JP2006222743A - Space multiplex signal detection circuit - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain an excellent error rate characteristic by suppressing an increase in circuit scale even if a modulation multivalued number is particularly increased in the case of receiving a signal subjected to space multiplexing to detect the signal. <P>SOLUTION: A metric arithmetic circuit 112 for a plurality of transmission signal candidates generates a replica signal by multiplying components S108 corresponding to N-row vectors of an upper triangle matrix outputted from a QR separation circuit 103 by a plurality of transmission signal candidates S112, and subtracts the replica signal from elements S107 of N transmission systems stored in a multiplication result storage circuit 106 to calculate a metric S113 by each transmission system. A metric summation storage circuit 113 accumulates and sums up the metrics S113 of the N transmission systems in accordance with a transmission signal sequence S115 stored in a transmission signal sequence storage circuit 111 and stores the result as the metric of the N transmission systems. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、ディジタル無線通信システムにおける空間多重伝送された信号から信号検出を行う復調器に係り、特に、マルチキャリア変調方式の中でＯＦＤＭ（Orthogonal frequency division multiplex）変調方式にも適用可能な空間多重信号検出回路に関する。   The present invention relates to a demodulator that detects a signal from a spatially multiplexed signal in a digital wireless communication system, and more particularly to spatial multiplexing that can be applied to an OFDM (Orthogonal frequency division multiplex) modulation scheme among the multicarrier modulation schemes. The present invention relates to a signal detection circuit.

マルチキャリア変調方式は、複数のサブキャリアを用いて情報を伝送する無線伝送方式である。サブキャリアごとに入力データ信号は、ＱＰＳＫ（Quadrature phase shift keying）等に変調される。このマルチキャリア変調方式の中で各サブキャリアの周波数が直交関係にある直交マルチキャリア変調方式は、直交周波数分割多重（Orthogonal frequency division multiplexing：ＯＦＤＭ）とも呼ばれ、マルチパス伝搬が問題となる無線通信システムで広く適用されている。   The multicarrier modulation scheme is a wireless transmission scheme that transmits information using a plurality of subcarriers. The input data signal is modulated by QPSK (Quadrature phase shift keying) or the like for each subcarrier. In this multicarrier modulation method, the orthogonal multicarrier modulation method in which the frequencies of the subcarriers are orthogonal is also called orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), and wireless communication in which multipath propagation is a problem. Widely applied in the system.

ＯＦＤＭは、マルチパスの影響を受けにくい特徴を備え、高速伝送に適した変調方式であるが、更なる伝送速度の向上を図るためには、複数の送信アンテナを用いて同一の周波数に送信を行い空間多重された信号を用いる空間多重伝送を行うことが考えられる。この空間多重伝送は、ＳＤＭ（Space division multiplexing）伝送、あるいは、その複数の送信アンテナを送受信器で使用する空間多重伝送方式の伝送路の特徴からＭＩＭＯ（Multi input multi output）伝送と呼ばれる。   OFDM is a modulation scheme suitable for high-speed transmission with features that are not easily affected by multipath. However, in order to further improve the transmission rate, transmission is performed on the same frequency using multiple transmission antennas. It is conceivable to perform spatial multiplexing transmission using a spatially multiplexed signal. This spatial multiplexing transmission is called SDM (Space division multiplexing) transmission or MIMO (Multi input multi output) transmission because of the characteristics of the transmission path of the spatial multiplexing transmission system using a plurality of transmission antennas in the transceiver.

図１０は、上記空間多重伝送を説明するためのブロック図である。図１０では、送信側、受信側で各４本ずつのアンテナを備えている。空間多重伝送を行う場合には、周波数帯域幅を増加させる必要が無い。例えば、ＯＦＤＭに空間多重伝送を適用した場合には、ＯＦＤＭシンボルの送信タイミングを同期させて送信する必要がある。この空間多重伝送を行うに際して、伝送速度を２倍にしたい場合には、２本のアンテナから同時に送信を行う。３倍にしたい場合には、３本のアンテナを用いて同時に送信を行う方式である。当然、多重化を行わないで１本の送信アンテナから送信を行うことも可能である。   FIG. 10 is a block diagram for explaining the spatial multiplexing transmission. In FIG. 10, four antennas are provided on each of the transmission side and the reception side. When performing spatial multiplexing transmission, there is no need to increase the frequency bandwidth. For example, when spatial multiplexing transmission is applied to OFDM, it is necessary to transmit the OFDM symbols in synchronization with the transmission timing. When performing the spatial multiplexing transmission, if it is desired to double the transmission rate, transmission is performed simultaneously from two antennas. When it is desired to triple the transmission, the transmission is performed simultaneously using three antennas. Of course, it is also possible to perform transmission from one transmission antenna without multiplexing.

さらに、送信を行う送信系統数、データ受信側のアンテナ数は、送信側で用いたアンテナ数と同数である必要はなく、これらの値はシステムの要求条件により決定される。ここでは、送信アンテナをＮ、受信アンテナをＭと一般化して示す。受信信号Ｙは、周波数領域での行列表現を用いて伝搬路のＭ×Ｎの伝達関数Ｈを用いて、数式（１）のように示すことができる。ここでは、一例としてＭ≧Ｎの場合について示している。数式（１）におけるｈＭＮ等の行列要素は、各送受信アンテナ間の伝達関数を示している。但し、Ｗは、雑音を示しており、Ｍ次元のＭ×１列ベクトルで示される。 Furthermore, the number of transmission systems for transmission and the number of antennas on the data reception side need not be the same as the number of antennas used on the transmission side, and these values are determined according to system requirements. Here, the transmission antenna is generalized as N and the reception antenna as M. The received signal Y can be expressed as Equation (1) using an M × N transfer function H of the propagation path using a matrix representation in the frequency domain. Here, a case where M ≧ N is shown as an example. Matrix elements such as h MN in Equation (1) indicate transfer functions between the transmitting and receiving antennas. Here, W represents noise and is represented by an M-dimensional M × 1 column vector.

Figure 2006222743
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復調器において数式（１）で示される空間多重された受信信号から各送信系統の送信信号を検出するには、ＺＦ（Zero-forcing）方式、ＭＭＳＥ（Minimum mean square error）方式、ＯＳＤ（Ordered successive detection）方式、最尤推定検出（Maximum likelihood detection：ＭＬＤ）方式等がある。この中でＭＬＤ方式の誤り率特性が一番優れる。また、見方を変えると、誤り率特性が優れるということは、低ＣＮＲでの通信が可能であることを意味しており、通信エリアの拡大にも貢献する。さらに、ＭＬＤを用いた場合には、１本の受信アンテナで受信しても復調が可能である。また、受信側で複数のアンテナを用いた場合には、受信ダイバーシチ効果が得られるという特徴がある。   In order to detect the transmission signal of each transmission system from the spatially multiplexed reception signal represented by Equation (1) in the demodulator, a ZF (Zero-forcing) method, an MMSE (Minimum mean square error) method, an OSD (Ordered successive) detection) method, maximum likelihood detection (MLD) method, and the like. Among them, the error rate characteristic of the MLD method is the best. From a different perspective, the fact that the error rate characteristics are excellent means that communication with a low CNR is possible, which contributes to the expansion of the communication area. Further, when MLD is used, demodulation is possible even if reception is performed with one receiving antenna. Further, when a plurality of antennas are used on the reception side, there is a feature that a reception diversity effect can be obtained.

ここで、空間多重された信号から信号検出を行う信号検出方式のことを信号分離、あるいは干渉キャンセラと呼ぶ場合もあるが、本質は、多重化された信号から送信系統毎に送信された信号を検出することである。ＭＬＤ方式を用いた場合の信号検出は、以下のように実現される。ここで、図１１は、従来のＭＬＤ方式を説明するための概念図である。ＭＬＤ方式は、マルチキャリア変調方式にのみ適用できる方式ではなく、シングルキャリア伝送にも一般的に適用できる技術である。ここでは、マルチキャリア復調後のサブキャリア信号に適用する場合を例に示す。ＭＬＤ方式では、ＦＦＴ回路出力信号であるサブキャリア信号に対して、チャネル推定結果を用いて信号検出を行う。ＭＬＤの信号検出の原理を数式（２）に示す。   Here, a signal detection method for performing signal detection from a spatially multiplexed signal is sometimes called signal separation or interference canceller, but the essence is that a signal transmitted from a multiplexed signal for each transmission system is used. Is to detect. Signal detection when the MLD method is used is realized as follows. Here, FIG. 11 is a conceptual diagram for explaining a conventional MLD system. The MLD scheme is not a scheme that can be applied only to the multicarrier modulation scheme, but is a technique that can be generally applied to single carrier transmission. Here, the case where it applies to the subcarrier signal after multicarrier demodulation is shown as an example. In the MLD method, signal detection is performed on the subcarrier signal, which is the FFT circuit output signal, using the channel estimation result. The principle of MLD signal detection is shown in Equation (2).

Figure 2006222743
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但し、   However,

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は、k番目の送信信号系列候補を示し、 Indicates the kth transmission signal sequence candidate,

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は、チャネル推定後に得られた推定チャネル行列のＭ×Ｎ−ＭＩＭＯ行列のｉ−行ベクトルを示す。数式（２）では、１つの尺度であるメトリックμを用いて最尤推定を行っている。ＭＬＤ方式では、受信系統毎にレプリカ信号と受信信号との信号点距離を算出する。その後、各受信系統で得られた信号点距離を加算して、その結果を用いて最尤推定を行う。もちろん、１受信系統でもＭＬＤ方式による信号検出は可能であり、その場合には、１つの受信系統の結果のみを用いる。この加算された信号点距離の中で最も信号点距離の小さいものを最も確からしい送信信号の組み合わせであるとして選択する。そして、この組み合わせの信号の送信信号を信号検出推定結果として出力する。このようにＭＬＤ方式は、送信信号のレプリカの組み合わせの全てについて全探索を行うために、誤り率特性が改善し、優れた通信が実現可能となっている。 Indicates the i-row vector of the M × N-MIMO matrix of the estimated channel matrix obtained after channel estimation. In Equation (2), maximum likelihood estimation is performed using a metric μ which is one scale. In the MLD method, the signal point distance between the replica signal and the reception signal is calculated for each reception system. Thereafter, the signal point distances obtained in the respective receiving systems are added, and maximum likelihood estimation is performed using the result. Of course, signal detection by the MLD method is possible even with one receiving system, and in this case, only the result of one receiving system is used. Among the added signal point distances, the one with the shortest signal point distance is selected as the most probable combination of transmission signals. And the transmission signal of the signal of this combination is output as a signal detection estimation result. As described above, since the MLD method performs a full search for all combinations of replicas of transmission signals, the error rate characteristics are improved and excellent communication can be realized.

これに対して、以下の検討例がある。図１２は、従来の空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である（例えば非特許文献１参照）。以下に動作を説明する。図１２では、復調回路において、Ｎ個の送信系統から送信された送信信号を、Ｍ受信系統を用いて復調する場合を示している。   On the other hand, there are the following examination examples. FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a conventional spatial multiplexing signal detection circuit (see, for example, Non-Patent Document 1). The operation will be described below. FIG. 12 shows a case where the demodulation circuit demodulates transmission signals transmitted from N transmission systems using the M reception system.

受信信号Ｓ１は、Ｍ個備えられたＦＦＴ回路１，１にてマルチキャリア復調され、サブキャリア信号Ｓ２を出力する。サブキャリア信号Ｓ２は、チャネル推定回路２に入力され、サブキャリア信号Ｓ２から伝搬路のチャネルの歪の推定が行われ、チャネル推定信号Ｓ３を出力する。一方、送信信号生成回路３からは、変調多値数がｍのｍ値の送信信号が出力される。レプリカ信号生成回路４では、ｍ値の送信信号Ｓ４とチャネル推定信号Ｓ３との複素乗算を行い、受信信号のレプリカ信号Ｓ５を生成する。ここで具体的に必要になる複素乗算器は以下のように求められる。   The received signal S1 is multicarrier demodulated by M FFT circuits 1 and 1, and outputs a subcarrier signal S2. The subcarrier signal S2 is input to the channel estimation circuit 2, the channel distortion of the propagation path is estimated from the subcarrier signal S2, and the channel estimation signal S3 is output. On the other hand, the transmission signal generation circuit 3 outputs an m-value transmission signal having a modulation multi-level number of m. The replica signal generation circuit 4 performs complex multiplication of the m-value transmission signal S4 and the channel estimation signal S3 to generate a replica signal S5 of the reception signal. The complex multiplier specifically required here is obtained as follows.

Ｎ個の送信系統について、ｍ値−送信信号を送ることを考えると、考えられる送信信号点の候補は、ｍＮ通りになる。この１つ１つのレプリカを生成するのに各送信系統分の複素乗算が必要になるので、ｍＮ×Ｎ個が必要となる。さらに、受信側で複数の受信系統について処理を行う場合には、最終的にＭ×ｍＮ×Ｎ個の複素乗算器が必要になる。次に、信号点距離演算回路５では、各受信系統におけるサブキャリア信号Ｓ２と各受信系統でのレプリカ信号Ｓ５との信号点距離演算が行われる。この信号点距離演算回路では、数式（２）に示されるような各受信系統における信号点距離の演算を行い、各受信系統の値を加算して、最終的なメトリック信号Ｓ６を算出する。また、この距離演算の回数は、具体的には、以下のように計算できる。 Considering transmission of m values-transmission signals for N transmission systems, there are m N possible transmission signal point candidates. Since it is necessary to perform complex multiplication for each transmission system to generate each replica, m N × N are required. Further, when processing is performed for a plurality of reception systems on the reception side, finally, M × m N × N complex multipliers are required. Next, the signal point distance calculation circuit 5 performs signal point distance calculation between the subcarrier signal S2 in each reception system and the replica signal S5 in each reception system. This signal point distance calculation circuit calculates the signal point distance in each reception system as shown in Equation (2) and adds the values of each reception system to calculate the final metric signal S6. Further, the number of times of the distance calculation can be specifically calculated as follows.

レプリカ信号生成回路４から出力されるレプリカ信号の総数は、ｍＮ個である。このレプリカ信号について各受信系統での信号点距離を算出するので、距離演算の総数は、Ｍ×ｍＮ個になる。このメトリック信号Ｓ６は、全探索最尤推定回路６に入力され、最尤推定が行われる。入力された信号の中で最もメトリック、すなわち信号点間距離が小さいレプリカ信号が、最も確からしい送信信号の組み合わせであるとして信号検出がなされ、これに対応したＮ個の送信信号が出力される。 The total number of replica signals outputted from the replica signal generation circuit 4 is a m N pieces. Since the signal point distance in each receiving system is calculated for this replica signal, the total number of distance calculations is M × m N. This metric signal S6 is input to the full-search maximum likelihood estimation circuit 6 to perform maximum likelihood estimation. Signal detection is performed on the assumption that the replica signal having the smallest metric, that is, the distance between signal points among the input signals, is the most likely combination of transmission signals, and N transmission signals corresponding thereto are output.

以上説明したように、図１２に示した従来の空間多重信号検出回路では、空間多重信号された信号の最尤推定による信号検出が行われる。まず、受信系統ごとに受信信号とレプリカ信号との信号点距離の演算を行い、この結果に対して最も小さいメトリックである信号点間距離を示すレプリカ信号を選択し、このレプリカ信号を構成する信号を出力する空間多重信号検出を行っている。
Ａ．バン・ゼルスト（A. van Zelst）、Ｒ．バン・ニー（R. van Nee）、およびＧ．Ａ．ワター（G. A. Awater）著、「ＯＦＤＭシステムのための空間多重化（Space division multiplexing (SDM) for OFDM systems）、Proc. of VTC 2000-Spring,pp.1070-1074. As described above, the conventional spatial multiplexing signal detection circuit shown in FIG. 12 performs signal detection by maximum likelihood estimation of a spatially multiplexed signal. First, the signal point distance between the received signal and the replica signal is calculated for each reception system, and the replica signal indicating the distance between the signal points, which is the smallest metric for this result, is selected, and the signal constituting this replica signal Is detected.
A. A. van Zelst, R.C. R. van Nee, and G. A. GA Awater, “Space division multiplexing (SDM) for OFDM systems, Proc. Of VTC 2000-Spring, pp. 1070-1074.

現在、無線ＬＡＮの伝送方式のＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格、またはＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格と同一の無線区間の信号を用いて、運用周波数帯を２．４ＧＨｚ帯に変更したＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格とのバックワードコンパチビィリティを実現し、かつ高速な伝送速度を実現するために、空間多重伝送を用いた無線ＬＡＮの検討が進んでいる。例えば、ＩＥＥＥ８０２委員会でのタスク・グループ（ＴＧ）ｎでは、２×２以上の空間多重伝送の適用を目指した検討が開始されている。   Currently, backward compatibility with the IEEE 802.11g standard in which the operating frequency band is changed to the 2.4 GHz band using signals in the same wireless section as the IEEE 802.11a standard or IEEE 802.11a standard of the wireless LAN transmission system. In order to realize high-quality and a high transmission rate, studies on a wireless LAN using spatial multiplexing transmission are in progress. For example, in the task group (TG) n in the IEEE 802 committee, studies aiming at application of spatial multiplexing transmission of 2 × 2 or more have been started.

この無線バックワードコンパチビィリティを実現し、かつ空間多重伝送を用いる無線ＬＡＮにおいては、ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠した信号が多重化される前のＯＦＤＭ信号になり、既存システムに相当する。このバックワードコンパチビィリティを考慮したパケットフォーマットの一例を図１３に示す。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ信号との共通部分を備えた周波数軸−時間軸を用いた２次元表現でのパケットフォーマットを図１４に示す。   In a wireless LAN that realizes this wireless backward compatibility and uses spatial multiplexing transmission, the signal conforming to IEEE 802.11a is an OFDM signal before being multiplexed and corresponds to an existing system. FIG. 13 shows an example of a packet format that takes this backward compatibility into consideration. FIG. 14 shows a packet format in a two-dimensional representation using a frequency axis-time axis having a common part with the IEEE802.11a signal.

これらのパケットでは、バックワードコンパチビィリティを実現するためにパケットの先頭部分では、既存システムが復調可能なプリアンブル信号が送信され、次に必要に応じてパケットの情報を示す既存システムの信号が送信される。しかし、データ部分は、空間多重されて伝送が行われるため、高性能な空間多重信号検出方式の適用は通信品質の改善のために非常に重要である。さらに、伝送されるパケット全てが空間多重された信号で伝送される場合にも、高性能な信号検出方式の適用は当然重要である。この空間多重伝送において高性能な信号検出を実現する手法には、誤り率特性が優れるＭＬＤ方式の適用が考えられる。   In these packets, in order to realize backward compatibility, a preamble signal that can be demodulated by the existing system is transmitted at the beginning of the packet, and then an existing system signal indicating the packet information is transmitted as necessary. Is done. However, since the data portion is spatially multiplexed and transmitted, application of a high-performance spatial multiplexing signal detection method is very important for improving communication quality. Furthermore, even when all transmitted packets are transmitted as spatially multiplexed signals, it is naturally important to apply a high-performance signal detection method. As a technique for realizing high-performance signal detection in this spatial multiplexing transmission, it is conceivable to apply the MLD method having excellent error rate characteristics.

また、伝送速度のさらなる高速化を実現するために、多重化される前の信号のサブキャリア変調にも変調多値数（ｍ＝６４）の大きい６４ＱＡＭが適用される場合が多い。このような変調多値数が大きい場合には、従来の空間多重信号検出回路では、数式（２）に示したようにレプリカ信号と受信信号との全探索を行うために回路規模が増大する。送信系統数＝Ｎ、復調器での受信系統数＝Ｍ、送信される信号の多値数＝ｍとすると、レプリカ生成時に必要となる複素乗算器の数がＭ×ｍＮ×Ｎだけ必要になり、回路規模が増加する。特に、高速化に変調多値数が多い変調方式を適用した場合には、指数的に回路規模が増大するため、その影響はより深刻である。 Also, in order to realize further increase in transmission speed, 64QAM having a large modulation multi-level number (m = 64) is often applied to subcarrier modulation of a signal before multiplexing. When such a modulation multi-level number is large, the conventional spatial multiplexing signal detection circuit increases the circuit scale because a full search of the replica signal and the received signal is performed as shown in Equation (2). If the number of transmission systems is N, the number of reception systems at the demodulator is M, and the number of signals to be transmitted is m, the number of complex multipliers required at the time of replica generation is only M × m N × N. Thus, the circuit scale increases. In particular, when a modulation scheme with a large number of modulation multi-values is applied to increase the speed, the circuit scale increases exponentially, so the effect is more serious.

また、具体的に見てみると、複素乗算回路は、回路規模が大きい実数乗算器が４個、さらに加算器２個から構成される。したがって、複素乗算回路を多用することは回路規模が増大することを意味する。特に、ＰＣＭＣＩＡカード等の使用が多い無線ＬＡＮでは、ＰＣＭＣＩＡカードに許容される回路規模に制限があるために、回路規模が増大することは問題となる。   Further, specifically, the complex multiplier circuit includes four real number multipliers having a large circuit scale and two adders. Therefore, using many complex multiplication circuits means that the circuit scale increases. In particular, in a wireless LAN that frequently uses a PCMCIA card or the like, there is a limit to the circuit scale allowed for the PCMCIA card.

さらに、従来技術による回路における信号点距離演算に必要な距離演算回数は、上記と同様のパラメータの下で、Ｍ×ｍＮ個になり、回路規模の増加に直結する。このときに１回の距離演算に必要な実数乗算器は２個、実数加算器は３個必要になり、全体の距離演算回数が大きいために回路規模の増大が避けられない。 Further, the number of distance calculations required for signal point distance calculation in a circuit according to the prior art is M × m N under the same parameters as described above, which directly leads to an increase in circuit scale. At this time, two real number multipliers and three real number adders are required for one distance calculation, and since the total number of distance calculations is large, an increase in circuit scale is inevitable.

さらに、回路規模の増大に比例して消費電力が増加することになる。特に、外部電源の使用が難しい無線ＬＡＮ等での使用を考えた場合には、消費電力の増大はバッテリーの消耗を早めるという問題がある。   Furthermore, power consumption increases in proportion to the increase in circuit scale. In particular, when considering use in a wireless LAN or the like where it is difficult to use an external power source, there is a problem that an increase in power consumption accelerates battery consumption.

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、これらの問題を解決し、空間多重された信号を受信して信号検出を行う際に、特に変調多値数を増加させた場合でも、回路規模増加を抑え、優れた誤り率特性を実現することができる空間多重信号検出回路を提供することにある。   The present invention has been made in consideration of such circumstances, and the object thereof is to solve these problems, and in particular, when receiving a spatially multiplexed signal and performing signal detection, the modulation multi-value number It is an object of the present invention to provide a spatial multiplexing signal detection circuit that can suppress an increase in circuit scale and realize an excellent error rate characteristic even when the signal is increased.

上述した課題を解決するために、本発明は、複数の受信信号が入力され、各送受信アンテナ間における伝搬路のチャネルの歪を推定するチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段によって推定されたチャネルの歪を構成要素とする推定チャネル行列を生成する推定チャネル行列生成手段と、前記推定チャネル行列生成手段によって生成された推定チャネル行列に対してユニタリ・三角化（ＱＲ）分解演算を行うＱＲ分解手段と、前記ＱＲ分解手段によって得られるユニタリ行列Ｑに対して複素共役転置演算であるＱＨを行う複素共役転置演算手段と、前記複素共役転置演算手段による演算結果を用いて、複数の受信信号を構成要素とする受信列ベクトル信号ｒに対してＱＨ×ｒの行列乗算演算を行う行列乗算手段と、前記行列乗算手段の各送信系統の演算結果を記憶する乗算結果記憶手段と、前記乗算結果記憶手段から得られる各送信系統の出力信号、前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、所望の各送信系統の送信信号を推定する送信信号推定手段と、送信器から送信される可能性のある信号を生成する送信信号生成手段と、前記送信信号推定手段によって推定された推定送信信号と前記送信信号生成手段によって生成された送信信号との信号点距離を算出する信号点距離演算手段と、前記信号点距離演算手段によって算出された信号点距離のうち、信号点距離が最も小さい方から所定の数だけ順に各送信系統の複数の推定送信信号を候補として選択する信号候補絞り込み手段と、前記信号候補絞り込み手段によって選択された各送信系統の複数の推定送信信号とその各送信系統の情報とを併せて各推定送信信号系列として記憶する信号系列加算記憶手段と、前記信号候補絞込み手段によって選択された各送信系統の複数の推定送信信号、前記乗算結果記憶手段に記憶されている各送信系統の出力信号、前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、各送信系統の複数の推定送信信号におけるそれぞれのメトリックを算出する信号候補メトリック演算手段と、前記信号系列記憶手段に記憶されている各送信系統の複数の推定送信信号に応じて、前記信号候補メトリック演算手段で算出された各メトリックを加算記憶するメトリック加算記憶手段と、前記信号系列加算記憶手段に記憶されている各送信系統の推定送信信号と前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号とに基づいて、前記所望の送信系統以外の信号である干渉信号を生成する干渉信号生成手段と、前記信号系列加算記憶手段に記憶されている各推定送信信号系列と前記メトリック加算記憶手段から出力される前記推定送信信号系列に対応した既に加算されたメトリック信号との中で最も小さいメトリックを示す信号系列を最終的に推定された送信信号系列として出力する最尤推定手段とを具備することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems, the present invention provides a channel estimation unit that receives a plurality of received signals and estimates channel distortion of a channel between transmission and reception antennas, and a channel estimated by the channel estimation unit. Estimated channel matrix generating means for generating an estimated channel matrix having distortion as a component, and QR decomposition means for performing unitary and triangulation (QR) decomposition operations on the estimated channel matrix generated by the estimated channel matrix generating means; , a complex conjugate transpose operation means for performing a Q H is the complex conjugate transpose operation with respect to the unitary matrix Q obtained by the QR decomposition unit, by using the calculation result by the complex conjugate transpose operation unit, constituting the plurality of received signals a matrix multiplication means for performing a matrix multiplication of the Q H × r to the received column vector signal r whose elements, the matrix multiplication means A multiplication result storage means for storing a calculation result of the transmission system; an output signal of each transmission system obtained from the multiplication result storage means; a matrix element signal of an upper triangular matrix R which is another output signal of the QR decomposition means; And transmission signal estimation means for estimating a transmission signal of each desired transmission system using an interference signal that is a signal other than the desired transmission system, and transmission signal generation for generating a signal that may be transmitted from the transmitter Means, a signal point distance calculating means for calculating a signal point distance between the estimated transmission signal estimated by the transmission signal estimating means and the transmission signal generated by the transmission signal generating means, and calculated by the signal point distance calculating means A signal candidate narrowing means for selecting a plurality of estimated transmission signals of each transmission system as candidates in order from a signal point distance that is the smallest among the signal point distances, A signal sequence addition storage unit that stores a plurality of estimated transmission signals of each transmission system selected by the signal candidate narrowing unit and information of each transmission system together as an estimated transmission signal sequence; and the signal candidate narrowing unit Matrix elements of an upper triangular matrix R which is a plurality of estimated transmission signals of each transmission system selected by the above, an output signal of each transmission system stored in the multiplication result storage means, and another output signal of the QR decomposition means Signal candidate metric calculation means for calculating each metric in a plurality of estimated transmission signals of each transmission system using an interference signal which is a signal and a signal other than a desired transmission system, and is stored in the signal sequence storage means Metrics for adding and storing each metric calculated by the signal candidate metric calculation means according to a plurality of estimated transmission signals of each transmission system. Based on the addition storage means, the estimated transmission signal of each transmission system stored in the signal sequence addition storage means, and the matrix element signal of the upper triangular matrix R which is another output signal of the QR decomposition means, Interference signal generating means for generating an interference signal that is a signal other than a desired transmission system, each estimated transmission signal sequence stored in the signal sequence addition storage means, and the estimated transmission signal output from the metric addition storage means Maximum likelihood estimation means for outputting a signal sequence indicating the smallest metric among the already added metric signals corresponding to the sequence as a finally estimated transmission signal sequence is provided.

本発明は、上記の発明において、前記チャネル推定手段は、さらに、推定チャネル行列の重み付け情報信号を生成し、前記チャネル推定手段から別途出力される重み付け情報信号を用いて、前記推定チャネル行列生成手段によって生成された推定チャネル行列の送信系統に応じた重み付けを行う重み付け手段と、前記チャネル推定手段から別途出力される重み付け情報信号を用いて、前記最尤推定手段から出力される送信信号系列の並び替えを行う並び替え手段とを具備することを特徴とする。   According to the present invention, in the above invention, the channel estimation unit further generates a weighted information signal of an estimated channel matrix, and uses the weighted information signal output separately from the channel estimation unit, and the estimated channel matrix generation unit A sequence of transmission signal sequences output from the maximum likelihood estimation means using weighting means for performing weighting according to the transmission system of the estimated channel matrix generated by the above, and weighting information signals output separately from the channel estimation means And rearranging means for performing replacement.

本発明は、上記の発明において、前記複数の受信信号に対してマルチキャリア復調を行い、サブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段を備え、前記サブキャリア信号を前記チャネル推定手段と前記行列乗算手段との入力信号とすることを特徴とする。   The present invention, in the above invention, comprises multicarrier demodulation means for performing multicarrier demodulation on the plurality of received signals and outputting a subcarrier signal, wherein the subcarrier signal is the channel estimation means and the matrix multiplication means. And an input signal.

上述した課題を解決するために、本発明は、複数の受信信号が入力され、各送受信アンテナ間における伝搬路のチャネルの歪を推定するチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段によって推定されたチャネルの歪を構成要素とする推定チャネル行列を生成する推定チャネル行列生成手段と、前記推定チャネル行列生成手段によって生成された推定チャネル行列に対してユニタリ・三角化（ＱＲ）分解演算を行うＱＲ分解手段と、前記ＱＲ分解手段によって得られるユニタリ行列Ｑに対して複素共役転置演算であるＱＨを行う複素共役転置演算手段と、前記複素共役転置演算手段による演算結果を用いて、複数の受信信号を構成要素とする受信列ベクトル信号ｒに対してＱＨ×ｒの行列乗算演算を行う行列乗算手段と、前記行列乗算手段の各送信系統の演算結果を記憶する乗算結果記憶手段と、前記乗算結果記憶手段から得られる各送信系統の出力信号、前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、所望の各送信系統の送信信号を推定する送信信号推定手段と、送信器から送信される可能性のある信号を生成する送信信号生成手段と、前記送信信号推定手段によって推定された推定送信信号と前記送信信号生成手段によって生成された送信信号との信号点距離を演算する信号点距離演算手段と、前記信号点距離演算手段によって算出された信号点距離のうち、信号点距離が最も小さい方から所定の数だけ順に各送信系統の複数の推定送信信号を候補として選択する信号候補絞り込み手段と、前記信号候補絞り込み手段によって選択された各送信系統の複数の推定送信信号とその各送信系統の情報とを併せて各推定送信信号系列として記憶する信号系列加算記憶手段と、前記信号系列加算記憶手段に記憶されている複数の推定送信信号系列、前記乗算結果記憶手段に記憶されている各送信系統の出力信号、前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、複数の推定送信信号系列におけるそれぞれのメトリックを算出する複数信号系列メトリック演算手段と、前記信号系列加算記憶手段に記憶されている各送信系統の推定送信信号と前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号とに基づいて、前記所望の送信系統以外の信号である干渉信号を生成する干渉信号生成手段と、前記信号系列加算記憶手段に記憶されている各推定送信信号系列と前記複数信号系列メトリック演算手段から出力される前記推定送信信号系列に対応した既に加算されたメトリック信号との中で最も小さいメトリックを示す信号系列を最終的に推定された送信信号系列として出力する最尤推定手段とを具備することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems, the present invention provides a channel estimation unit that receives a plurality of received signals and estimates channel distortion of a channel between transmission and reception antennas, and a channel estimated by the channel estimation unit. Estimated channel matrix generating means for generating an estimated channel matrix having distortion as a component, and QR decomposition means for performing unitary and triangulation (QR) decomposition operations on the estimated channel matrix generated by the estimated channel matrix generating means; , a complex conjugate transpose operation means for performing a Q H is the complex conjugate transpose operation with respect to the unitary matrix Q obtained by the QR decomposition unit, by using the calculation result by the complex conjugate transpose operation unit, constituting the plurality of received signals a matrix multiplication means for performing a matrix multiplication of the Q H × r to the received column vector signal r whose elements, the matrix multiplication means A multiplication result storage means for storing a calculation result of the transmission system; an output signal of each transmission system obtained from the multiplication result storage means; a matrix element signal of an upper triangular matrix R which is another output signal of the QR decomposition means; And transmission signal estimation means for estimating a transmission signal of each desired transmission system using an interference signal that is a signal other than the desired transmission system, and transmission signal generation for generating a signal that may be transmitted from the transmitter Means, a signal point distance calculating means for calculating a signal point distance between the estimated transmission signal estimated by the transmission signal estimating means and the transmission signal generated by the transmission signal generating means, and calculated by the signal point distance calculating means A signal candidate narrowing means for selecting a plurality of estimated transmission signals of each transmission system as candidates in order from a signal point distance that is the smallest among the signal point distances, A signal sequence addition storage unit that stores a plurality of estimated transmission signals of each transmission system selected by the signal candidate narrowing unit and information of each transmission system together as an estimated transmission signal sequence; and the signal sequence addition storage A plurality of estimated transmission signal sequences stored in the means, an output signal of each transmission system stored in the multiplication result storage means, and a matrix element signal of the upper triangular matrix R which is another output signal of the QR decomposition means , And a plurality of signal sequence metric calculation means for calculating each metric in a plurality of estimated transmission signal sequences using an interference signal that is a signal other than a desired transmission system, and each of the signal sequence addition storage means Based on the estimated transmission signal of the transmission system and the matrix element signal of the upper triangular matrix R which is another output signal of the QR decomposition means, the desired transmission system Interference signal generating means for generating an interference signal that is a signal other than the above, each estimated transmission signal sequence stored in the signal sequence addition storage means, and the estimated transmission signal sequence output from the multiple signal sequence metric calculation means And a maximum likelihood estimating means for outputting a signal sequence indicating the smallest metric among the corresponding already added metric signals as a finally estimated transmission signal sequence.

本発明は、上記の発明において、前記チャネル推定手段は、さらに、推定チャネル行列の重み付け情報信号を生成し、前記チャネル推定手段から別途出力される重み付け情報信号を用いて、前記推定チャネル行列生成手段によって生成された推定チャネル行列の送信系統に応じた重み付けを行う重み付け手段と、前記チャネル推定手段から別途出力される重み付け情報信号を用いて、前記最尤推定手段から出力される送信信号系列の並び替えを行う並び替え手段とを具備することを特徴とする。   According to the present invention, in the above invention, the channel estimation unit further generates a weighted information signal of an estimated channel matrix, and uses the weighted information signal output separately from the channel estimation unit, and the estimated channel matrix generation unit A sequence of transmission signal sequences output from the maximum likelihood estimation means using weighting means for performing weighting according to the transmission system of the estimated channel matrix generated by the above, and weighting information signals output separately from the channel estimation means And rearranging means for performing replacement.

本発明は、上記の発明において、前記複数の受信信号に対してマルチキャリア復調を行い、サブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段を備え、前記サブキャリア信号を前記チャネル推定手段と前記行列乗算手段との入力信号とすることを特徴とする。   The present invention, in the above invention, comprises multicarrier demodulation means for performing multicarrier demodulation on the plurality of received signals and outputting a subcarrier signal, wherein the subcarrier signal is the channel estimation means and the matrix multiplication means. And an input signal.

この発明によれば、チャネル推定手段により、各送受信アンテナ間における伝搬路のチャネルの歪を推定し、推定チャネル行列生成手段により、推定されたチャネルの歪を構成要素とする推定チャネル行列を生成し、ＱＲ分解手段により、推定チャネル行列に対してユニタリ・三角化（ＱＲ）分解演算を行い、複素共役転置演算手段により、ユニタリ行列Ｑに対して複素共役転置演算であるＱＨを行い、行列乗算手段により、複素共役転置演算結果を用いて、複数の受信信号を構成要素とする受信列ベクトル信号ｒに対してＱＨ×ｒの行列乗算演算を行い、各送信系統の演算結果を乗算結果記憶手段に記憶し、送信信号推定手段により、各送信系統の出力信号、上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、所望の各送信系統の送信信号を推定し、送信信号生成手段により、送信器から送信される可能性のある信号を生成し、信号点距離演算手段により、推定された推定送信信号と生成された送信信号との信号点距離を算出し、信号候補絞り込み手段により、信号点距離のうち、信号点距離が最も小さい方から所定の数だけ順に各送信系統の複数の推定送信信号を候補として選択し、選択された各送信系統の複数の推定送信信号とその各送信系統の情報とを併せて各推定送信信号系列として信号系列加算記憶手段に記憶し、信号候補メトリック演算手段により、選択された各送信系統の複数の推定送信信号、記憶されている各送信系統の出力信号、上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、各送信系統の複数の推定送信信号におけるそれぞれのメトリックを算出し、各送信系統の複数の推定送信信号に応じて、算出された各メトリックをメトリック加算記憶手段に加算記憶し、干渉信号生成手段により、各送信系統の推定送信信号と上三角行列Ｒの行列要素信号とに基づいて、前記所望の送信系統以外の信号である干渉信号を生成し、最尤推定手段により、各推定送信信号系列と推定送信信号系列に対応した既に加算されたメトリック信号との中で最も小さいメトリックを示す信号系列を最終的に推定された送信信号系列として出力する。したがって、送信系統ごとにメトリックを演算することも特徴とし、メトリック演算に伴う時間を短縮しつつ、回路規模を削減しながら優れた誤り率特性を実現することができるという利点が得られる。 According to the present invention, the channel estimation means estimates the channel distortion of the channel between the transmitting and receiving antennas, and the estimated channel matrix generation means generates an estimated channel matrix having the estimated channel distortion as a component. by QR decomposition unit performs unitary triangulation (QR) decomposition operation for the estimated channel matrix, the complex conjugate transpose operation means performs Q H is the complex conjugate transpose operation with respect to the unitary matrix Q, matrix multiplication By means of the complex conjugate transpose operation result, a matrix multiplication operation of Q H × r is performed on the reception column vector signal r having a plurality of reception signals as components, and the operation result of each transmission system is stored as the multiplication result The transmission signal estimation means stores the output signal of each transmission system, the matrix element signal of the upper triangular matrix R, and the interference signal that is a signal other than the desired transmission system. Is used to estimate the transmission signal of each desired transmission system, the transmission signal generation means generates a signal that may be transmitted from the transmitter, and the signal point distance calculation means estimates the estimated transmission signal. The signal point distance between the transmission signal and the generated transmission signal is calculated, and a plurality of estimated transmission signals of each transmission system are sequentially obtained by a predetermined number from the smallest signal point distance among the signal point distances by the signal candidate narrowing means. Selecting as a candidate, storing a plurality of estimated transmission signals of each selected transmission system and the information of each transmission system in the signal sequence addition storage means as each estimated transmission signal series, by the signal candidate metric calculation means, Using a plurality of estimated transmission signals of each selected transmission system, stored output signals of each transmission system, matrix element signals of the upper triangular matrix R, and interference signals that are signals other than the desired transmission system Calculating each metric in the plurality of estimated transmission signals of each transmission system, adding and storing each calculated metric in the metric addition storage means according to the plurality of estimated transmission signals of each transmission system, and interference signal generating means Based on the estimated transmission signal of each transmission system and the matrix element signal of the upper triangular matrix R, an interference signal that is a signal other than the desired transmission system is generated, and each estimated transmission signal sequence is generated by the maximum likelihood estimation means. And the signal sequence indicating the smallest metric among the already added metric signals corresponding to the estimated transmission signal sequence is output as the finally estimated transmission signal sequence. Therefore, it is also characterized by calculating a metric for each transmission system, and there is an advantage that an excellent error rate characteristic can be realized while reducing the circuit scale while reducing the time required for the metric calculation.

また、本発明によれば、前記チャネル推定手段により、さらに、推定チャネル行列の重み付け情報信号を生成し、重み付け手段により、重み付け情報信号を用いて、推定チャネル行列の送信系統に応じた重み付けを行い、並び替え手段により、重み付け情報信号を用いて、前記最尤推定手段から出力される送信信号系列の並び替えを行う。したがって、送信系統のＳＮＲ等に応じた重み付け手法を用いて、送信系統のＳＮＲが高い系統からの複数信号推定を可能にし、高精度な信号検出を行うことができ、具体的には複数送信信号候補の絞り込み数を削減可能にすることができる。ゆえに、探索信号点の削減が可能になり，回路規模を削減しながら優れた誤り率特性を実現することができるという利点が得られる。   Further, according to the present invention, the channel estimation means further generates a weighted information signal of the estimated channel matrix, and the weighting means performs weighting according to the transmission system of the estimated channel matrix using the weighted information signal. The rearrangement means rearranges the transmission signal series output from the maximum likelihood estimation means using the weighted information signal. Therefore, it is possible to estimate a plurality of signals from a system having a high SNR in the transmission system by using a weighting method according to the SNR of the transmission system, and to perform highly accurate signal detection. The number of candidates can be reduced. Therefore, the number of search signal points can be reduced, and there is an advantage that excellent error rate characteristics can be realized while reducing the circuit scale.

また、本発明によれば、マルチキャリア復調手段により、前記複数の受信信号に対してマルチキャリア復調を行ってサブキャリア信号を生成し、前記サブキャリア信号を前記チャネル推定手段と前記行列乗算手段との入力信号とする。したがって、マルチキャリア復調が必要なＯＦＤＭ変調方式にも適用することができ、回路規模を削減しながら優れた誤り率特性を実現することができるという利点が得られる。   According to the present invention, the multicarrier demodulation means performs multicarrier demodulation on the plurality of received signals to generate a subcarrier signal, and the subcarrier signal is converted to the channel estimation means and the matrix multiplication means. Input signal. Therefore, the present invention can be applied to an OFDM modulation scheme that requires multi-carrier demodulation, and an advantage that an excellent error rate characteristic can be realized while reducing the circuit scale.

また、この発明によれば、チャネル推定手段により、各送受信アンテナ間における伝搬路のチャネルの歪を推定し、推定チャネル行列生成手段により、推定されたチャネルの歪を構成要素とする推定チャネル行列を生成し、ＱＲ分解手段により、推定チャネル行列に対してユニタリ・三角化（ＱＲ）分解演算を行い、複素共役転置演算手段により、ユニタリ行列Ｑに対して複素共役転置演算であるＱＨを行い、行列乗算手段により、複素共役転置演算結果を用いて、複数の受信信号を構成要素とする受信列ベクトル信号ｒに対してＱＨ×ｒの行列乗算演算を行い、各送信系統の演算結果を乗算結果記憶手段に記憶し、送信信号推定手段により、各送信系統の出力信号、上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、所望の各送信系統の送信信号を推定し、送信信号生成手段により、送信器から送信される可能性のある信号を生成し、信号点距離演算手段により、推定された推定送信信号と生成された送信信号との信号点距離を算出し、信号候補絞り込み手段により、信号点距離のうち、信号点距離が最も小さい方から所定の数だけ順に各送信系統の複数の推定送信信号を候補として選択し、選択された各送信系統の複数の推定送信信号とその各送信系統の情報とを併せて各推定送信信号系列として信号系列加算記憶手段に記憶し、複数信号系列メトリック演算手段により、複数の推定送信信号系列、記憶されている各送信系統の出力信号、上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、複数の推定送信信号系列におけるそれぞれのメトリックを算出し、干渉信号生成手段により、各送信系統の推定送信信号と上三角行列Ｒの行列要素信号とに基づいて、前記所望の送信系統以外の信号である干渉信号を生成し、最尤推定手段により、各推定送信信号系列と推定送信信号系列に対応した既に加算されたメトリック信号との中で最も小さいメトリックを示す信号系列を最終的に推定された送信信号系列として出力する。したがって、最終段にて送信信号系列ごとに、メトリックを演算することを特徴とし、メトリック演算に伴う制御処理を簡略化し、回路規模を削減しながら優れた誤り率特性を実現することができるという利点が得られる。 Further, according to the present invention, the channel estimation means estimates the channel distortion of the channel between the transmitting and receiving antennas, and the estimated channel matrix generation means calculates the estimated channel matrix having the estimated channel distortion as a component. produced by QR decomposition unit performs unitary triangulation (QR) decomposition operation for the estimated channel matrix, the complex conjugate transpose operation means performs Q H is the complex conjugate transpose operation with respect to the unitary matrix Q, The matrix multiplication means uses the complex conjugate transpose calculation result to perform a Q H × r matrix multiplication operation on the received string vector signal r having a plurality of received signals as components, and multiplies the calculation result of each transmission system. Stored in the result storage means, and by the transmission signal estimation means, the output signal of each transmission system, the matrix element signal of the upper triangular matrix R, and the signal other than the desired transmission system Using the interference signal, the transmission signal of each desired transmission system is estimated, a signal that may be transmitted from the transmitter is generated by the transmission signal generation means, and the estimation estimated by the signal point distance calculation means The signal point distance between the transmission signal and the generated transmission signal is calculated, and a plurality of estimated transmissions of each transmission system are sequentially performed by a predetermined number from the signal point distance having the smallest signal point distance by the signal candidate narrowing means. A signal is selected as a candidate, and a plurality of estimated transmission signals of each selected transmission system and information of each transmission system are combined and stored in the signal sequence addition storage means as each estimated transmission signal sequence, and a multiple signal sequence metric calculation is performed. Means, using a plurality of estimated transmission signal sequences, stored output signals of each transmission system, matrix element signals of the upper triangular matrix R, and interference signals that are signals other than the desired transmission system, Each metric in the estimated transmission signal sequence is calculated, and interference that is a signal other than the desired transmission system is calculated based on the estimated transmission signal of each transmission system and the matrix element signal of the upper triangular matrix R by the interference signal generation unit. A transmission signal generated by a signal, and finally estimated by the maximum likelihood estimation means, a signal sequence indicating the smallest metric among each estimated transmission signal sequence and the already added metric signal corresponding to the estimated transmission signal sequence Output as a series. Therefore, the metric is calculated for each transmission signal sequence at the final stage, and the control process associated with the metric calculation is simplified, and an excellent error rate characteristic can be realized while reducing the circuit scale. Is obtained.

また、本発明によれば、前記チャネル推定手段により、さらに、推定チャネル行列の重み付け情報信号を生成し、重み付け手段により、重み付け情報信号を用いて、推定チャネル行列の送信系統に応じた重み付けを行い、並び替え手段により、重み付け情報信号を用いて、前記最尤推定手段から出力される送信信号系列の並び替えを行う。したがって、送信系統のＳＮＲ等に応じた重み付け手法を用いて、送信系統のＳＮＲが高い系統からの複数信号推定を可能にし、高精度な信号検出を行うことができ、具体的には複数送信信号候補の絞り込み数を削減可能にすることができる。ゆえに、探索信号点の削減が可能になり，回路規模を削減しながら優れた誤り率特性を実現することができるという利点が得られる。   Further, according to the present invention, the channel estimation means further generates a weighted information signal of the estimated channel matrix, and the weighting means performs weighting according to the transmission system of the estimated channel matrix using the weighted information signal. The rearrangement means rearranges the transmission signal series output from the maximum likelihood estimation means using the weighted information signal. Therefore, it is possible to estimate a plurality of signals from a system having a high SNR in the transmission system by using a weighting method according to the SNR of the transmission system, and to perform highly accurate signal detection. The number of candidates can be reduced. Therefore, the number of search signal points can be reduced, and there is an advantage that excellent error rate characteristics can be realized while reducing the circuit scale.

また、本発明によれば、マルチキャリア復調手段により、前記複数の受信信号に対してマルチキャリア復調を行ってサブキャリア信号を生成し、前記サブキャリア信号を前記チャネル推定手段と前記行列乗算手段との入力信号とする。したがって、マルチキャリア復調が必要なＯＦＤＭ変調方式にも適用することができ、回路規模を削減しながら優れた誤り率特性を実現することができるという利点が得られる。   According to the present invention, the multicarrier demodulation means performs multicarrier demodulation on the plurality of received signals to generate a subcarrier signal, and the subcarrier signal is converted to the channel estimation means and the matrix multiplication means. Input signal. Therefore, the present invention can be applied to an OFDM modulation scheme that requires multi-carrier demodulation, and an advantage that an excellent error rate characteristic can be realized while reducing the circuit scale.

以下、本発明の一実施形態による空間多重信号検出回路を、図面を参照して説明する。   Hereinafter, a spatial multiplexing signal detection circuit according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

Ａ．本発明の基本原理
まず、本発明の基本原理について説明する。本発明では、従来技術での問題である回路規模の増加を抑えつつ、ＭＬＤ方式と同等の優れた誤り率特性を実現する空間多重信号検出回路を実現する。本発明は、マルチキャリア変調方式、あるいはシングルキャリア変調方式共に適用が可能である。マルチキャリア変調方式に適用をする場合には、マルチキャリア復調後のサブキャリア信号に対して適用する。 A. First, the basic principle of the present invention will be described. The present invention realizes a spatial multiplexing signal detection circuit that realizes an excellent error rate characteristic equivalent to that of the MLD method while suppressing an increase in circuit scale, which is a problem in the prior art. The present invention can be applied to both a multicarrier modulation system and a single carrier modulation system. When applied to a multicarrier modulation scheme, it is applied to a subcarrier signal after multicarrier demodulation.

本発明では、まず、受信パケット信号のＭＩＭＯプリアンブル信号を用いて各送受信アンテナ間の伝達関数のチャネル推定を行う（チャネル推定手段）。そして、そのチャネル推定結果を用いて推定チャネル行列Ｈの生成を行う（推定チャネル行列生成手段）。次に、数式（５）に示すように、この推定チャネル行列のユニタリ・三角化（ＱＲ）分解を行う（ＱＲ分解手段）。但し、数式（５）では、説明の簡易化のために推定チャネル行列に対してＱＲ分解を適用した式変形例を示している。また、以下に示すのはＭ≧Ｎの場合であり、数式（６）に示されるユニタリ行列Ｑは、Ｍ×Ｍの正規直交行列、および数式（７）に示される三角行列Ｒは、Ｍ×Ｎ行列であり、上三角行列Ｒと０行列から構成される。当然、Ｍ＝Ｎの場合には、三角行列Ｒには０行列の部分の無い上三角行列Ｒとして構成される。   In the present invention, first, the channel estimation of the transfer function between the transmitting and receiving antennas is performed using the MIMO preamble signal of the received packet signal (channel estimation means). And the estimation channel matrix H is produced | generated using the channel estimation result (estimation channel matrix production | generation means). Next, as shown in Equation (5), unitary and triangulation (QR) decomposition of this estimated channel matrix is performed (QR decomposition means). However, in Formula (5), the formula modification which applied QR decomposition | disassembly with respect to an estimation channel matrix is shown for simplification of description. The following is a case where M ≧ N. The unitary matrix Q shown in Equation (6) is an M × M orthonormal matrix, and the triangular matrix R shown in Equation (7) is M × M. N matrix, which is composed of an upper triangular matrix R and a zero matrix. Naturally, when M = N, the triangular matrix R is configured as an upper triangular matrix R having no 0 matrix portion.

Figure 2006222743
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但し、   However,

Figure 2006222743
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Figure 2006222743
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あるいは、数式（５）の別表現として、ユニタリ行列ＱをＭ×Ｎ行列として定義した上で表現する場合には、三角化行列ＲはＮ×Ｎ行列としてＱＲ分解される。   Alternatively, when expressing the unitary matrix Q as an M × N matrix as another expression of Equation (5), the triangulation matrix R is QR-decomposed as an N × N matrix.

このＱＲ分解に用いる演算手法としては、当然、グラム・シュミットの直交化法の適用が考えられる。この場合、上三角行列Ｒの各要素のうち、行番号と列番号とが等しい要素（対角成分）は、実数となることが特徴である。一般には、ＱＲ分解における上三角行列Ｒの対角成分は、必ずしも実数とは限らないが、これが実数となるようにＱＲ分解演算を行うことで、後述する数式（１０）等の除算演算を簡易に実現できることも当然考えられる。   As a calculation method used for this QR decomposition, naturally, the application of the Gram-Schmidt orthogonalization method can be considered. In this case, among the elements of the upper triangular matrix R, an element (diagonal component) having the same row number and column number is a real number. In general, the diagonal component of the upper triangular matrix R in the QR decomposition is not necessarily a real number, but by performing the QR decomposition operation so that it becomes a real number, a division operation such as Equation (10) described later can be simplified. Of course, it can be realized.

さらに、ＱＲ分解の本質は、伝達関数行列Ｈをユニタリ行列Ｑと、上三角行列Ｒとに分割することであり、各行列要素を回転させ、その結果、順次に上三角行列を生成していくギブンス法、さらに、行単位、列単位で上三角行列の“０”要素を追加していくハウスホルダー法の適用が当然可能である。   Furthermore, the essence of the QR decomposition is to divide the transfer function matrix H into a unitary matrix Q and an upper triangular matrix R, and rotate each matrix element. As a result, the upper triangular matrix is sequentially generated. Of course, it is possible to apply the Givens method and the Householder method in which “0” elements of the upper triangular matrix are added in units of rows and columns.

さらに、本発明では、ユニタリ行列Ｑについて各行列要素の複素共役演算を行い、次に、その行列の転置演算処理を行う（複素共役転置演算手段）。この複素共役転置についてはエルミート転置、エルミート共役と様々な名称で呼ばれることがあるが、ここでの演算の本質は、ユニタリ行列の各要素について複素共役演算を行い、その行列の転置行列を生成することである。   Furthermore, in the present invention, a complex conjugate operation of each matrix element is performed on the unitary matrix Q, and then a transpose operation process of the matrix is performed (complex conjugate transpose operation means). This complex conjugate transposition may be called by various names such as Hermitian transpose and Hermitian conjugate, but the essence of the operation here is to perform complex conjugate operation on each element of unitary matrix and generate transpose matrix of that matrix That is.

次に、ＱＲ分解で得られたユニタリ行列の複素共役転置行列であるＱＨを受信信号Ｙに対して左側から乗算を行う（行列乗算手段）。この処理を行うことで、数式（８）に示されるように、受信信号が三角化行列と送信信号との乗算として簡単に示すことができる。 Next, the multiplication from the left side of Q H is the complex conjugate transpose matrix of the resulting unitary matrix by the QR decomposition on the received signal Y (matrix multiplication means). By performing this processing, the received signal can be simply shown as a multiplication of the triangulation matrix and the transmission signal, as shown in Equation (8).

Figure 2006222743
Figure 2006222743

さらに、この行列乗算の場合の特徴として、ＱＲ分解では、各列ベクトルが正規直交しているユニタリ行列ＱＨを乗算するために、雑音強調を生じない点も本発明の特徴である。 Further, as a feature in the case of this matrix multiplication, it is a feature of the present invention that noise enhancement is not generated in QR decomposition because each column vector is multiplied by a unitary matrix Q H that is orthonormal.

また、ＱＲ分解に用いるユニタリ行列の固有値が全て１であることからＱＨの乗算に伴い雑音強調が生じないことも本発明の更なる特徴である。このようにして演算結果である列ベクトルＺ＝［ｚ１，ｚ２，…，ｚＭ］Ｔが得られ、この各値は記憶される（乗算結果記憶手段）。 It is also a further feature of the present invention to noise enhancement due to the multiplication of the Q H since the eigenvalues of the unitary matrix used in the QR decomposition are all 1 does not occur. In this way, a column vector Z = [z 1 , z 2 ,..., Z M ] T which is an operation result is obtained, and each value is stored (multiplication result storage means).

さらに、本発明では、このユニタリ行列の乗算の後に、順次送信系統ごとに送信信号の推定を行っていく。まず、上三角行列の最下行に相当する送信系統の送信信号であるｔＮの推定を行う。次に、上三角行列のＮ−１行に相当する送信系統の送信信号を推定する。本発明では、順次、他送信系統の干渉成分を除去しながら、繰り返し推定する送信系統のレイヤを上げていく処理が行われる。 Furthermore, in the present invention, after this unitary matrix multiplication, transmission signals are estimated for each transmission system in sequence. First, to estimate the a transmission signal of the transmission system corresponding to the bottom line of the upper triangular matrix t N. Next, the transmission signal of the transmission system corresponding to the N-1 row of the upper triangular matrix is estimated. In the present invention, a process of sequentially raising the layer of the transmission system to be repeatedly estimated while removing the interference component of the other transmission system is performed.

具体的な手順は以下の通りである。
まず、上記記憶された列ベクトルＺの各要素から他送信系統の干渉信号を減算し、上三角行列Ｒの所望の送信系統の各行列要素を用いて以下の除算処理を行う（送信信号推定手段）。但し、最下レイヤである送信系統Ｎの場合には、（干渉信号生成手段からの）他送信系統の干渉信号を考慮する必要はない。まず、以下ではこのＮ送信系統について算出を行う場合について説明する。 The specific procedure is as follows.
First, the interference signal of the other transmission system is subtracted from each element of the stored column vector Z, and the following division processing is performed using each matrix element of the desired transmission system of the upper triangular matrix R (transmission signal estimation means) ). However, in the case of the transmission system N which is the lowest layer, it is not necessary to consider the interference signal of the other transmission system (from the interference signal generating means). First, the case where calculation is performed for the N transmission systems will be described below.

Figure 2006222743
Figure 2006222743

この送信系統Ｎの場合のｔＮの信号点を軟判定する。 The signal point t N in the case of the transmission system N soft determines.

Figure 2006222743
Figure 2006222743

さらに、当然、送信信号推定には、上記軟判定結果だけではなく、硬判定結果を用いることも可能である。   Furthermore, naturally, not only the soft decision result but also the hard decision result can be used for transmission signal estimation.

以下では、まず、簡単化のために送信系統Ｎの場合における送信信号の推定の場合について処理の流れを示し、順次、Ｎ−１，Ｎ−２，…，１の送信系統の場合について示して行く。次に、送信信号の推定が行われた後は、数式（１１）に従って、送信器から送信される可能性のある信号として（送信信号生成手段）によって生成されるｍ−値の多値信号の信号点ｓとの信号点距離を算出する（信号点距離演算手段）。   In the following, for the sake of simplicity, the flow of processing is first shown for the case of transmission signal estimation in the case of the transmission system N, and the case of the transmission systems of N-1, N-2,. go. Next, after the transmission signal is estimated, the m-valued multi-level signal generated by the (transmission signal generation means) as a signal that may be transmitted from the transmitter according to Equation (11). The signal point distance from the signal point s is calculated (signal point distance calculation means).

Figure 2006222743
Figure 2006222743

但し、ここでは、距離演算の一例としてユークリッド距離の２乗を用いる場合を示した。この演算結果を用いて、小さい信号点距離を示す順に所定の数だけ複数の信号点を送信系統Ｎにおける複数の送信信号候補として選択する（送信候補絞込み手段）。例えば、一例として上位３２点の信号候補を選択する場合には、数式（１１）に基づいて、数式（１２）に示すように、Ｎ送信系統の複数の送信信号候補を選択する。   However, the case where the square of the Euclidean distance is used is shown here as an example of the distance calculation. Using this calculation result, a predetermined number of signal points are selected as a plurality of transmission signal candidates in the transmission system N in the order indicating the small signal point distance (transmission candidate narrowing means). For example, when the upper 32 signal candidates are selected as an example, a plurality of transmission signal candidates of N transmission systems are selected based on Equation (11) as shown in Equation (12).

Figure 2006222743
Figure 2006222743

そして、これらの送信系統の送信信号、各送信系統の履歴を記憶し（送信系列加算記憶手段）、以下のメトリック演算（干渉信号生成手段）に適用する。   The transmission signals of these transmission systems and the history of each transmission system are stored (transmission sequence addition storage means) and applied to the following metric calculation (interference signal generation means).

一方、上記記憶された列ベクトルＺの要素信号ｚＮ、ＱＲ分解された上三角行列の要素信号であるｒＮＮを用いて、この３２個の送信信号候補の各々に対して以下のメトリックＭを数式（１３）のように計算する（信号候補メトリック演算手段）。 On the other hand, by using the element signal z N of the stored column vector Z and r NN which is the element signal of the upper triangular matrix subjected to QR decomposition, the following metric M is obtained for each of the 32 transmission signal candidates. Calculation is performed as in Equation (13) (signal candidate metric calculation means).

Figure 2006222743
Figure 2006222743

ここで、本発明に用いる信号点距離演算、および、メトリックとして、上記説明ではユークリッド距離の２乗を用いる場合を示したが、具体的な距離演算には、ユークリッド距離、マンハッタン距離、および、それらの距離の二乗距離等さまざまな距離尺度を用いて実現することが当然考えられる。   Here, as the signal point distance calculation and metric used in the present invention, the case where the square of the Euclidean distance is used is shown in the above description, but the specific distance calculation includes the Euclidean distance, the Manhattan distance, and those Naturally, it can be realized by using various distance measures such as the square distance of the distance.

次に、このメトリックは、各送信系統の送信信号の情報、各送信信号の履歴の情報と併せて、これまでのメトリックに加算した後に累積加算メトリックとして記憶保持される（メトリック加算記憶手段）。但し、この累積加算メトリックの演算は、最下レイヤであるＮ送信系統の場合ではなく、１つレイヤが上であるＮ−１の送信系統の場合に実行される。以上、本発明における最下レイヤである送信系統Ｎにおける信号処理の流れである。   Next, this metric is stored and held as a cumulative addition metric after being added to the previous metrics together with information on the transmission signal of each transmission system and information on the history of each transmission signal (metric addition storage means). However, the calculation of the cumulative addition metric is executed not in the case of the N transmission system that is the lowest layer but in the case of the N-1 transmission systems that are one layer above. The above is the signal processing flow in the transmission system N which is the lowest layer in the present invention.

次に、Ｎ−１送信系統での処理について示す。このＮ−１送信系統の送信信号の推定のためには、Ｎ送信系統の推定信号から干渉信号を生成する操作が必要になる。例えば、Ｎ−１送信系統について計算する場合には、干渉信号は、上三角行列の要素信号ｒＮ−１ Ｎと推定送信信号ｈａｔ［ｔＮ（ｌＮ）］の全組み合わせについて数式（１４）に示すように計算されて生成される（干渉信号生成手段）。なお、上記ｈａｔは、数式中の記号（＾）に相当し、以下、同様の表記とする。 Next, processing in the N-1 transmission system will be described. In order to estimate the transmission signal of the N-1 transmission system, an operation for generating an interference signal from the estimation signal of the N transmission system is required. For example, when calculating for the N-1 transmission system, the interference signal is expressed by Equation (14) for all combinations of the element signal r N-1 N of the upper triangular matrix and the estimated transmission signal hat [t N (l N )]. As shown in (2) and is generated (interference signal generating means). The above hat corresponds to the symbol (^) in the mathematical formula, and hereinafter the same notation.

Figure 2006222743
Figure 2006222743

Ｎ−１の送信系統の信号を検出する場合の基本動作は、以下のように考えることができる。Ｎ−１送信系統の信号検出の手順は、Ｎ送信系統の信号検出と基本的には同じ動作である。違いは、（干渉信号生成手段から出力される）他送信系統（Ｎ−１送信系統の場合には、Ｎ−１より大きい送信系統Ｎ）の推定信号を減算することである（送信信号推定手段および信号候補メトリック演算手段）。   The basic operation when detecting a signal of the N-1 transmission system can be considered as follows. The signal detection procedure of the N-1 transmission system is basically the same operation as the signal detection of the N transmission system. The difference is that the estimated signal of the other transmission system (output from the interference signal generation means) (transmission system N larger than N-1 in the case of N-1 transmission system) is subtracted (transmission signal estimation means). And signal candidate metric calculation means).

まず、実際には、数式（１２）に示されるように、複数であるＮ送信系統の推定信号をｈａｔ［ｔＮ（ｌＮ）］と表現を簡略化して示すと、以下の数式（１５）に従って軟判定演算を行う（送信信号推定手段）。Ｎ送信系統と同じように、当然、硬判定の適用も可能である。 First, in practice, as shown in Expression (12), when a plurality of estimated signals of N transmission systems are represented simply as hat [t N (l N )], the following Expression (15) To perform a soft decision calculation (transmission signal estimation means). As with the N transmission system, naturally, a hard decision can be applied.

Figure 2006222743
Figure 2006222743

次に、Ｎ送信系統と同じように、送信器から送信される可能性のある信号として生成される出力信号ｓ（送信信号生成手段）を用いて、数式（１６）に示すように、各複数のｈａｔ［ｔＮ（ｌＮ）］について演算を行う（信号点距離演算手段）。 Next, as in the N transmission system, each of a plurality of output signals s (transmission signal generation means) generated as a signal that may be transmitted from the transmitter is represented as shown in Expression (16). For [hat [t N (l N )] (signal point distance calculation means).

Figure 2006222743
Figure 2006222743

さらに、この演算で得られた信号距離を用いて、信号距離の小さい値を示す方から複数の送信信号候補を推定する（信号候補絞込み手段）。例えば、上位１６点の送信信号候補を推定する場合には、数式（１７）のように推定される。   Furthermore, using the signal distance obtained by this calculation, a plurality of transmission signal candidates are estimated from the one showing the smaller value of the signal distance (signal candidate narrowing means). For example, when estimating the upper 16 transmission signal candidates, it is estimated as shown in Equation (17).

Figure 2006222743
Figure 2006222743

また、この１６通りの絞込みに用いられたｈａｔ［ｔＮ−１（ｌＮ−１）］も併せて１６通りが得られる。したがって、次のメトリック計算では、Ｎ送信系統の複数の推定信号として数式（１８）に示される値が得られる。 Moreover, 16 types of hat [t N-1 (l N-1 )] used for the 16 types of narrowing down are also obtained. Therefore, in the next metric calculation, the values shown in Equation (18) are obtained as a plurality of estimated signals of N transmission systems.

Figure 2006222743
Figure 2006222743

ここで本発明の大きな特徴は、推定する送信系統が上がるに従い、候補として考える信号点を少なくした場合でも特性の劣化が無いことである。順次推定した送信信号を用いてメトリックを計算していくためにダイバーシチ効果が向上する。これは、上位の送信信号の推定においては、他送信系統からの信号をキャンセルした上で送信信号の推定を行う。上位の信号推定には、その送信系統の情報だけを用いて推定を行っている訳ではない。例えば、Ｎ−１送信系統の推定には、Ｎ−１送信系統の行列乗算結果ｚＮ−１からＮ送信系統の信号のレプリカ信号を減算する。このように、Ｎ−１とＮの２つの送信系統の情報を用いて送信信号の推定を行うためにダイバーシチ効果が生じる。したがって、上位で候補として絞り込む送信信号候補数を減少させてもダイバーシチ効果が得られるのである。当然、上位に行くに従って候補を減少させなくとも本発明は適用可能である。 Here, a major feature of the present invention is that there is no deterioration in characteristics even when the number of signal points considered as candidates is reduced as the estimated transmission system increases. Since the metric is calculated using the transmission signals estimated sequentially, the diversity effect is improved. In the estimation of the upper transmission signal, the transmission signal is estimated after canceling a signal from another transmission system. For higher-order signal estimation, estimation is not performed using only information on the transmission system. For example, for the estimation of the N-1 transmission system, a replica signal of the signal of the N transmission system is subtracted from the matrix multiplication result zN -1 of the N-1 transmission system. In this way, the diversity effect is generated because the transmission signal is estimated using the information of the two transmission systems N-1 and N. Therefore, the diversity effect can be obtained even if the number of transmission signal candidates narrowed down as candidates at the upper level is reduced. Of course, the present invention can be applied without decreasing the number of candidates as it goes up.

上述した送信信号候補数の減少について具体的に説明する。本発明では、この絞込みの数は、例えば、４送信系統を備える６４ＱＡＭの場合、「３２，１６，８，２」と制限して減少させて行くことが可能であり、送信信号点に応じた全ての数のレプリカ信号を生成する必要は無く、簡易な回路規模での実現が可能である。   The reduction in the number of transmission signal candidates described above will be specifically described. In the present invention, for example, in the case of 64QAM having four transmission systems, the number of narrowing down can be reduced by limiting to “32, 16, 8, 2”, and the number depends on the transmission signal point. It is not necessary to generate all the number of replica signals, and realization with a simple circuit scale is possible.

次に、このようにして得られたＮ−１送信系統の複数の推定送信信号を用いてメトリックを計算する（信号候補メトリック演算手段）。   Next, a metric is calculated using a plurality of estimated transmission signals of the N-1 transmission system obtained in this way (signal candidate metric calculation means).

Figure 2006222743
Figure 2006222743

さらに、前述したようにＮ−１送信系統におけるメトリックと１つ前のＮ送信系統におけるメトリックとを計算して、数式（２０）に示すように、累積加算メトリック（ＡＭ）を算出する（メトリック加算記憶手段）。   Further, as described above, the metric in the N-1 transmission system and the metric in the previous N transmission system are calculated, and the cumulative addition metric (AM) is calculated as shown in Equation (20) (metric addition). Storage means).

Figure 2006222743
Figure 2006222743

このときの加算では、各送信系統の信号系列（信号系列加算記憶手段）を参考にして累積加算メトリックが計算される。   In addition at this time, a cumulative addition metric is calculated with reference to a signal sequence (signal sequence addition storage means) of each transmission system.

以降、順次繰り返し、１送信系統までの信号が全て推定され、全送信系統の信号系列と累積加算メトリックとが計算されるまで繰り返される。この様子を図１に示す。この場合には、Ｎ送信系統における送信信号の候補数を３２、Ｎ−１送信系統における送信信号の候補数を１６、最後に、最上位である１送信系統における候補数を２としている。このように本発明では、順次、送信信号の候補数を減算した上でメトリックを演算する。また、この演算は、最後に行う必要は無く、各送信系統の演算において計算を行い、メトリックを累積加算して行くことが可能である。したがって、メトリック演算に伴う遅延時間を短縮することが可能であり、遅延時間が大きく影響するスループットの低下も抑えることが可能である。   Subsequently, all the signals up to one transmission system are sequentially estimated, and the process is repeated until the signal sequences of all the transmission systems and the cumulative addition metric are calculated. This is shown in FIG. In this case, the number of transmission signal candidates in the N transmission system is 32, the number of transmission signal candidates in the N-1 transmission system is 16, and finally, the number of candidates in the highest transmission system is 2. As described above, in the present invention, the metric is calculated after sequentially subtracting the number of transmission signal candidates. Further, this calculation need not be performed at the end, but can be performed by calculating each transmission system and accumulating metrics. Therefore, it is possible to reduce the delay time associated with the metric calculation, and it is possible to suppress a decrease in throughput that greatly affects the delay time.

さらに、本発明では、最終的な送信信号系列の推定が行われる（最尤推定手段）。具体的には、各送信系統の信号系列の候補（信号系列加算記憶手段）と、これに対応した累積加算メトリック（メトリック加算記憶手段）の中で最も小さい値を示す送信信号系列とを送信信号系列として出力する。   Furthermore, in the present invention, the final transmission signal sequence is estimated (maximum likelihood estimation means). Specifically, a signal sequence candidate (signal sequence addition storage unit) of each transmission system and a transmission signal sequence indicating the smallest value among the corresponding cumulative addition metrics (metric addition storage unit) are transmitted signals. Output as a series.

以上説明したように、発明では、従来技術で必要であった膨大なレプリカ信号の生成を大幅に削減可能である。従来技術で、Ｍ×ｍＮ×Ｎだけ必要であった複素乗算回数が、本発明では、最大の演算回数が（６４＋６４２＋……＋６４Ｎ）と大幅に削減可能であり、さらに、干渉信号を逐次演算させるのではなく、干渉信号を記憶させる場合には、（１＋２＋……＋Ｎ）×ｍと大幅に削減が可能である。例えば、通常は、Ｎ＝４送信系統場合には、ｍ＝６４である６４ＱＡＭを用いた場合において、３２＋８＋２＋１程度の候補数で運用が可能である。この場合には、例えば、３２＋（３２＋１６）＋（３２＋１６＋８）＋（３２＋１６＋８＋１）＝７８個程度の複素乗算回数まで大幅に削減が可能である。 As described above, according to the present invention, it is possible to greatly reduce the generation of a huge amount of replica signals that are necessary in the prior art. In the present invention, the number of complex multiplications required by M × m N × N in the prior art can be greatly reduced to (64 + 64 2 +... +64 N ) in the present invention. Can be significantly reduced to (1 + 2 +... + N) × m when interference signals are stored instead of sequentially calculating. For example, normally, in the case of N = 4 transmission systems, when 64QAM with m = 64 is used, operation can be performed with the number of candidates of about 32 + 8 + 2 + 1. In this case, for example, the number of complex multiplications can be significantly reduced to about 32+ (32 + 16) + (32 + 16 + 8) + (32 + 16 + 8 + 1) = 78.

さらに、上述したように従来技術で必要であった送信信号の探索に必要な信号点距離の演算をＭ×ｍＮから、最も削減が少ない場合で、ｍ×Ｎまで削減が可能である。本発明の信号点距離演算回数は、最大でｍ×Ｎ通りである。例えば、Ｎ＝４送信系統場合には、ｍ＝６４である６４ＱＡＭを用いた場合において、３２×８×２×１＝５１２通り程度まで大幅に削減が可能である。 Furthermore, as described above, the calculation of the signal point distance necessary for the search for the transmission signal, which was necessary in the prior art, can be reduced from M × m N to m × N when the reduction is the smallest. The maximum number of signal point distance calculations of the present invention is m × N. For example, in the case of N = 4 transmission systems, when 64QAM with m = 64 is used, the number can be significantly reduced to about 32 × 8 × 2 × 1 = 512.

当然、この信号探索数は総数であり、実際の演算は各送信系統のメトリック演算毎に信号距離の演算を行う。したがって、各送信系統の演算に使用する複素乗算器を共有することが当然可能である。   Naturally, the number of signal searches is the total number, and the actual calculation is performed for the signal distance for each metric calculation of each transmission system. Therefore, it is naturally possible to share the complex multiplier used for the calculation of each transmission system.

一方、本発明の特性向上を図る更なる構成として、各チャネル推定結果を用いて、受信アンテナから入力された受信信号の受信ＳＮＲ（signal to noise ratio）、ＳＮＩＲ（signal to noise and interference ratio）、あるいは受信電力に応じて送信信号系統に応じた重み付け手法等を適用することも可能である（重み付け手段）。具体的には、ＳＮＲ等に応じて推定チャネル行列の列ベクトルを入れ替える演算を行う。変換行列を数式（２１）のようにＭ×Ｍ行列であるＡとすると、以下の推定チャネル行列の列ベクトルを入れ替える演算を行い、受信ＳＮＲの高い送信系統から送信信号の推定を行うことが可能になる。ここでは、Ｎ＝４、Ｍ＝４の場合に各送信系統の受信ＳＮＲが高い順に「１，２，３，４」の順である場合には、以下のように示される。   On the other hand, as a further configuration for improving the characteristics of the present invention, using each channel estimation result, a received SNR (signal to noise ratio), SNIR (signal to noise and interference ratio) of a received signal input from a receiving antenna, Alternatively, it is also possible to apply a weighting method or the like according to the transmission signal system according to the received power (weighting means). Specifically, an operation for replacing the column vectors of the estimated channel matrix according to the SNR and the like is performed. Assuming that the transformation matrix is A which is an M × M matrix as shown in Equation (21), it is possible to perform an operation to replace the column vectors of the estimated channel matrix below, and to estimate a transmission signal from a transmission system having a high reception SNR. become. Here, in the case of N = 4 and M = 4, when the reception SNR of each transmission system is in the order of “1, 2, 3, 4” in the descending order, the following is shown.

Figure 2006222743
Figure 2006222743

この重み付けを用いる場合には、数式（５）は、変換行列Ａを用いて数式（２２）のように変形して示すことができる。   When this weighting is used, Equation (5) can be transformed into Equation (22) using the transformation matrix A.

Figure 2006222743
Figure 2006222743

この数式（２２）の意味は、ＨＡにより列ベクトルを入れ替え、ＳＮＲが高い順番に右から並べている。また、ＨＡ×Ｔにより、送信信号ベクトルのＳＮＲの高い順番に下から並べ変えを行っている。このように、ＳＮＲに基づく重み付けが行われた場合には、推定チャネル行列をＨではなく、数式（２３）に示すように、ＨＡとしてＱＲ分解を行うことが可能である。 The meaning of this equation (22) is that the column vectors are replaced by HA, and are arranged from the right in the order of higher SNR. In addition, rearrangement is performed from the bottom in order of increasing SNR of the transmission signal vector by H A × T. As described above, when weighting based on SNR is performed, QR decomposition can be performed using HA as an HA as shown in Expression (23) instead of H as an estimated channel matrix.

Figure 2006222743
Figure 2006222743

その後の演算手順は、重み付けを用いない場合と同様であり、数式（２４）に示すことが可能である。   The subsequent calculation procedure is the same as that in the case where weighting is not used, and can be expressed by Equation (24).

Figure 2006222743
Figure 2006222743

この重み付け処理を用いることで、送信信号候補の絞込みの推定精度が向上する。その結果、全体の推定候補送信信号が減少でき、回路規模の削減が可能となる。   By using this weighting process, the estimation accuracy for narrowing down transmission signal candidates is improved. As a result, the entire estimated candidate transmission signal can be reduced, and the circuit scale can be reduced.

また、この場合には、最尤推定にて最終的に推定された送信信号は、信号処理上、ＳＮＲ並び替えを行った後の信号であり、実際の送信系統に応じた送信信号ではない。最後の推定送信信号ＡＨ×Ｔを検出した後に、数式（２５）に示すように変換行列Ａを乗算し、正しい送信信号の並び替えを行い、推定送信信号Ｔの出力を行う（信号並び替え手段）。 In this case, the transmission signal finally estimated by the maximum likelihood estimation is a signal after the SNR rearrangement in signal processing, and is not a transmission signal corresponding to the actual transmission system. After the final estimated transmission signal A H × T is detected, the transformation matrix A is multiplied as shown in Equation (25), the correct transmission signal is rearranged, and the estimated transmission signal T is output (signal rearrangement). means).

Figure 2006222743
Figure 2006222743

このように、本発明に適用する重み付け手法は、受信信号のＳＮＲ、あるいはＳＮＩＲに応じて、伝達関数行列の列ベクトルを入れ替える演算を行う回路で簡易に実現される（重み付け手段）。さらに、本発明の更なる構成として、数式（１３）、数式（１９）、数式（２０）のような各送信系統のメトリック演算を行わずに、最終段においてメトリックを演算する構成も当然考えられる。   As described above, the weighting method applied to the present invention is easily realized by a circuit that performs an operation of replacing the column vector of the transfer function matrix according to the SNR or SNIR of the received signal (weighting means). Furthermore, as a further configuration of the present invention, a configuration in which a metric is calculated in the final stage without performing a metric calculation of each transmission system such as Formula (13), Formula (19), and Formula (20) is naturally conceivable. .

例えば、通常は、Ｎ＝４送信系統の場合には、ｍ＝６４である６４ＱＡＭを用いた場合において、３２＋（３２＋１６）＋（３２＋１６＋８）＋（３２＋１６＋８＋１）＝７８程度の候補数で、本発明は運用が可能である。この場合には、最終段である１送信系統の信号候補が推定された時点で、３２×８×２×１のメトリック演算を行い（複数信号系列メトリック演算手段）、この結果を用いて最終段にて最もメトリックの少ない送信信号系列を推定結果として出力する（最尤推定手段）。この場合には、メトリックの累積加算に伴う送信信号候補とメトリックとの関係を維持する制御動作、および、制御信号等の処理を不要とすることを特徴とする。   For example, normally, in the case of N = 4 transmission system, when 64QAM with m = 64 is used, the number of candidates is about 32+ (32 + 16) + (32 + 16 + 8) + (32 + 16 + 8 + 1) = 78. Operation is possible. In this case, 32 × 8 × 2 × 1 metric calculation is performed (multiple signal sequence metric calculation means) at the time when a signal candidate of one transmission system as the final stage is estimated, and the final stage is used using this result. The transmission signal sequence with the smallest metric is output as an estimation result (maximum likelihood estimation means). In this case, the control operation for maintaining the relationship between the transmission signal candidate and the metric accompanying the cumulative addition of the metric and the processing of the control signal and the like are unnecessary.

さらに、本発明では、各送信系統毎に、数式（１０）、数式（１５）等で示されるように、過去の送信信号に基づいて送信信号を推定する。そして、数式（１０）、数式（１５）等で得られた送信信号の推定結果を用いて、数式（１１）、数式（１６）で示される送信信号の候補の絞込みを行う。したがって、本発明の各送信系統の推定信号は、所望の送信系統の情報だけではなく、過去の送信系統の信号に当然依存している。具体的には、数式（１５）では、Ｎ−１送信系統のｔＮ−１の推定に、ｈａｔ［ｔＮ（ｌＮ）］で示される１つ前のＮ系統の送信信号を用いることが示されている。つまり、ｈａｔ［ｔＮ（ｌＮ）］］の異なるｌＮ毎に応じて個別にｔＮ−１が求められることになる。 Furthermore, in the present invention, the transmission signal is estimated based on the past transmission signal for each transmission system, as represented by Equation (10), Equation (15), and the like. Then, using the transmission signal estimation results obtained by Equation (10), Equation (15), etc., the transmission signal candidates indicated by Equation (11) and Equation (16) are narrowed down. Therefore, the estimated signal of each transmission system of the present invention naturally depends not only on the information on the desired transmission system but also on the signals of the past transmission system. Specifically, in Equation (15), the transmission signal of the previous N systems indicated by hat [t N (l N )] is used for estimating t N−1 of the N−1 transmission system. It is shown. That is, t N−1 is obtained individually for each l N having different hat [t N (l N )]].

Ｂ．第１実施形態
次に、本発明の第１実施形態について説明する。
Ｂ−１．第１実施形態の構成
図２は、本発明の第１実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。チャネル推定回路１０１は、受信パケット信号Ｓ１０１のＭＩＭＯプリアンブル信号を用いて各送受信アンテナ間の伝達関数のチャネル推定を行う。推定チャネル行列生成回路１０２は、上記チャネル推定結果を用いて推定チャネル行列Ｈの生成を行う。ＱＲ分解回路１０３は、推定チャネル行列のユニタリ・三角化（ＱＲ）分解を数式（５）に示すように行う。複素共役転置演算回路１０４は、ユニタリ行列Ｑについて各行列要素の複素共役演算を行うとともに、その行列の転置演算処理を行う。 B. First Embodiment Next, a first embodiment of the present invention will be described.
B-1. Configuration of First Embodiment FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a spatial multiplexing signal detection circuit according to the first embodiment of the present invention. The channel estimation circuit 101 performs channel estimation of the transfer function between the transmitting and receiving antennas using the MIMO preamble signal of the received packet signal S101. The estimated channel matrix generation circuit 102 generates an estimated channel matrix H using the channel estimation result. The QR decomposition circuit 103 performs unitary and triangulation (QR) decomposition of the estimated channel matrix as shown in Equation (5). The complex conjugate transpose operation circuit 104 performs a complex conjugate operation of each matrix element on the unitary matrix Q and performs a transpose operation process of the matrix.

行列乗算回路１０５は、ＱＲ分解で得られたユニタリ行列の複素共役転置行列であるＱＨを受信パケット信号Ｓ１０１に対して左側から乗算を行う。乗算結果記憶回路１０６は、行列乗算回路１０５の演算結果である列ベクトルＺ＝［ｚ１，ｚ２，…，ｚＭ］Ｔを記憶する。送信信号推定回路１０７は、乗算結果記憶回路１０６に記憶されている列ベクトルＺの各要素Ｓ１０７から他送信系統の干渉信号Ｓ１１６を減算し、ＱＲ分解回路１０３から出力されるＮ行ベクトルに対応した上三角行列Ｒの所望の送信系統の各行列要素Ｓ１０８を用いて所定の除算処理を行うことで送信信号の軟判定の推定を行う。但し、最下レイヤである送信系統Ｎの場合には、干渉信号生成回路１１４からの他送信系統の干渉信号を考慮する必要はない。 Matrix multiplication circuit 105 performs multiplication from the left side of Q H is the complex conjugate transpose matrix of the resulting unitary matrix by QR decomposition on the received packet signal S101. The multiplication result storage circuit 106 stores a column vector Z = [z 1 , z 2 ,..., Z M ] T that is an operation result of the matrix multiplication circuit 105. The transmission signal estimation circuit 107 subtracts the interference signal S116 of the other transmission system from each element S107 of the column vector Z stored in the multiplication result storage circuit 106, and corresponds to the N row vector output from the QR decomposition circuit 103. By performing a predetermined division process using each matrix element S108 of the desired transmission system of the upper triangular matrix R, the soft decision of the transmission signal is estimated. However, in the case of the transmission system N that is the lowest layer, it is not necessary to consider the interference signal of the other transmission system from the interference signal generation circuit 114.

送信信号生成回路１０８は、送信信号として送信される可能性のある送信信号Ｓ１０９を生成する。送信信号点距離演算回路１０９は、軟判定の推定結果Ｓ１１０と送信信号Ｓ１０９との信号点距離を算出する。複数送信信号候補絞込み回路１１０は、信号点距離の小さい方から複数の送信信号候補Ｓ１１２を選択する。送信信号系列記憶回路１１１は、この複数送信信号候補Ｓ１１２、各送信系統の履歴を記憶する。複数送信信号候補メトリック演算回路１１２は、ＱＲ分解回路１０３から出力される上三角行列のＮ行ベクトルに対応した構成要素信号Ｓ１０８と複数の送信信号候補Ｓ１１２とを乗算してレプリカ信号を生成し、乗算結果記憶回路１０６に記憶されているＮ送信系統の各要素Ｓ１０７からレプリカ信号を減算してＮ送信系統のメトリックを算出する。メトリック加算記憶回路１１３は、送信信号系列記憶回路１１１に記憶された送信信号系列Ｓ１１５に応じてＮ送信系統のメトリックＳ１１３を累積加算してＮ送信系統のメトリックとして記憶する。   The transmission signal generation circuit 108 generates a transmission signal S109 that may be transmitted as a transmission signal. The transmission signal point distance calculation circuit 109 calculates the signal point distance between the soft decision estimation result S110 and the transmission signal S109. The plurality of transmission signal candidate narrowing circuits 110 select a plurality of transmission signal candidates S112 from the one with the smaller signal point distance. The transmission signal sequence storage circuit 111 stores the plurality of transmission signal candidates S112 and the history of each transmission system. The multiple transmission signal candidate metric calculation circuit 112 multiplies the component signal S108 corresponding to the N row vector of the upper triangular matrix output from the QR decomposition circuit 103 and the multiple transmission signal candidates S112 to generate a replica signal, The replica signal is subtracted from each element S107 of the N transmission system stored in the multiplication result storage circuit 106 to calculate the metric of the N transmission system. The metric addition storage circuit 113 cumulatively adds the metrics S113 of the N transmission systems according to the transmission signal sequence S115 stored in the transmission signal sequence storage circuit 111, and stores the result as a metric of the N transmission systems.

干渉信号生成回路１１４は、送信信号系列記憶回路１１１に記憶されている送信信号系列の候補Ｓ１１５と、ＱＲ分解回路１０３から出力される上三角行列のＮ−１行ベクトルに対応した行列要素Ｓ１０８とに従って、上述したＮ−１より大きい送信系統のレプリカＳ１１６を生成する。最尤推定回路１１５は、最もメトリックが小さい推定送信系列Ｓ１１７を出力する。送信信号系列記憶回路１１１に記憶されている送信信号系列の候補Ｓ１１５と、これに対応した送信信号系列毎メトリック加算記憶回路１１３に記憶されている累積加算されたＮ送信系統のメトリックＳ１１４との中で最も小さい値を示す送信信号系列を最終的な送信信号系列として出力する。   The interference signal generation circuit 114 includes a transmission signal sequence candidate S115 stored in the transmission signal sequence storage circuit 111, a matrix element S108 corresponding to the N−1 row vector of the upper triangular matrix output from the QR decomposition circuit 103, and Thus, the replica S116 of the transmission system larger than the above-described N-1 is generated. The maximum likelihood estimation circuit 115 outputs an estimated transmission sequence S117 having the smallest metric. Among the transmission signal sequence candidates S115 stored in the transmission signal sequence storage circuit 111, and the metric S114 of the N transmission systems accumulated and stored in the transmission signal sequence metric addition storage circuit 113 corresponding thereto. The transmission signal sequence showing the smallest value is output as the final transmission signal sequence.

Ｂ−１．第１実施形態の動作
次に、上述した第１実施形態の動作について説明する。受信信号Ｓ１０１はチャネル推定回路１０１に入力される。チャネル推定回路１０１では、受信信号の中でＭＩＭＯプリアンブル信号、あるいは既存システムのプリアンブル信号を利用して各送受信アンテナ間の伝搬路の歪を推定する。推定された歪Ｓ１０２は、推定チャネル行列生成回路１０２に入力され、推定チャネル行列Ｓ１０３として出力される。ＱＲ分解回路１０３では、推定チャネル行列Ｓ１０３に対してＱＲ分解演算を行い、ユニタリ行列Ｑと上三角行列を含む行列Ｒへの分解を行う。ユニタリ行列Ｓ１０４は、複素共役転置演算回路１０４へ入力される。 B-1. Operation of First Embodiment Next, the operation of the first embodiment described above will be described. Received signal S101 is input to channel estimation circuit 101. The channel estimation circuit 101 estimates the propagation path distortion between the transmitting and receiving antennas using the MIMO preamble signal or the preamble signal of the existing system in the received signal. The estimated distortion S102 is input to the estimated channel matrix generation circuit 102 and output as the estimated channel matrix S103. The QR decomposition circuit 103 performs a QR decomposition operation on the estimated channel matrix S103, and performs decomposition into a matrix R including a unitary matrix Q and an upper triangular matrix. The unitary matrix S104 is input to the complex conjugate transpose circuit 104.

複素共役転置演算回路１０４では、ユニタリ行列Ｑについて各行列要素の複素共役演算を行うとともに、その行列の転置演算処理を行い、ユニタリ行列の複素共役転置行列Ｓ１０５として出力する。行列乗算回路１０５では、入力された受信信号Ｓ１０１に対して、受信信号を列ベクトル表記とした下で左側から複素共役転置行列Ｓ１０５を乗算する。該乗算結果Ｓ１０６は、１シンボル時間に渡り乗算結果記憶回路１０６に記憶される。   The complex conjugate transpose operation circuit 104 performs complex conjugate computation of each matrix element on the unitary matrix Q, performs transposition computation processing of the matrix, and outputs the result as a complex conjugate transpose matrix S105 of the unitary matrix. The matrix multiplication circuit 105 multiplies the input received signal S101 by the complex conjugate transpose matrix S105 from the left side with the received signal in column vector notation. The multiplication result S106 is stored in the multiplication result storage circuit 106 for one symbol time.

その後、信号検出回路の信号処理動作は信号検出に移行する。まず、最下レイヤであるＮ送信系統の送信信号を推定する。送信信号推定回路１０７では、乗算結果記憶回路１０６に記憶された数式（８）で示されるＮ送信系統の要素Ｓ１０７に対して、ＱＲ分解回路１０３から出力されるＮ行ベクトルに対応した上三角行列の構成要素Ｓ１０８を用いた除算演算を行うことで、送信信号の軟判定の推定が行われ、推定信号Ｓ１１０として出力される。   Thereafter, the signal processing operation of the signal detection circuit shifts to signal detection. First, the transmission signal of the N transmission system which is the lowest layer is estimated. In the transmission signal estimation circuit 107, an upper triangular matrix corresponding to the N-row vector output from the QR decomposition circuit 103 with respect to the element S107 of the N transmission system indicated by the mathematical expression (8) stored in the multiplication result storage circuit 106. By performing the division operation using the component S108, the soft decision of the transmission signal is estimated and output as the estimated signal S110.

一方、送信信号生成回路１０８からは、送信信号として送信される可能性のある送信信号Ｓ１０９が出力され、送信信号点距離演算回路１０９にて、推定信号Ｓ１１０と送信信号Ｓ１０９との信号点に基づいた信号点距離演算が行われる。信号点距離信号Ｓ１１１は、複数送信信号候補絞込み回路１１０に入力される。複数送信信号候補絞込み回路１１０では、信号点距離の小さい方から複数の送信信号候補Ｓ１１２を選択する。この複数送信信号候補Ｓ１１２は、送信信号記憶回路１１１に各送信系統の情報共に記憶される。   On the other hand, a transmission signal S109 that may be transmitted as a transmission signal is output from the transmission signal generation circuit 108, and the transmission signal point distance calculation circuit 109 outputs a signal point between the estimated signal S110 and the transmission signal S109. The signal point distance calculation is performed. The signal point distance signal S111 is input to the multiple transmission signal candidate narrowing circuit 110. The multiple transmission signal candidate narrowing circuit 110 selects a plurality of transmission signal candidates S112 from the one with the smaller signal point distance. The plurality of transmission signal candidates S112 are stored in the transmission signal storage circuit 111 together with information on each transmission system.

さらに、複数送信信号候補メトリック演算回路１１２では、まず、ＱＲ分解回路１０３から出力される上三角行列のＮ行ベクトルに対応した構成要素Ｓ１０８と複数の送信信号候補Ｓ１１２との乗算によってレプリカ信号が生成され、乗算結果記憶回路１０６に記憶された数式（８）で示されるＮ送信系統の要素Ｓ１０７からレプリカ信号の減算が行われ、Ｎ送信系統のメトリックＳ１１３が算出される。そして、Ｎ送信系統のメトリックＳ１１３は、送信信号系列記憶回路１１１に記憶された送信信号系列信号Ｓ１１５に応じてメトリック加算記憶回路１１３にＮ送信系統のメトリックとして記憶される。   Furthermore, in the multiple transmission signal candidate metric calculation circuit 112, first, a replica signal is generated by multiplication of the component S108 corresponding to the N-row vector of the upper triangular matrix output from the QR decomposition circuit 103 and the multiple transmission signal candidates S112. Then, the replica signal is subtracted from the element S107 of the N transmission system indicated by the mathematical formula (8) stored in the multiplication result storage circuit 106, and the metric S113 of the N transmission system is calculated. The metric S113 of the N transmission system is stored as a metric of the N transmission system in the metric addition storage circuit 113 in accordance with the transmission signal sequence signal S115 stored in the transmission signal sequence storage circuit 111.

次に、信号検出処理動作は、Ｎ−１送信系統に移行する。Ｎ−１送信系統の推定には、Ｎ−１より大きい、例えばＮ送信系統の干渉信号を除去する必要がある。送信信号系列記憶回路１１１に記憶されたＮ送信系統の複数の送信信号Ｓ１１５が干渉信号生成回路１１４に入力され、併せてＱＲ分解回路１０３から出力される上三角行列のＮ−１行ベクトルに対応した構成要素Ｓ１０８も干渉信号生成回路１１４に入力される。干渉信号生成回路114では、Ｎ−１より大きい送信系統のレプリカ信号が生成される。その後は、Ｎ送信系統と同じように信号推定が行われる。Ｎ送信系統の信号処理とＮ−１の送信系統の信号処理との主たる差分は、干渉信号生成回路から出力されるレプリカ信号Ｓ１１６を用いるか否かの違いだけである。   Next, the signal detection processing operation shifts to the N-1 transmission system. For the estimation of the N-1 transmission system, it is necessary to remove interference signals larger than N-1, for example, the N transmission system. A plurality of transmission signals S115 of N transmission systems stored in the transmission signal sequence storage circuit 111 are input to the interference signal generation circuit 114 and correspond to the N−1 row vector of the upper triangular matrix output from the QR decomposition circuit 103 together. The component S108 is also input to the interference signal generation circuit 114. In the interference signal generation circuit 114, a replica signal of a transmission system larger than N-1 is generated. Thereafter, signal estimation is performed in the same manner as in the N transmission system. The main difference between the signal processing of the N transmission system and the signal processing of the N-1 transmission system is only a difference in whether or not the replica signal S116 output from the interference signal generation circuit is used.

送信信号推定回路１０７では、乗算結果記憶回路１０６に記憶された数式（８）で示されるＮ−１送信系統の要素Ｓ１０７から、干渉信号生成回路１１４の出力であるＮ送信系統に対応したレプリカＳ１１６が減算される。さらに、この減算結果に対してＱＲ分解回路１０３から出力されるＮ−１行ベクトルに対応した上三角行列の構成要素Ｓ１０８が除算され、送信信号の軟判定の推定が行われ、Ｎ−１送信系統の推定信号Ｓ１１０として出力される。   In the transmission signal estimation circuit 107, the replica S116 corresponding to the N transmission system, which is the output of the interference signal generation circuit 114, from the element S107 of the N-1 transmission system represented by the mathematical expression (8) stored in the multiplication result storage circuit 106. Is subtracted. Further, the component S108 of the upper triangular matrix corresponding to the N−1 row vector output from the QR decomposition circuit 103 is divided with respect to the subtraction result, the soft decision of the transmission signal is estimated, and N−1 transmission is performed. It is output as a system estimation signal S110.

一方、送信信号生成回路１０８からは、送信信号として送信される可能性のある送信信号Ｓ１０９が出力され、送信信号点距離演算回路１０９にて、推定信号Ｓ１１０と送信信号Ｓ１０９との信号点に基づいた信号点距離演算が行われる。信号点距離信号Ｓ１１１は、複数送信信号候補絞込み回路１１０に入力される。複数送信信号候補絞込み回路１１０では、信号点距離の小さい方から複数の送信信号候補Ｓ１１２が選択される。このときに、推定処理が行われている送信系統数が上がるに連れて複数の送信信号候補数を削減することも当然可能になる。この送信信号候補Ｓ１１１は、送信信号記憶回路１１１に各送信系統の情報共に記憶される。具体的には、Ｎ−１送信系統の送信信号候補として記憶される。   On the other hand, a transmission signal S109 that may be transmitted as a transmission signal is output from the transmission signal generation circuit 108, and the transmission signal point distance calculation circuit 109 outputs a signal point between the estimated signal S110 and the transmission signal S109. The signal point distance calculation is performed. The signal point distance signal S111 is input to the multiple transmission signal candidate narrowing circuit 110. In the multiple transmission signal candidate narrowing circuit 110, a plurality of transmission signal candidates S112 are selected from the one with the smaller signal point distance. At this time, it is naturally possible to reduce the number of transmission signal candidates as the number of transmission systems on which estimation processing is performed increases. This transmission signal candidate S111 is stored in the transmission signal storage circuit 111 together with information on each transmission system. Specifically, it is stored as a transmission signal candidate for the N-1 transmission system.

さらに、複数送信信号候補メトリック演算回路１１２では、数式（１９）に示すように、干渉信号生成回路１１４の出力であるＮ送信系統に対応したレプリカＳ１１６と、ＱＲ分解回路１０３から出力される上三角行列のＮ−１行ベクトルに対応した構成要素Ｓ１０８と、複数の送信信号候補Ｓ１１２とを乗算し、次に、乗算結果記憶回路１０６に記憶されている、数式（８）で示されるＮ−１送信系統の要素Ｓ１０７から上記各レプリカを減算してＮ−１送信系統のメトリックＳ１１３が算出される。   Further, in the multiple transmission signal candidate metric calculation circuit 112, as shown in the equation (19), the replica S116 corresponding to the N transmission system, which is the output of the interference signal generation circuit 114, and the upper triangle output from the QR decomposition circuit 103 The component S108 corresponding to the N-1 row vector of the matrix is multiplied by a plurality of transmission signal candidates S112, and then stored in the multiplication result storage circuit 106 as N-1 shown by the equation (8). The metric S113 of the N-1 transmission system is calculated by subtracting each replica from the transmission system element S107.

そして、メトリック加算記憶回路１１３には、Ｎ−１送信系統のメトリックＳ１１３が送信信号系列記憶回路１１１に記憶された送信信号系列Ｓ１１５に応じてＮ−１送信系統のメトリックとして記憶される。このメトリックの記憶の際には、Ｎ送信系統のメトリックにＮ−１送信系統のメトリックが履歴を考慮した形で累積加算メトリックとして記憶される。このように、順次、１送信系統の送信信号を推定するまでこの処理が繰り返される。最後に送信信号系列Ｓ１１５と送信信号系列の累積メトリックＳ１１４とが最尤推定回路１１５に入力され、最もメトリックが小さい推定送信系列Ｓ１１７が出力される。   The metric addition storage circuit 113 stores the metric S113 of the N-1 transmission system as a metric of the N-1 transmission system according to the transmission signal sequence S115 stored in the transmission signal sequence storage circuit 111. When storing this metric, the metric of the N-1 transmission system is stored as the cumulative addition metric in consideration of the history in the metric of the N transmission system. In this way, this process is repeated sequentially until a transmission signal of one transmission system is estimated. Finally, transmission signal sequence S115 and cumulative metric S114 of the transmission signal sequence are input to maximum likelihood estimation circuit 115, and estimated transmission sequence S117 having the smallest metric is output.

Ｃ．第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本第２実施形態は、上述した第１実施形態に対して、ＱＲ分解の前に送信系統に応じた重み付けを行うことにより、信号検出の推定精度を向上させることを特徴としている。さらに、出力される推定送信信号系列の入れ替えを行う。 C. Second Embodiment Next, a second embodiment of the present invention will be described. The second embodiment is characterized in that the estimation accuracy of signal detection is improved by performing weighting according to the transmission system before QR decomposition with respect to the first embodiment described above. Further, the estimated transmission signal sequence to be output is replaced.

Ｃ−１．第２実施形態の構成
図３は、本発明の第２実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。なお、図２に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。推定チャネル行列重み付け回路２１６は、チャネル推定回路１０１から出力される送信系列の重み付けに用いる情報信号Ｓ２１８に従って、推定チャネル行列生成回路１０２から出力された推定チャネル行列Ｓ１０３に対して重み付けし、該重み付けがなされた推定チャネル行列Ｓ２２１としてＱＲ分解回路１０３に供給する。出力信号入れ替え回路２１７は、上記重み付けに用いる情報信号Ｓ２１８に従って適切な送信信号系列の順番になるように並び替えを行う。 C-1. Configuration of Second Embodiment FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a spatial multiplexing signal detection circuit according to a second embodiment of the present invention. It should be noted that parts corresponding to those in FIG. The estimation channel matrix weighting circuit 216 weights the estimation channel matrix S103 output from the estimation channel matrix generation circuit 102 according to the information signal S218 used for weighting the transmission sequence output from the channel estimation circuit 101, and the weighting is performed. The estimated channel matrix S 221 is supplied to the QR decomposition circuit 103. The output signal replacement circuit 217 performs rearrangement so that an appropriate transmission signal sequence is obtained in accordance with the information signal S218 used for the weighting.

Ｃ−２．第２実施形態の動作
次に、本発明の第２実施形態について説明する。なお、以下では、第１実施形態との差分のみについて説明する。推定チャネル行列生成回路１０２から出力された推定チャネル行列Ｓ１０３は、推定チャネル行列重み付け回路２１６に入力される。さらに、チャネル推定回路１０１から出力される送信系列の重み付けに用いる情報信号Ｓ２１８も入力される。推定チャネル行列重み付け回路２１６では、送信系統のＳＮＲ等に基づいた推定チャネル行列の列ベクトルの並び替えが行われる。重み付けされた推定チャネル行列Ｓ２２１は、ＱＲ分解回路１０３に供給される。一方、最尤推定回路１１５から得られた推定送信系列Ｓ２１７は、並び替え回路２１７において、送信系列の重み付けに用いる情報信号Ｓ２１８に基づいて適切な送信信号系列の順番に並び替えられる。その他の動作は、上述した第１実施形態と同じ動作である。 C-2. Operation of Second Embodiment Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the following, only differences from the first embodiment will be described. The estimated channel matrix S103 output from the estimated channel matrix generation circuit 102 is input to the estimated channel matrix weighting circuit 216. Further, an information signal S218 used for weighting the transmission sequence output from the channel estimation circuit 101 is also input. The estimated channel matrix weighting circuit 216 rearranges the column vectors of the estimated channel matrix based on the SNR and the like of the transmission system. The weighted estimated channel matrix S221 is supplied to the QR decomposition circuit 103. On the other hand, the estimated transmission sequence S217 obtained from the maximum likelihood estimation circuit 115 is rearranged in the order of the appropriate transmission signal sequence based on the information signal S218 used for weighting the transmission sequence in the rearrangement circuit 217. Other operations are the same as those in the first embodiment described above.

Ｄ．第３実施形態
次に、本発明の第３実施形態について説明する。本第３実施形態は、上述した第１実施形態に対して、メトリックの計算を各送信系統にて行うのではなく、推定送信信号系列が得られた時点で最後にメトリックの演算を行うことを特徴としている。 D. Third Embodiment Next, a third embodiment of the present invention will be described. Compared to the first embodiment described above, the third embodiment does not calculate the metrics in each transmission system, but calculates the metrics at the end when the estimated transmission signal sequence is obtained. It is a feature.

Ｄ−１．第３実施形態の構成
図４は、本発明の第３実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。なお、図２に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本第３実施形態では、複数送信信号系列メトリック演算回路３１６にてメトリックＳ３１３を算出し、該メトリックＳ３１３を、直接、最尤推定回路１１５へ入力する。したがって、この場合、各送信系統のメトリックを累積加算するメトリック加算記憶回路１１３は用いられない。 D-1. Configuration of Third Embodiment FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a spatial multiplexing signal detection circuit according to a third embodiment of the present invention. It should be noted that parts corresponding to those in FIG. In the third embodiment, the metric S313 is calculated by the multiple transmission signal series metric calculation circuit 316, and the metric S313 is directly input to the maximum likelihood estimation circuit 115. Therefore, in this case, the metric addition storage circuit 113 that cumulatively adds the metrics of each transmission system is not used.

Ｄ−２．第３実施形態の動作
次に、本第３実施形態において、特に、複数送信信号系列メトリック演算回路３１６の動作について、数式（１９）を参照して説明する。数式（１９）では、各送信系統のメトリックを導出しているが、これと同様の演算手法で全送信系統に渡る推定送信系列からメトリックを算出する。例えば、数式（１９）の演算がＮ＝２の２送信系統の場合であると仮定すると、本第３実施形態におけるメトリック演算になる。干渉信号生成回路１０４の出力信号であるＮ（＝２）送信系統に対応したレプリカＳ１１６、および、ＱＲ分解回路１０３から出力される上三角行列のＮ−１（＝１）行ベクトルに対応した構成要素Ｓ１０８と送信信号系列候補Ｓ１１５との乗算結果がＮ−１送信系統のレプリカ信号として算出される。次に、乗算結果記憶回路１０６に記憶されたＮ−１（＝２）送信系統の要素Ｓ１０７から上記各レプリカ信号を減算してＮ−１送信系統のメトリックが算出される。これを推定送信信号系列のメトリックとして最尤推定回路１１５に入力し、最もメトリックの小さい送信信号系列を選択する。その他の動作は、前述した第１実施形態と同じ動作である。 D-2. Operation of Third Embodiment Next, in the third embodiment, the operation of the multiple transmission signal series metric calculation circuit 316 will be described with reference to Equation (19). In Equation (19), the metric of each transmission system is derived, but the metric is calculated from the estimated transmission sequence over all transmission systems by the same calculation method. For example, assuming that the calculation of Expression (19) is a case of two transmission systems with N = 2, the metric calculation in the third embodiment is performed. Configuration corresponding to the replica S116 corresponding to the N (= 2) transmission system, which is the output signal of the interference signal generation circuit 104, and the N-1 (= 1) row vector of the upper triangular matrix output from the QR decomposition circuit 103 The multiplication result of element S108 and transmission signal sequence candidate S115 is calculated as a replica signal of the N-1 transmission system. Next, the replica signal is subtracted from the element S107 of the N-1 (= 2) transmission system stored in the multiplication result storage circuit 106 to calculate the metric of the N-1 transmission system. This is input to the maximum likelihood estimation circuit 115 as a metric of the estimated transmission signal sequence, and the transmission signal sequence having the smallest metric is selected. Other operations are the same as those of the first embodiment described above.

Ｅ．第４実施形態
次に、本発明の第４実施形態について説明する。本第４実施形態は、前述した第２実施形態に対して上述した第３実施形態を適用したものであり、ＱＲ分解の前に送信系統に応じた重み付けを行い、さらに、出力される推定送信信号系列の入れ替えを行う際に、メトリックの計算を各送信系統にて行うのではなく、推定送信信号系列が得られた時点で最後にメトリックの演算を行うことを特徴としている。 E. Fourth Embodiment Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. In the fourth embodiment, the third embodiment described above is applied to the second embodiment described above, weighting is performed according to the transmission system before QR decomposition, and the estimated transmission to be output is further output. When the signal series is replaced, the metric is calculated at the end of the estimated transmission signal series when the estimated transmission signal series is obtained, instead of calculating the metrics in each transmission system.

Ｅ−１．第４実施形態の構成
図５は、本発明の第４実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。なお、図３に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本第４実施形態では、複数送信信号系列メトリック演算回路３１６にてメトリックＳ３１３を算出し、該メトリックＳ３１３を、直接、最尤推定回路１１５へ入力する。したがって、この場合、各送信系統のメトリックを累積加算するメトリック加算記憶回路１１３は用いられない。 E-1. Configuration of Fourth Embodiment FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a spatial multiplexing signal detection circuit according to a fourth embodiment of the present invention. The parts corresponding to those in FIG. In the fourth embodiment, the metric S313 is calculated by the multiple transmission signal series metric calculation circuit 316, and the metric S313 is directly input to the maximum likelihood estimation circuit 115. Therefore, in this case, the metric addition storage circuit 113 that cumulatively adds the metrics of each transmission system is not used.

Ｅ−２．第４実施形態の動作
次に、本第３実施形態の動作について説明する。推定チャネル行列生成回路１０２から出力された推定チャネル行列Ｓ１０３は、推定チャネル行列重み付け回路２１６に入力される。さらに、チャネル推定回路１０１から出力される送信系列の重み付けに用いる情報信号Ｓ２１８も推定チャネル行列重み付け回路２１６に入力される。推定チャネル行列重み付け回路２１６では、送信系統のＳＮＲ等に基づいた推定チャネル行列の列ベクトルの並び替えが行われる。重み付けがなされた推定チャネル行列Ｓ２２１は、ＱＲ分解回路１０３に入力される。 E-2. Operation of Fourth Embodiment Next, the operation of the third embodiment will be described. The estimated channel matrix S103 output from the estimated channel matrix generation circuit 102 is input to the estimated channel matrix weighting circuit 216. Further, an information signal S 218 used for weighting a transmission sequence output from the channel estimation circuit 101 is also input to the estimation channel matrix weighting circuit 216. The estimated channel matrix weighting circuit 216 rearranges the column vectors of the estimated channel matrix based on the SNR and the like of the transmission system. The weighted estimated channel matrix S221 is input to the QR decomposition circuit 103.

一方、干渉信号生成回路１０４の出力信号であるＮ（＝２）送信系統に対応したレプリカＳ１１６、および、ＱＲ分解回路１０３から出力される上三角行列のＮ−１（＝１）行ベクトルに対応した構成要素Ｓ１０８と送信信号系列候補Ｓ１１５との乗算結果がＮ−１送信系統のレプリカ信号として算出される。次に、乗算結果記憶回路１０６に記憶されたＮ−１（＝２）送信系統の要素Ｓ１０７から上記各レプリカ信号を減算してＮ−１送信系統のメトリックが算出される。これを推定送信信号系列のメトリックとして最尤推定回路１１５に入力し、最もメトリックの小さい送信信号系列を選択し、推定送信系列Ｓ１１７として出力する。また、最尤推定回路１１５から得られた推定送信系列Ｓ２１７は、並び替え回路４１７において、送信系列の重み付けに用いる情報信号Ｓ２１８に基づいて適切な送信信号系列の順番に並び替えられる。その他の動作は、第２実施形態と同じ動作である。   On the other hand, it corresponds to the replica S116 corresponding to the N (= 2) transmission system, which is the output signal of the interference signal generation circuit 104, and the N-1 (= 1) row vector of the upper triangular matrix output from the QR decomposition circuit 103. The multiplication result of the constituent element S108 and the transmission signal sequence candidate S115 is calculated as a replica signal of the N-1 transmission system. Next, the replica signal is subtracted from the element S107 of the N-1 (= 2) transmission system stored in the multiplication result storage circuit 106 to calculate the metric of the N-1 transmission system. This is input to the maximum likelihood estimation circuit 115 as the metric of the estimated transmission signal sequence, and the transmission signal sequence having the smallest metric is selected and output as the estimated transmission sequence S117. Further, the estimated transmission sequence S217 obtained from the maximum likelihood estimation circuit 115 is rearranged in the order of the appropriate transmission signal sequence by the rearrangement circuit 417 based on the information signal S218 used for weighting the transmission sequence. Other operations are the same as those in the second embodiment.

Ｆ．第５実施形態
次に、本発明の第５実施形態について説明する。本第５実施形態では、前述した第１実施形態に対して、受信信号Ｓ１０１を、マルチキャリア復調後のサブキャリア信号としたことを特徴としている。したがって、本第５実施形態では、受信信号がマルチキャリア変調信号となる。 F. Fifth Embodiment Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. The fifth embodiment is characterized in that the received signal S101 is a subcarrier signal after multicarrier demodulation, compared to the first embodiment described above. Therefore, in the fifth embodiment, the received signal is a multicarrier modulation signal.

Ｆ−１．第５実施形態の構成
図６は、本発明の第５実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。なお、図２に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。ＦＦＴ回路５１８，５１８は、受信信号であるマルチキャリア変調信号Ｓ５２０をマルチキャリア復調し、サブキャリア信号Ｓ５０１としてチャネル推定回路１０１および行列乗算器１０５に供給する。 F-1. Configuration of Fifth Embodiment FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a spatial multiplexing signal detection circuit according to a fifth embodiment of the present invention. It should be noted that parts corresponding to those in FIG. The FFT circuits 518 and 518 perform multicarrier demodulation on the multicarrier modulation signal S520, which is a received signal, and supply it to the channel estimation circuit 101 and the matrix multiplier 105 as a subcarrier signal S501.

Ｆ−２．第５実施形態の動作
次に、本第５実施形態の動作について説明する。受信信号であるマルチキャリア変調信号Ｓ５２０は、ＦＦＴ回路５１８，５１８に入力され、マルチキャリア復調が行われ、サブキャリア信号Ｓ５０１として出力される。このサブキャリア信号Ｓ５０１は、チャネル推定回路１０１および行列乗算回路１０５に入力される。その他の動作は、第１実施形態と同じ動作である。 F-2. Operation of Fifth Embodiment Next, the operation of the fifth embodiment will be described. Multicarrier modulation signal S520 as a reception signal is input to FFT circuits 518 and 518, subjected to multicarrier demodulation, and output as subcarrier signal S501. The subcarrier signal S501 is input to the channel estimation circuit 101 and the matrix multiplication circuit 105. Other operations are the same as those in the first embodiment.

Ｇ．第６実施形態
次に、本発明の第６実施形態について説明する。本第６実施形態では、前述した第２実施形態に対して、受信信号Ｓ１０１を、マルチキャリア復調後のサブキャリア信号としたことを特徴としている。したがって、本第６実施形態では、受信信号がマルチキャリア変調信号となる。 G. Sixth Embodiment Next, a sixth embodiment of the present invention will be described. The sixth embodiment is characterized in that the received signal S101 is a subcarrier signal after multicarrier demodulation, compared to the second embodiment described above. Therefore, in the sixth embodiment, the received signal is a multicarrier modulation signal.

Ｇ−１．第６実施形態の構成
図７は、本発明の第６実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。なお、図３に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。ＦＦＴ回路５１８，５１８は、受信信号であるマルチキャリア変調信号Ｓ５２０をマルチキャリア復調し、サブキャリア信号Ｓ５０１としてチャネル推定回路１０１および行列乗算器１０５に供給する。 G-1. Configuration of Sixth Embodiment FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a spatial multiplexing signal detection circuit according to a sixth embodiment of the present invention. The parts corresponding to those in FIG. The FFT circuits 518 and 518 perform multicarrier demodulation on the multicarrier modulation signal S520, which is a received signal, and supply it to the channel estimation circuit 101 and the matrix multiplier 105 as a subcarrier signal S501.

Ｇ−２．第６実施形態の動作
次に、本第６実施形態の動作について説明する。受信信号であるマルチキャリア変調信号Ｓ５２０は、ＦＦＴ回路５１８，５１８に入力され、マルチキャリア復調が行われ、サブキャリア信号Ｓ５０１として出力される。このサブキャリア信号Ｓ５０１は、チャネル推定回路１０１および行列乗算回路１０５に入力される。その他の動作は、第２実施形態と同じ動作である。 G-2. Operation of Sixth Embodiment Next, the operation of the sixth embodiment will be described. Multicarrier modulation signal S520 as a reception signal is input to FFT circuits 518 and 518, subjected to multicarrier demodulation, and output as subcarrier signal S501. The subcarrier signal S501 is input to the channel estimation circuit 101 and the matrix multiplication circuit 105. Other operations are the same as those in the second embodiment.

Ｈ．第７実施形態
次に、本発明の第７実施形態について説明する。本第７実施形態では、前述した第３実施形態に対して、受信信号Ｓ１０１を、マルチキャリア復調後のサブキャリア信号としたことを特徴としている。したがって、本第７実施形態では、受信信号がマルチキャリア変調信号となる。 H. Seventh Embodiment Next, a seventh embodiment of the present invention will be described. The seventh embodiment is characterized in that the received signal S101 is a subcarrier signal after multicarrier demodulation, compared to the third embodiment described above. Therefore, in the seventh embodiment, the received signal is a multicarrier modulation signal.

Ｈ−１．第７実施形態の構成
図８は、本発明の第７実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。なお、図４に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。ＦＦＴ回路５１８，５１８は、受信信号であるマルチキャリア変調信号Ｓ５２０をマルチキャリア復調し、サブキャリア信号Ｓ５０１としてチャネル推定回路１０１および行列乗算器１０５に供給する。 H-1. Configuration of Seventh Embodiment FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a spatial multiplexing signal detection circuit according to a seventh embodiment of the present invention. Note that portions corresponding to those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. The FFT circuits 518 and 518 perform multicarrier demodulation on the multicarrier modulation signal S520, which is a received signal, and supply it to the channel estimation circuit 101 and the matrix multiplier 105 as a subcarrier signal S501.

Ｈ−２．第７実施形態の動作
次に、本第７実施形態の動作について説明する。受信信号であるマルチキャリア変調信号Ｓ５２０は、ＦＦＴ回路５１８，５１８に入力され、マルチキャリア復調が行われ、サブキャリア信号Ｓ５０１として出力される。このサブキャリア信号Ｓ５０１は、チャネル推定回路１０１および行列乗算回路１０５に入力される。その他の動作は、第３実施形態と同じ動作である。 H-2. Operation of Seventh Embodiment Next, the operation of the seventh embodiment will be described. Multicarrier modulation signal S520 as a reception signal is input to FFT circuits 518 and 518, subjected to multicarrier demodulation, and output as subcarrier signal S501. The subcarrier signal S501 is input to the channel estimation circuit 101 and the matrix multiplication circuit 105. Other operations are the same as those in the third embodiment.

Ｉ．第８実施形態
次に、本発明の第８実施形態について説明する。本第８実施形態では、前述した第４実施形態に対して、受信信号Ｓ１０１を、マルチキャリア復調後のサブキャリア信号としたことを特徴としている。したがって、本第８実施形態では、受信信号がマルチキャリア変調信号となる。 I. Eighth Embodiment Next, an eighth embodiment of the present invention will be described. The eighth embodiment is characterized in that the received signal S101 is a subcarrier signal after multicarrier demodulation, compared to the fourth embodiment described above. Therefore, in the eighth embodiment, the received signal is a multicarrier modulation signal.

Ｉ−１．第８実施形態の構成
図９は、本発明の第８実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。なお、図５に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。ＦＦＴ回路５１８，５１８は、受信信号であるマルチキャリア変調信号Ｓ５２０をマルチキャリア復調し、サブキャリア信号Ｓ５０１としてチャネル推定回路１０１および行列乗算器１０５に供給する。 I-1. Configuration of Eighth Embodiment FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a spatial multiplexing signal detection circuit according to an eighth embodiment of the present invention. The parts corresponding to those in FIG. The FFT circuits 518 and 518 perform multicarrier demodulation on the multicarrier modulation signal S520, which is a received signal, and supply it to the channel estimation circuit 101 and the matrix multiplier 105 as a subcarrier signal S501.

Ｉ−２．第８実施形態の動作
次に、本第８実施形態の動作について説明する。受信信号であるマルチキャリア変調信号Ｓ５２０は、ＦＦＴ回路５１８，５１８に入力され、マルチキャリア復調が行われ、サブキャリア信号Ｓ５０１として出力される。このサブキャリア信号Ｓ５０１は、チャネル推定回路１０１および行列乗算回路１０５に入力される。その他の動作は、第４実施形態と同じ動作である。 I-2. Operation of Eighth Embodiment Next, the operation of the eighth embodiment will be described. Multicarrier modulation signal S520 as a reception signal is input to FFT circuits 518 and 518, subjected to multicarrier demodulation, and output as subcarrier signal S501. The subcarrier signal S501 is input to the channel estimation circuit 101 and the matrix multiplication circuit 105. Other operations are the same as those in the fourth embodiment.

上述した第１ないし第８実施形態によれば、空間多重された信号を受信して信号検出を行う場合に、特に変調多値数を増加させた場合に、回路規模増加を抑え、優れた誤り率特性を実現することができる。   According to the first to eighth embodiments described above, when receiving a spatially multiplexed signal and performing signal detection, particularly when the number of modulation multilevels is increased, an increase in circuit scale is suppressed, and an excellent error is achieved. Rate characteristics can be realized.

また、上述した第１ないし第８実施形態によれば、ＱＲ分解の演算は、チャネル推定結果に基づいて行われ、受信パケットの先頭部のみで演算が行われる。したがって、データ部に渡ってＱＲ分解を行う必要が無く、消費電力の低減が可能となる。また、数式（１６）や数式（１９）等において、上三角行列Ｒの非ゼロの要素と推定送信信号の候補との積を干渉信号として用いる。この場合、乗算結果である干渉信号を記憶しておき、複数シンボルに渡る受信しているパケット内では、この記憶された値を参照することが可能であり、乗算回数を大幅に減らすことが可能である。   Further, according to the first to eighth embodiments described above, the calculation of QR decomposition is performed based on the channel estimation result, and the calculation is performed only at the head portion of the received packet. Therefore, it is not necessary to perform QR decomposition over the data portion, and power consumption can be reduced. In addition, in Equation (16), Equation (19), and the like, the product of the non-zero element of the upper triangular matrix R and the estimated transmission signal candidate is used as the interference signal. In this case, it is possible to store an interference signal as a multiplication result, and to refer to the stored value in a received packet over a plurality of symbols, and to greatly reduce the number of multiplications. It is.

さらに、上述した第１ないし第８実施形態によれば、回路規模、あるいは消費電力の制限が厳しい無線ＬＡＮ等においても誤り率特性の優れた信号検出方式の適用が可能となる。また、従来は回路規模、消費電力の点から回路規模は小さいが、誤り率特性が悪い信号検出方式を使用せざるを得なかった場合においても、誤り率特性の優れた信号検出方式の適用が可能になり、高品質の無線システムを提供可能になる効果も得られる。   Furthermore, according to the first to eighth embodiments described above, it is possible to apply a signal detection method with excellent error rate characteristics even in a wireless LAN or the like in which the circuit scale or power consumption is severely limited. Also, in the past, the circuit scale and power consumption are small, but the signal detection method with excellent error rate characteristics can be applied even when a signal detection method with poor error rate characteristics has to be used. It becomes possible, and the effect that it becomes possible to provide a high-quality wireless system is also obtained.

さらに、上述した第１ないし第８実施形態によれば、誤り率特性が優れる特徴を利用できるため、回路規模を削減しつつ、低ＣＮＲでの通信が可能であることを意味しており、通信エリアの拡大にも貢献することができる。また、記憶回路は、各送信系統の処理ごとに書き換えが可能な回路、例えば、ＲＡＭ等を用いた回路にて実現が可能である。   Furthermore, according to the above-described first to eighth embodiments, it is possible to use a feature with excellent error rate characteristics, which means that communication with a low CNR is possible while reducing the circuit scale. It can also contribute to the expansion of the area. Further, the memory circuit can be realized by a circuit that can be rewritten for each processing of each transmission system, for example, a circuit using a RAM or the like.

上述した第１ないし第８実施形態において、多値数（ｍ）の多値信号と一般的な表現で信号が送信されることを明記したが、このｍ値信号には、当然、ｍ値ＱＡＭ信号、ｍ値ＰＳＫ信号、ｍ値ＡＳＫ、ｍ値ＦＳＫ信号、ｍ値ＣＣＫ（Complementary Code Keying）信号、符号多重数ｍ個の符号で多重されたＳＳ（Spread Spectrum）信号等、無線通信方式に適用される一般的な変調方式を適用するようにしてもよい。   In the first to eighth embodiments described above, it is specified that a signal is transmitted in a general expression with a multi-level signal (m). However, of course, an m-value QAM is included in this m-value signal. Signal, m-value PSK signal, m-value ASK, m-value FSK signal, m-value CCK (Complementary Code Keying) signal, SS (Spread Spectrum) signal multiplexed with m codes, etc. A general modulation scheme may be applied.

また、上述した第５ないし第８実施形態で説明したように、ＦＦＴ回路５１８（マルチキャリア復調手段）により、ガードインターバルと呼ばれる繰り返し信号区間を除去してから、マルチキャリア復調を行うようにすることで、後段での処理が各サブキャリアに対する信号処理となる。したがって、マルチキャリア変調方式のみではなく、シングルキャリア変調方式を使用する場合にも適用することが可能となる。   Further, as described in the fifth to eighth embodiments, the multi-carrier demodulation is performed after the repetitive signal section called the guard interval is removed by the FFT circuit 518 (multi-carrier demodulating means). Thus, the subsequent processing is signal processing for each subcarrier. Therefore, it is possible to apply not only to the multicarrier modulation method but also to the case of using a single carrier modulation method.

さらに、チャネル推定回路１０１としては、送信側の空間多重された信号用のチャネル推定用プリアンブル信号がどのような信号形式で送信されるかによっても複数の構成が考えられる。単純に、受信器で備えたプリアンブル信号を用いて同期検波を行い、チャネル推定結果が得られる場合、あるいは逆行列演算を行う場合等、様々な状況に対応する構成としてもよい。   Further, the channel estimation circuit 101 may have a plurality of configurations depending on the signal format in which the channel estimation preamble signal for the spatially multiplexed signal on the transmission side is transmitted. A configuration corresponding to various situations such as a case where a synchronous detection is performed using a preamble signal provided in a receiver and a channel estimation result is obtained or an inverse matrix operation is performed may be adopted.

また、上述した第１ないし第８実施形態では、数式（５）に示されるように、送信系統数が３多重以上の場合にも拡張が可能であり、また、受信系統の数も３つ以上の場合に拡張が可能である。また、３多重以上の構成においては、送信される送信系統に等しい数だけ受信系列を備える必要は無く、システムの要求に応じて送信系統と同じ数の場合、あるいは送信系統より少なくなる場合等に応じて様々な組み合わせが可能である。   Further, in the first to eighth embodiments described above, as shown in Equation (5), the expansion is possible even when the number of transmission systems is three or more, and the number of reception systems is also three or more. It can be extended in the case of Also, in a configuration of three or more multiplexes, it is not necessary to provide as many reception sequences as the number of transmission systems to be transmitted. Various combinations are possible accordingly.

また、上述した第１ないし第８実施形態による構成の中で、各部、各回路を常に動作させるのではなく、動作が必要な時点でのみ動作させて消費電力を低減させることも可能である。   In addition, in the configuration according to the first to eighth embodiments described above, it is possible to reduce the power consumption by operating each unit and each circuit only when necessary, instead of always operating each unit and each circuit.

なお、上述した第１ないし第８実施形態において、各部、各回路は、コンピュータシステム内で実行される。そして、上述した各部、各回路による一連の処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。すなわち、各部、各回路は、ＣＰＵ等の中央演算処理装置がＲＯＭやＲＡＭ等の主記憶装置に上記プログラムを読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、実現されるものであってもよい。   In the first to eighth embodiments described above, each unit and each circuit are executed in a computer system. A series of processing steps by each unit and each circuit described above is stored in a computer-readable recording medium in the form of a program, and the above-described processing is performed by the computer reading and executing this program. That is, each unit and each circuit is realized by a central processing unit such as a CPU reading the above program into a main storage device such as a ROM or RAM and executing information processing / calculation processing. Also good.

ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしてもよい。   Here, the computer-readable recording medium means a magnetic disk, a magneto-optical disk, a CD-ROM, a DVD-ROM, a semiconductor memory, or the like. Alternatively, the computer program may be distributed to the computer via a communication line, and the computer that has received the distribution may execute the program.

本発明におけるメトリック加算を説明するための概念図である。It is a conceptual diagram for demonstrating the metric addition in this invention. 本発明の第１実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the spatial multiplexing signal detection circuit by 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the spatial multiplexing signal detection circuit by 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the spatial multiplexing signal detection circuit by 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the spatial multiplexing signal detection circuit by 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the spatial multiplexing signal detection circuit by 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the spatial multiplexing signal detection circuit by 6th Embodiment of this invention. 本発明の第７実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the spatial multiplexing signal detection circuit by 7th Embodiment of this invention. 本発明の第８実施形態による空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the spatial multiplexing signal detection circuit by 8th Embodiment of this invention. 従来の空間多重伝送を説明するためのブロック図である。It is a block diagram for demonstrating the conventional spatial multiplexing transmission. 従来のＭＬＤ方式を説明するための概念図である。It is a conceptual diagram for demonstrating the conventional MLD system. 従来の空間多重信号検出回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional spatial multiplexing signal detection circuit. 空間多重伝送システムで使用されるパケットフォーマットの一例を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows an example of the packet format used with a spatial multiplexing transmission system. 空間多重伝送システムで使用される一例のパケットフォーマットの周波数−時間における２次元で示した場合の概念図である。It is a conceptual diagram at the time of showing in two dimensions in the frequency-time of an example packet format used with a spatial multiplexing transmission system.

符号の説明Explanation of symbols

１０１ チャネル推定回路（チャネル推定手段）
１０２ 推定チャネル行列生成回路（推定チャネル行列生成手段）
１０３ ＱＲ分解回路（ＱＲ分解手段）
１０４ 複素共役転置演算回路（複素共役転置演算手段）
１０５ 行列乗算回路（行列乗算手段）
１０６ 乗算結果記憶回路（乗算結果記憶手段）
１０７ 送信信号推定回路（送信信号推定手段）
１０８ 送信信号生成回路（送信信号生成手段）
１０９ 送信信号点距離演算回路（信号点距離演算手段）
１１０ 複数送信信号候補絞込み回路（信号候補絞り込み手段）
１１１ 送信信号系列記憶回路（信号系列加算記憶手段）
１１２ 複数送信信号候補メトリック演算回路（信号候補メトリック演算手段）
１１３ メトリック加算記憶回路（メトリック加算記憶手段）
１１４ 干渉信号生成回路（干渉信号生成手段）
１１５ 最尤推定回路（最尤推定手段）
２１６ 推定チャネル行列重み付け回路（重み付け手段）
２１７ 出力信号入れ替え回路（並び替え手段）
３１６ 複数送信信号系列メトリック演算回路（複数信号系列メトリック演算手段）
５１８ ＦＦＴ回路（マルチキャリア復調手段）

101 channel estimation circuit (channel estimation means)
102 Estimated channel matrix generation circuit (estimated channel matrix generation means)
103 QR decomposition circuit (QR decomposition means)
104 Complex conjugate transpose arithmetic circuit (complex conjugate transpose arithmetic means)
105 Matrix multiplication circuit (matrix multiplication means)
106 Multiplication result storage circuit (multiplication result storage means)
107 Transmission signal estimation circuit (transmission signal estimation means)
108 Transmission signal generation circuit (transmission signal generation means)
109 Transmission signal point distance calculation circuit (signal point distance calculation means)
110 Multiple transmission signal candidate narrowing circuit (Signal candidate narrowing means)
111 Transmission signal sequence storage circuit (signal sequence addition storage means)
112 Multiple transmission signal candidate metric calculation circuit (signal candidate metric calculation means)
113 Metric addition storage circuit (metric addition storage means)
114 Interference signal generation circuit (interference signal generation means)
115 Maximum likelihood estimation circuit (maximum likelihood estimation means)
216 Estimated channel matrix weighting circuit (weighting means)
217 Output signal switching circuit (sorting means)
316 Multiple transmission signal sequence metric calculation circuit (multiple signal sequence metric calculation means)
518 FFT circuit (multi-carrier demodulation means)

Claims (6)

複数の受信信号が入力され、各送受信アンテナ間における伝搬路のチャネルの歪を推定するチャネル推定手段と、
前記チャネル推定手段によって推定されたチャネルの歪を構成要素とする推定チャネル行列を生成する推定チャネル行列生成手段と、
前記推定チャネル行列生成手段によって生成された推定チャネル行列に対してユニタリ・三角化（ＱＲ）分解演算を行うＱＲ分解手段と、
前記ＱＲ分解手段によって得られるユニタリ行列Ｑに対して複素共役転置演算であるＱＨを行う複素共役転置演算手段と、
前記複素共役転置演算手段による演算結果を用いて、複数の受信信号を構成要素とする受信列ベクトル信号ｒに対してＱＨ×ｒの行列乗算演算を行う行列乗算手段と、
前記行列乗算手段の各送信系統の演算結果を記憶する乗算結果記憶手段と、
前記乗算結果記憶手段から得られる各送信系統の出力信号、前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、所望の各送信系統の送信信号を推定する送信信号推定手段と、
送信器から送信される可能性のある信号を生成する送信信号生成手段と、
前記送信信号推定手段によって推定された推定送信信号と前記送信信号生成手段によって生成された送信信号との信号点距離を算出する信号点距離演算手段と、
前記信号点距離演算手段によって算出された信号点距離のうち、信号点距離が最も小さい方から所定の数だけ順に各送信系統の複数の推定送信信号を候補として選択する信号候補絞り込み手段と、
前記信号候補絞り込み手段によって選択された各送信系統の複数の推定送信信号とその各送信系統の情報とを併せて各推定送信信号系列として記憶する信号系列加算記憶手段と、
前記信号候補絞込み手段によって選択された各送信系統の複数の推定送信信号、前記乗算結果記憶手段に記憶されている各送信系統の出力信号、前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、各送信系統の複数の推定送信信号におけるそれぞれのメトリックを算出する信号候補メトリック演算手段と、
前記信号系列記憶手段に記憶されている各送信系統の複数の推定送信信号に応じて、前記信号候補メトリック演算手段で算出された各メトリックを加算記憶するメトリック加算記憶手段と、
前記信号系列加算記憶手段に記憶されている各送信系統の推定送信信号と前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号とに基づいて、前記所望の送信系統以外の信号である干渉信号を生成する干渉信号生成手段と、
前記信号系列加算記憶手段に記憶されている各推定送信信号系列と前記メトリック加算記憶手段から出力される前記推定送信信号系列に対応した既に加算されたメトリック信号との中で最も小さいメトリックを示す信号系列を最終的に推定された送信信号系列として出力する最尤推定手段と
を具備することを特徴とする空間多重信号検出回路。 A channel estimation means for receiving a plurality of received signals and estimating channel distortion of the propagation path between the transmitting and receiving antennas;
An estimated channel matrix generating means for generating an estimated channel matrix having the distortion of the channel estimated by the channel estimating means as a component;
QR decomposition means for performing unitary and triangulation (QR) decomposition operations on the estimated channel matrix generated by the estimated channel matrix generation means;
A complex conjugate transpose operation means for performing a Q H is the complex conjugate transpose operation with respect to the unitary matrix Q obtained by the QR decomposition unit,
Matrix multiplication means for performing a Q H × r matrix multiplication operation on a received column vector signal r having a plurality of received signals as constituent elements, using a calculation result obtained by the complex conjugate transposition calculating means;
Multiplication result storage means for storing calculation results of each transmission system of the matrix multiplication means;
Using the output signal of each transmission system obtained from the multiplication result storage means, the matrix element signal of the upper triangular matrix R which is another output signal of the QR decomposition means, and the interference signal which is a signal other than the desired transmission system A transmission signal estimation means for estimating a transmission signal of each desired transmission system;
Transmission signal generating means for generating a signal that may be transmitted from the transmitter;
Signal point distance calculation means for calculating a signal point distance between the estimated transmission signal estimated by the transmission signal estimation means and the transmission signal generated by the transmission signal generation means;
Among the signal point distances calculated by the signal point distance calculation means, a signal candidate narrowing means for selecting a plurality of estimated transmission signals of each transmission system as candidates in order from the smallest signal point distance,
Signal sequence addition storage means for storing a plurality of estimated transmission signals of each transmission system selected by the signal candidate narrowing means and information of each transmission system together as each estimated transmission signal sequence;
An upper triangle that is a plurality of estimated transmission signals of each transmission system selected by the signal candidate narrowing means, an output signal of each transmission system stored in the multiplication result storage means, and another output signal of the QR decomposition means Signal candidate metric calculation means for calculating each metric in a plurality of estimated transmission signals of each transmission system using a matrix element signal of the matrix R and an interference signal that is a signal other than a desired transmission system;
Metric addition storage means for adding and storing each metric calculated by the signal candidate metric calculation means according to a plurality of estimated transmission signals of each transmission system stored in the signal sequence storage means;
Other than the desired transmission system based on the estimated transmission signal of each transmission system stored in the signal sequence addition storage means and the matrix element signal of the upper triangular matrix R which is another output signal of the QR decomposition means Interference signal generating means for generating an interference signal that is a signal of
A signal indicating the smallest metric among the estimated transmission signal sequences stored in the signal sequence addition storage means and the already added metric signals corresponding to the estimated transmission signal sequence output from the metric addition storage means And a maximum likelihood estimating means for outputting the sequence as a finally estimated transmission signal sequence. 前記チャネル推定手段は、さらに、推定チャネル行列の重み付け情報信号を生成し、
前記チャネル推定手段から別途出力される重み付け情報信号を用いて、前記推定チャネル行列生成手段によって生成された推定チャネル行列の送信系統に応じた重み付けを行う重み付け手段と、
前記チャネル推定手段から別途出力される重み付け情報信号を用いて、前記最尤推定手段から出力される送信信号系列の並び替えを行う並び替え手段と
を具備することを特徴とする請求項１記載の空間多重信号検出回路。 The channel estimation means further generates a weighted information signal of an estimated channel matrix,
A weighting unit that performs weighting according to a transmission system of the estimated channel matrix generated by the estimated channel matrix generating unit using a weighting information signal separately output from the channel estimating unit;
The rearrangement means which rearranges the transmission signal series output from the maximum likelihood estimation means by using a weighted information signal separately output from the channel estimation means. Spatial multiplexed signal detection circuit. 前記複数の受信信号に対してマルチキャリア復調を行い、サブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段を備え、
前記サブキャリア信号を前記チャネル推定手段と前記行列乗算手段との入力信号とすることを特徴とする請求項１または２記載の空間多重信号検出回路。 Multicarrier demodulation is performed on the plurality of received signals, and multicarrier demodulation is performed to output a subcarrier signal.
3. The spatial multiplexing signal detection circuit according to claim 1, wherein the subcarrier signal is used as an input signal to the channel estimation means and the matrix multiplication means. 複数の受信信号が入力され、各送受信アンテナ間における伝搬路のチャネルの歪を推定するチャネル推定手段と、
前記チャネル推定手段によって推定されたチャネルの歪を構成要素とする推定チャネル行列を生成する推定チャネル行列生成手段と、
前記推定チャネル行列生成手段によって生成された推定チャネル行列に対してユニタリ・三角化（ＱＲ）分解演算を行うＱＲ分解手段と、
前記ＱＲ分解手段によって得られるユニタリ行列Ｑに対して複素共役転置演算であるＱＨを行う複素共役転置演算手段と、
前記複素共役転置演算手段による演算結果を用いて、複数の受信信号を構成要素とする受信列ベクトル信号ｒに対してＱＨ×ｒの行列乗算演算を行う行列乗算手段と、
前記行列乗算手段の各送信系統の演算結果を記憶する乗算結果記憶手段と、
前記乗算結果記憶手段から得られる各送信系統の出力信号、前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、所望の各送信系統の送信信号を推定する送信信号推定手段と、
送信器から送信される可能性のある信号を生成する送信信号生成手段と、
前記送信信号推定手段によって推定された推定送信信号と前記送信信号生成手段によって生成された送信信号との信号点距離を演算する信号点距離演算手段と、
前記信号点距離演算手段によって算出された信号点距離のうち、信号点距離が最も小さい方から所定の数だけ順に各送信系統の複数の推定送信信号を候補として選択する信号候補絞り込み手段と、
前記信号候補絞り込み手段によって選択された各送信系統の複数の推定送信信号とその各送信系統の情報とを併せて各推定送信信号系列として記憶する信号系列加算記憶手段と、
前記信号系列加算記憶手段に記憶されている複数の推定送信信号系列、前記乗算結果記憶手段に記憶されている各送信系統の出力信号、前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号、および所望の送信系統以外の信号である干渉信号を用いて、複数の推定送信信号系列におけるそれぞれのメトリックを算出する複数信号系列メトリック演算手段と、
前記信号系列加算記憶手段に記憶されている各送信系統の推定送信信号と前記ＱＲ分解手段のもう１つの出力信号である上三角行列Ｒの行列要素信号とに基づいて、前記所望の送信系統以外の信号である干渉信号を生成する干渉信号生成手段と、
前記信号系列加算記憶手段に記憶されている各推定送信信号系列と前記複数信号系列メトリック演算手段から出力される前記推定送信信号系列に対応した既に加算されたメトリック信号との中で最も小さいメトリックを示す信号系列を最終的に推定された送信信号系列として出力する最尤推定手段と
を具備することを特徴とする空間多重信号検出回路。 A channel estimation means for receiving a plurality of received signals and estimating channel distortion of the propagation path between the transmitting and receiving antennas;
An estimated channel matrix generating means for generating an estimated channel matrix having the distortion of the channel estimated by the channel estimating means as a component;
QR decomposition means for performing unitary and triangulation (QR) decomposition operations on the estimated channel matrix generated by the estimated channel matrix generation means;
A complex conjugate transpose operation means for performing a Q H is the complex conjugate transpose operation with respect to the unitary matrix Q obtained by the QR decomposition unit,
Matrix multiplication means for performing a Q H × r matrix multiplication operation on a received column vector signal r having a plurality of received signals as constituent elements, using a calculation result obtained by the complex conjugate transposition calculating means;
Multiplication result storage means for storing calculation results of each transmission system of the matrix multiplication means;
Using the output signal of each transmission system obtained from the multiplication result storage means, the matrix element signal of the upper triangular matrix R which is another output signal of the QR decomposition means, and the interference signal which is a signal other than the desired transmission system A transmission signal estimation means for estimating a transmission signal of each desired transmission system;
Transmission signal generating means for generating a signal that may be transmitted from the transmitter;
Signal point distance calculating means for calculating a signal point distance between the estimated transmission signal estimated by the transmission signal estimating means and the transmission signal generated by the transmission signal generating means;
Among the signal point distances calculated by the signal point distance calculation means, a signal candidate narrowing means for selecting a plurality of estimated transmission signals of each transmission system as candidates in order from the smallest signal point distance,
Signal sequence addition storage means for storing a plurality of estimated transmission signals of each transmission system selected by the signal candidate narrowing means and information of each transmission system together as each estimated transmission signal sequence;
An upper triangular matrix which is a plurality of estimated transmission signal sequences stored in the signal sequence addition storage means, an output signal of each transmission system stored in the multiplication result storage means, and another output signal of the QR decomposition means A plurality of signal sequence metric calculation means for calculating each metric in a plurality of estimated transmission signal sequences using an R matrix element signal and an interference signal other than a desired transmission system;
Other than the desired transmission system based on the estimated transmission signal of each transmission system stored in the signal sequence addition storage means and the matrix element signal of the upper triangular matrix R which is another output signal of the QR decomposition means Interference signal generating means for generating an interference signal that is a signal of
The smallest metric among the estimated transmission signal sequences stored in the signal sequence addition storage means and the already added metric signals corresponding to the estimated transmission signal sequences output from the multiple signal sequence metric calculation means. And a maximum likelihood estimator that outputs a signal sequence shown as a finally estimated transmission signal sequence. 前記チャネル推定手段は、さらに、推定チャネル行列の重み付け情報信号を生成し、
前記チャネル推定手段から別途出力される重み付け情報信号を用いて、前記推定チャネル行列生成手段によって生成された推定チャネル行列の送信系統に応じた重み付けを行う重み付け手段と、
前記チャネル推定手段から別途出力される重み付け情報信号を用いて、前記最尤推定手段から出力される送信信号系列の並び替えを行う並び替え手段と
を具備することを特徴とする請求項４記載の空間多重信号検出回路。 The channel estimation means further generates a weighted information signal of an estimated channel matrix,
A weighting unit that performs weighting according to a transmission system of the estimated channel matrix generated by the estimated channel matrix generating unit using a weighting information signal separately output from the channel estimating unit;
5. A rearrangement unit that rearranges a transmission signal sequence output from the maximum likelihood estimation unit using a weighted information signal separately output from the channel estimation unit. Spatial multiplexed signal detection circuit. 前記複数の受信信号に対してマルチキャリア復調を行い、サブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段を備え、
前記サブキャリア信号を前記チャネル推定手段と前記行列乗算手段との入力信号とすることを特徴とする請求項４または５記載の空間多重信号検出回路。


Multicarrier demodulation is performed on the plurality of received signals, and multicarrier demodulation is performed to output a subcarrier signal.
6. The spatial multiplexing signal detection circuit according to claim 4, wherein the subcarrier signal is used as an input signal to the channel estimation means and the matrix multiplication means.


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