WO2014049867A1 - ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機 - Google Patents

ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機 Download PDF

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WO2014049867A1
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heat pump
pump device
motor
phase
current
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PCT/JP2012/075227
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庄太 神谷
和徳 畠山
勝之 天野
典和 伊藤
雅史 冨田
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三菱電機株式会社
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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/04Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for very low speeds
    • FMECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25BREFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B49/00Arrangement or mounting of control or safety devices
    • F25B49/02Arrangement or mounting of control or safety devices for compression type machines, plants or systems
    • F25B49/022Compressor control arrangements
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • F25B2700/151Power, e.g. by voltage or current of the compressor motor
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    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B30/00Energy efficient heating, ventilation or air conditioning [HVAC]
    • Y02B30/70Efficient control or regulation technologies, e.g. for control of refrigerant flow, motor or heating

Definitions

  • the present invention relates to a heat pump device, an air conditioner, and a refrigerator using a compressor.
  • vector control is generally used when controlling the magnetic pole position of a permanent magnet synchronous motor provided in the compressor without a sensor.
  • the motor current is separated into a d-axis component and a q-axis component, and an optimal current value corresponding to the position of the rotor is calculated, so that highly efficient control with little torque fluctuation can be performed.
  • the magnetic pole position is estimated from the current (motor current) value flowing through the motor. That is, the motor current is detected by a current sensor, and the detected current is separated into an excitation current (d-axis current Id) and a torque current (q-axis current Iq) to estimate the magnetic pole position.
  • the motor current is detected by a current sensor, and the detected current is separated into an excitation current (d-axis current Id) and a torque current (q-axis current Iq) to estimate the magnetic pole position.
  • a dc-qc rotational coordinate system having an estimated angle ⁇ dc in the control system is assumed with respect to a dq rotational coordinate system in which the magnetic pole position of the rotor is a rotational position of the actual angle ⁇ d.
  • the axis error ⁇ is estimated and calculated. Then, the voltage command value of the inverter is feedback-corrected so that the axis error ⁇ is zero, thereby controlling the actual magnetic pole position to coincide with the control magnetic pole position.
  • the magnitude and phase of the current that drives the motor are ideally controlled by the inverter according to the motor rotation speed (number of rotations) or the load level, resulting in high torque, high response, and high Performance and high precision can be controlled.
  • sensorless vector control cannot be used during startup when the current flowing through the motor cannot be used. Therefore, a method of switching the control method between a section from start to low speed operation and a section exceeding low speed operation has been studied.
  • V / F constant control that does not require magnetic pole position detection is performed during low-speed operation from startup, and is set in advance when high-speed operation exceeds a predetermined rotation speed (number of rotations) or load.
  • a technique for shifting to vector control using the initial magnetic pole position is disclosed.
  • the motor current (the sum of the torque current component and the field current component) is also reduced. Therefore, the magnetomotive force of the output of the current sensor that detects the motor current is weakened, the output waveform is distorted, or the phase of the detected motor current is advanced with respect to the phase of the actual current.
  • the distortion of the output waveform and the advance of the phase cause the estimation of the magnetic pole position to fail and cause a step-out, forcibly stopping the motor.
  • V / F constant control and vector control can be used properly, but the motor is operated at a low rotational speed (small rotational speed) or is in a low load state. It is difficult to perform sensorless vector control.
  • the present invention has been made in view of the above, and it is an object of the present invention to obtain a heat pump device capable of sensorless vector control even at low rotational speed (small rotational speed) or low load while suppressing an increase in cost. Objective.
  • the heat pump device of the present invention is driven by a motor and compresses a refrigerant, an inverter for applying a voltage to the motor, and a current flowing through the motor.
  • a current sensor that detects a voltage signal
  • an inverter control unit that outputs a drive signal to the inverter unit.
  • the inverter control unit calculates a voltage command value based on the voltage command value.
  • a drive signal generation unit that generates a drive signal, wherein the drive signal generation unit determines a required refrigerant compression amount of the compressor based on a signal from the current sensor, and determines an amplitude and a phase from the required refrigerant compression amount.
  • An amplitude phase determination unit that determines and generates the drive signal in the drive signal generation unit, and the voltage command calculation unit includes a rotation speed or a load at which the motor is equal to or less than a set value. If a state, and performs correction on the signal from the current sensor using the phase compensation amount that is previously measured in accordance with the rotational speed or the load condition.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a heat pump device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of an inverter unit, an inverter control unit, and a compressor that form part of the heat pump device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a comparison diagram showing the relationship between the motor current waveform and the output waveform of the current sensor (ACCT) when the motor according to the first embodiment has a low rotation speed (small rotation speed) or a low load.
  • FIG. 4 is a diagram showing a dq conversion result of the motor current waveform (sinusoidal actual current waveform) of FIG. 3 according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing a dq conversion result of the distorted ACCT output waveform of FIG. 3 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a flowchart for explaining the operation of the voltage command calculation unit according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example when a low-resistance resistance element is used as the secondary resistance of the ACCT according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example when a high-resistance resistance element is used as the secondary resistance of the ACCT according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the breakdown voltage and the on-resistance of the Si device and the SiC device according to the third embodiment.
  • FIG. 10A is a diagram illustrating a configuration example of a device including the heat pump device according to the fourth embodiment during a heating operation.
  • FIG. 10-2 is a diagram illustrating a configuration example of a device including the heat pump device according to the fourth embodiment during the cooling operation.
  • FIG. 11 is a Mollier diagram of the refrigerant of the heat pump apparatus shown in FIGS. 10-1 and 10-2 according to the fourth embodiment.
  • Embodiment 1 FIG. In the present embodiment, the configuration and operation of the heat pump device of the present invention will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 1 is a diagram showing a heat pump device 10 which is a configuration example of the heat pump device of the present embodiment.
  • a heat pump device 10 shown in FIG. 1 includes a refrigeration cycle unit 11, an inverter unit 12, and an inverter control unit 13.
  • the heat pump device 10 is applied to, for example, an air conditioner or a refrigerator.
  • the refrigeration cycle unit 11 includes a compressor 14, a four-way valve 15, a heat exchanger 16, an expansion mechanism 17, and a heat exchanger 18, and these are connected via a refrigerant pipe 19.
  • the compressor 14 includes a compression mechanism 20 and a motor 21 inside.
  • the compression mechanism 20 compresses the refrigerant.
  • the motor 21 is a three-phase motor having three-phase windings of U phase, V phase, and W phase, and operates the compression mechanism 20.
  • the inverter unit 12 includes a current sensor 26a and a current sensor 26b (see FIG. 2).
  • the inverter unit 12 is electrically connected to the motor 21 and supplies AC power to drive the motor 21.
  • the current sensor 26a and the current sensor 26b detect a current (motor current) flowing through the motor 21 in order to estimate the magnetic pole position.
  • the signals detected by the current sensor 26 a and the current sensor 26 b are output to the d-axis and q-axis current detection unit 24 included in the refrigerant compression operation mode control unit 22 provided in the inverter control unit 13.
  • DC power (bus voltage V dc ) is supplied to the inverter unit 12.
  • the power supply of the inverter part 12 should just be a thing which can supply direct-current power, and the alternating current power supply etc. to which the solar cell or the rectifier was added may be sufficient.
  • the inverter unit 12 applies the U-phase voltage Vu, the V-phase voltage Vv, and the W-phase voltage Vw to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 21, respectively.
  • the inverter control unit 13 includes a refrigerant compression operation mode control unit 22 and a drive signal generation unit 23.
  • the inverter control unit 13 is electrically connected to the inverter unit 12, generates an inverter drive signal (for example, a PWM (Pulse Width Modulation) signal) from the necessary refrigerant compression amount of the compressor 14, and outputs the inverter drive signal to the inverter unit 12.
  • an inverter drive signal for example, a PWM (Pulse Width Modulation) signal
  • the refrigerant compression operation mode control unit 22 includes a d-axis and q-axis current detection unit 24 and a voltage command calculation unit 25.
  • the refrigerant compression operation mode control unit 22 is used for the refrigerant compression operation of the heat pump device 10.
  • the refrigerant compression operation mode control unit 22 controls the drive signal generation unit 23 to output an inverter drive signal (for example, a PWM signal) for driving the motor 21 from the inverter control unit 13.
  • the voltage command calculation unit 25 estimates the magnetic pole position of the motor 21 based on the d-axis current signal (Id) and the q-axis current signal (Iq) output from the d-axis and q-axis current detection unit 24.
  • a control signal is output to the drive signal generator 23.
  • the d-axis current signal (Id) and the q-axis current signal (Iq) are based on the motor current of the motor 21 detected by the current sensor 26a and the current sensor 26b of the inverter unit 12.
  • the drive signal generation unit 23 generates and outputs a signal (for example, a PWM signal) for driving the inverter unit 12 based on the control signal output from the voltage command calculation unit 25.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the inverter unit 12, the inverter control unit 13, and the compressor 14 as details of a part of the heat pump device 10.
  • the inverter unit 12 includes six switching elements 27a to 27f, and three series connection units including two switching elements are connected in parallel. Each switching element is provided with a diode element.
  • the inverter unit 12 drives the switching elements corresponding to the PWM signals (UP, UN, VP, VN, WP, WN in FIG. 2) as drive signals input from the inverter control unit 13 to thereby achieve a three-phase operation.
  • the voltages Vu, Vv, and Vw are generated and voltages corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 21 are applied.
  • the d-axis and q-axis current detection unit 24 includes an LPF (Low Pass Filter) 28, a phase current calculation unit 29, and a three-phase / two-phase conversion unit 30.
  • LPF Low Pass Filter
  • the LPF 28 removes harmonic noise from the signal output by detecting the motor current by the current sensor 26a and the current sensor 26b.
  • the LPF 28 may be an analog filter or a digital filter.
  • the phase current calculation unit 29 calculates the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw based on the signals from the current sensor 26a and the current sensor 26b (the signal from which harmonic noise has been removed by the LPF 28). And output to the three-phase / two-phase converter 30.
  • the signals obtained by the phase current calculation unit 29 from the current sensor 26a and the current sensor 26b may be at least for two phases. This is because the phase current calculation unit 29 can calculate the current values of the remaining phases by utilizing the fact that the phase of each phase current is shifted by 120 °.
  • the three-phase / two-phase converter 30 converts the U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw obtained by the phase current calculator 29 into excitation current (d-axis current Id) and torque current (q-axis current Iq). ) To convert the coordinates.
  • the voltage command calculation unit 25 estimates the magnetic pole position of the motor 21 from the d-axis current Id and the q-axis current Iq.
  • the voltage command calculation unit 25 includes a correction control unit 25a that performs correction control of various signals according to the rotation speed (rotation speed) of the motor 21 or the load level.
  • the correction control unit 25a corrects the signal from the current sensor 26a and the current sensor 26b according to the rotation speed of the motor 21 after separating the signal into the d-axis component and the q-axis component.
  • the voltage command calculation unit 25 preferably has a storage area.
  • the storage area only needs to store a table 25aa of values used for correction control.
  • the value used for the correction control is the phase compensation amount ⁇ , and a value measured in advance is used as the phase compensation amount ⁇ corresponding to the rotational speed (number of rotations) of the motor 21 or the load level.
  • the drive signal generator 23 includes a PWM signal generator 32, a two-phase / three-phase converter 31, and an amplitude / phase determiner 33.
  • the two-phase three-phase conversion unit 31 converts the two-phase signal from the voltage command calculation unit 25 into a three-phase signal and outputs it to the PWM signal generation unit 32. That is, the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are converted into a U-phase voltage command value Vu * , a V-phase voltage command value Vv *, and a W-phase voltage command value Vw * to generate a PWM signal generator. 32.
  • the PWM signal generation unit 32 generates a PWM signal for driving the inverter unit 12 based on the voltage command value from the two-phase / three-phase conversion unit 31.
  • the inverter unit 12 drives the motor 21 based on the PWM signal generated and output by the PWM signal generation unit 32.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the motor current waveform 34 (sinusoidal actual current waveform) and the output waveform 35 of the ACCT when the motor 21 is at a low rotation speed (small rotation speed) or low load.
  • the motor current waveform 34 is indicated by a solid line
  • the output waveform 35 of the ACCT is indicated by a broken line.
  • FIG. 4 is a diagram showing a dq conversion result of the motor current waveform 34 of FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a dq conversion result of the output waveform 35 of the ACCT in FIG.
  • FIG. 4 there is almost no change in current due to the phase difference between the d-axis current 36 and the q-axis current 37, but in FIG. 5, there is a phase difference between the d-axis current 38 and the q-axis current 39 at an arbitrary angle. . Due to the current fluctuation caused by this phase difference, an error occurs in the estimation of the magnetic pole position of the motor 21.
  • the voltage command calculation unit 25 corrects the phase error between the actual current waveform and the output waveform using the phase compensation amount ⁇ , and accurately estimates the magnetic pole position of the motor. Is possible.
  • a value corresponding to the rotation speed (the number of rotations) or the load is acquired in advance and stored as table data.
  • the configuration of the storage area in which the phase compensation amount ⁇ is stored is not particularly limited.
  • a storage area may be provided in the voltage command calculation unit 25 and stored in the storage area.
  • the amplitude phase determination unit 33 of the inverter control unit 13 determines the phase and amplitude from the necessary refrigerant compression amount of the compressor 14 based on the signals from the current sensor 26a and the current sensor 26b, and the PWM signal generation unit based on the determined phase and amplitude. 32 generates a drive signal.
  • FIG. 6 is a flowchart for explaining the operation of the voltage command calculation unit 25.
  • first step S1 it is determined whether or not the rotation speed (number of rotations) of the motor 21 is equal to or less than a set value or whether the load of the motor 21 is equal to or less than a set value. If the rotational speed (the number of revolutions) or the load is less than or equal to the set value, the process proceeds to the second step S2 for correcting the phase error. If it is not less than the set value, the process directly goes to the third step S3 that is sensorless vector control. move on.
  • the voltage command calculation unit 25 estimates the magnetic pole position without correcting the phase error, and calculates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * for driving the motor 21.
  • the sensorless vector control is performed, and then the process returns to the first step S1, and the determination of the first step S1 is performed again.
  • the process proceeds to the second step S2 according to the determination result in the first step S1 (when the rotational speed (rotation speed) of the motor 21 or the load is equal to or less than the set value), the d-axis current Id and the q-axis current Iq For the phase error.
  • sensorless vector control is performed, and then the process returns to the first step S1, and the determination in the first step S1 is performed again.
  • each current sensor can accurately detect the current flowing through the motor 21. That is, the current flowing through the motor 21 can be accurately detected while suppressing an increase in cost.
  • the magnetic pole position of the motor 21 can be accurately estimated. By accurately estimating the magnetic pole position, it is possible to prevent or suppress the step-out phenomenon caused by the failure or deviation of the magnetic pole position detection.
  • the motor 21 can be driven without problems at a lower rotational speed (number of rotations) or lower load than before, and the power consumption of the heat pump device 10 can be reduced.
  • Embodiment 2 FIG. In the first embodiment, the heat pump device of the present invention has been described. However, in the present embodiment, the current sensors (the current sensor 26a and the current sensor 26b in the first embodiment) included in the heat pump device of the present invention are described with reference to FIGS. Will be described with reference to FIG.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the current sensor 26a and the current sensor 26b when a low-resistance resistance element (for example, 10 ⁇ ) is used for the secondary resistance 43 of the ACCT provided in the heat pump apparatus 10.
  • a low-resistance resistance element for example, 10 ⁇
  • the output voltage is low.
  • an amplifier 44 for amplifying to a voltage that can be input to the microcomputer 45 is provided in the subsequent stage of the secondary output.
  • the cost is increased by the amplifier 44, and the occupied area of the current sensor 26a and the current sensor 26b is increased.
  • the noise is also amplified by the amplifier 44, the detection accuracy of the current sensor 26a and the current sensor 26b is lowered.
  • the operational amplifier is illustrated by the ACCT of FIG. 7 as the amplifier 44, it is not limited to this.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of the current sensor 26a and the current sensor 26b when a high-resistance resistance element (for example, 1 k ⁇ ) is used for the secondary resistance 46 of the ACCT provided in the heat pump apparatus 10.
  • a high-resistance resistance element for example, 1 k ⁇
  • the configuration example shown in FIG. 8 can output a sufficiently high voltage that can be input to the microcomputer without using the amplifier 44 as shown in FIG.
  • the resistance value of the secondary resistance 46 is high, so that the magnetomotive force NI of the ACCT becomes high and magnetic saturation occurs when compared with a constant magnetic flux (a constant current).
  • a constant magnetic flux a constant current.
  • the voltage command calculation unit 25 corrects the phase error.
  • a value corresponding to the rotation speed (rotation speed) or load when the secondary resistance 46 having a high resistance value is applied is acquired in advance and stored as table data. This should be referred to when correcting.
  • the configuration of the storage area in which the correction signal ⁇ is stored is not particularly limited.
  • a storage area is provided in the voltage command calculation unit 25, and the storage area has values used for correction control as in the first embodiment. It suffices if the table 25aa is stored.
  • the value used for the correction control is the correction signal ⁇
  • the phase compensation amount ⁇ corresponding to the rotational speed (number of rotations) of the motor 21 or the load level is a secondary resistance having a high resistance value measured in advance. The value corresponding to the rotation speed (number of rotations) or load when applying is used.
  • the LPF 47 using a resistance element and a capacitive element is provided at the subsequent stage of the secondary output of the ACCT, and harmonic components can be reduced or eliminated.
  • the LPF 47 may not be provided. In the case where the LPF 47 is not provided, after the current value is taken into the microcomputer 48, the harmonic component may be reduced or removed by performing averaging with reference to the previous value.
  • the LPF 47 corresponds to the LPF 28 of the first embodiment.
  • the ACCT can output a sufficient voltage that can be input to the microcomputer without using an amplifier, and the problem due to waveform distortion can be solved. Can do.
  • an amplifier is not used in the configuration of FIG. 8, high detection accuracy can be maintained while suppressing an increase in the area occupied by the ACCT.
  • the configuration of the present embodiment and the configuration of Embodiment 1 can be combined.
  • FIG. 7 may be employ
  • the structure of FIG. 8 may be employ
  • Embodiment 3 FIG. This Embodiment demonstrates the preferable form of the heat pump apparatus 10 of this invention.
  • wide band gap semiconductors are used for the switching elements 27a to 27f (FIG. 2) provided in the heat pump apparatus 10.
  • examples of the wide band gap semiconductor that can be used in this embodiment include silicon carbide (also referred to as silicon carbide or SiC), diamond, or a gallium nitride-based material (a material containing gallium nitride as a main component). be able to.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the breakdown voltage and the on-resistance of the silicon device (Si device) and the silicon carbide device (SiC device).
  • Si device silicon device
  • SiC device silicon carbide device
  • a current induction heating cooker using a Si device requires a cooling device or a heat radiating fin, but the element loss can be greatly reduced by using a SiC device. It is possible to reduce the size of the heat dissipating fins or to remove them. Therefore, the cost of the device itself can be greatly reduced.
  • the switching elements 27a to 27f since wide band gap semiconductors are used for the switching elements 27a to 27f, switching at a high frequency is possible, so that a higher frequency current can be supplied to the motor 21. Therefore, the current flowing into the inverter unit 12 is reduced by reducing the winding current due to the increase in the winding impedance of the motor 21, and a more efficient heat pump device can be obtained.
  • the heat pump device of the present invention can operate stably even during low-speed operation by correction control. However, even if sensor information is acquired accurately, the heat pump device is low-speed and high-load. In addition, when a large amount of current flows, the element loss increases, resulting in high temperature operation.
  • Examples of the configuration of the switching elements 27a to 27f include an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOSFET having a super junction structure, and the like, but are not limited thereto, and other insulated gate semiconductor elements or bipolar transistors May be used.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the diodes of the switching elements 27a to 27f provided in the inverter unit 12 may be wide band gap semiconductors. Further, a wide band gap semiconductor may be used for only a part (at least one) of the switching elements provided in the switching elements 27a to 27f. The above effect can also be obtained when a wide bandgap semiconductor is applied to only some elements.
  • Embodiment 4 FIG.
  • a device such as an air conditioner or a refrigerator to which the heat pump device 10 described in Embodiments 1 to 3 is applied will be described.
  • FIGS. 10A and 10B are diagrams illustrating a configuration example of a device including the heat pump device 10.
  • FIG. 10-1 shows a configuration example during heating operation
  • FIG. 10-2 shows a configuration example during cooling operation. Note that the refrigerant circulation direction is different between FIGS. 10-1 and 10-2, and this switching is performed by a four-way valve 57 described later.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a Mollier diagram regarding the state of the refrigerant in the heat pump apparatus 10 illustrated in FIGS. 10-1 and 10-2.
  • the horizontal axis is the specific enthalpy h
  • the vertical axis is the refrigerant pressure P.
  • the compressor 49, the heat exchanger 50, the expansion mechanism 51, the receiver 52, the internal heat exchanger 53, the expansion mechanism 54, and the heat exchanger 55 are connected to each other by a pipe, and a main refrigerant circuit in which the refrigerant circulates through the pipe. Is configured.
  • the main refrigerant circuit is divided into main refrigerant circuits 56a to 56k in FIGS. 10-1 and 10-2.
  • a four-way valve 57 is provided on the discharge side of the compressor 49, and the refrigerant circulation direction can be switched.
  • a fan 58 is provided in the vicinity of the heat exchanger 55.
  • the compressor 49 corresponds to the compressor 14 in the first to third embodiments (see FIG. 1), and includes the motor 21 and the compression mechanism 20 that are driven by the inverter unit 12. Furthermore, the heat pump device 10 is provided with injection circuits 60a to 60c (shown by bold lines) that connect between the receiver 52 and the internal heat exchanger 53 to the injection pipe of the compressor 49. An expansion mechanism 59 and an internal heat exchanger 53 are connected to the injection circuits 60a to 60c.
  • a water circuit (represented by a thick line) composed of a water circuit 61a and a water circuit 61b is connected to the heat exchanger 50, and water is circulated.
  • the water circuit 61a and the water circuit 61b are connected to a device that uses water, such as a radiator provided in a water heater, a radiator, or floor heating.
  • the refrigerant in the gas phase is compressed by the compressor 49 to be in a high temperature and high pressure state (point A in FIG. 11).
  • the high-temperature and high-pressure refrigerant is discharged from the compressor 49 to the main refrigerant circuit 56a.
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56 a is transferred to the four-way valve 57, and the refrigerant in the main refrigerant circuit 56 b that passes through the four-way valve 57 is transferred to the heat exchanger 50.
  • the transferred refrigerant in the main refrigerant circuit 56b is cooled and liquefied by heat exchange in the heat exchanger 50 (point B in FIG. 11). That is, the heat exchanger 50 is a condenser and functions as a radiator in the main refrigerant circuit.
  • the water in the water circuit 61a is warmed by the heat radiated from the refrigerant in the main refrigerant circuit.
  • the water in the heated water circuit 61b is used for heating or hot water supply.
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56c liquefied by the heat exchanger 50 is transferred to the expansion mechanism 51, and is decompressed by the expansion mechanism 51 to be in a gas-liquid two-phase state (point C in FIG. 11).
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56d in the gas-liquid two-phase state is transferred to the receiver 52, transferred to the compressor 49 by the receiver 52 (refrigerant transferred from the main refrigerant circuit 56j to the main refrigerant circuit 56k), and heat. It is exchanged, cooled and liquefied (point D in FIG. 11).
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56e liquefied by the receiver 52 branches to the main refrigerant circuit 56f and the injection circuit 60a at a point P in FIG. 10-1.
  • the refrigerant flowing from the main refrigerant circuit 56f to the internal heat exchanger 53 is further cooled in the internal heat exchanger 53 by heat exchange with the refrigerant transferred from the injection circuit 60b to the injection circuit 60c (point E in FIG. 11).
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 60b is decompressed by the expansion mechanism 59 and is in a gas-liquid two-phase state.
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56g cooled by the internal heat exchanger 53 is transferred to the expansion mechanism 54 and depressurized to be in a gas-liquid two-phase state (point F in FIG. 11).
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56h which has been in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 54, is transferred to the heat exchanger 55, and heat is exchanged with the outside air in the heat exchanger 55 and heated (point G in FIG. 11). That is, the heat exchanger 55 functions as an evaporator in the main refrigerant circuit.
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56 i heated by the heat exchanger 55 is transferred to the four-way valve 57, and the refrigerant in the main refrigerant circuit 56 j passing through the four-way valve 57 is transferred to the receiver 52 and further received by the receiver 52. Heated (point H in FIG. 11), the heated refrigerant in the main refrigerant circuit 56k is transferred to the compressor 49.
  • the refrigerant in the injection circuit 60a branched at the point P is decompressed by the expansion mechanism 59 (point I in FIG. 11), and the decompressed refrigerant in the injection circuit 60b is Heat exchange is performed in the internal heat exchanger 53, and a gas-liquid two-phase state is obtained (point J in FIG. 11).
  • the refrigerant in the injection circuit 60 c heat-exchanged by the internal heat exchanger 53 is transferred from the injection pipe of the compressor 49 into the compressor 49.
  • the refrigerant (point H in FIG. 11) from the main refrigerant circuit 56k is compressed to an intermediate pressure and heated (point K in FIG. 11).
  • the refrigerant from the main refrigerant circuit 56k compressed and heated to the intermediate pressure merges with the refrigerant (point J in FIG. 11) in the injection circuit 60c, and the temperature of the refrigerant from the main refrigerant circuit 56k decreases (point in FIG. 11). L).
  • the refrigerant whose temperature has decreased (point L in FIG. 11) is further compressed by the compressor 49, heated to become high temperature and pressure (point A in FIG. 11), and discharged from the compressor 49 to the main refrigerant circuit 56a. .
  • the heat pump device 10 of the present invention does not have to perform the injection operation.
  • the expansion mechanism 59 should be closed and the refrigerant should not flow into the injection pipe of the compressor 49.
  • the opening degree of the expansion mechanism 59 may be controlled by a microcomputer or the like.
  • the refrigerant in the gas phase is compressed by the compressor 49, resulting in a high temperature and high pressure (point A in FIG. 11).
  • the high-temperature and high-pressure refrigerant is discharged from the compressor 49 to the main refrigerant circuit 56a, passes through the four-way valve 57, and the refrigerant in the main refrigerant circuit 56b that passes through the four-way valve 57 is transferred to the heat exchanger 55. .
  • the transferred refrigerant in the main refrigerant circuit 56b is cooled and liquefied by heat exchange in the heat exchanger 55 (point B in FIG. 11). That is, the heat exchanger 55 functions as a condenser and a radiator in the main refrigerant circuit.
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56c liquefied by the heat exchanger 55 is transferred to the expansion mechanism 54 and depressurized, so that it enters a gas-liquid two-phase state (point C in FIG. 11).
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56d in the gas-liquid two-phase state is transferred to the internal heat exchanger 53, and heat is exchanged with the refrigerant transferred from the injection circuit 60b to the injection circuit 60c in the internal heat exchanger 53. It is cooled and liquefied (point D in FIG. 11).
  • the refrigerant transferred from the injection circuit 60b is decompressed by the expansion mechanism 59 and is in a gas-liquid two-phase state (point I in FIG. 11).
  • the refrigerant (point D in FIG. 11) of the main refrigerant circuit 56e heat-exchanged by the internal heat exchanger 53 branches into the main refrigerant circuit 56f and the injection circuit 60a at a point P in FIG. 10-2.
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56f is heat-exchanged with the refrigerant transferred from the main refrigerant circuit 56j to the main refrigerant circuit 56k, and further cooled (point E in FIG. 11).
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56g cooled by the receiver 52 is decompressed by the expansion mechanism 51 to be in a gas-liquid two-phase state (point F in FIG. 11).
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56h that has been in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 51 is heat-exchanged by the heat exchanger 50 and heated (point G in FIG. 11).
  • the water in the water circuit 61a is cooled, and the cooled water in the water circuit 61b is used for cooling or freezing. That is, the heat exchanger 50 functions as an evaporator in the main refrigerant circuit.
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56i heated by the heat exchanger 50 passes through the four-way valve 57, and the refrigerant in the main refrigerant circuit 56j that passes through the four-way valve 57 flows into the receiver 52 and is further heated (FIG. 11). Point H).
  • the refrigerant in the main refrigerant circuit 56k heated by the receiver 52 is transferred to the compressor 49.
  • the refrigerant in the injection circuit 60a branched at point P in FIG. 10-2 is decompressed by the expansion mechanism 59 (point I in FIG. 11).
  • the refrigerant in the injection circuit 60b decompressed by the expansion mechanism 59 is heat-exchanged by the internal heat exchanger 53 to be in a gas-liquid two-phase state (point J in FIG. 11).
  • the refrigerant of the injection circuit 60 c heat-exchanged by the internal heat exchanger 53 is transferred from the injection pipe of the compressor 49 into the compressor 49.
  • the subsequent compression operation in the compressor 49 is the same as in the heating operation. That is, the refrigerant (point A in FIG. 11) that has been compressed and heated to high temperature and high pressure is discharged from the compressor 49 to the main refrigerant circuit 56a.
  • the expansion mechanism 59 should be closed and the refrigerant should not flow into the injection pipe of the compressor 49.
  • the opening degree of the expansion mechanism 59 may be controlled by a microcomputer or the like.
  • the heat exchanger 50 is described as being a heat exchanger (for example, a plate heat exchanger) that exchanges heat between the refrigerant in the main refrigerant circuit and the water in the water circuit.
  • the heat exchanger 50 is not limited to this, and may exchange heat between the refrigerant and the air. Further, other fluid may flow in the water circuit instead of water.
  • the heat pump device of the present invention can be applied to various heat pump devices using an inverter compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, and a refrigerator.
  • an inverter compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, and a refrigerator.

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Abstract

 コストを抑制しつつ、低回転速度または低負荷であっても、センサレスベクトル制御が可能なモータを備えた圧縮機を有するヒートポンプ装置を得る。本発明のヒートポンプ装置は、モータ21により駆動され、冷媒の圧縮機14と、モータ21に電圧を印加するインバータ部12と、モータ電流の電流センサ26a,26bと、インバータ部12へ駆動信号を出力するインバータ制御部13と、を備え、インバータ制御部13は、電圧指令演算部25と、駆動信号生成部23と、を備え、駆動信号生成部23は、電流センサ26a,26bからの信号により圧縮機14の必要冷媒圧縮量を決定し、振幅と位相を決定して駆動信号生成部23に駆動信号を生成させる振幅位相決定部33を備え、電圧指令演算部25は、モータ21が低回転速度または低負荷の場合に、該回転速度または該負荷に応じて電流センサ26a,26bからの信号に補正を行う。

Description

ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機
 本発明は、圧縮機を用いたヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機に関する。
 従来のヒートポンプ装置の圧縮機においては、圧縮機に備えられた永久磁石同期モータの磁極位置をセンサレスで制御するに際して、一般的にベクトル制御が用いられている。ベクトル制御では、モータの電流をd軸成分とq軸成分に分離し、ロータの位置に応じた最適な電流値を算出し、トルク変動の少ない高効率な制御ができる。
 このようなベクトル制御を行うためにはロータの磁極位置を把握することを要する。磁極位置センサを用いない高速用センサレスベクトル制御では、モータに流れる電流(モータ電流)値により磁極位置を推定する。すなわち、モータ電流を電流センサにより検出し、検出した電流を励磁電流(d軸電流Id)とトルク電流(q軸電流Iq)とに分離して磁極位置の推定を行う。
 実際のベクトル制御では、ロータの磁極位置が実角度θdの回転位置となるd-q回転座標系に対して、制御系にて推定角度θdcとなるdc-qc回転座標系を仮定し、それらの軸誤差Δθを推定演算する。そして、この軸誤差Δθをゼロにするようにインバータの電圧指令値をフィードバック修正することにより、実際の磁極位置と制御上の磁極位置を一致させるように制御している。
 このようなベクトル制御によれば、モータを駆動する電流の大きさ及び位相をモータの回転速度(回転数)または負荷の高低に応じてインバータによって理想的に制御し、高トルク・高応答・高性能・高精度に制御することができる。しかし、モータに流れる電流を利用できない起動時にはセンサレスベクトル制御は利用できない。そこで、起動から低速運転までの区間と低速運転を超える区間とで制御方式を切り替える方式などが検討されている。例えば、特許文献1には、起動時から低速動作時には磁極位置検出が不要なV/F一定制御を行い、所定の回転速度(回転数)または負荷を超えて高速動作する時には予め設定しておいた初期の磁極位置を用いてベクトル制御に移行する技術が開示されている。
特開2004-48886号公報
 モータが低回転速度(小回転数)で運転する場合または低負荷状態である場合には、モータ電流(トルク電流成分と界磁電流成分の総和)も小さくなる。そのため、モータ電流を検出する電流センサの出力の起磁力が弱まり、出力波形に歪みが生じ、または検出したモータ電流の位相が実電流の位相に対して進んでしまう。出力波形の歪み及び位相の進みは、磁極位置の推定を失敗させて脱調を引き起こし、モータを強制停止させてしまう。
 モータ電流が小さい場合であっても十分な起磁力を得るには、変圧器の巻数を増加させることや、電流センサの分解能を向上させることなどが考えられる。しかし、いずれにしてもコストを増加させることになる。従って、従来の技術によれば、コスト増加を抑制しつつ、低速(または低負荷)時にセンサレスベクトル制御を良好に行うことは困難であった。
 なお、特許文献1に開示された技術によれば、V/F一定制御とベクトル制御を使い分けることはできるが、モータが低回転速度(小回転数)で運転する場合または低負荷状態である場合にセンサレスベクトル制御を行うことは困難である。
 本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コスト増加を抑制しつつ、低回転速度(小回転数)または低負荷であっても、センサレスベクトル制御が可能なヒートポンプ装置を得ることを目的とする。
 上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明のヒートポンプ装置は、モータにより駆動され、冷媒を圧縮する圧縮機と、前記モータに電圧を印加するインバータ部と、前記モータに流れる電流を検出する電流センサと、前記インバータ部へ駆動信号を出力するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、電圧指令値を算出する電圧指令演算部と、前記電圧指令値に基づいて前記駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備え、前記駆動信号生成部は、前記電流センサからの信号により前記圧縮機の必要冷媒圧縮量を決定し、前記必要冷媒圧縮量から振幅と位相を決定して前記駆動信号生成部に前記駆動信号を生成させる振幅位相決定部を備え、前記電圧指令演算部は、前記モータが設定値以下の回転速度または負荷状態である場合に、該回転速度または該負荷状態に応じて予め計測した位相補償量を用いて前記電流センサからの信号に補正を行うことを特徴とする。
 本発明によれば、コスト増加を抑制しつつ、低回転速度(小回転数)または低負荷においても、センサレスベクトル制御が可能なモータが備えられた圧縮機を有するヒートポンプ装置を得ることができるという効果を奏する。
図1は、実施の形態1に係るヒートポンプ装置の一構成例を示す図である。 図2は、実施の形態1に係るヒートポンプ装置の一部を成すインバータ部、インバータ制御部及び圧縮機の一構成例を示す図である。 図3は、実施の形態1に係るモータが低回転速度(小回転数)または低負荷である場合におけるモータ電流波形と電流センサ(ACCT)の出力波形の関係を示す比較図である。 図4は、実施の形態1に係る図3のモータ電流波形(正弦波状の実電流波形)のd-q変換結果を示す図である。 図5は、実施の形態1に係る図3の歪んだACCT出力波形のd-q変換結果を示す図である。 図6は、実施の形態1に係る電圧指令演算部の動作を説明するフローチャートである。 図7は、実施の形態2に係るACCTの二次側抵抗に、低抵抗な抵抗素子を用いた場合の一構成例を示す図である。 図8は、実施の形態2に係るACCTの二次側抵抗に、高抵抗な抵抗素子を用いた場合の一構成例を示す図である。 図9は、実施の形態3に係るSiデバイスとSiCデバイスの耐圧とオン抵抗の関係を示す図である。 図10-1は、暖房運転時の実施の形態4に係るヒートポンプ装置を備えた機器の構成例を示す図である。 図10-2は、冷房運転時の実施の形態4に係るヒートポンプ装置を備えた機器の構成例を示す図である。 図11は、実施の形態4に係る図10-1及び図10-2に示したヒートポンプ装置の冷媒についてのモリエル線図である。
 以下に、本発明に係るヒートポンプ装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態1.
 本実施の形態では、本発明のヒートポンプ装置の構成及び動作について図1乃至図6を参照して説明する。
 図1は、本実施の形態のヒートポンプ装置の一構成例であるヒートポンプ装置10を示す図である。図1に示すヒートポンプ装置10は、冷凍サイクル部11と、インバータ部12と、インバータ制御部13と、を備える。ヒートポンプ装置10は、例えば、空気調和機または冷凍機に適用される。
 冷凍サイクル部11には、圧縮機14、四方弁15、熱交換器16、膨張機構17及び熱交換器18が備えられ、これらが冷媒配管19を介して接続されている。
 圧縮機14は、圧縮機構20及びモータ21を内部に備える。圧縮機構20は、冷媒を圧縮する。モータ21は、U相,V相,W相の三相の巻線を有する三相モータであり、圧縮機構20を動作させる。
 インバータ部12は、電流センサ26a及び電流センサ26bを備える(図2参照)。ここで、インバータ部12は、モータ21に電気的に接続され、交流電力を供給してモータ21を駆動する。
 電流センサ26a及び電流センサ26bは、磁極位置を推定するために、モータ21に流れる電流(モータ電流)を検出する。電流センサ26a及び電流センサ26bが検出した信号は、インバータ制御部13に備えられた冷媒圧縮運転モード制御部22に含まれるd軸,q軸電流検出部24に出力される。
 インバータ部12には、直流電力(母線電圧Vdc)が供給される。なお、インバータ部12の電源は、直流電力を供給可能なものであればよく、太陽電池、または整流器が付加された交流電源などであってもよい。インバータ部12は、モータ21のU相,V相,W相の巻線のそれぞれに、U相電圧Vu、V相電圧Vv及びW相電圧Vwをそれぞれ印加する。
 インバータ制御部13は、冷媒圧縮運転モード制御部22と、駆動信号生成部23と、を備える。インバータ制御部13は、インバータ部12に電気的に接続され、圧縮機14の必要冷媒圧縮量からインバータ駆動信号(例えばPWM(Pulse Width Modulation)信号)を生成し、インバータ部12へ出力する。
 冷媒圧縮運転モード制御部22は、d軸,q軸電流検出部24と、電圧指令演算部25と、を備える。冷媒圧縮運転モード制御部22は、ヒートポンプ装置10の冷媒圧縮動作に使用される。冷媒圧縮運転モード制御部22は、駆動信号生成部23を制御して、モータ21を駆動するインバータ駆動信号(例えばPWM信号)をインバータ制御部13から出力させる。このとき、電圧指令演算部25は、d軸,q軸電流検出部24から出力されたd軸の電流信号(Id)とq軸の電流信号(Iq)に基づいてモータ21の磁極位置を推定し、駆動信号生成部23に制御信号を出力する。なお、d軸の電流信号(Id)とq軸の電流信号(Iq)は、インバータ部12が有する電流センサ26a及び電流センサ26bにて検出されたモータ21のモータ電流に基づくものである。そして、駆動信号生成部23が、電圧指令演算部25から出力された制御信号に基づいて、インバータ部12を駆動する信号(例えばPWM信号)を生成して出力する。
 図2は、ヒートポンプ装置10の一部についての詳細として、インバータ部12、インバータ制御部13及び圧縮機14の一構成例を示す図である。
 インバータ部12には、6つのスイッチング素子27a~27fが備えられ、2つのスイッチング素子を含む直列接続部が並列に3つ接続されている。それぞれのスイッチング素子にはダイオード素子が備えられている。インバータ部12は、インバータ制御部13から入力される駆動信号としてのPWM信号(図2のUP,UN,VP,VN,WP,WN)により、それぞれに対応するスイッチング素子を駆動することで三相の電圧Vu,Vv,Vwを生成し、モータ21のU相,V相,W相の巻線のそれぞれに対応する電圧を印加する。
 d軸,q軸電流検出部24は、LPF(Low Pass Filter)28と、相電流演算部29と、3相2相変換部30と、を備える。
 LPF28は、電流センサ26a及び電流センサ26bがモータ電流を検出して出力した信号の高調波ノイズを除去する。LPF28は、アナログフィルタであってもよいし、デジタルフィルタであってもよい。
 相電流演算部29は、電流センサ26a及び電流センサ26bからの信号(LPF28にて高調波ノイズを除去された信号)を基に、U相電流Iu、V相電流Iv及びW相電流Iwを算出し、3相2相変換部30に出力する。ここで、相電流演算部29が電流センサ26a及び電流センサ26bから得る信号は、少なくとも2相分あればよい。相電流演算部29はそれぞれの相電流の位相が120°だけずれていることを利用すれば、残りの相の電流値を算出できるからである。
 3相2相変換部30は、相電流演算部29により得られたU相電流Iu、V相電流Iv及びW相電流Iwを、励磁電流(d軸電流Id)とトルク電流(q軸電流Iq)に座標変換して出力する。
 電圧指令演算部25は、d軸電流Id及びq軸電流Iqからモータ21の磁極位置を推定する。また、電圧指令演算部25は、モータ21の回転速度(回転数)または負荷の高低に応じて各種信号の補正制御を行う補正制御部25aを有する。補正制御部25aは、電流センサ26a及び電流センサ26bからの信号を、d軸成分とq軸成分に分離した後にモータ21の回転速度に応じて補正を行う。また、電圧指令演算部25は、記憶領域を有することが好ましく、該記憶領域には補正制御に用いる値のテーブル25aaが記憶されていればよい。ここで、補正制御に用いる値は位相補償量Δθであり、モータ21の回転速度(回転数)または負荷の高低に対応する位相補償量Δθとしては、予め計測した値を用いる。
 駆動信号生成部23は、PWM信号生成部32と、2相3相変換部31と、振幅位相決定部33と、を備える。
 2相3相変換部31は、電圧指令演算部25からの2相信号を3相信号に変換してPWM信号生成部32に出力する。すなわち、d軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqを、U相電圧指令値Vu、V相電圧指令値Vv及びW相電圧指令値Vwに変換してPWM信号生成部32に出力する。
 PWM信号生成部32は、2相3相変換部31からの電圧指令値を基に、インバータ部12を駆動するPWM信号を生成する。PWM信号生成部32で生成して出力したPWM信号を基にインバータ部12が、モータ21を駆動する。
 振幅位相決定部33の動作については後述する。
 ところで、モータ21が低回転速度(小回転数)または低負荷であると、電流センサであるACCT(Alternating Current Current Transducer)の出力波形が歪む現象が確認されている。
 図3は、モータ21が低回転速度(小回転数)または低負荷の場合におけるモータ電流波形34(正弦波状の実電流波形)とACCTの出力波形35の関係を示す図である。なお、図3において、モータ電流波形34は実線で示し、ACCTの出力波形35は破線で示している。
 図4は、図3のモータ電流波形34のd-q変換結果を示す図である。図5は、図3のACCTの出力波形35のd-q変換結果を示す図である。図4では、d軸電流36とq軸電流37において位相差による電流変化はほとんど見られないが、図5では、任意の角度におけるd軸電流38とq軸電流39において位相差が生じている。この位相差に起因する電流変動により、モータ21の磁極位置の推定に誤差が生じる。
 そこで、本実施の形態のヒートポンプ装置では、電圧指令演算部25にて、位相補償量Δθを用いて、実電流波形と出力波形の位相誤差を補正し、モータの磁極位置を正確に推定することを可能とする。ここで補正に用いる位相補償量Δθについては、予め回転速度(回転数)または負荷に応じた値を取得しておき、これをテーブルデータとして記憶させておくとよい。位相補償量Δθを記憶させる記憶領域の構成などは特に限定されず、例えば、電圧指令演算部25内に記憶領域を設け、該記憶領域に記憶させればよい。
 インバータ制御部13の振幅位相決定部33は、電流センサ26a及び電流センサ26bからの信号により圧縮機14の必要冷媒圧縮量から位相及び振幅を決定し、決定した位相及び振幅より、PWM信号生成部32が駆動信号を生成する。
 次に、電圧指令演算部25の動作について、図6を参照して説明する。図6は、電圧指令演算部25の動作を説明するフローチャートである。
 まず、モータ21の回転速度(回転数)が設定値以下か否かまたはモータ21の負荷が設定値以下か否かを判定(第1のステップS1)する。回転速度(回転数)または負荷が設定値以下である場合には位相誤差の補正を行う第2のステップS2に進み、設定値以下でない場合にはセンサレスベクトル制御である第3のステップS3に直接進む。
 第1のステップS1から第3のステップS3へと直接進む場合(モータ21の回転速度(回転数)または負荷が設定値以下でない場合)には位相誤差の補正を行わない。そのため、電圧指令演算部25は、位相誤差の補正を行うことなく磁極位置を推定し、モータ21を駆動するd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqを算出する。このようにセンサレスベクトル制御を行い、その後第1のステップS1へと戻り、再び第1のステップS1の判定を行う。
 第1のステップS1における判定結果により第2のステップS2へと進む場合(モータ21の回転速度(回転数)または負荷が設定値以下である場合)には、d軸電流Idとq軸電流Iqに対して位相誤差の補正を行う。このようにセンサレスベクトル制御を行い、その後第1のステップS1へと戻り、再び第1のステップS1の判定を行う。
 また、位相誤差の補正を行うに際して、進み位相を補正するために位相を遅れさせる補正を行う。すると、モータ21が低回転速度(小回転数)で運転する場合またはモータ21が低負荷で運転する場合であっても、電流センサ26a及び電流センサ26bの分解能を向上させず、または高巻数の電流センサを使用せずとも、各電流センサは、モータ21に流れる電流を正確に検出することができる。すなわち、コストの増加を抑制しつつ、モータ21に流れる電流を正確に検出することができる。
 モータ21のモータ電流を正確に検出すると、モータ21の磁極位置の推定を正確に行うことができる。磁極位置の推定を正確に行うことで、磁極位置の検出の失敗またはずれに起因する脱調現象を防止または抑制することができる。
 そのため、従来よりも低回転速度(回転数)または低負荷でモータ21を問題なく駆動することができ、ヒートポンプ装置10の消費電力を削減することができる。
実施の形態2.
 実施の形態1では本発明のヒートポンプ装置について説明したが、本実施の形態では、本発明のヒートポンプ装置が備える電流センサ(実施の形態1における電流センサ26a及び電流センサ26b)について図7及び図8を参照して説明する。
 図7は、ヒートポンプ装置10に備えられるACCTの二次側抵抗43に、低抵抗な抵抗素子(例えば10Ω)を用いた場合の電流センサ26a及び電流センサ26bの一構成例を示す図である。
 ACCTの二次側抵抗43の抵抗値が低い場合には出力電圧が低くなる。このため、図7に示す構成例では、マイコン45に入力可能な電圧まで増幅するための増幅器44が二次側出力後段に備えられている。しかし、図7に示す構成例では、増幅器44によりコストが増加し、電流センサ26a及び電流センサ26bの占有面積が増大する。さらには、増幅器44によりノイズも増幅されてしまうため、電流センサ26a及び電流センサ26bの検出精度が低下する。なお、増幅器44として図7のACCTではオペアンプを例示しているが、これに限定されるものではない。
 図8は、ヒートポンプ装置10に備えられるACCTの二次側抵抗46に、高抵抗な抵抗素子(例えば1kΩ)を用いた場合の電流センサ26a及び電流センサ26bの一構成例を示す図である。
 二次側抵抗46の抵抗値が高い場合にはマイコン48に出力する電圧が高くなる。このため、図8に示す構成例では、図7のように増幅器44を用いずともマイコンに入力可能な十分に高い電圧を出力することができる。
 ここで、起磁力NIは、磁気抵抗Rと磁束φを用いると、NI=Rφと表される。二次側負荷抵抗が高いことで、同じ磁束(電流)をACCTに与えた場合に起磁力が高くなり磁気飽和することで、図3に示すようにACCT出力波形が歪む問題がある。
 図8に示す構成例では、二次側抵抗46の抵抗値が高いことで、一定の磁束(一定の電流)で比較すると、ACCTの起磁力NIが高くなり、磁気飽和が生じる。磁気飽和が生じると、出力波形が歪んでしまう。出力波形が歪むと、実施の形態1にて説明したように、d軸電流Idとq軸電流Iqに位相誤差が生じることになる。
 そこで、図8に示す構成例では、電圧指令演算部25において位相誤差を補正する。補正に用いる補正信号Δθについては、抵抗値が高い二次側抵抗46を適用した場合の回転速度(回転数)または負荷に応じた値を予め取得してこれをテーブルデータとして記憶させておき、補正を行う際にはこれを参照するとよい。補正信号Δθを記憶させる記憶領域の構成などは特に限定されず、例えば、電圧指令演算部25内に記憶領域を設け、該記憶領域には実施の形態1と同様に、補正制御に用いる値のテーブル25aaが記憶されていればよい。ここで、補正制御に用いる値は補正信号Δθであり、モータ21の回転速度(回転数)または負荷の高低に対応する位相補償量Δθとしては、予め計測した、抵抗値が高い二次側抵抗を適用した場合の回転速度(回転数)または負荷に応じた値を用いる。
 なお、磁気飽和による波形の歪みでは、波形の歪みにより高調波成分が重畳する。そのため、図8の構成例においては、ACCTの二次側出力の後段に抵抗素子と容量素子を用いたLPF47が設けられており、高調波成分を低減し、または除去することができる。
 なお、LPF47が設けられていなくてもよい。LPF47が設けられていない場合には、マイコン48に電流値を取り込んだ後に、前段の値を参考にして平均化を行うことで高調波成分を低減し、または除去する構成とすればよい。なお、LPF47は実施の形態1のLPF28に相当する。
 ACCTとして図8の構成を採用し、且つ位相誤差の補正を行うと、ACCTは増幅器を用いることなくマイコンに入力可能な十分な電圧を出力することができ、波形の歪みによる問題も解消することができる。また、図8の構成では増幅器を用いないため、ACCTの占有面積の増大を抑えつつ、高い検出精度を維持することができる。さらには、本実施の形態の構成と実施の形態1の構成を組み合わせることも可能である。
 なお、本発明のヒートポンプ装置が備える電流センサ26a及び電流センサ26bには、図7の構成を採用してもよいし、図8の構成を採用してもよい。
実施の形態3.
 本実施の形態では、本発明のヒートポンプ装置10の好ましい形態について説明する。本実施の形態では、ヒートポンプ装置10に設けられるスイッチング素子27a~27f(図2)にワイドバンドギャップ半導体を用いる。
 スイッチング素子27a~27fにワイドバンドギャップ半導体を用いることで、スイッチング素子27a~27fにおける素子損失を低減し、電流を増大させることができる。そのため、ワイドバンドギャップ半導体を用いない場合よりも放熱フィンを小型化または除去することが可能である。
 なお、本実施の形態において用いることのできるワイドバンドギャップ半導体としては、炭化珪素(シリコンカーバイド、SiCとも呼ぶ。)、ダイヤモンドまたは窒化ガリウム系材料(窒化ガリウムを主成分とする材料)などを例示することができる。
 図9は、シリコンデバイス(Siデバイス)と炭化珪素デバイス(SiCデバイス)の耐圧とオン抵抗の関係を示す図である。耐圧とオン抵抗の間には、耐圧が向上するとオン抵抗が増加し、オン抵抗を低減すると耐圧が低下するというトレードオフの関係がある。しかし、SiCデバイスのバンドギャップはSiデバイスのバンドギャップよりも大きいため、任意のオン抵抗値において比較すると、SiCデバイスの耐圧はSiデバイスの耐圧よりも非常に高いものとなる(図9参照)。従って、SiCデバイスを用いることで、耐圧とオン抵抗のトレードオフを大幅に改善することができる。例えば、現在のSiデバイスを用いた誘導加熱調理器では冷却装置または放熱フィンが必要であるが、SiCデバイスを用いることにより素子損失を大幅に低減することが可能であるため、従来の冷却装置または放熱フィンを小型化し、または削除することが可能となる。従って、装置自体の大幅な低コスト化も可能となる。
 また、スイッチング素子27a~27fにワイドバンドギャップ半導体を用いることで、高周波でのスイッチングが可能となるため、モータ21に更に高周波の電流を流すことができる。そのため、モータ21の巻線インピーダンス増加による巻線電流の低減によりインバータ部12に流入する電流を低減し、より高効率なヒートポンプ装置を得ることが可能となる。
 実施の形態1で説明したように本発明のヒートポンプ装置では、補正制御により低速運転時においても安定した動作が可能であるが、たとえセンサ情報を正確に取得しても、低速、高負荷の場合に、多量の電流が流れると素子損失が増大し、高温動作となってしまう。
 しかし、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体、特にSiCデバイスを使用することで、従来のSiデバイスを用いる場合に比べて素子損失を抑制しつつ多量の電流を流すことができる。そのため、温度の上昇を抑制し、冷却装置または放熱フィンを小型化し、または削除することが可能となる。
 なお、スイッチング素子27a~27fの構成としては、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、スーパージャンクション構造のパワーMOSFETなどを例示することができるが、これらに限定されず、その他の絶縁ゲート半導体素子またはバイポーラトランジスタを用いてもよい。
 なお、インバータ部12に備えられたスイッチング素子27a~27fのダイオードのみをワイドバンドギャップ半導体としてもよい。また、スイッチング素子27a~27fに設けられるスイッチング素子の一部(少なくとも1つ)のみにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。一部の素子にのみワイドバンドギャップ半導体を適用した場合にも上記の効果を得ることができる。
実施の形態4.
 本実施の形態では、実施の形態1乃至3にて説明したヒートポンプ装置10を適用した機器(空気調和機または冷凍機など)について説明する。
 図10-1及び図10-2は、ヒートポンプ装置10を備えた機器の一構成例を示す図である。図10-1は暖房運転時の一構成例を示し、図10-2は冷房運転時の一構成例を示す。なお、図10-1と図10-2では冷媒の循環方向が異なり、この切り替えは後述する四方弁57により行われる。図11は、図10-1及び図10-2に示したヒートポンプ装置10の冷媒の状態についてのモリエル線図を示す図である。図11において、横軸は比エンタルピhであり、縦軸は冷媒圧力Pである。
 圧縮機49、熱交換器50、膨張機構51、レシーバ52、内部熱交換器53、膨張機構54及び熱交換器55は、それぞれ配管によって接続されており、該配管を冷媒が循環する主冷媒回路を構成している。該主冷媒回路は、図10-1及び図10-2のそれぞれにおいて、主冷媒回路56a~56kに区分けされている。なお、圧縮機49の吐出側には四方弁57が設けられており、冷媒の循環方向の切り替えが可能である。また、熱交換器55の近傍には、ファン58が設けられている。
 圧縮機49は、実施の形態1乃至3における圧縮機14に相当し(図1参照)、インバータ部12によって駆動されるモータ21及び圧縮機構20を有する。さらに、ヒートポンプ装置10には、レシーバ52と内部熱交換器53の間から圧縮機49のインジェクションパイプまでを接続するインジェクション回路60a~60c(太線にて表す)が備えられている。インジェクション回路60a~60cには、膨張機構59と内部熱交換器53が接続されている。
 熱交換器50には、水回路61a及び水回路61bにより構成される水回路(太線にて表す)が接続され、水が循環している。なお、水回路61a及び水回路61bには、給湯器、ラジエータまたは床暖房などが備える放熱器などの水を利用する装置が接続されている。
 次に、ヒートポンプ装置10の動作について説明する。まず、ヒートポンプ装置10が暖房運転する際(給湯器として運転する際)の動作について、図10-1を参照して説明する。
 まず、圧縮機49で気相状態の冷媒が圧縮されることで高温高圧状態となる(図11の点A)。
 そして、高温高圧状態の冷媒は、圧縮機49から主冷媒回路56aに吐出される。主冷媒回路56aの冷媒は四方弁57へと移送され、四方弁57を経由した主冷媒回路56bの冷媒は熱交換器50へと移送される。移送された主冷媒回路56bの冷媒は、熱交換器50で熱交換により冷却されて液化する(図11の点B)。すなわち、熱交換器50は、主冷媒回路において凝縮器であり放熱器として機能する。このとき、水回路61aの水は、主冷媒回路の冷媒から放熱された熱によって温められる。温められた水回路61bの水は、暖房または給湯などに利用される。
 熱交換器50で液化された主冷媒回路56cの冷媒は、膨張機構51へと移送され、膨張機構51で減圧されることで、気液二相状態になる(図11の点C)。
 気液二相状態の主冷媒回路56dの冷媒は、レシーバ52へと移送され、レシーバ52で圧縮機49に移送される冷媒(主冷媒回路56jから主冷媒回路56kに移送される冷媒)と熱交換され、冷却されて液化する(図11の点D)。
 レシーバ52で液化された主冷媒回路56eの冷媒は、図10-1の点Pにおいて、主冷媒回路56fとインジェクション回路60aに分岐する。主冷媒回路56fから内部熱交換機53に流れる冷媒は、内部熱交換器53において、インジェクション回路60bからインジェクション回路60cに移送される冷媒と熱交換されてさらに冷却される(図11の点E)。なお、インジェクション回路60bを流れる冷媒は、膨張機構59で減圧されて気液二相状態である。
 内部熱交換器53で冷却された主冷媒回路56gの冷媒は、膨張機構54へと移送されて減圧され、気液二相状態になる(図11の点F)。
 膨張機構54で気液二相状態になった主冷媒回路56hの冷媒は、熱交換器55に移送され、熱交換器55において外気と熱交換され、加熱される(図11の点G)。すなわち、熱交換器55は主冷媒回路において蒸発器として機能する。
 そして、熱交換器55で加熱された主冷媒回路56iの冷媒は、四方弁57へと移送され、四方弁57を経由した主冷媒回路56jの冷媒はレシーバ52へと移送されてレシーバ52でさらに加熱され(図11の点H)、加熱された主冷媒回路56kの冷媒は圧縮機49に移送される。
 一方、点Pにて分岐したインジェクション回路60aの冷媒(インジェクション冷媒(図11の点D))は、膨張機構59で減圧され(図11の点I)、減圧されたインジェクション回路60bの冷媒は、内部熱交換器53で熱交換され、気液二相状態となる(図11の点J)。内部熱交換器53で熱交換されたインジェクション回路60cの冷媒は、圧縮機49のインジェクションパイプから圧縮機49内へ移送される。
 圧縮機49では、主冷媒回路56kからの冷媒(図11の点H)が、中間圧まで圧縮され、加熱される(図11の点K)。中間圧まで圧縮され、加熱された主冷媒回路56kからの冷媒はインジェクション回路60cの冷媒(図11の点J)と合流し、主冷媒回路56kからの冷媒の温度は低下する(図11の点L)。そして、温度が低下した冷媒(図11の点L)が、圧縮機49によりさらに圧縮され、加熱されて高温高圧となり(図11の点A)、圧縮機49から主冷媒回路56aに吐出される。
 なお、本発明のヒートポンプ装置10は、インジェクション運転を行わなくてもよい。インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構59を閉じ、圧縮機49のインジェクションパイプへ冷媒を流入させなければよい。なお、膨張機構59の開度は、マイコンなどにより制御すればよい。
 次に、ヒートポンプ装置10が冷房運転する際(冷凍器として運転する際)の動作について、図10-2を参照して説明する。
 まず、圧縮機49で気相状態の冷媒が圧縮されることで高温高圧となる(図11の点A)。
 そして、高温高圧状態の冷媒は、圧縮機49から主冷媒回路56aに吐出され、四方弁57を経由し、四方弁57を経由した主冷媒回路56bの冷媒は熱交換器55へと移送される。移送された主冷媒回路56bの冷媒は、熱交換器55で熱交換により冷却されて液化する(図11の点B)。すなわち、熱交換器55は、主冷媒回路において凝縮器及び放熱器として機能する。
 熱交換器55で液化された主冷媒回路56cの冷媒は、膨張機構54へと移送されて減圧されることで、気液二相状態になる(図11の点C)。
 気液二相状態になった主冷媒回路56dの冷媒は、内部熱交換器53へと移送され、内部熱交換器53でインジェクション回路60bからインジェクション回路60cへと移送される冷媒と熱交換され、冷却されて液化する(図11の点D)。ここで、インジェクション回路60bから移送される冷媒は、膨張機構59で減圧されて気液二相状態である(図11の点I)。内部熱交換器53で熱交換された主冷媒回路56eの冷媒(図11の点D)は、図10-2の点Pにおいて、主冷媒回路56fとインジェクション回路60aに分岐する。
 主冷媒回路56fの冷媒は、レシーバ52において、主冷媒回路56jから主冷媒回路56kに移送される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される(図11の点E)。
 レシーバ52で冷却された主冷媒回路56gの冷媒は、膨張機構51で減圧されて気液二相状態になる(図11の点F)。
 膨張機構51で気液二相状態になった主冷媒回路56hの冷媒は、熱交換器50で熱交換され、加熱される(図11の点G)。このとき、水回路61aの水は冷却され、冷却された水回路61bの水は、冷房または冷凍に利用される。すなわち、熱交換器50は、主冷媒回路において蒸発器として機能する。
 そして、熱交換器50で加熱された主冷媒回路56iの冷媒は四方弁57を経由し、四方弁57を経由した主冷媒回路56jの冷媒はレシーバ52へ流入し、さらに加熱される(図11の点H)。レシーバ52で加熱された主冷媒回路56kの冷媒は、圧縮機49に移送される。
 一方、図10-2の点Pにて分岐したインジェクション回路60aの冷媒は、膨張機構59で減圧される(図11の点I)。膨張機構59で減圧されたインジェクション回路60bの冷媒は、内部熱交換器53で熱交換されて気液二相状態となる(図11の点J)。そして、内部熱交換器53で熱交換されたインジェクション回路60cの冷媒は、圧縮機49のインジェクションパイプから圧縮機49内へ移送される。その後の圧縮機49における圧縮動作は、暖房運転時と同様である。すなわち、圧縮され、加熱されて高温高圧となった冷媒(図11の点A)が、圧縮機49から主冷媒回路56aに吐出される。
 なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構59を閉じ、圧縮機49のインジェクションパイプへ冷媒を流入させなければよい。なお、膨張機構59の開度は、マイコンなどにより制御すればよい。
 なお、上記の説明では、熱交換器50は、主冷媒回路の冷媒と水回路の水を熱交換させる熱交換器(例えば、プレート式熱交換器)であるとして説明した。しかし、熱交換器50は、これに限定されず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路には、水ではなく、他の流体が流れていてもよい。
 以上説明したように本発明のヒートポンプ装置は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機などのインバータ圧縮機を用いた様々なヒートポンプ装置に適用することができる。
 10 ヒートポンプ装置、11 冷凍サイクル部、12 インバータ部、13 インバータ制御部、14,49 圧縮機、15,57 四方弁、16,18,50,55 熱交換器、17,51,54,59 膨張機構、19 冷媒配管、20 圧縮機構、21 モータ、22 冷媒圧縮運転モード制御部、23 駆動信号生成部、24 d軸,q軸電流検出部、25 電圧指令演算部、25a 補正制御部、25aa テーブル、26a,26b 電流センサ、27a~27f スイッチング素子、28,47 LPF、29 相電流演算部、30 3相2相変換部、31 2相3相変換部、32 PWM信号生成部、33 振幅位相決定部、34 モータ電流波形、35 ACCTの出力波形、36,38 d軸電流、37,39 q軸電流、43,46 二次側抵抗、44 増幅器、45,48 マイコン、52 レシーバ、53 内部熱交換器、56a~56k 主冷媒回路、58 ファン、60a~60c インジェクション回路、61a,61b 水回路、S1 第1のステップ、S2 第2のステップ、S3 第3のステップ。

Claims (11)

  1.  モータにより駆動され、冷媒を圧縮する圧縮機と、
     前記モータに電圧を印加するインバータ部と、
     前記モータに流れる電流を検出する電流センサと、
     前記インバータ部へ駆動信号を出力するインバータ制御部と、を備え、
      前記インバータ制御部は、
      電圧指令値を算出する電圧指令演算部と、
      前記電圧指令値に基づいて前記駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備え、
      前記駆動信号生成部は、
      前記電流センサからの信号により前記圧縮機の必要冷媒圧縮量を決定し、前記必要冷媒圧縮量から振幅と位相を決定して前記駆動信号生成部に前記駆動信号を生成させる振幅位相決定部を備え、
     前記電圧指令演算部は、前記モータが設定値以下の回転速度または負荷状態である場合に、該回転速度または該負荷状態に応じて予め計測した位相補償量を用いて前記電流センサからの信号に補正を行うことを特徴とするヒートポンプ装置。
  2.  前記電圧指令演算部は、
     前記電流センサの二次側に設けられる二次側抵抗の抵抗値に応じた補正信号を用いて前記電流センサからの信号に補正を行うことを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。
  3.  前記電圧指令演算部は補正制御部を有し、
     前記補正制御部は、前記電流センサからの信号をd軸成分とq軸成分に分離した後に前記モータの回転速度に応じて補正を行うことを特徴とする請求項1または請求項2に記載のヒートポンプ装置。
  4.  前記電圧指令演算部は前記補正制御部に記憶領域を有し、
     前記記憶領域には、前記回転速度または前記負荷状態に応じた位相補償量がテーブルデータとして記憶されていることを特徴とする請求項3に記載のヒートポンプ装置。
  5.  前記電圧指令演算部は記憶領域を有し、
     前記記憶領域には、前記二次側抵抗の抵抗値に応じた補正信号がテーブルデータとして記憶されていることを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置。
  6.  前記インバータ制御部は、
     前記電流センサからの信号の高調波ノイズを除去または低減するアナログフィルタまたはデジタルフィルタを備えることを特徴とする請求項1乃至請求項5のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置。
  7.  前記インバータ部に備えられたスイッチング素子のうち、少なくとも1つがワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする請求項1乃至請求項6のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置。
  8.  前記インバータ部に備えられたスイッチング素子を構成するダイオードが、ワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする請求項1乃至請求項6のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置。
  9.  前記ワイドバンドギャップ半導体は、
     炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項7または請求項8に記載のヒートポンプ装置。
  10.  請求項1乃至請求項9のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置を備える空気調和機。
  11.  請求項1乃至請求項9のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置を備える冷凍機。
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