力するバッファ３１とから構成されている。

分圧器２７は、入力電源１１の陽極と接地端子ＧＮＤとの間に直列接続された第１乃至第３の抵抗器Ｒ_１、Ｒ_２、Ｒ_３から構成されている。第１の抵抗器Ｒ_１と第２の抵抗器Ｒ_２との接続点から上記固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）が出力される。第２の抵抗器Ｒ_２と第３の抵抗器Ｒ_３との接続点から上記固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）が出力される。

ＳＲフリップ・フロップ２９は、インバータ２９０と、第１のナンドゲート２９１と、第２のナンドゲート２９２とから構成されている。インバータ２９０は、第２の比較結果信号を反転して、反転した信号を出力する。第１のナンドゲート２９１は、第１の比較結果信号と第２のナンドゲート２９２の出力信号（第２のナンド結果信号）とのナンドをとり、第１のナンド結果信号を出力する。第２のナンドゲート２９２は、反転した信号と第１のナンドゲート２９１の出力信号（第１のナンド結果信号）とのナンドをとり、第２のナンド結果信号を出力する。第１のナンド結果信号は上記オン／オフ制御信号としてスイッチＳＷ１へ供給される。

オン／オフ制御信号が論理ローレベルのとき、スイッチＳＷ１はオフ状態になっている。一方、オン／オフ制御信号が論理ハイレベルのとき、スイッチＳＷ１はオン状態になっている。

ＰＷＭ制御回路２５は、第２の制御電圧Ｖ２と発振器２１から発振された三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴとを比較して、ＰＷＭ信号ＰＷＭ_ＯＵＴを出力する第３の比較器Ａ３から構成されている。

すなわち、信号源１７は、コンデンサＣ２を充放電する可変電流源ＩＯの電流値Ｉcを変えることで、ＰＷＭ信号ＰＷＭ_ＯＵＴ（三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴ）の発振周波数ｆを制御する。換言すれば、発振器２１から出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆは、制御回路１５から供給される第１の制御電圧Ｖ１によって制御される。

また、信号源１７においては、コンデンサＣ２を充放電する固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）、固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）をそれぞれ第１及び第２の比較器Ａ１、Ａ２で検出し、スイッチＳＷ１をオン／オフして充放電を切り替えることで、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴを出力する。ＰＷＭ制御回路２５は、第２の制御電圧Ｖ２に基づいて、ＰＷＭ信号ＰＷＭ_ＯＵＴのDutyを制御する。

図３に、図２に示した信号源１７のバッファ３１から出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴと、ＰＷＭ制御回路２５から出力されるＰＷＭ信号ＰＷＭ_ＯＵＴとの出力波形の一例を示す。図３において、（Ａ）は三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの出力波形を示し、（Ｂ）はＰＷＭ信号ＰＷＭ_ＯＵＴの出力波形を示す。図３（Ａ）に示されるように、第２の制御電圧Ｖ２は、固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）と固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）との間の電圧である。

先ず、スイッチＳＷ１がオフ状態で、コンデンサＣ２が電流Ｉcを充電しているとする。この場合、ＳＲフリップ・フロップ２９から出力されるオン／オフ制御信号は論理ローレベルである。また、コンデンサＣ２のコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２は、固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）と固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）との間にある。従って、第１の比較器Ａ１は論理ハイレベルの第１の比較結果信号を出力し、第２の比較器Ａ２は論理ローレベルの第２の比較結果信号を出力している。インバータ２９０は論理ハイレベルの反転した信号を出力し、オン／オフ制御信号（第１のナンド結果出力信号）が論理ローレベルであるので、第２のナンドゲート２９２は論理ハイレベルの第２のナンド結果出力信号を出力する。第１の比較結果信号が論理ハイレベルで、第２のナンド結果出力信号が論理ハイレベルであるので、第１のナンドゲート２９１は論理ローレベルの第１のナンド結果出力信号（オン／オフ制御信号）を出力し、スイッチＳＷ１はオフ状態を維持する。したがって、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴは、固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）から固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）へ向けて徐々に上昇する。

コンデンサＣ２が電流Icを充電することにより、そのコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２が徐々に上昇して、固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）に到達したとする。その場合、第１の比較器Ａ１は、論理ローレベルの第１の比較結果信号を出力する。その結果、第１のナンドゲート２９１は、論理ハイレベルの第１のナンド結果信号（オン／オフ制御信号）を出力する。オン／オフ制御信号が論理ハイレベルになったので、スイッチＳＷ１はオンし、コンデンサＣ２は放電を開始する。第１のナンド結果信号が論理ハイレベルになったので、第２のナンドゲート２９２は論理ローレベルの第２のナンド結果信号を出力する。

コンデンサＣ２が放電を開始することより、そのコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２が固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）より低くなる。その結果、第１の比較器Ａ１は、論理ハイレベルの第１の比較結果信号を出力する。第２のナンド結果信号が論理ローレベルであるので、第１のナンドゲート２９１は、論理ハイレベルの第１のナンド結果信号（オン／オフ制御信号）を出力し続ける。従って、スイッチＳＷ１はオン状態を維持する。したがって、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴは、固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）から固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）へ向けて徐々に下降する。

コンデンサＣ２が放電することにより、そのコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２が徐々に下降して、固定の下限電圧Ｖ_Ａ２に到達したとする。その場合、第２の比較器Ａ２は、論理ハイレベルの第２の比較結果信号を出力する。第２の比較結果信号が論理ハイレベルになったので、インバータ２９０は論理ローレベルの反転した信号を出力する。その結果、第２のナンドゲート２９２は、論理ハイレベルの第２のナンド結果信号を出力する。第２のナンド結果信号が論理ハイレベルになったので、第１のナンドゲート２９１は、論理ローレベルの第１のナンド結果信号（オン／オフ制御信号）を出力する。オン／オフ制御信号が論理ローレベルになったので、スイッチＳＷ１はオフし、コンデンサＣ２は充電を開始する。第１のナンド結果信号が論理ローレベルになったので、第２のナンドゲート２９２は論理ハイレベルの第２のナンド結果信号を出力する。

コンデンサＣ２が充電を開始することより、そのコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２が固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）より高くなる。その結果、第２の比較器Ａ２は、論理ローレベルの第２の比較結果信号を出力する。第２の比較結果信号が論理ローレベルになったので、インバータ２９０は論理ハイレベルの反転した信号を出力する。したがって、第２のナンドゲート２９２は、論理ハイレベルの第２のナンド結果信号を出力し続ける。その結果、第１のナンドゲート２９１も、論理ローレベルの第１のナンド結果信号（オン／オフ制御信号）を出力し続けるので、スイッチＳＷ１はオフ状態を維持する。したがって、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴは、固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）から固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）へ向けて徐々に上昇する。

特開２０００−１６６２３３号公報 特開昭６１−２４４２７１号公報（第２図、第３図）

しかしながら、上述した従来のスイッチング電源装置１０では、第１及び第２の比較器Ａ１、Ａ２がそれぞれ固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）、固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）を検出してから、スイッチＳＷ１をオン／オフするまでに時間遅れが生じる。その時間遅れの分だけ、コンデンサＣ２の充放電が続いてしまう。

そのため、図４に示されるように、発振器（ＯＳＣ）２１から出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆを変えると、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴは振幅変動を起こしてしまう。尚、図４において、（Ａ）は三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの出力波形を示し、（Ｂ）はＰＷＭ信号ＰＷＭ_ＯＵＴの出力波形を示す。

詳述すると、発振器（ＯＳＣ）２１から出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが低いときには、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの実際の上限電圧及び実際の下限電圧は、それぞれ、固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）及び固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）に実質的に等しくなっている。しかしながら、発振器（ＯＳＣ）２１から出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが高くなると、上述した発振器（ＯＳＣ）２１における時間遅れのために、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの実際の上限電圧は固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）より高くなり、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの実際の下限電圧は固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）より低くなる。

図４に示されるように、発振器（ＯＳＣ）２１から出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅変動が起こるため、従来のスイッチング電源装置１０を、最適な条件で動作可能な、ＰＷＭ制御のDuty又はＰＦＭ制御のパルス幅に設定することが難しくなる。この結果、従来のスイッチング電源装置１０では、高効率、高リニアリティを実現することが困難である。

したがって、本発明の目的は、高効率、高リニアリティを実現することができる、スイッチング電源装置及びその制御方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、最適な条件で動作可能な、ＰＷＭ制御のDuty又はＰＦＭ制御のパルス幅に設定することができる、スイッチング電源装置及びその制御方法を提供することにある。

本発明の更に他の目的は、発振周波数が変わっても、実質的に振幅変動のない発振信号の発振することができる発振器を備えたスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、説明が進むにつれて明らかになるだろう。

本発明の第１の態様によれば、発振器から発振された発振信号（ＯＳＣ_ＯＵＴ）と所定の電圧（Ｖ２）とを比較することにより得られたパルス幅変調された制御信号（ＰＷＭ_ＯＵＴ）によってスイッチ素子（ＳＷ）をオン・オフすることにより入力電圧（Ｖcc）を出力電圧（Ｖout）に変換するスイッチング電源装置において、前記発振信号の発振周波数が変わっても、前記発振信号の振幅の変動を抑制する振幅変動抑制手段（３３；３３Ａ；３５，３３Ｂ）を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置（１０Ａ）が得られる。

上記スイッチング電源装置において、前記スイッチング電源装置は、制御電圧（Ｖ１）に応答して前記発振信号（ＯＳＣ_ＯＵＴ）の発振周波数（ｆ）を制御する周波数制御回路（２３）を備えるものであって良い。この場合、前記振幅変動抑制手段は、前記制御電圧（Ｖ１）に応答して、前記発振信号の振幅の実際の上限電圧及び下限電圧が常に実質的に一定となるような、検出用の可変の上限電圧（Ｖ_Ａ１（Ｖ）；Ｖ_Ａ１（Ｖａ））及び可変の下限電圧（Ｖ_Ａ２（Ｖ）；Ｖ_Ａ２（Ｖａ））を生成する振幅補正回路（３３；３３Ａ）から構成されて良い。前記振幅補正回路（３３Ａ）は、前記制御電圧（Ｖ１）に対してリニアに変化するように、前記可変の上限電圧（Ｖ_Ａ１（Ｖａ））及び前記可変の下限電圧（Ｖ_Ａ２（Ｖａ））を生成するものであって良い。そのような振幅補正回路（３３Ａ）は、例えば、前記制御電圧（Ｖ１）に対してリニアに変化する前記可変の上限電圧（Ｖ_Ａ１（Ｖａ））を生成する可変上限電圧生成回路（３３１）と、前記制御電圧（Ｖ１）に対してリニアに変化する前記可変の下限電圧（Ｖ_Ａ２（Ｖａ））を生成する可変下限電圧生成回路（３３２）とから構成されて良い。

また、上記スイッチング電源装置において、前記振幅変動抑制手段は、前記発振信号の上限及び下限のピーク電圧を検出するピーク検出回路（３５）と、該ピーク検出回路で検出された前記上限及び下限のピーク電圧に基づいて、前記発振信号の振幅の実際の上限電圧及び下限電圧が常に実質的に一定となるような、検出用の可変の上限電圧（Ｖ_Ａ１（Ｖｂ））及び可変の下限電圧（Ｖ_Ａ２（Ｖｂ））を生成する振幅補正回路（３３Ｂ）と、から構成されても良い。

尚、前記スイッチング電源装置において、前記発振器は、例えば、三角波の発振信号を発振する発振器（２１Ａ）から構成されて良い。

本発明の第２の態様によれば、発振器から発振された発振信号（ＯＳＣ_ＯＵＴ）と所定の電圧（Ｖ２）とを比較することにより得られたパルス幅変調された制御信号（ＰＷＭ_ＯＵＴ）によってスイッチ素子（ＳＷ）をオン・オフすることにより入力電圧（Ｖcc）を出力電圧（Ｖout）に変換するスイッチング電源装置の制御方法において、前記発振信号の発振周波数が変わっても、前記発振信号の振幅の変動を抑制するステップ（３３；３３Ａ；３５，３３Ｂ）を含む特徴とするスイッチング電源装置（１０Ａ）の制御方法が得られる。

上記スイッチング電源装置の制御方法において、前記スイッチング電源装置（１０Ａ）は、制御電圧（Ｖ１）に応答して前記発振信号（ＯＳＣ_ＯＵＴ）の発振周波数（ｆ）を制御する周波数制御回路（２３）を備えるものであって良い。この場合、前記抑制ステップは、前記制御電圧（Ｖ１）に応答して、前記発振信号の振幅の実際の上限電圧及び下限電圧が常に実質的に一定となるような、検出用の可変の上限電圧（Ｖ_Ａ１（Ｖ）；Ｖ_Ａ１（Ｖａ））及び可変の下限電圧（Ｖ_Ａ２（Ｖ）；Ｖ_Ａ２（Ｖａ））を生成するステップ（３３；３３Ａ）から成るもので良い。前記生成ステップは、前記制御電圧（Ｖ１）に対してリニアに変化するように、前記可変の上限電圧（Ｖ_Ａ１（Ｖａ））及び前記可変の下限電圧（Ｖ_Ａ２（Ｖａ））を生成するステップであって良い。そのような前記生成ステップは、例えば、前記制御電圧（Ｖ１）に対してリニアに変化する前記可変の上限電圧（Ｖ_Ａ１（Ｖａ））を生成するステップ（３３１）と、前記制御電圧に対してリニアに変化する前記可変の下限電圧（Ｖ_Ａ２（Ｖａ））を生成するステップ（３３２）とを含むものであって良い。

また、上記スイッチング電源装置の制御方法において、前記抑制ステップは、前記発振信号の上限及び下限のピーク電圧を検出するステップ（３５）と、該検出された前記上限及び下限のピーク電圧に基づいて、前記発振信号の振幅の実際の上限電圧及び下限電圧が常に実質的に一定となるような、検出用の可変の上限電圧（Ｖ_Ａ１（Ｖｂ））及び可変の下限電圧（Ｖ_Ａ２（Ｖｂ））を生成するステップと、を含むものであって良い。

尚、上記スイッチング電源装置の制御方法において、前記発振器は、例えば、三角波の発振信号を発振する発振器（２１Ａ）から構成されて良い。

尚、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例に過ぎず、これらに限定されないのは勿論である。

本発明では、発振信号の発振周波数が変わっても、発振信号の振幅の変動を抑制する振幅変動抑制手段を備えているので、発振器は、常に実質的に振幅変動のない発振信号を発振することができる。その為、スイッチング電源装置が最適な条件で動作可能な、ＰＷＭ制御のDuty又はＰＦＭ制御のパルス幅に設定することができる。その結果、高効率、高リニアリティを実現することが可能なスイッチング電源装置を提供することができる。

図５を参照して、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１０Ａについて説明する。図示のスイッチング電源装置１０Ａは、信号源の構成が後述するように変更されている点を除いて、図１に図示した従来のスイッチング電源装置１０と同様の構成を有し同様の作用をする。従って、信号源に１７Ａの参照符号を付してある。従来のスイッチング電源装置１０の構成要素と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。

信号源１７Ａは、発振器（ＯＳＣ）の構成が後述するように変更されていると共に、振幅補正回路３３が付加されている点を除いて、図１に示したものと同様の構成を有する。従って、発振器（ＯＳＣ）に２１Ａの参照符号を付してある。

振幅補正回路３３は、たとえ発振器（ＯＳＣ）２１Ａから出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが変化しても、その発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅が常に実質的に一定となるような、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）と可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）を生成する。

換言すれば、振幅補正回路３３は、発振器（ＯＳＣ）２１Ａにおける時間遅れを考慮に入れて、発振器（ＯＳＣ）２１Ａから出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴにおける実際の上限電圧及び実際の下限電圧がそれぞれ固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）及び固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）となるように、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）を生成する。

とにかく、振幅補正回路３３は、発振信号のＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが変化しても、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅の変動を抑制する振幅変動抑制手段として働く。

上述したように、発振器（ＯＳＣ）２１Ａから出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆは、制御回路１５から供給される第１の制御電圧Ｖ１によって制御される。そこで、本実施の形態においては、振幅補正回路３３は、後述するように、第１の制御電圧Ｖ１に応答して、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）を生成する。

図６に図５に示した信号源１７Ａの回路例を示す。

発振器（ＯＳＣ）２１Ａは、分圧器２７が削除されている点を除いて、図２に示された発振器（ＯＳＣ）２１と同様の構成を有し、動作をする。この分圧器２７の代わりに振幅補正回路３３が設けられている。すなわち、振幅補正回路３３から生成された可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）が、それぞれ、発振器（ＯＳＣ）２１Ａの第１及び第２の比較器Ａ１及びＡ２に供給されている。

図７は制御回路１５から出力される第１の制御電圧Ｖ１と周波数制御回路２３の可変電流源ＩＯから流れる電流Ｉｃとの間の関係を示すＶ１−Ｉｃ特性図である。図７から、第１の制御電圧Ｖ１が高くなればなる程、可変電流源ＩＯから流れる電流Ｉｃが小さくなることが分かる。逆に言えば、第１の制御電圧Ｖ１が低くなればなる程、可変電流源ＩＯから流れる電流Ｉｃが大きくなる。

図８は周波数制御回路２３の可変電流源ＩＯから流れる電流Ｉｃと発振器（ＯＳＣ）２１Ａから発振される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆとの間の関係を示すＩｃ−ｆ特性図である。図８から、可変電流源ＩＯから流れる電流Ｉｃが大きくなればなる程、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが高くなることが分かる。逆に言えば、可変電流源ＩＯから流れる電流Ｉｃが小さくなればなる程、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが低くなる。

従って、図７及び図８から、第１の制御電圧Ｖ１が高くなると三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが低くなり、第１の制御電圧Ｖ１が低くなると三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが高くなることが分かる。

一方、図４から、発振器（ＯＳＣ）２１Ａから出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴにおける実際の上限電圧及び実際の下限電圧を、それぞれ、固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）及び固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）と等しくなるようにするためには、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが高くなるにつれて、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）を低くし、可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）を高くすれば良いことが分かる。又、上述したように、第１の制御電圧Ｖ１が低くなると三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが高くなる。換言すれば、第１の制御電圧Ｖ１と三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆとは実質的に逆比例の関係にある。このことから、第１の制御電圧Ｖ１が低くなるにつれて、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）を低くし、可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）を高くすれば良いことが分かる。

図９及び図１０に、第１の制御電圧Ｖ１に対する、振幅補正回路３３から生成される可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）の特性（Ｖ１−Ｖ_Ａ１（Ｖ）特性、Ｖ１−Ｖ_Ａ２（Ｖ）特性）を示す。

図９及び図１０の実線の曲線は、それぞれ、発振器（ＯＳＣ）２１Ａから出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴにおける実際の上限電圧及び実際の下限電圧がそれぞれ固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）及び固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）と等しくなる場合の、理想的な可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）を示している。すなわち、図９及び図１０の実線の曲線は、実験的に測定することによって得られた、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）の特性を示している。ここで、図９及び図１０の特性図における、第１の制御電圧Ｖ１が最も高いときの発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆは１０ｋＨｚである。すなわち、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが１０ｋＨｚ以上の範囲で測定を行った。

尚、図９及び図１０から明らかなように、第１の制御電圧Ｖ１が最も高いとき、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）は、それぞれ、固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）及び固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）に等しい。

図９の実線の曲線で示されるように、第１の制御電圧Ｖ１が低くなる（三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが高くなる）につれて、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）が低くなっている。また、図１０の実線の曲線で示されるように、第１の制御電圧Ｖ１が低くなる（三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが高くなる）につれて、可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）が高くなっている。

とにかく、振幅補正回路３３は、第１の制御電圧Ｖ１に応答して、図９及び図１０の実線の曲線で示されるような、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）を生成する。

図１１に、発振器（ＯＳＣ）２１Ａから出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆを変えた場合における、図６に示した信号源１７Ａのバッファ３１から出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴと、ＰＷＭ制御回路２５から出力されるＰＷＭ信号ＰＷＭ_ＯＵＴとの出力波形の一例を示す。図１１において、（Ａ）は三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの出力波形を示し、（Ｂ）はＰＷＭ信号ＰＷＭ_ＯＵＴの出力波形を示す。図１１（Ａ）に示されるように、第２の制御電圧Ｖ２は、固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）と固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）との間の電圧である。

図１１に示されるように、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが変わっても、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅変動が無いことが分かる。すなわち、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅をその発振周波数ｆによらずに常に一定とすることができる。この為、２次側の負荷によってスイッチング電源装置１０Ａが最適な条件で動作できるように、ＰＷＭ制御のDuty又はＰＦＭ制御のパルス幅を設定することが可能となる。このことにより、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１０Ａでは、高効率、高リニアリティを実現することが可能となる。

図９及び図１０に戻って、実線の曲線は、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）の理想的な特性を示している。しかしながら、図９及び図１０の実線の曲線で示されたような可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）を生成する振幅補正回路３３を、実際のハードウェア（回路部品）を用いて実現しようとすると、構成が複雑となる。

そこで、後述するように、本発明の他の実施の形態では、図９及び図１０の破線で示す近似直線で、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖ）の理想的な特性を近似している。図示の例では、実線の曲線と破線の近似直線とは２点で交差している。第１の制御電圧Ｖ１が高い方の交点は、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが５０ｋＨｚのときの点を表し、第１の制御電圧Ｖ１が低い方の交点は、三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが４００ｋＨｚのときの点を表している。

図１２を参照して、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置に使用される信号源１７Ｂについて説明する。図示の信号源１７Ｂは、振幅補正回路の構成が後述するように相違している点を除いて、図６に図示した信号源１７Ａと同様の構成を有し、動作をする。従って、振幅補正回路に３３Ａの参照符号を付してある。信号源１７Ａの構成要素と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。

図示の振幅補正回路３３Ａは、第１の制御電圧Ｖ１に応答して、図９及び図１０の破線で示す近似直線でそれぞれ表される、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖａ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖａ）を生成する。すなわち、振幅補正回路３３Ａは、第１の制御電圧Ｖ１に対してリニアに変化するように、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖａ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖａ）を生成する。

詳述すると、振幅補正回路３３Ａは、第１の制御電圧Ｖ１に対してリニアに変化する可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖａ）を生成する可変上限電圧生成回路３３１と、第１の制御電圧Ｖ１に対してリニアに変化する可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖａ）を生成する可変下限電圧生成回路３３２とを有する。

可変上限電圧生成回路３３１は、演算増幅器Ａ４と、抵抗器Ｒ_４、Ｒ_５、Ｒ_６、Ｒ_７と、基準電圧源Ｖ３とから構成されている。演算増幅器Ａ４の反転入力端子と出力端子との間に抵抗器Ｒ_４が接続されている。演算増幅器Ａ４の反転入力端子は抵抗器Ｒ_５を介して接地端子ＧＮＤに接続されている。演算増幅器Ａ４の非反転入力端子は、抵抗器Ｒ_６及び基準電圧源Ｖ３を介して接地端子ＧＮＤに接続されている。第１の制御電圧Ｖ１は抵抗器Ｒ_７を介して演算増幅器Ａ４の非反転入力端子に接続されている。演算増幅器Ａ４の出力端子から可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖａ）が出力される。

可変下限電圧生成回路３３２は、演算増幅器Ａ５と、抵抗器Ｒ_８、Ｒ_９と、基準電圧源Ｖ４とから構成されている。演算増幅器Ａ５の反転入力端子と出力端子との間に抵抗器Ｒ_８が接続されている。演算増幅器Ａ５の非反転入力端子は基準電圧源Ｖ４を介して接地端子ＧＮＤに接続されている。第１の制御電圧Ｖ１は抵抗器Ｒ_９を介して演算増幅器Ａ５の反転入力端子に接続されている。演算増幅器Ａ５の出力端子から可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖａ）が出力される。

このような構成の信号源１７Ｂを備えたスイッチング電源装置においても、図１１に示されるように、たとえ三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが変わっても、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅変動を抑えることができる。すなわち、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅をその発振周波数ｆによらずに常に実質的に一定とすることができる。この為、２次側の負荷によってスイッチング電源装置が最適な条件で動作できるように、ＰＷＭ制御のDuty又はＰＦＭ制御のパルス幅を設定することが可能となる。このことにより、本実施の形態に係るスイッチング電源装置でも、高効率、高リニアリティを実現することが可能となる。

図１３を参照して、本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置に使用される信号源１７Ｃについて説明する。図示の信号源１７Ｃは、振幅補正回路３３の代わりに、ピーク検出回路３５と振幅補正回路３３Ｂとの組み合わせを用いている点を除いて、図６に図示した信号源１７Ａと同様の構成を有し、動作をする。信号源１７Ａの構成要素と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。

図示のピーク検出回路３５は、発振器（ＯＳＣ）２１Ａから出力される三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの上限及び下限のピーク電圧を検出する回路である。図示の例では、ピーク検出回路３５は、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの代わりに、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴに対応するコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２の上限及び下限のピーク電圧を検出している。ピーク検出回路３５は、検出された上限のピーク電圧及び検出された下限のピーク電圧を振幅制御回路３３Ｂへ送出する。

振幅補正回路３３Ｂは、検出された上限のピーク電圧及び検出された下限のピーク電圧に基づいて、検出された上限のピーク電圧及び検出された下限のピーク電圧がそれぞれ固定の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｆ）と固定の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｆ）と実質的に一致するように、可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖｂ）及び可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖｂ）を生成する。可変の上限電圧Ｖ_Ａ１（Ｖｂ）は第１の比較器Ａ１に供給され、可変の下限電圧Ｖ_Ａ２（Ｖｂ）は第２の比較器Ａ２に供給される。

とにかく、ピーク検出回路３５と振幅補正回路３３Ｂとの組み合わせは、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが変わっても、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅の変動を抑制する振幅変動抑制手段として働く。

このような構成の信号源１７Ｃを備えたスイッチング電源装置においても、図１１に示されるように、たとえ三角波の発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの発振周波数ｆが変わっても、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅変動を抑えることができる。すなわち、発振信号ＯＳＣ_ＯＵＴの振幅をその発振周波数ｆによらずに常に実質的に一定とすることができる。この為、２次側の負荷によってスイッチング電源装置が最適な条件で動作できるように、ＰＷＭ制御のDuty又はＰＦＭ制御のパルス幅を設定することが可能となる。このことにより、本実施の形態に係るスイッチング電源装置でも、高効率、高リニアリティを実現することが可能となる。

以上、本発明についてその好ましい実施の形態によって説明してきたが、本発明の精神を逸脱しない範囲内で、種々の変形が当業者によって可能であるのは明らかである。例えば、上述した実施の形態では、発振器は三角波の発振信号を発振しているが、発振器はノコギリ波の発振信号を発振するものでも良い。

従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を示すブロック図である。 図１に示したスイッチング電源装置に使用される信号源の回路例を示す回路図である。 図２に示した信号源のバッファから出力される三角波の発振信号とＰＷＭ制御回路から出力されるＰＷＭ信号との出力波形の一例を示すタイムチャートである。 従来のスイッチング電源装置において発振器から出力される三角波の発振信号の発振周波数を変えたときの、三角波の発振信号とＰＷＭ信号との出力波形の一例を示すタイムチャートである。 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示すブロック図である。 図５に示したスイッチング電源装置に使用される信号源の回路例を示す回路図である。 図６における制御回路から出力される第１の制御電圧と周波数制御回路の可変電流源から流れる電流との間の関係を示すＶ１−Ｉｃ特性図である。 図６における周波数制御回路の可変電流源から流れる電流と発振器から発振される三角波の発振信号の発振周波数との間の関係を示すＩｃ−ｆ特性図である。 図６に示す信号源において、第１の制御電圧に対する、振幅補正回路から生成される可変の上限電圧の特性を示すＶ１−Ｖ_Ａ１（Ｖ）特性図である。 図６に示す信号源において、第１の制御電圧に対する、振幅補正回路から生成される可変の下限電圧の特性を示すＶ１−Ｖ_Ａ２（Ｖ）特性図である。 図６に示す信号源において、発振器から出力される三角波の発振信号の発振周波数を変えた場合における、バッファから出力される三角波の発振信号と、ＰＷＭ制御回路から出力されるＰＷＭ信号との出力波形の一例を示すタイムチャートである。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置に使用される信号源を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置に使用される信号源を示す回路図である。

符号の説明

１０Ａ スイッチング電源装置
２１Ａ 発振器（ＯＳＣ）
２３ 周波数制御回路
３３、３３Ａ、３３Ｂ 振幅補正回路
３３１ 可変上限電圧生成回路
３３２ 可変下限電圧生成回路
３５ ピーク検出回路
ＳＷ スイッチ素子

Claims (12)

1. 発振器から発振された発振信号と所定の電圧とを比較することにより得られたパルス幅変調された制御信号によってスイッチ素子をオン・オフすることにより入力電圧を出力電圧に変換するスイッチング電源装置において、
   前記発振信号の発振周波数が変わっても、前記発振信号の振幅の変動を抑制する振幅変動抑制手段を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記スイッチング電源装置は、制御電圧に応答して前記発振信号の発振周波数を制御する周波数制御回路を備え、
   前記振幅変動抑制手段は、前記制御電圧に応答して、前記発振信号の振幅の実際の上限電圧及び下限電圧が常に実質的に一定となるような、検出用の可変の上限電圧及び可変の下限電圧を生成する振幅補正回路から構成されている、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記振幅補正回路は、前記制御電圧に対してリニアに変化するように、前記可変の上限電圧及び前記可変の下限電圧を生成することを特徴とする、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記振幅補正回路は、前記制御電圧に対してリニアに変化する前記可変の上限電圧を生成する可変上限電圧生成回路と、前記制御電圧に対してリニアに変化する前記可変の下限電圧を生成する可変下限電圧生成回路とを備える、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記振幅変動抑制手段は、
   前記発振信号の上限及び下限のピーク電圧を検出するピーク検出回路と、
   該ピーク検出回路で検出された前記上限及び下限のピーク電圧に基づいて、前記発振信号の振幅の実際の上限電圧及び下限電圧が常に実質的に一定となるような、検出用の可変の上限電圧及び可変の下限電圧を生成する振幅補正回路と、
   から構成されている、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記発振器は三角波の発振信号を発振する発振器から成る、請求項１乃至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
7. 発振器から発振された発振信号と所定の電圧とを比較することにより得られたパルス幅変調された制御信号によってスイッチ素子をオン・オフすることにより入力電圧を出力電圧に変換するスイッチング電源装置の制御方法において、
   前記発振信号の発振周波数が変わっても、前記発振信号の振幅の変動を抑制するステップを含む特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
8. 前記スイッチング電源装置は、制御電圧に応答して前記発振信号の発振周波数を制御する周波数制御回路を備え、
   前記抑制ステップは、前記制御電圧に応答して、前記発振信号の振幅の実際の上限電圧及び下限電圧が常に実質的に一定となるような、検出用の可変の上限電圧及び可変の下限電圧を生成するステップから成る、請求項７に記載のスイッチング電源装置の制御方法。
9. 前記生成ステップは、前記制御電圧に対してリニアに変化するように、前記可変の上限電圧及び前記可変の下限電圧を生成することを特徴とする、請求項８に記載のスイッチング電源装置の制御方法。
10. 前記生成ステップは、前記制御電圧に対してリニアに変化する前記可変の上限電圧を生成するステップと、前記制御電圧に対してリニアに変化する前記可変の下限電圧を生成するステップとを含む、請求項９に記載のスイッチング電源装置の制御方法。
11. 前記抑制ステップは、
    前記発振信号の上限及び下限のピーク電圧を検出するステップと、
    該検出された前記上限及び下限のピーク電圧に基づいて、前記発振信号の振幅の実際の上限電圧及び下限電圧が常に実質的に一定となるような、検出用の可変の上限電圧及び可変の下限電圧を生成するステップと、
    を含む、請求項７に記載のスイッチング電源装置の制御方法。
12. 前記発振器は三角波の発振信号を発振する発振器から成る、請求項７乃至１１のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置の制御方法。
    

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