JPH07264849A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH07264849A JPH07264849A JP7395594A JP7395594A JPH07264849A JP H07264849 A JPH07264849 A JP H07264849A JP 7395594 A JP7395594 A JP 7395594A JP 7395594 A JP7395594 A JP 7395594A JP H07264849 A JPH07264849 A JP H07264849A
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- triangular wave
- wave signal
- circuit
- switching
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 回路に発生する伝導ノイズ、放射ノイズのピ
ークレベルを低減できるPWM制御方式によるスイッチ
ングレギュレータを得る。 【構成】 三角波信号8の最大値を検出回路14で検出
し、そのタイミングでサンプルホールド回路13により
ランダム信号eo をサンプリングし、これを三角波信号
発生回路7の周波数変調用の制御信号と成す。三角波信
号8は中心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲でランダ
ムに変調される。この三角波信号8は比較回路9で出力
電圧Vo を分圧した電圧と比較されることにより、入力
電圧Vi をスイッチングするスイッチング素子2を駆動
するためのPWM制御されたスイッチング信号11を得
る。 【効果】 ノイズのピークレベルを大幅に低減し、回路
素子の選択、設計が容易で、回路構成が簡単になる。
ークレベルを低減できるPWM制御方式によるスイッチ
ングレギュレータを得る。 【構成】 三角波信号8の最大値を検出回路14で検出
し、そのタイミングでサンプルホールド回路13により
ランダム信号eo をサンプリングし、これを三角波信号
発生回路7の周波数変調用の制御信号と成す。三角波信
号8は中心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲でランダ
ムに変調される。この三角波信号8は比較回路9で出力
電圧Vo を分圧した電圧と比較されることにより、入力
電圧Vi をスイッチングするスイッチング素子2を駆動
するためのPWM制御されたスイッチング信号11を得
る。 【効果】 ノイズのピークレベルを大幅に低減し、回路
素子の選択、設計が容易で、回路構成が簡単になる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はパルス幅制御されたスイ
ッチング信号によりスイッチング素子を制御することに
より、安定な出力電圧を得るようにしたスイッチングレ
ギュレータに関する。
ッチング信号によりスイッチング素子を制御することに
より、安定な出力電圧を得るようにしたスイッチングレ
ギュレータに関する。
【0002】
【従来の技術】図13は従来の他励フォワード型スイッ
チングレギュレータを示す構成図である。図において、
1は入力電圧Vi を得る電源入力部、2は入力電圧Vi
のスイッチングを行うスイッチング素子で、トランジス
タ、FET、IGBT等の半導体素子が用いられる。3
はスイッチングされた電圧を次段の回路に加える絶縁用
のトランス、4はトランス3から出力される矩形波電圧
を整流平滑して出力電圧Vo を得る整流平滑回路で、ダ
イオード4a,4b,チョークコイル4c,コンデンサ
4dで構成される。5は出力電圧Vo が供給される負荷
である。
チングレギュレータを示す構成図である。図において、
1は入力電圧Vi を得る電源入力部、2は入力電圧Vi
のスイッチングを行うスイッチング素子で、トランジス
タ、FET、IGBT等の半導体素子が用いられる。3
はスイッチングされた電圧を次段の回路に加える絶縁用
のトランス、4はトランス3から出力される矩形波電圧
を整流平滑して出力電圧Vo を得る整流平滑回路で、ダ
イオード4a,4b,チョークコイル4c,コンデンサ
4dで構成される。5は出力電圧Vo が供給される負荷
である。
【0003】6は出力電圧Vo を分圧してVo の変動V
o1,Vo2等を検出する抵抗素子で構成される分圧回路、
7は所定周波数の三角波信号8を発生する三角波信号発
生回路で、コンデンサの充放電をトランジスタで制御す
ることにより、三角波信号8を発生する公知の構成を有
している。9は分圧回路6の出力電圧と三角波信号8と
を比較して両者の差を増幅し、PWM制御された信号と
して出力する誤差増幅器から成る比較回路、10は上記
PWM制御信号をスイッチング素子2を駆動するのに充
分なスイッチング信号11に変換するドライブ回路であ
る。
o1,Vo2等を検出する抵抗素子で構成される分圧回路、
7は所定周波数の三角波信号8を発生する三角波信号発
生回路で、コンデンサの充放電をトランジスタで制御す
ることにより、三角波信号8を発生する公知の構成を有
している。9は分圧回路6の出力電圧と三角波信号8と
を比較して両者の差を増幅し、PWM制御された信号と
して出力する誤差増幅器から成る比較回路、10は上記
PWM制御信号をスイッチング素子2を駆動するのに充
分なスイッチング信号11に変換するドライブ回路であ
る。
【0004】次に上記構成による動作について説明す
る。電源入力部1から得られる入力電圧Vi はドライブ
回路10から得られるスイッチング信号11により制御
されるスイッチング素子2でスイッチングされ矩形波電
圧に変換される。この矩形波電圧はトランス3を介して
整流平滑回路4で整流平滑され、出力電圧Vo となって
負荷5に供給される。
る。電源入力部1から得られる入力電圧Vi はドライブ
回路10から得られるスイッチング信号11により制御
されるスイッチング素子2でスイッチングされ矩形波電
圧に変換される。この矩形波電圧はトランス3を介して
整流平滑回路4で整流平滑され、出力電圧Vo となって
負荷5に供給される。
【0005】この出力電圧Vo は分圧回路6で検出され
比較回路9に加えられて、三角波信号発生回路7から得
られる三角波信号8と比較される。この比較結果得られ
るPWM制御信号はドライブ回路10を介してスイッチ
ング信号11としてスイッチング素子2をスイッチング
制御する。以上の構成及び動作により、出力電圧Voを
一定に制御するようにしている。
比較回路9に加えられて、三角波信号発生回路7から得
られる三角波信号8と比較される。この比較結果得られ
るPWM制御信号はドライブ回路10を介してスイッチ
ング信号11としてスイッチング素子2をスイッチング
制御する。以上の構成及び動作により、出力電圧Voを
一定に制御するようにしている。
【0006】図14は比較回路9における動作を説明す
るためのタイミングチャートを示す。図14(A)は出
力電圧Vo がVo1及びVo2に変化した場合の三角波信号
8との関係を示す。同図(B)はそれぞれの場合におい
て得られるPWM制御信号のパルス幅の変化を示すもの
で、図示のように、出力電圧がVo1と高くなった場合は
パルス幅が狭くなり、出力電圧がVo2と低くなった場合
はパルス幅が広くなることが判る。
るためのタイミングチャートを示す。図14(A)は出
力電圧Vo がVo1及びVo2に変化した場合の三角波信号
8との関係を示す。同図(B)はそれぞれの場合におい
て得られるPWM制御信号のパルス幅の変化を示すもの
で、図示のように、出力電圧がVo1と高くなった場合は
パルス幅が狭くなり、出力電圧がVo2と低くなった場合
はパルス幅が広くなることが判る。
【0007】このようにしてPWM制御されたパルス電
圧に応じてスイッチング素子2をON/OFFすること
により、出力電圧Vo の安定化を行うようにしている。
このON/OFFの比率(時比率と呼ぶ)と出力電圧V
o とには、理想的な回路では次のような関係が成り立つ
ことが知られている。
圧に応じてスイッチング素子2をON/OFFすること
により、出力電圧Vo の安定化を行うようにしている。
このON/OFFの比率(時比率と呼ぶ)と出力電圧V
o とには、理想的な回路では次のような関係が成り立つ
ことが知られている。
【0008】 Vo =TON/(TON+TOFF )×NS /NP ×Vi …(1)
【0009】ここで、TONはパルス電圧が図14で示し
たHレベルの間の時間、TOFF はパルス電圧がLレベル
の間の時間、NP は図13のトランス3の1次側巻数、
NSは2次側巻数である。
たHレベルの間の時間、TOFF はパルス電圧がLレベル
の間の時間、NP は図13のトランス3の1次側巻数、
NSは2次側巻数である。
【0010】以上の説明及び式(1)からも明らかなよ
うに、負荷により出力電圧Vo が変動した場合や、入力
電圧Vi が変動した場合は、TON、TOFF の時比率を変
えることにより、一定の出力電圧Vo が得られる。
うに、負荷により出力電圧Vo が変動した場合や、入力
電圧Vi が変動した場合は、TON、TOFF の時比率を変
えることにより、一定の出力電圧Vo が得られる。
【0011】上述したPWM制御方式の他励フォワード
型スイッチングレギュレータでは、周波数が一定の三角
波信号を用いているため、負荷が安定で、入力電圧が一
定な場合、一定の周波数でスイッチング素子をON/O
FFすることになる。このような場合、回路に発生する
伝導ノイズ、放射ノイズも特定の周波数でピークを持つ
ようになる。
型スイッチングレギュレータでは、周波数が一定の三角
波信号を用いているため、負荷が安定で、入力電圧が一
定な場合、一定の周波数でスイッチング素子をON/O
FFすることになる。このような場合、回路に発生する
伝導ノイズ、放射ノイズも特定の周波数でピークを持つ
ようになる。
【0012】その様子を示した例が図15である。これ
は入力電圧に含まれる伝導ノイズをスペクトルアナライ
ザにより計測したもので、縦軸はノイズ電圧レベル、横
軸は周波数を示している。図中のAで示したノイズはス
イッチング素子のON/OFF周波数(スイッチング周
波数)の基本波によるノイズで、Bはその高調波成分の
ノイズ、C及びDは2次側整流ダイオードの逆回復特性
や、トランスの巻線方法等に起因する漏れ磁束等により
発生するノイズとして知られている。
は入力電圧に含まれる伝導ノイズをスペクトルアナライ
ザにより計測したもので、縦軸はノイズ電圧レベル、横
軸は周波数を示している。図中のAで示したノイズはス
イッチング素子のON/OFF周波数(スイッチング周
波数)の基本波によるノイズで、Bはその高調波成分の
ノイズ、C及びDは2次側整流ダイオードの逆回復特性
や、トランスの巻線方法等に起因する漏れ磁束等により
発生するノイズとして知られている。
【0013】図15は伝導ノイズのスペクトル分析例で
あるが、放射ノイズも伝導ノイズと同様に発生し、その
周波数領域での特徴は伝導ノイズと同じものである。
あるが、放射ノイズも伝導ノイズと同様に発生し、その
周波数領域での特徴は伝導ノイズと同じものである。
【0014】このようなノイズは、騒音を発生したり、
他の各種電子機器に悪影響を与えるため、ノイズレベル
のピーク値を抑えるために、従来はコンデンサ、インダ
クタで構成されるノイズフィルタ回路等が用いられてい
た。この方法は、発生したノイズのピークレベルを減衰
するのに有効な手段であるが、十分に減衰させるために
は、減衰特性に優れる高価なコンデンサ、インダクタを
用いるか又はコンデンサ、インダクタで構成されるフィ
ルタ回路を多段数接続する必要があった。これらの方法
では、経済的に高価になること、多段数接続によって回
路実装体積が増大する等の問題が生じていた。
他の各種電子機器に悪影響を与えるため、ノイズレベル
のピーク値を抑えるために、従来はコンデンサ、インダ
クタで構成されるノイズフィルタ回路等が用いられてい
た。この方法は、発生したノイズのピークレベルを減衰
するのに有効な手段であるが、十分に減衰させるために
は、減衰特性に優れる高価なコンデンサ、インダクタを
用いるか又はコンデンサ、インダクタで構成されるフィ
ルタ回路を多段数接続する必要があった。これらの方法
では、経済的に高価になること、多段数接続によって回
路実装体積が増大する等の問題が生じていた。
【0015】また、上記方法とは別に特定周波数でノイ
ズピークが立たないように、スイッチングの基本周波数
を周波数領域で分散させる方法が知られている。この方
法は例えば特開昭63−69465号公報に開示されて
いる。
ズピークが立たないように、スイッチングの基本周波数
を周波数領域で分散させる方法が知られている。この方
法は例えば特開昭63−69465号公報に開示されて
いる。
【0016】上記公報に開示された方法は、スイッチン
グの基本周波数を決定する三角波信号の周波数を一定の
範囲でランダムに変化させることにより、スイッチング
の基本周波数及び高調波分を周波数領域で分散させるよ
うにしている。
グの基本周波数を決定する三角波信号の周波数を一定の
範囲でランダムに変化させることにより、スイッチング
の基本周波数及び高調波分を周波数領域で分散させるよ
うにしている。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】上記公報に開示された
方法は、ノイズピークレベルを抑制するのに有効な方法
と思われる。しかしながら、この方法を実際に図13に
示した他励フォワード型スイッチングレギュレータに用
いようとすると次のような問題が生じていた。
方法は、ノイズピークレベルを抑制するのに有効な方法
と思われる。しかしながら、この方法を実際に図13に
示した他励フォワード型スイッチングレギュレータに用
いようとすると次のような問題が生じていた。
【0018】上記公報によれば、三角波信号の中心周波
数fpに対して±fb/2の周波数範囲で三角波信号の
周波数を変化させることにより実現し、fbが大きいほ
ど、ノイズ分散の効果が現われるとしている。そこで、
本発明者は図13に示した他励フォワード型スイッチン
グレギュレータに適用するために、fp=100KHz
とし、fb=100KHzとして実験を行うことにし
た。すなわち、50〜150KHzの周波数範囲で三角
波信号の周波数を任意に変化させるものとする。以上の
条件で実施するためにまず、図13に示した他励フォワ
ード型スイッチングレギュレータのトランス3を設計し
た。
数fpに対して±fb/2の周波数範囲で三角波信号の
周波数を変化させることにより実現し、fbが大きいほ
ど、ノイズ分散の効果が現われるとしている。そこで、
本発明者は図13に示した他励フォワード型スイッチン
グレギュレータに適用するために、fp=100KHz
とし、fb=100KHzとして実験を行うことにし
た。すなわち、50〜150KHzの周波数範囲で三角
波信号の周波数を任意に変化させるものとする。以上の
条件で実施するためにまず、図13に示した他励フォワ
ード型スイッチングレギュレータのトランス3を設計し
た。
【0019】通常他励フォワード型スイッチングレギュ
レータのトランスを設計する場合、トランスに用いられ
る磁性材料の磁気特性を考慮して設計される。このトラ
ンスの磁束密度変化量ΔBは、1次側巻線に印加される
入力電圧Vi とスイッチング素子がonしている時間t
on、1次側巻数NP 、トランスの断面積Sにより決定
される。この関係は次式で示される。
レータのトランスを設計する場合、トランスに用いられ
る磁性材料の磁気特性を考慮して設計される。このトラ
ンスの磁束密度変化量ΔBは、1次側巻線に印加される
入力電圧Vi とスイッチング素子がonしている時間t
on、1次側巻数NP 、トランスの断面積Sにより決定
される。この関係は次式で示される。
【0020】 ΔB=Vi ×ton/(NP ×S)…(2)
【0021】このΔBが取り得る範囲は、磁性材料の種
類、スイッチング周波数、周囲温度により制限され、例
えばスイッチングレギュレータ用トランスで広く用いら
れているソフトフェライトの場合、周波数100KH
z、周囲温度60度で、1個のスイッチング素子を用い
た他励1石フォワード型スイッチングレギュレータ用ト
ランスの場合、ΔB=0.2〜0.4T程度である。
類、スイッチング周波数、周囲温度により制限され、例
えばスイッチングレギュレータ用トランスで広く用いら
れているソフトフェライトの場合、周波数100KH
z、周囲温度60度で、1個のスイッチング素子を用い
た他励1石フォワード型スイッチングレギュレータ用ト
ランスの場合、ΔB=0.2〜0.4T程度である。
【0022】以上の条件に従い、入力電圧Vi を130
V(直流)、周波数を基本周波数の100KHzとし、
巻数をNP =20ターン、ΔBの上限値が0.3Tのソ
フトフェライトでトランスの大きさ(断面積)を算出す
ると、 S=108.3mm2 となる。尚、計算するに際し、ton時間は周波数の周
期の0.5倍とした。一般に他励1石フォワード型スイ
ッチングレギュレータ用のトランス設計を行う場合、t
on時間をスイッチング周期の0.5倍を上限値とする
のは広く知られている。
V(直流)、周波数を基本周波数の100KHzとし、
巻数をNP =20ターン、ΔBの上限値が0.3Tのソ
フトフェライトでトランスの大きさ(断面積)を算出す
ると、 S=108.3mm2 となる。尚、計算するに際し、ton時間は周波数の周
期の0.5倍とした。一般に他励1石フォワード型スイ
ッチングレギュレータ用のトランス設計を行う場合、t
on時間をスイッチング周期の0.5倍を上限値とする
のは広く知られている。
【0023】しかしながら、上記断面積Sを有するトラ
ンスを用いて上記公報の方法を実施しようとすると、ラ
ンダムに変化する周波数が100KHzより低くなった
場合、磁気飽和現象が生じてしまう。(2)式からも判
るように、スイッチング周波数が低下した場合、すなわ
ちton時間が増加した場合、ΔBは増大する。
ンスを用いて上記公報の方法を実施しようとすると、ラ
ンダムに変化する周波数が100KHzより低くなった
場合、磁気飽和現象が生じてしまう。(2)式からも判
るように、スイッチング周波数が低下した場合、すなわ
ちton時間が増加した場合、ΔBは増大する。
【0024】その割合は周波数と反比例関係にあるの
で、周波数を変化させて、最小周波数の50KHzにな
った瞬間にΔBは100KHzの時の2倍の値0.6T
となり、用いたトランス材料のΔBの上限0.3Tを大
きく超過して磁気飽和現象を生じてしまう。トランスが
飽和すると、トランスの発熱が急増し、トランスを構成
する巻線やボビン部分に熱破壊を生じさせたり、トラン
ス周囲に装着されているコンデンサや半導体素子等の電
子部品の寿命を著しく低減させる。さらに、1次側の電
流ピークが増大し、1次側の電子部品を破壊してしま
う。
で、周波数を変化させて、最小周波数の50KHzにな
った瞬間にΔBは100KHzの時の2倍の値0.6T
となり、用いたトランス材料のΔBの上限0.3Tを大
きく超過して磁気飽和現象を生じてしまう。トランスが
飽和すると、トランスの発熱が急増し、トランスを構成
する巻線やボビン部分に熱破壊を生じさせたり、トラン
ス周囲に装着されているコンデンサや半導体素子等の電
子部品の寿命を著しく低減させる。さらに、1次側の電
流ピークが増大し、1次側の電子部品を破壊してしま
う。
【0025】これらの問題を解決するために、1次側の
トランス巻数を増す方法があるが、巻数の増大ととも
に、巻線に生じる銅損失が増大したり、巻線を行うため
のスペース(トランス窓面積)が増加し、サイズの大き
なトランスを使用する必要が生じる。また、トランスの
断面積を増加させる方法があるが、先の例で考えると、
50KHzの場合にΔBの上限を越えないトランス断面
積は、S=216.4mm2 で、100KHzで設計し
た場合の2倍の大きさとなり、基板上の実装体積を著し
く増加させる上、経済的にも高価なものとなる。
トランス巻数を増す方法があるが、巻数の増大ととも
に、巻線に生じる銅損失が増大したり、巻線を行うため
のスペース(トランス窓面積)が増加し、サイズの大き
なトランスを使用する必要が生じる。また、トランスの
断面積を増加させる方法があるが、先の例で考えると、
50KHzの場合にΔBの上限を越えないトランス断面
積は、S=216.4mm2 で、100KHzで設計し
た場合の2倍の大きさとなり、基板上の実装体積を著し
く増加させる上、経済的にも高価なものとなる。
【0026】また、2次側の平滑動作にも問題が生じ
る。図13の平滑用チョークコイル4cには直流に三角
波のリップル電流が流れ、そのリップル電流値は次の式
で求められる。
る。図13の平滑用チョークコイル4cには直流に三角
波のリップル電流が流れ、そのリップル電流値は次の式
で求められる。
【0027】 Irip =Vo /(L×f)×(1−NP /NS ×Vo /Vi )…(3)
【0028】ここで、Irip はリップル電流、Lはチョ
ークコイルのインダクタンス、fはスイッチング周波数
である。
ークコイルのインダクタンス、fはスイッチング周波数
である。
【0029】式(3)からも判るようにスイッチング周
波数fが低下すると、Irip は増大し、先の例で、スイ
ッチング周波数fが100KHzから50KHzになっ
た場合、リップル電流は100KHzの際の2倍とな
る。
波数fが低下すると、Irip は増大し、先の例で、スイ
ッチング周波数fが100KHzから50KHzになっ
た場合、リップル電流は100KHzの際の2倍とな
る。
【0030】チョークコイルに流れるリップル電流分
は、図13の平滑用コンデンサ4dのインピーダンス成
分とのかけ算で、出力電圧Vo の変動分となる。
は、図13の平滑用コンデンサ4dのインピーダンス成
分とのかけ算で、出力電圧Vo の変動分となる。
【0031】従って、リップル電流の増加分が、そのま
ま出力電圧の変動増加分となってしまう。この問題を回
避するには、チョークコイルのインダクタンスを大きな
ものとしなければならない。そのためにチョークコイル
自体を大型化する必要が生じ、基板上の実装体積を著し
く増加させる上、経済的にも高価なものとなる。あるい
は、低インピーダンス部品を用いる方法もあるが、チョ
ークコイル同様、部品サイズの大型化、高価格化とな
る。
ま出力電圧の変動増加分となってしまう。この問題を回
避するには、チョークコイルのインダクタンスを大きな
ものとしなければならない。そのためにチョークコイル
自体を大型化する必要が生じ、基板上の実装体積を著し
く増加させる上、経済的にも高価なものとなる。あるい
は、低インピーダンス部品を用いる方法もあるが、チョ
ークコイル同様、部品サイズの大型化、高価格化とな
る。
【0032】以上述べたように、他励フォワード型スイ
ッチングレギュレータでは、上記公報にある方法を実施
しようとすると、三角波信号の中心周波数に対して変化
させる周波数の幅を増すことによって、ノイズの分散効
果、すなわちノイズピークレベルの減少には効果がある
ものの、現実には部品特性に周波数依存性を持つトラン
ス及び、2次側の平滑用チョークコイル、コンデンサ等
の負担が増大し、実現が困難である。負担を軽減するに
は、変化させる周波数の幅を狭くすることが容易な方法
であるが、ノイズの周波数領域での分散効果をそこなう
可能性がある。
ッチングレギュレータでは、上記公報にある方法を実施
しようとすると、三角波信号の中心周波数に対して変化
させる周波数の幅を増すことによって、ノイズの分散効
果、すなわちノイズピークレベルの減少には効果がある
ものの、現実には部品特性に周波数依存性を持つトラン
ス及び、2次側の平滑用チョークコイル、コンデンサ等
の負担が増大し、実現が困難である。負担を軽減するに
は、変化させる周波数の幅を狭くすることが容易な方法
であるが、ノイズの周波数領域での分散効果をそこなう
可能性がある。
【0033】以上のように三角波信号の中心周波数に対
して変化させる周波数の幅を決定するのは、部品特性が
スイッチング周波数に依存する電子部品にとって極めて
重要な問題となる。
して変化させる周波数の幅を決定するのは、部品特性が
スイッチング周波数に依存する電子部品にとって極めて
重要な問題となる。
【0034】また、三角波信号の周波数を変調するタイ
ミングについても、問題が生じた。本発明者は上記タイ
ミングを三角波信号の中心周波数の周期の整数倍として
実験を行った。例えば、100KHzの周波数の10倍
の周期間隔でトリガ信号を生成するタイマを用い、この
トリガ信号のタイミングで三角波信号の変調を行ったが
ノイズ分散の効果、すなわちノイズピークレベルの低減
は、変調を行う前に比べて、5〜10%程みられたが、
未だ充分な低減効果は得られなかった。
ミングについても、問題が生じた。本発明者は上記タイ
ミングを三角波信号の中心周波数の周期の整数倍として
実験を行った。例えば、100KHzの周波数の10倍
の周期間隔でトリガ信号を生成するタイマを用い、この
トリガ信号のタイミングで三角波信号の変調を行ったが
ノイズ分散の効果、すなわちノイズピークレベルの低減
は、変調を行う前に比べて、5〜10%程みられたが、
未だ充分な低減効果は得られなかった。
【0035】次にトリガ周期を中心周波数で行おうとし
たが、三角波信号が乱調を起こし、実施できなかった。
これは三角波信号の発振をコンデンサの充放電動作によ
り行っているが、コンデンサの充電の途中、あるいは放
電の途中に変調動作を行おうとしたため乱調した。この
ように、三角波信号の変調の間隔及びタイミングも実施
するにあたり重要な要素であるが、このことについては
上記公報や他の文献においても記載は無い。
たが、三角波信号が乱調を起こし、実施できなかった。
これは三角波信号の発振をコンデンサの充放電動作によ
り行っているが、コンデンサの充電の途中、あるいは放
電の途中に変調動作を行おうとしたため乱調した。この
ように、三角波信号の変調の間隔及びタイミングも実施
するにあたり重要な要素であるが、このことについては
上記公報や他の文献においても記載は無い。
【0036】他励1石フォワード型スイッチングレギュ
レータを例に、問題点を述べたが、他励チョッパ型スイ
ッチングレギュレータでも同様な問題が生じる。他励チ
ョッパ型は構成上、他励フォワード型と比較して、絶縁
用トランスは無いが、平滑用チョーク、コンデンサ等、
周波数依存性を有する電子部品に生じる問題は、他励フ
ォワード型とまったく同じである。また、他励フライバ
ックスイッチングレギュレータは、構成上、他励フォワ
ード型と比較して、2次側の平滑動作は異なるが、絶縁
用トランスに生じる問題は、まったく同じである。
レータを例に、問題点を述べたが、他励チョッパ型スイ
ッチングレギュレータでも同様な問題が生じる。他励チ
ョッパ型は構成上、他励フォワード型と比較して、絶縁
用トランスは無いが、平滑用チョーク、コンデンサ等、
周波数依存性を有する電子部品に生じる問題は、他励フ
ォワード型とまったく同じである。また、他励フライバ
ックスイッチングレギュレータは、構成上、他励フォワ
ード型と比較して、2次側の平滑動作は異なるが、絶縁
用トランスに生じる問題は、まったく同じである。
【0037】以上述べたように、三角波信号の周波数を
ランダムに変化させることにより伝導ノイズ、放射ノイ
ズのピーク値の低減を行おうとすると、変調する周波数
の幅が広がれば、周波数特性を有するトランスや2次側
平滑用チョークコイル、コンデンサに負担が生じるとい
う問題が生じた。
ランダムに変化させることにより伝導ノイズ、放射ノイ
ズのピーク値の低減を行おうとすると、変調する周波数
の幅が広がれば、周波数特性を有するトランスや2次側
平滑用チョークコイル、コンデンサに負担が生じるとい
う問題が生じた。
【0038】また、実施するにあたり周波数をランダム
に変調するためのランダム信号を発生させる必要があ
る。通常ランダムな信号を得る方法としてよく知られる
方法は、デジタルICで構成された回路でモンテカルロ
法等のロジックを組み立て、DA変換する方法がある。
しかしこれらの方法は、構成上、ロジック用IC、クロ
ック用IC、DA変換用ICと少なくとも3個のICを
必要とし、回路構成も複雑となり、さらにIC駆動用の
クロックの周波数がノイズとなる等の新たな問題が生じ
ていた。
に変調するためのランダム信号を発生させる必要があ
る。通常ランダムな信号を得る方法としてよく知られる
方法は、デジタルICで構成された回路でモンテカルロ
法等のロジックを組み立て、DA変換する方法がある。
しかしこれらの方法は、構成上、ロジック用IC、クロ
ック用IC、DA変換用ICと少なくとも3個のICを
必要とし、回路構成も複雑となり、さらにIC駆動用の
クロックの周波数がノイズとなる等の新たな問題が生じ
ていた。
【0039】尚、以上述べた従来技術、問題点等は、例
えば「実用電源回路設計ハンドブック 戸川治朗著 C
Q出版」、「実用電子回路ハンドブック4 CQ出
版」、「トランジスタ技術 special No.28 CQ
出版」等に記載されている。
えば「実用電源回路設計ハンドブック 戸川治朗著 C
Q出版」、「実用電子回路ハンドブック4 CQ出
版」、「トランジスタ技術 special No.28 CQ
出版」等に記載されている。
【0040】本発明は上記問題を解決するためになされ
たものであり、周波数がランダムに変化する三角波信号
を用いたPWM制御方式スイッチングレギュレータにお
いて、ノイズを周波数領域で分散させ、そのピークレベ
ルを低減する際の回路素子の選択、設計が容易で、かつ
簡単な回路構成により実現することのできるスイッチン
グレギュレータを提供することを目的としている。
たものであり、周波数がランダムに変化する三角波信号
を用いたPWM制御方式スイッチングレギュレータにお
いて、ノイズを周波数領域で分散させ、そのピークレベ
ルを低減する際の回路素子の選択、設計が容易で、かつ
簡単な回路構成により実現することのできるスイッチン
グレギュレータを提供することを目的としている。
【0041】
【課題を解決するための手段】第1の発明は、コンデン
サの充放電により発生され、かつその周波数が所定範囲
でランダムに変調される三角波信号と出力電圧とを比較
することにより、PWM制御されたスイッチング信号を
得るようにしたスイッチングレギュレータにおいて、三
角波信号の最大値又は最小値を検出する検出回路と、レ
ベルがランダムに変化するランダム信号を上記検出回路
の検出に応じてサンプリングして保持するサンプルホー
ルド回路とを設け、サンプルホールドされた信号を三角
波信号の周波数変調用の制御信号として用いるようにし
たものである。
サの充放電により発生され、かつその周波数が所定範囲
でランダムに変調される三角波信号と出力電圧とを比較
することにより、PWM制御されたスイッチング信号を
得るようにしたスイッチングレギュレータにおいて、三
角波信号の最大値又は最小値を検出する検出回路と、レ
ベルがランダムに変化するランダム信号を上記検出回路
の検出に応じてサンプリングして保持するサンプルホー
ルド回路とを設け、サンプルホールドされた信号を三角
波信号の周波数変調用の制御信号として用いるようにし
たものである。
【0042】第2の発明は、コンデンサの充放電により
発生され、かつその周波数が所定範囲でランダムに変調
される三角波信号と出力電圧とを比較することにより、
PWM制御されたスイッチング信号を得るようにしたス
イッチングレギュレータにおいて、三角波信号の周波数
をその中心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲で変調可
能な三角波信号発生回路を設けている。
発生され、かつその周波数が所定範囲でランダムに変調
される三角波信号と出力電圧とを比較することにより、
PWM制御されたスイッチング信号を得るようにしたス
イッチングレギュレータにおいて、三角波信号の周波数
をその中心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲で変調可
能な三角波信号発生回路を設けている。
【0043】第3の発明は、コンデンサの充放電により
発生され、かつその周波数が所定範囲でランダムに変調
される三角波信号と出力電圧とを比較することにより、
PWM制御されたスイッチング信号を得るようにしたス
イッチングレギュレータにおいて、三角波信号の周波数
をその中心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲で変調可
能な三角波信号発生回路と、三角波信号の最大値又は最
小値を検出する検出回路と、レベルがランダムに変化す
るランダム信号を上記検出回路の検出に応じてサンプリ
ングして保持するサンプルホールド回路とを設け、サン
プルホールドされた信号を三角波信号の周波数変調用の
制御信号として用いるようにしたものである。
発生され、かつその周波数が所定範囲でランダムに変調
される三角波信号と出力電圧とを比較することにより、
PWM制御されたスイッチング信号を得るようにしたス
イッチングレギュレータにおいて、三角波信号の周波数
をその中心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲で変調可
能な三角波信号発生回路と、三角波信号の最大値又は最
小値を検出する検出回路と、レベルがランダムに変化す
るランダム信号を上記検出回路の検出に応じてサンプリ
ングして保持するサンプルホールド回路とを設け、サン
プルホールドされた信号を三角波信号の周波数変調用の
制御信号として用いるようにしたものである。
【0044】
【作用】第1の発明によれば、三角波信号発生回路を構
成するコンデンサが充電・放電を完了する毎に、すなわ
ち三角波信号が所定の最大値又は最小値に達する毎に周
波数変調動作が開始されるので、三角波信号の波形が乱
れる等の乱調がなくなり、精度の良い制御が行われると
共に、図10に示すように優れたノイズピークの低減効
果が得られる。
成するコンデンサが充電・放電を完了する毎に、すなわ
ち三角波信号が所定の最大値又は最小値に達する毎に周
波数変調動作が開始されるので、三角波信号の波形が乱
れる等の乱調がなくなり、精度の良い制御が行われると
共に、図10に示すように優れたノイズピークの低減効
果が得られる。
【0045】第2の発明によれば、トランスが飽和する
ことがなく、回路素子の選択、設計が容易となり、ま
た、図7に示すように優れたノイズピークの低減効果が
得られる。
ことがなく、回路素子の選択、設計が容易となり、ま
た、図7に示すように優れたノイズピークの低減効果が
得られる。
【0046】第3の発明によれば、三角波信号発生回路
を構成するコンデンサが充電・放電を完了する毎に、す
なわち三角波信号が所定の最大値又は最小値に達する毎
に周波数変調動作が開始されるので、三角波信号の波形
が乱れる等の乱調がなくなり、精度の良い制御が行われ
ると共に、トランスが飽和することがなく、回路素子の
選択、設計が容易となり、また、図7、図10に示すよ
うに優れたノイズピークの低減効果が得られる。
を構成するコンデンサが充電・放電を完了する毎に、す
なわち三角波信号が所定の最大値又は最小値に達する毎
に周波数変調動作が開始されるので、三角波信号の波形
が乱れる等の乱調がなくなり、精度の良い制御が行われ
ると共に、トランスが飽和することがなく、回路素子の
選択、設計が容易となり、また、図7、図10に示すよ
うに優れたノイズピークの低減効果が得られる。
【0047】
【実施例】先ず、本発明の実施例の説明に先立ち本発明
を原理的に説明する。本発明者は三角波信号の周波数変
調範囲とノイズピークレベルとの関係を実験により求め
た。実験は図13のスイッチングレギュレータについて
三角波信号の周波数変調範囲を変化させてノイズピーク
レベルを観察することにより行った。
を原理的に説明する。本発明者は三角波信号の周波数変
調範囲とノイズピークレベルとの関係を実験により求め
た。実験は図13のスイッチングレギュレータについて
三角波信号の周波数変調範囲を変化させてノイズピーク
レベルを観察することにより行った。
【0048】図7はその実験結果を示す。図7において
縦軸はノイズピークレベルの低減率を示し、周波数変調
を行わないときと行ったときの各ノイズピークレベルを
高い順に10個ずつピーク値を選択し、そのピーク値を
平均化した値を用いて次のように定める。
縦軸はノイズピークレベルの低減率を示し、周波数変調
を行わないときと行ったときの各ノイズピークレベルを
高い順に10個ずつピーク値を選択し、そのピーク値を
平均化した値を用いて次のように定める。
【0049】 低減率=(変調後のピーク値の平均値)/(変調前のピーク値の平均値)…( 4)
【0050】このように表現したのは、スペクトルアナ
ライザによるノイズ測定時のグランドノイズの影響を取
り除くためである。また横軸は、三角波信号の中心周波
数に対する変調周波数の幅の比率を表し、その定義を図
8を用いて説明する。図8において、faは中心周波数
を示し、fbは変調周波数の幅を示す。このとき、変調
幅の比率は次式で定義される。
ライザによるノイズ測定時のグランドノイズの影響を取
り除くためである。また横軸は、三角波信号の中心周波
数に対する変調周波数の幅の比率を表し、その定義を図
8を用いて説明する。図8において、faは中心周波数
を示し、fbは変調周波数の幅を示す。このとき、変調
幅の比率は次式で定義される。
【0051】 変調幅の比率(%)=(fb/2)/fa×100…(5)
【0052】尚、図7中のfa1は中心周波数が100
KHz、fa2は中心周波数が200KHzで実験した
結果である。
KHz、fa2は中心周波数が200KHzで実験した
結果である。
【0053】図7より明らかなように、周波数の変調幅
を増大させれば、ノイズピークレベルは低下していく。
その関係は変調幅が中心周波数の±20%まではほぼ直
線的な関係にあるが、それ以上の変調幅にしてもノイズ
ピークの低減効果はあまり見られないことが判った。こ
れは、ある値を中心に規定された周波数範囲内でランダ
ムな信号を人工的に発生させようとすると、中心にした
値を最高度数とした確率頻度分布が生じることに起因す
る。この関係は、中心周波数を変化させても変わらず、
また他励フォワード型に限らず、他励チョッパ型、他励
フライバック型にも共通してみられた。
を増大させれば、ノイズピークレベルは低下していく。
その関係は変調幅が中心周波数の±20%まではほぼ直
線的な関係にあるが、それ以上の変調幅にしてもノイズ
ピークの低減効果はあまり見られないことが判った。こ
れは、ある値を中心に規定された周波数範囲内でランダ
ムな信号を人工的に発生させようとすると、中心にした
値を最高度数とした確率頻度分布が生じることに起因す
る。この関係は、中心周波数を変化させても変わらず、
また他励フォワード型に限らず、他励チョッパ型、他励
フライバック型にも共通してみられた。
【0054】以上によれば、特に変調幅を大きく取らな
くても、±20%以内、すなわち中心周波数の0.8倍
から1.2倍の周波数範囲でランダムに周波数を変化さ
せれば、十分なノイズ低減効果が得られることが判っ
た。この事実により、スイッチングレギュレータ設計時
のトランスや2次側平滑用のチョークコイル、コンデン
サの設計上下限値が決定でき、ノイズ低減のための必要
十分な部品条件(サイズ、特性値)を決定することがで
きる。
くても、±20%以内、すなわち中心周波数の0.8倍
から1.2倍の周波数範囲でランダムに周波数を変化さ
せれば、十分なノイズ低減効果が得られることが判っ
た。この事実により、スイッチングレギュレータ設計時
のトランスや2次側平滑用のチョークコイル、コンデン
サの設計上下限値が決定でき、ノイズ低減のための必要
十分な部品条件(サイズ、特性値)を決定することがで
きる。
【0055】次に、本発明では、周波数を変化させるタ
イミングとして、任意のタイミングでは無く、三角波信
号の最大値又は最小値と同期させて行うようにしてい
る。これによって三角波信号発生用のコンデンサの充電
途中、放電途中に変調する動作を防止できる。具体的に
は、図9に示したように三角波電圧がHレベルに達した
瞬間かその近傍、もしくはLレベルに達した瞬間かその
近傍でトリガ信号を発生させ、そのトリガ信号のタイミ
ングで変調を行うことである。
イミングとして、任意のタイミングでは無く、三角波信
号の最大値又は最小値と同期させて行うようにしてい
る。これによって三角波信号発生用のコンデンサの充電
途中、放電途中に変調する動作を防止できる。具体的に
は、図9に示したように三角波電圧がHレベルに達した
瞬間かその近傍、もしくはLレベルに達した瞬間かその
近傍でトリガ信号を発生させ、そのトリガ信号のタイミ
ングで変調を行うことである。
【0056】さらに、変調の時間間隔とノイズ低減効果
との関係について本発明者は実験を行った。その結果、
三角波信号の1周期間隔で変調を行うことが最も効果的
であることがわかった。この実験結果を図10に示す。
実験は図13で説明した他励フォワード型を基本とし、
三角波信号の中心周波数を100KHz、変調範囲を±
20%(80KHz〜120KHz)とし、変調の間隔
を変えてノイズピークの低減効果を測定した。尚、図1
0中の縦軸の定義は、図7の縦軸と同じである。横軸は
変調間隔の時間と周期の比であり、例えば1.0の値は
1周期間隔で変調、2.0は2周期間隔で変調したこと
を示す。
との関係について本発明者は実験を行った。その結果、
三角波信号の1周期間隔で変調を行うことが最も効果的
であることがわかった。この実験結果を図10に示す。
実験は図13で説明した他励フォワード型を基本とし、
三角波信号の中心周波数を100KHz、変調範囲を±
20%(80KHz〜120KHz)とし、変調の間隔
を変えてノイズピークの低減効果を測定した。尚、図1
0中の縦軸の定義は、図7の縦軸と同じである。横軸は
変調間隔の時間と周期の比であり、例えば1.0の値は
1周期間隔で変調、2.0は2周期間隔で変調したこと
を示す。
【0057】図10に示したように、変調間隔を小さく
するほど、ノイズピークの低減効果は大きくなり、三角
波信号の1周期間隔で低減効果が最大になることが判っ
た。これは変調間隔を小さくするほど、より分散効果が
増すためである。
するほど、ノイズピークの低減効果は大きくなり、三角
波信号の1周期間隔で低減効果が最大になることが判っ
た。これは変調間隔を小さくするほど、より分散効果が
増すためである。
【0058】以上の方法により、最も安定な変調タイミ
ング、最も効果的な変調間隔で周波数の変調が実現でき
る。
ング、最も効果的な変調間隔で周波数の変調が実現でき
る。
【0059】次に上述した原理に基づく本発明の実施例
について説明する。
について説明する。
【0060】図1は第1の実施例を示すもので、本発明
を他励フォワード型スイッチングレギュレータに適用し
た場合を示す。
を他励フォワード型スイッチングレギュレータに適用し
た場合を示す。
【0061】図1において、1〜11は図13の同一符
号部分と実質的に対応している。12は三角波信号8を
ランダムに周波数変調するためのランダム信号eo を発
生するランダム信号発生回路、13はランダム信号eo
を三角波信号8の最大値のタイミングでサンプリングし
てホールドするサンプルホールド回路、14は三角波信
号8の最大値を検出してサンプルホールド回路13にサ
ンプリング信号を与える最大値検出回路である。
号部分と実質的に対応している。12は三角波信号8を
ランダムに周波数変調するためのランダム信号eo を発
生するランダム信号発生回路、13はランダム信号eo
を三角波信号8の最大値のタイミングでサンプリングし
てホールドするサンプルホールド回路、14は三角波信
号8の最大値を検出してサンプルホールド回路13にサ
ンプリング信号を与える最大値検出回路である。
【0062】次に上記構成による動作について説明す
る。
る。
【0063】ランダム信号発生回路12はランダムなレ
ベルを持つランダム信号eo を常に発生してサンプルホ
ールド回路13に送っている。一方、最大値検出回路1
4は三角波信号発生回路7で発生される三角波信号8の
最大値を検出し、検出する毎に、すなわち、三角波信号
の1周期毎にサンプリング信号を出力する。
ベルを持つランダム信号eo を常に発生してサンプルホ
ールド回路13に送っている。一方、最大値検出回路1
4は三角波信号発生回路7で発生される三角波信号8の
最大値を検出し、検出する毎に、すなわち、三角波信号
の1周期毎にサンプリング信号を出力する。
【0064】サンプルホールド回路13はこのサンプリ
ング信号に基づいてランダム信号eo をサンプリングし
て三角波信号発生回路7に周波数変調のための制御信号
として与える。三角波信号発生回路7は上記制御信号の
レベルに応じてこの三角波信号発生回路7を構成するコ
ンデンサの充放電を制御する。このとき、三角波信号8
が所定の最大値になったとき充電を停止し同時に放電が
開始される。また、出力される三角波信号8は所定の中
心周波数に対して略0.8〜1.2倍の周波数範囲で変
調されるように成されている。
ング信号に基づいてランダム信号eo をサンプリングし
て三角波信号発生回路7に周波数変調のための制御信号
として与える。三角波信号発生回路7は上記制御信号の
レベルに応じてこの三角波信号発生回路7を構成するコ
ンデンサの充放電を制御する。このとき、三角波信号8
が所定の最大値になったとき充電を停止し同時に放電が
開始される。また、出力される三角波信号8は所定の中
心周波数に対して略0.8〜1.2倍の周波数範囲で変
調されるように成されている。
【0065】以上によれば、三角波信号8の周波数変調
のタイミングを三角波信号8の最大値で行っているの
で、三角波信号8が波形歪みを生じる等の乱調が生じる
ことがない。
のタイミングを三角波信号8の最大値で行っているの
で、三角波信号8が波形歪みを生じる等の乱調が生じる
ことがない。
【0066】また、三角波信号8をその中心周波数の略
0.8〜1.2倍で変調しているので、トランスが磁気
飽和して過熱することがなく、特に大型のトランスを用
いることなく、図7に示すように優れたノイズピークの
低減効果を得ることができる。
0.8〜1.2倍で変調しているので、トランスが磁気
飽和して過熱することがなく、特に大型のトランスを用
いることなく、図7に示すように優れたノイズピークの
低減効果を得ることができる。
【0067】さらに三角波信号8の1周期毎のタイミン
グで変調を行っているので、図10に示すように優れた
ノイズピークの低減効果を得ることができる。
グで変調を行っているので、図10に示すように優れた
ノイズピークの低減効果を得ることができる。
【0068】図2は実験結果を示す。図において、縦軸
はノイズ電圧レベル、横軸は周波数であり、単位、スケ
ールは(A),(B)とも同一である。(A)は本発明
によるもの、(B)は図13の従来のもので測定したも
のである。両者の比較から本発明を用いた場合の伝導ノ
イズは、従来のそれより低減されていることが判る。ま
た、本発明によるスイッチングレギュレータの出力の安
定性は従来とまったく変わりはなく、安定したものであ
った。また、使用した回路部品は50W出力、100K
Hzのスイッチング周波数で一般に用いられているもの
であり、本発明を行うに当たり、特別な素子を用いる必
要は無かった。トランスや平滑用チョークコイルはその
断面積を20%程度増加させたにとどまり、従来に比較
して回路基板の面積はほとんど増やさずに済んだ。
はノイズ電圧レベル、横軸は周波数であり、単位、スケ
ールは(A),(B)とも同一である。(A)は本発明
によるもの、(B)は図13の従来のもので測定したも
のである。両者の比較から本発明を用いた場合の伝導ノ
イズは、従来のそれより低減されていることが判る。ま
た、本発明によるスイッチングレギュレータの出力の安
定性は従来とまったく変わりはなく、安定したものであ
った。また、使用した回路部品は50W出力、100K
Hzのスイッチング周波数で一般に用いられているもの
であり、本発明を行うに当たり、特別な素子を用いる必
要は無かった。トランスや平滑用チョークコイルはその
断面積を20%程度増加させたにとどまり、従来に比較
して回路基板の面積はほとんど増やさずに済んだ。
【0069】尚、本実施例では、入力電圧Vi は48
V、出力電圧Vo は5V、電流10Aである。三角波信
号の中心周波数は100KHzで、変調周波数範囲は±
20KHz、すなわち、80〜120KHzでランダム
に1周期毎に変調するようになっている。
V、出力電圧Vo は5V、電流10Aである。三角波信
号の中心周波数は100KHzで、変調周波数範囲は±
20KHz、すなわち、80〜120KHzでランダム
に1周期毎に変調するようになっている。
【0070】図3は本発明の第2の実施例を示すもの
で、本発明を他励チョッパ型スイッチングレギュレータ
に適用した場合を示しており、図1の第1の実施例から
トランス3を除いたものと実質的に同一構成となってい
る。
で、本発明を他励チョッパ型スイッチングレギュレータ
に適用した場合を示しており、図1の第1の実施例から
トランス3を除いたものと実質的に同一構成となってい
る。
【0071】図4は実験結果を示す。入力電圧Vi は5
V、出力電圧Vo は12V、電流3A、三角波信号の中
心周波数は200KHz、変調周波数は±40KHz、
すなわち160KHz〜240KHzでランダムに1周
期毎に変調した場合である。(A)は本発明、(B)は
従来を示す。本発明によればノイズピークが低減されて
いることが判る。また、出力電圧Vo の安定性も従来と
まったく変わりなく安定していた。
V、出力電圧Vo は12V、電流3A、三角波信号の中
心周波数は200KHz、変調周波数は±40KHz、
すなわち160KHz〜240KHzでランダムに1周
期毎に変調した場合である。(A)は本発明、(B)は
従来を示す。本発明によればノイズピークが低減されて
いることが判る。また、出力電圧Vo の安定性も従来と
まったく変わりなく安定していた。
【0072】尚、従来の場合とは具体的には、図3にお
いて12,13及び14の回路を取り除き、200KH
zの固定した周波数で三角波信号を発振させているもの
であり、他の素子は同一のものである。
いて12,13及び14の回路を取り除き、200KH
zの固定した周波数で三角波信号を発振させているもの
であり、他の素子は同一のものである。
【0073】図5は本発明の第3の実施例を示すもので
本発明を他励フライバック型スイッチングレギュレータ
に適用した場合である。図において、15は入力部でA
C電圧を入力する。16はAC電圧をダイオードブリッ
ジで全波整流し、コンデンサにより平滑してDC電圧を
生成する全波整流回路である。他の部分は図1の第1の
実施例と同一に構成されている。
本発明を他励フライバック型スイッチングレギュレータ
に適用した場合である。図において、15は入力部でA
C電圧を入力する。16はAC電圧をダイオードブリッ
ジで全波整流し、コンデンサにより平滑してDC電圧を
生成する全波整流回路である。他の部分は図1の第1の
実施例と同一に構成されている。
【0074】図6は実験結果を示し、(A)は本発明、
(B)は従来である。また出力電圧Vo は12V、電流
10Aである。三角波信号の中心周波数は50KHz、
変調周波数は±10KHz、すなわち40KHz〜60
KHzでランダムに1周期毎に変調されている。変調を
行わない従来の方法による同一入出力仕様の場合とは具
体的には、図5において12,13及び14の回路を取
り除き、50KHzの固定した周波数で三角波信号を発
振させているものであり、他の素子は同一のものであ
る。(A),(B)の比較から本発明を用いた場合の入
力部15の伝導ノイズは、従来のそれより低減されてい
ることが判る。また、本発明の出力の安定性は従来の電
源とまったく変わりはなく、安定したものであった。
(B)は従来である。また出力電圧Vo は12V、電流
10Aである。三角波信号の中心周波数は50KHz、
変調周波数は±10KHz、すなわち40KHz〜60
KHzでランダムに1周期毎に変調されている。変調を
行わない従来の方法による同一入出力仕様の場合とは具
体的には、図5において12,13及び14の回路を取
り除き、50KHzの固定した周波数で三角波信号を発
振させているものであり、他の素子は同一のものであ
る。(A),(B)の比較から本発明を用いた場合の入
力部15の伝導ノイズは、従来のそれより低減されてい
ることが判る。また、本発明の出力の安定性は従来の電
源とまったく変わりはなく、安定したものであった。
【0075】以上の各実施例のいずれにおいても、本発
明によりスイッチングレギュレータに生じるノイズの周
波数領域のピーク電圧を低減することができた。また、
各実施例は、スイッチング素子が1個の1石型である
が、ハーフブリッジ、フルブリッジ回路のように多石型
でも本発明は実施可能であり、その効果に変わりは無
い。また、各実施例では伝導ノイズについてその効果を
述べたが、本発明を用いれば放射ノイズも低減される。
なぜならば、放射ノイズはスイッチング電源回路内部の
電流変化が電磁波となり外部に放射されるものであり、
本発明はその電流変化も、周波数領域で分散するからで
ある。
明によりスイッチングレギュレータに生じるノイズの周
波数領域のピーク電圧を低減することができた。また、
各実施例は、スイッチング素子が1個の1石型である
が、ハーフブリッジ、フルブリッジ回路のように多石型
でも本発明は実施可能であり、その効果に変わりは無
い。また、各実施例では伝導ノイズについてその効果を
述べたが、本発明を用いれば放射ノイズも低減される。
なぜならば、放射ノイズはスイッチング電源回路内部の
電流変化が電磁波となり外部に放射されるものであり、
本発明はその電流変化も、周波数領域で分散するからで
ある。
【0076】尚、各実施例では三角波信号の最大値を検
出してサンプリング信号を得ているが、三角波信号の最
小値を検出してサンプリング信号を得るようにしてもよ
い。
出してサンプリング信号を得ているが、三角波信号の最
小値を検出してサンプリング信号を得るようにしてもよ
い。
【0077】また、三角波信号としては図9の波形の他
にのこぎり波形を持つものを用いてもよい。
にのこぎり波形を持つものを用いてもよい。
【0078】図11(A),(B)はランダム信号発生
回路12の具体的な回路構成を示す。図において、電源
電圧を定電圧ダイオード12a、トランジスタ12bに
加えることによって、これらの定電圧ダイオード12
a、トランジスタ12bに発生するホワイトノイズをア
ンプ12cで増幅することにより、ノイズ電圧としての
ランダム信号eo を得るようにしている。
回路12の具体的な回路構成を示す。図において、電源
電圧を定電圧ダイオード12a、トランジスタ12bに
加えることによって、これらの定電圧ダイオード12
a、トランジスタ12bに発生するホワイトノイズをア
ンプ12cで増幅することにより、ノイズ電圧としての
ランダム信号eo を得るようにしている。
【0079】このように構成することにより、従来のよ
うに、ロジック用IC、クロック用IC、DA変換用I
C等を必要とせず、回路構成を簡単にすることができ
る。また、各ICを駆動するクロックによるノイズの発
生もない。
うに、ロジック用IC、クロック用IC、DA変換用I
C等を必要とせず、回路構成を簡単にすることができ
る。また、各ICを駆動するクロックによるノイズの発
生もない。
【0080】図12は三角波信号発生回路の変調部分及
び他の回路部から成る制御部の構成例を示す回路構成図
である。
び他の回路部から成る制御部の構成例を示す回路構成図
である。
【0081】図において、17は三角波信号を発生する
充放電用コンデンサ、18は抵抗、19は抵抗18と共
にコンデンサ17の充放電時定数を決定するトランジス
タで、サンプルホールド回路13からの変調用の制御信
号により抵抗値が制御される。20は三角波信号発生回
路7の一部と比較回路9、ドライブ回路10等を含む制
御IC回路であり、スイッチング信号11を出力する。
充放電用コンデンサ、18は抵抗、19は抵抗18と共
にコンデンサ17の充放電時定数を決定するトランジス
タで、サンプルホールド回路13からの変調用の制御信
号により抵抗値が制御される。20は三角波信号発生回
路7の一部と比較回路9、ドライブ回路10等を含む制
御IC回路であり、スイッチング信号11を出力する。
【0082】上記構成によれば、サンプルホールド回路
13から出力される制御信号によりトランジスタ19が
制御されることにより、コンデンサ17の充放電が制御
され、三角波信号の傾斜が変化することにより、三角波
信号の周波数が変調される。制御IC回路20はスイッ
チングレギュレータ用として市販のものがあるので、こ
の制御IC回路20にコンデンサ17、抵抗18、トラ
ンジスタ19を外付けするだけで、容易に構成すること
ができる。
13から出力される制御信号によりトランジスタ19が
制御されることにより、コンデンサ17の充放電が制御
され、三角波信号の傾斜が変化することにより、三角波
信号の周波数が変調される。制御IC回路20はスイッ
チングレギュレータ用として市販のものがあるので、こ
の制御IC回路20にコンデンサ17、抵抗18、トラ
ンジスタ19を外付けするだけで、容易に構成すること
ができる。
【0083】尚、トランジスタ19はFET、フォトカ
ップラ等でもよく、また接続は抵抗18と直列でもよ
い。また微細な制御のため複数の抵抗、トランジスタ、
FET、フォトカップラで構成してもよい。広く用いら
れているスイッチングレギュレータ用制御IC回路が利
用可能なため、通常ICに備わっている過電圧抑制回
路、過電流抑制回路、フィードバック回路等がそのまま
利用でき、回路設計を簡素化できる。
ップラ等でもよく、また接続は抵抗18と直列でもよ
い。また微細な制御のため複数の抵抗、トランジスタ、
FET、フォトカップラで構成してもよい。広く用いら
れているスイッチングレギュレータ用制御IC回路が利
用可能なため、通常ICに備わっている過電圧抑制回
路、過電流抑制回路、フィードバック回路等がそのまま
利用でき、回路設計を簡素化できる。
【0084】尚、このようなICの例としてTL49
4,μPC1094等がある。
4,μPC1094等がある。
【0085】
【発明の効果】以上のように、コンデンサの充放電によ
り発生され、かつその周波数が所定範囲でランダムに変
調される三角波信号と出力電圧とを比較することによ
り、PWM制御されたスイッチング信号を得るようにし
たスイッチングレギュレータにおいて、第1の発明によ
れば、三角波信号の最大値又は最小値を検出し、レベル
がランダムに変化するランダム信号を上記検出に応じて
サンプリングして保持し、サンプルホールドされた信号
を三角波信号の周波数変調用の制御信号として用いるよ
うに構成したので、三角波信号発生回路を構成するコン
デンサが充電・放電を完了する毎に、すなわち三角波信
号が所定の最大値又は最小値に達する毎に周波数変調動
作が開始されるので、三角波信号の波形が乱れる等の乱
調がなくなり、精度の良い制御を行うことができる。ま
た、スイッチングレギュレータに生じるノイズを周波数
領域で分散させ、そのピークレベルを大幅に低減するこ
とができる。また、その際の回路素子の選択、設計も容
易で、かつ簡単な回路構成により実現することができる
効果がある。
り発生され、かつその周波数が所定範囲でランダムに変
調される三角波信号と出力電圧とを比較することによ
り、PWM制御されたスイッチング信号を得るようにし
たスイッチングレギュレータにおいて、第1の発明によ
れば、三角波信号の最大値又は最小値を検出し、レベル
がランダムに変化するランダム信号を上記検出に応じて
サンプリングして保持し、サンプルホールドされた信号
を三角波信号の周波数変調用の制御信号として用いるよ
うに構成したので、三角波信号発生回路を構成するコン
デンサが充電・放電を完了する毎に、すなわち三角波信
号が所定の最大値又は最小値に達する毎に周波数変調動
作が開始されるので、三角波信号の波形が乱れる等の乱
調がなくなり、精度の良い制御を行うことができる。ま
た、スイッチングレギュレータに生じるノイズを周波数
領域で分散させ、そのピークレベルを大幅に低減するこ
とができる。また、その際の回路素子の選択、設計も容
易で、かつ簡単な回路構成により実現することができる
効果がある。
【0086】第2の発明によれば、三角波信号の周波数
をその中心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲で変調可
能にするように構成したので、トランスが飽和すること
がなく、スイッチングレギュレータに生じるノイズを周
波数領域で分散させ、そのピークレベルを大幅に低減す
ることができる。また、その際の回路素子の選択、設計
も容易で、かつ簡単な回路構成により実現することがで
きる効果がある。
をその中心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲で変調可
能にするように構成したので、トランスが飽和すること
がなく、スイッチングレギュレータに生じるノイズを周
波数領域で分散させ、そのピークレベルを大幅に低減す
ることができる。また、その際の回路素子の選択、設計
も容易で、かつ簡単な回路構成により実現することがで
きる効果がある。
【0087】第3の発明によれば、三角波信号の周波数
をその中心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲で変調可
能に成すと共に、三角波信号の最大値又は最小値を検出
し、レベルがランダムに変化するランダム信号を上記検
出に応じてサンプリングして保持し、サンプルホールド
された信号を三角波信号の周波数変調用の制御信号とし
て用いるように構成したので、三角波信号発生回路を構
成するコンデンサが充電・放電を完了する毎に、すなわ
ち三角波信号が所定の最大値又は最小値に達する毎に周
波数変調動作が開始されるので、三角波信号の波形が乱
れる等の乱調がなくなり、精度の良い制御を行うことが
できる。また、トランスが磁気飽和することがなく、ス
イッチングレギュレータに生じるノイズを周波数領域で
分散させ、そのピークレベルを大幅に低減することがで
きる。また、その際の回路素子の選択、設計も容易で、
かつ簡単な回路構成により実現することができる効果が
ある。
をその中心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲で変調可
能に成すと共に、三角波信号の最大値又は最小値を検出
し、レベルがランダムに変化するランダム信号を上記検
出に応じてサンプリングして保持し、サンプルホールド
された信号を三角波信号の周波数変調用の制御信号とし
て用いるように構成したので、三角波信号発生回路を構
成するコンデンサが充電・放電を完了する毎に、すなわ
ち三角波信号が所定の最大値又は最小値に達する毎に周
波数変調動作が開始されるので、三角波信号の波形が乱
れる等の乱調がなくなり、精度の良い制御を行うことが
できる。また、トランスが磁気飽和することがなく、ス
イッチングレギュレータに生じるノイズを周波数領域で
分散させ、そのピークレベルを大幅に低減することがで
きる。また、その際の回路素子の選択、設計も容易で、
かつ簡単な回路構成により実現することができる効果が
ある。
【図1】本発明の第1の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図2】第1の実施例のノイズ低減効果を説明するため
のグラフである。
のグラフである。
【図3】本発明の第2の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図4】第2の実施例のノイズ低減効果を説明するため
のグラフである。
のグラフである。
【図5】本発明の第3の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図6】第3の実施例のノイズ低減効果を説明するため
のグラフである。
のグラフである。
【図7】三角波信号の変調幅の比率を変え、ノイズピー
クの低減率を測定した結果を示すグラフである。
クの低減率を測定した結果を示すグラフである。
【図8】変調幅の比率の定義を説明するための構成図で
ある。
ある。
【図9】変調のタイミングを説明するための波形図であ
る。
る。
【図10】変調間隔を変え、ノイズピークの低減率を測
定した結果を示すグラフである。
定した結果を示すグラフである。
【図11】ランダム信号発生回路の実施例を示す回路図
である。
である。
【図12】制御部の実施例を示す構成図である。
【図13】従来のスイッチングレギュレータを示す構成
図である。
図である。
【図14】従来のスイッチングレギュレータにおけるP
WM制御方法を説明するためのタイミングチャートであ
る。
WM制御方法を説明するためのタイミングチャートであ
る。
【図15】従来のスイッチングレギュレータの伝導ノイ
ズの測定例を示すグラフである。
ズの測定例を示すグラフである。
1 電源入力部 2 スイッチング素子 3 トランス 4 整流平滑回路 5 負荷 6 分圧回路 7 三角波信号発生回路 8 三角波信号 9 比較回路 10 ドライブ回路 11 スイッチング信号 12 ランダム信号発生回路 13 サンプルホールド回路 14 最大値検出回路 15 入力部 16 全波整流回路 17 コンデンサ 18 抵抗 19 トランジスタ 20 制御IC回路
Claims (3)
- 【請求項1】 入力電圧をスイッチングするスイッチン
グ素子と、 上記スイッチング素子のスイッチングにより得られる矩
形波信号を整流平滑して出力電圧と成す整流平滑回路
と、 コンデンサの充電・放電動作により一定振幅の三角波信
号を発生すると共にこの三角波信号の周波数を所定の範
囲でランダムに変調可能に成された三角波信号発生回路
と、 上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号と上記
出力電圧とを比較することにより上記スイッチング素子
をスイッチングするスイッチング信号を得る比較回路
と、 上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号の最大
値又は最小値を検出する検出回路と、 レベルがランダムに変化するランダム信号を上記検出回
路の検出に応じてサンプリングして保持し、保持した信
号を上記三角波信号発生回路を変調する制御信号と成す
サンプルホールド回路とを備えたスイッチングレギュレ
ータ。 - 【請求項2】 入力電圧をスイッチングするスイッチン
グ素子と、 上記スイッチング素子のスイッチングにより得られる矩
形波信号を整流平滑して出力電圧と成す整流平滑回路
と、 コンデンサの充電・放電動作により一定振幅の三角波信
号を発生すると共にこの三角波信号の周波数を所定の中
心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲でランダムに変調
可能に成された三角波信号発生回路と、 上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号と上記
出力電圧とを比較することにより上記スイッチング素子
をスイッチングするスイッチング信号を得る比較回路と
を備えたスイッチングレギュレータ。 - 【請求項3】 入力電圧をスイッチングするスイッチン
グ素子と、 上記スイッチング素子のスイッチングにより得られる矩
形波信号を整流平滑して出力電圧と成す整流平滑回路
と、 コンデンサの充電・放電動作により一定振幅の三角波信
号を発生すると共にこの三角波信号の周波数を所定の中
心周波数の略0.8〜1.2倍の範囲でランダムに変調
可能に成された三角波信号発生回路と、 上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号と上記
出力電圧とを比較することにより上記スイッチング素子
をスイッチングするスイッチング信号を得る比較回路
と、 上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号の最大
値又は最小値を検出する検出回路と、 レベルがランダムに変化するランダム信号を上記検出回
路の検出に応じてサンプリングして保持し、保持した信
号を上記三角波信号発生回路を変調する制御信号と成す
サンプルホールド回路とを備えたスイッチングレギュレ
ータ。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7395594A JPH07264849A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチングレギュレータ |
US08/405,989 US5640315A (en) | 1994-03-18 | 1995-03-17 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7395594A JPH07264849A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07264849A true JPH07264849A (ja) | 1995-10-13 |
Family
ID=13533017
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7395594A Withdrawn JPH07264849A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07264849A (ja) |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1999043076A1 (de) * | 1998-02-24 | 1999-08-26 | Robert Bosch Gmbh | Vorrichtung zum ansteuern von wechselrichtern |
US6600295B2 (en) | 2001-02-26 | 2003-07-29 | Hitachi, Ltd. | Electric power converter with continuous stable noise reduction |
JP2004507119A (ja) * | 1999-09-17 | 2004-03-04 | デルファイ・テクノロジーズ・インコーポレーテッド | スイッチング周波数ディザリングによるemiの低減 |
JP2005160128A (ja) * | 2003-11-20 | 2005-06-16 | Cosel Co Ltd | スイッチング信号変調回路 |
JP2006101112A (ja) * | 2004-09-29 | 2006-04-13 | Texas Instr Japan Ltd | 周波数スペクトル拡散波形の発生回路およびこれを用いた回路 |
JP2006333589A (ja) * | 2005-05-25 | 2006-12-07 | Mitsumi Electric Co Ltd | スイッチング電源装置及びその制御方法 |
US7425781B2 (en) | 2004-12-28 | 2008-09-16 | Denso Corporation | Electric power switching apparatus providing reduced degree of noise interference with radio communication |
JP2011061971A (ja) * | 2009-09-10 | 2011-03-24 | Fujitsu Semiconductor Ltd | オン時間固定方式dc−dcコンバータ |
JP2013110892A (ja) * | 2011-11-22 | 2013-06-06 | Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk | Pwm制御装置及びスイッチング電源回路 |
JP2013120723A (ja) * | 2011-12-08 | 2013-06-17 | Tdk Corp | 発光素子駆動装置 |
-
1994
- 1994-03-18 JP JP7395594A patent/JPH07264849A/ja not_active Withdrawn
Cited By (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JP4494763B2 (ja) * | 2003-11-20 | 2010-06-30 | コーセル株式会社 | スイッチング信号変調回路 |
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JP2013120723A (ja) * | 2011-12-08 | 2013-06-17 | Tdk Corp | 発光素子駆動装置 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010605 |