JP2010193309A - Space multiplex multicarrier reception device and space multiplex multicarrier reception method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、空間多重マルチキャリア受信装置、及び空間多重マルチキャリア受信方法に関する。 The present invention relates to a spatial multiplexing multicarrier receiver and a spatial multiplexing multicarrier reception method.
まず、以下で用いる用語の一部の定義について説明する。
以下では、例えば、
［Ａ］Ｒ、Ｔ：ＡはＲ行Ｔ列の行列
ａｊ：行列Ａのｊ番目列ベクトル
ａｉ、ｊ： 行列Ａのｉ行ｊ列要素
ＡＨ： 行列Ａの複素共役転置
ＡＴ： 行列Ａの転置
Ａ＋： 行列Ａの擬似逆行列
Ｉ： 単位行列Ｉ
｜｜ａ｜｜： ベクトルａのノルム
ａ：スカラー（つまり１ｘ１行列）ａ
ａ＊： スカラーａの複素共役
｜ａ｜： スカラーａの絶対値
Σ：累加演算
と定義している。
First, some definitions of terms used below will be described.
In the following, for example,
[A] R, T : A is a matrix of R rows and T columns a j : j-th column vector a i, j of matrix A: i rows and j columns of matrix A A H : complex conjugate transpose of matrix A A T : Transpose A + of matrix A: Pseudo inverse matrix I of matrix A: Unit matrix I
|| a ||: norm of vector a: scalar (
a *: complex conjugate of scalar a | a |: absolute value of scalar a Σ: accumulation operation.
なお、一般的に、行列（ベクトル）等は、太字で示すことになっているが（数式中では太字）、明細書では太字で表わすことができないので、通常の文字を用いているが、前後の内容から容易に推察され得るものである。また、特定の符号においては、その上部に「〜」、「＾」が付されているものがあるが、明細書では、それぞれチルト（〜）、またはハット（＾）と表記している。 In general, matrices (vectors) etc. are shown in bold (bold in the formula), but cannot be represented in bold in the specification, so normal characters are used, but before and after It can be easily inferred from the contents of. In addition, some of the specific codes have “˜” and “^” attached to the upper part thereof, but in the specification, they are expressed as tilt (˜) or hat (^), respectively.
無線通信においては、限られた周波数資源を用いて大容量化を図るための周波数利用効率の向上が必須となっている。周波数利用効率や情報伝送レートを向上させる技術として、複数の送信側アンテナと複数の受信側アンテナを用いて、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネルを構築し、複数の信号ストリームを同一の周波数帯域上に多重化して送信する空間多重システム（あるいは、ＭＩＭＯシステム）が提案されている。 In wireless communication, it is essential to improve frequency utilization efficiency to increase capacity using limited frequency resources. As a technology to improve frequency utilization efficiency and information transmission rate, a multiple input multiple output (MIMO) channel is constructed using multiple transmitting antennas and multiple receiving antennas, and multiple signal streams are placed on the same frequency band. There has been proposed a spatial multiplexing system (or a MIMO system) that multiplexes and transmits data.
また、情報信号を複数のサブキャリアに乗せて送信するマルチキャリアシステムがある。マルチキャリアシステムとしては、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）やＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式などがある。マルチキャリアシステムでは、各サブキャリアの帯域を狭くすることにより、周波数選択性フェージングをフラットフェージング化することが可能であり、更に、ガードインターバル（Guard Interval: GI）を付加することにより、マルチパスフェージングによるシンボル間干渉の影響を軽減できる。従って、マルチキャリア方式は、無線ＬＡＮ、ＷｉＭａｘや、デジタルテレビ放送などの無線通信・放送システムで広く用いられている。 In addition, there is a multicarrier system in which an information signal is transmitted on a plurality of subcarriers. Examples of multicarrier systems include OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) and OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access). In a multicarrier system, it is possible to flatten the frequency selective fading by narrowing the band of each subcarrier, and by adding a guard interval (Guard Interval: GI), multipath fading can be performed. Can reduce the effect of intersymbol interference. Therefore, the multicarrier system is widely used in wireless communication / broadcasting systems such as wireless LAN, WiMax, and digital television broadcasting.
図２４は、従来技術による、マルチキャリアシステムの一例の構成を示すブロック図である。図２４に示すように、空間多重マルチキャリアシステムの送信機３０では、チャネル符号化回路３０−１により、送信する情報ビットストリームＴｘ Ｄａｔａから符号ビットストリームｂが生成される。該チャネル符号化回路３０−１には、符号化機能の他に、スクランブル機能や、インタリーブ機能などを含むことも可能である。次に、空間信号生成回路３０−２では、符号ビットストリームｂからＴ個の周波数領域送信信号ストリームＳ１、Ｓ２、…、ＳＴが生成される。 FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of an example of a multi-carrier system according to the prior art. As shown in FIG. 24, in the transmitter 30 of the spatial multiplexing multicarrier system, the code bit stream b is generated from the information bit stream Tx Data to be transmitted by the channel encoding circuit 30-1. The channel encoding circuit 30-1 can include a scramble function, an interleave function, and the like in addition to the encoding function. Next, in the spatial signal generation circuit 30-2, T frequency domain transmission signal streams S 1 , S 2 ,..., S T are generated from the code bit stream b.
それらの周波数領域信号ストリームＳ１、Ｓ２、…、ＳＴは、マルチキャリア変調回路３０−３−１、３０−３−２、…、３０−３−Ｔを通して周波数領域から時間領域（Time Domain: TD）に変換され、更に、パスバンド変換回路３０−４によりベースバンドからパスバンドに変換され、Ｔ本のアンテナ３０−５−１、３０−５−２、…、３０−５−Ｔを通して同時に同一周波数帯域内において送信される。 These frequency-domain signal stream S 1, S 2, ..., S T is multicarrier modulation circuit 30-3-1,30-3-2, ..., the time domain from the frequency domain through 30-3-T (Time Domain : TD), and further converted from the baseband to the passband by the passband conversion circuit 30-4, through the T antennas 30-5-1, 30-5-2, ..., 30-5-T. At the same time, they are transmitted in the same frequency band.
空間多重マルチキャリアシステムの受信機４０では、Ｒ本の受信アンテナ４０−１−１、４０−１−２、…、４０−１−Ｒを用いて空間で多重されたＴ個の送信信号を受信して、Ｒ個受信信号が得られる。そのＲ個の受信信号は、まず、ベースバンド変換回路４０−２により、パスバンドからベースバンドに変換される。次に、マルチキャリア復調回路４０−３−１、４０−３−２、…、４０−３−Ｒを通して、受信信号を送信側とは反対に時間領域から周波数領域に変換して、Ｒ個の周波数領域受信信号ストリームｘ”１、ｘ”２、…、ｘ”Ｒを生成する。
The
次に、空間多重信号信号検出器４０−４は、空間多重化された送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成する機能を有し、その処理結果としてＴ本の推定符合ビットストリーム（ハット＾ｂ）を出力する。更に、推定符合ビットストリーム（ハット＾ｂ）がチャネル復号化回路４０−５を通して復号処理され、最終的には推定情報ビットストリームＲｘ Ｄａｔａが生成される。上記チャネル復号化回路４０−５復号器は、復号化機能の他に、逆スクランブル機能や、逆インタリーブ機能を含むことも可能である。ここで言う信号検出とは、チャネル復号器で正確な復号処理ができるように、推定符号ビットを生成することである。 Next, the spatially multiplexed signal detector 40-4 has a function of generating estimated code bits for the spatially multiplexed transmission code bits, and T estimated code bitstreams (hats) as a result of the processing. ^ B) is output. Further, the estimated code bit stream (hat b) is decoded through the channel decoding circuit 40-5, and finally an estimated information bit stream Rx Data is generated. The channel decoding circuit 40-5 decoder can include a descrambling function and a deinterleaving function in addition to the decoding function. The signal detection here is to generate estimated code bits so that the channel decoder can perform an accurate decoding process.
以下では、識別のため、必要に応じて時間領域信号にＴＤを下文字付けることとする。ここで、周波数領域チャネル行列Ｈ（以下、数式では太字）と時間領域チャネル行列ＨＴＤは、無線伝搬路のみではなく、送信機１のベースバンド処理部分から受信機２のベースバンド処理部分までの区間において、受ける様々な影響を反映したチャネル応答行列を意味する。例えば、送信側で施した異なる空間信号に対する送信電力制御の影響や、パワーアンプによる非線形影響などが全てチャネルの伝搬特性として、周波数領域チャネル行列Ｈと時間領域チャネル行列ＨＴＤに反映される。
In the following, for identification, the time domain signal is subscripted with TD as necessary. Here, the frequency domain channel matrix H (hereinafter, bold in the equation) and the time domain channel matrix H TD are not only from the radio propagation path but also from the baseband processing part of the
受信機２では、同期検波を行うため、チャネル行列Ｈ、あるいはチャネル行列ＨとＨＴＤの両方を有しているものとする。更に、空間多重マルチキャリアシステムにおける送受信両側間の周波数、時間、及びサンプリングタイミングの同期が正常に取れていることとする。以上のことを踏まえて、空間多重マルチキャリアシステムにおける時間領域の送受信関係式は、以下の数式（１）のように表せる。
In the
ここで、ｓＴＤ（ｍ，ｋ−ｌ）とｘＴＤ（ｍ，ｋ）とは、ｍ番目の空間多重マルチキャリア時間領域信号におけるｋ−ｌ番目の時間サンプルでの時間領域送信系列と、ｋ番目の時間サンプルでの時間領域受信系列とであり、ｗＴＤ（ｍ，ｋ）は、対応する時間領域雑音、及び干渉である。ＮＨは、チャネルが持つ遅延波の数を表している。ＨＴＤ（ｍ，ｌ）は、ｍ番目の空間多重マルチキャリア信号を、送受信時における時間領域のｌ番目の遅延波に対応するチャネル行列であり、Ｒ行Ｔ列を有する。ＨＴＤ（ｍ，ｌ）は、次式（２）で表せる。 Here, s TD (m, k−1) and x TD (m, k) are the time domain transmission sequence at the k−1 th time sample in the m th spatial multiplexing multicarrier time domain signal, and k W TD (m, k) is the corresponding time domain noise and interference. N H represents the number of delayed waves of the channel. H TD (m, l) is a channel matrix corresponding to the l-th delayed wave in the time domain when the m-th spatially multiplexed multicarrier signal is transmitted and received, and has R rows and T columns. H TD (m, l) can be expressed by the following equation (2).
一方で、空間多重マルチキャリアシステムにおける周波数領域の送受信関係式は、以下の数式（３）のように表せる。 On the other hand, the transmission / reception relational expression in the frequency domain in the spatial multiplexing multicarrier system can be expressed as the following mathematical expression (3).
ここで、ｓ”（ｍ，ｎ）とｘ（ｍ，ｎ）とは、ｍ番目の空間多重マルチキャリア周波数領域信号におけるｎ番目のサブキャリアでの周波数領域送信系列と周波数領域受信系列（本発明の技術は、主に周波数領域での信号処理となるため、以下では、簡単に送信系列と受信系列と呼ぶ）である。ｗ”（ｍ，ｎ）は、対応する周波数領域雑音、及び干渉である。Ｈ”（ｍ，ｎ）は、ｍ番目の空間多重マルチキャリア信号を送受信するときにおける周波数領域のｎ番目のサブキャリアに対応するチャネル行列であり、Ｒ行Ｔ列を有する。Ｈ”（ｍ，ｎ）は、次式（４）で表せる。 Here, s ″ (m, n) and x (m, n) are a frequency domain transmission sequence and a frequency domain reception sequence in the nth subcarrier in the mth spatially multiplexed multicarrier frequency domain signal (the present invention). In the following, since the signal processing is mainly signal processing in the frequency domain, it is simply referred to as a transmission sequence and a reception sequence in the following. W ″ (m, n) is the corresponding frequency domain noise and interference. is there. H ″ (m, n) is a channel matrix corresponding to the nth subcarrier in the frequency domain when transmitting and receiving the mth spatially multiplexed multicarrier signal, and has R rows and T columns. n) can be expressed by the following equation (4).
本発明の信号検出方法は、任意番目の空間多重マルチキャリア信号に対して適用することができるため、以下では、空間多重マルチキャリア信号の番号ｍを省略する。 Since the signal detection method of the present invention can be applied to any spatially multiplexed multicarrier signal, the number m of the spatially multiplexed multicarrier signal is omitted below.
従来、図２４に示す空間多重信号信号検出回路４０−４の機能、つまり、空間多重された送信系列中のＴ個存在する信号を再生する従来技術として、線形法（Zero-forcing：ＺＦ規範、及びMinimum mean square error：ＭＭＳＥ規範）、順番付け連続干渉除去法（Ordered successive interference cancellation：ＯＳＩＣ）、最尤推定法（Maximum likelihood detection：ＭＬＤ）等がある。 Conventionally, as a function of the spatially multiplexed signal detection circuit 40-4 shown in FIG. 24, that is, a conventional technique for reproducing T signals in a spatially multiplexed transmission sequence, a linear method (Zero-forcing: ZF standard, And Minimum mean square error (MMSE standard), ordered successive interference cancellation (OSIC), maximum likelihood detection (MLD), and the like.
この中でＭＬＤの誤り率特性が一番優れる。また、見方を変えると、誤り率特性が優れるということは、低信号対雑音比（signal to noise ratio：ＳＮＲ）での通信が可能であることを意味しており、通信エリアの拡大にも貢献する。また、ＭＬＤを用いた場合には、伝搬路相関に起因する誤り率特性劣化への耐性が最も強く、受信側で用いる受信アンテナの数分だけ受信ダイバシチ効果が得られる特徴がある。 Among them, the error rate characteristic of MLD is the best. In other words, excellent error rate characteristics mean that communication with a low signal-to-noise ratio (SNR) is possible, contributing to the expansion of the communication area. To do. In addition, when MLD is used, it has the strongest tolerance against the error rate characteristic degradation caused by the propagation path correlation, and has the feature that the reception diversity effect can be obtained by the number of reception antennas used on the reception side.
更に、より良い受信特性を得るには、送信側では送信データをチャネル符号化し、受信側では信号検出した後、チャネル復号化することによって、チャネル符号を用いないシステムに比べ、更なる大幅の受信品質向上が実現できる。このようなチャネル符号を用いる空間多重システムにおいては、Ａ−Ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ−Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ（ＡＰＰ）軟符号ビット生成信号検出方式が最も受信特性が良いと知られている。ＡＰＰ信号検出器では、チャネル復号処理をより正確に行うため、品質の高い推定符号ビットを生成し、チャネル復号化回路４０−５に入力する。 Furthermore, in order to obtain better reception characteristics, transmission data is channel-coded on the transmission side, signal detection is performed on the reception side, and then channel decoding is performed. Quality improvement can be realized. In a spatial multiplexing system using such a channel code, it is known that the A-Posterori-Probability (APP) soft code bit generation signal detection method has the best reception characteristics. In the APP signal detector, in order to perform channel decoding processing more accurately, high-quality estimated code bits are generated and input to the channel decoding circuit 40-5.
ここでは、Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ （ＬＬＲ）、あるいは他の近似方法によって算出される信頼度情報が有する推定符号ビットを軟符号ビットと呼び、その値は実数となり、以下ではｂ”Ｓｏｆｔで表す。対照的に、信頼度情報が有しない推定符号ビットを硬符号ビットと呼び、その値は±１となり、以下ではｂ”Ｈａｒｄで表す。硬符号ビットの値をｂ”Ｈａｒｄ＝０，１とすることもできるが、本質はｂ”Ｈａｒｄ＝±１と全く同じである。ここでは、ｂ”Ｈａｒd＝±１として説明を進める。ＡＰＰの軟符号ビットを計算するには膨大な演算量が必要とし、実システムへの適用は困難である。演算量削減のため、厳密なＡＰＰ信号検出器による軟符号ビット計算を、以下の数式（５）〜（８）のように近似する方法が提案されている。 Here, an estimated code bit included in reliability information calculated by Log Likelihood Ratio (LLR) or other approximation method is referred to as a soft code bit, and the value thereof is a real number, and is hereinafter represented by b ″ Soft . In addition, the estimated code bit that the reliability information does not have is called a hard code bit, and its value is ± 1, and is represented by b ″ Hard below. The value of the hard code bit can be b ″ Hard = 0, 1, but the essence is exactly the same as b ″ Hard = ± 1. Here, the description will be made assuming that b ″ Hard = ± 1. Calculation of the APP soft code bit requires a large amount of calculation and is difficult to apply to a real system. There has been proposed a method of approximating the soft code bit calculation by the APP signal detector as in the following formulas (5) to (8).
ここで、受信側にとって、実際送信された信号が未知のため、ｓ”（ｎ）は、ｎ番目のサブキャリアにおける実際の送信信号の候補であり、送信系列候補と呼ぶ。数式（７）のｓ”ｔ（ｎ）は、ｓ”（ｎ）のｔ番目の要素であり、ｔ番目の送信信号の信号点候補である。ｂ”（ｎ）は、ＴＫ個の符号ビットによって構成されたｎ番目サブキャリアにおけるビット系列候補であり、ｂ”（ｎ）は、ｓ”（ｎ）の各信号成分のビットパターンを表している。数式（７）のように、“⇔”は、Ｋ符号ビットと１つのコンスタレーション信号点との間のマッピング関係を意味し、ｂ”（ｎ）の各Ｋ符号ビットがｓ”（ｎ）の１つの信号成分と１対１の関係にある。 Here, since the actually transmitted signal is unknown to the receiving side, s ″ (n) is an actual transmission signal candidate in the n-th subcarrier, and is called a transmission sequence candidate. s ″ t (n) is a t-th element of s ″ (n), and is a signal point candidate of the t-th transmission signal. b ″ (n) is an n composed of TK code bits. The bit sequence candidate in the th subcarrier, b ″ (n) represents the bit pattern of each signal component of s ″ (n). As in Equation (7), “⇔” means a mapping relationship between a K code bit and one constellation signal point, and each K code bit of b ″ (n) is represented by s ″ (n). There is a one-to-one relationship with one signal component.
コンスタレーションのサイズ、つまり中の信号点の数はＱ＝２Ｋとする。ｓ”ｔ（ｎ）に対応するＫ符号ビットｂ”ｔ（ｎ）＝ｂ”ｔ（ｎ）＝［ｂ”ｔ，１（ｎ），…，ｂ”ｔ，Ｋ（ｎ）］は、ビットパターン候補と呼び、ｂ”ｔ，ｋ（ｎ）は、ｔ番目信号点候補ｓ”ｔ（ｎ）におけるｋ番目の符号ビットを表す。数式（６）のΛ（ｂ”（ｎ））＝Λ（ｓ”（ｎ））は、尤度メトリックと呼ぶ。ここで、ａは係数であり、ＬはベクトルのＬ次ノルムであり、ｇ（ｂ”（ｎ））は、ｂ”（ｎ）に依存する関数である。記述を簡単化するため、以下では、ａ＝１、Ｌ＝２、ｇ（ｂ”（ｎ））＝０とする。つまり、次式（９）で表される。 The size of the constellation, that is, the number of signal points in the constellation is Q = 2K . The K code bits b " t (n) = b" t (n) = [b " t, 1 (n), ..., b" t, K (n)] corresponding to s " t (n) are bits This is called a pattern candidate, and b ″ t, k (n) represents the k-th code bit in the t-th signal point candidate s ″ t (n). Λ (b ″ (n)) = Λ in Equation (6) (S ″ (n)) is called a likelihood metric, where a is a coefficient, L is the Lth-order norm of the vector, and g (b ″ (n)) becomes b ″ (n). In order to simplify the description, in the following, a = 1, L = 2, and g (b ″ (n)) = 0. That is, it is expressed by the following formula (9).
しかし、本発明の方法は、これらのパラメータの値を任意に変えても適用可能である。Ｃは、ｓ”ｔ（ｎ）のの生成に用いるコンスタレーションを表す。数式（５）の２つの集合（数式（１０）を参照）は、それぞれｂ”（ｎ）の（ｔ，ｋ）番目の要素ｂ”ｔ，ｋ（ｎ）が、ｂ”ｔ，ｋ（ｎ）＝＋１とｂ”ｔ，ｋ（ｎ）＝−１のときの全ビット系列候補を含めた集合である。 However, the method of the present invention can be applied even if the values of these parameters are arbitrarily changed. C represents a constellation used to generate s ″ t (n). The two sets of Equation (5) (see Equation (10)) are (t, k) th of b ″ (n), respectively. Element b ″ t, k (n) is a set including all bit sequence candidates when b ″ t, k (n) = + 1 and b ″ t, k (n) = − 1.
空間多重マルチキャリアシステムにＡＰＰ信号検出方式を適用した場合は、数式（５）のように空間多重マルチキャリア信号の各サブキャリアｎについて、数式（１０）に示す２つの集合のそれぞれの中にある全ビットパターンにおける尤度メトリックを計算し、その最小値（数式（６）のメトリックの書き方によって最大値を取ることもある）の差分を軟符号ビットとする信号検出方法である。 When the APP signal detection method is applied to the spatial multiplexing multicarrier system, each subcarrier n of the spatial multiplexing multicarrier signal is in each of the two sets shown in Equation (10) as shown in Equation (5). This is a signal detection method in which likelihood metrics in all bit patterns are calculated, and the difference between the minimum values (which may take the maximum value depending on how to write the metric of Equation (6)) is a soft code bit.
更に、近似ＡＰＰ方式を簡単化するため、Ｌｉｓｔ Ｓｐｈｅｒｅ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ（ＬＳＤ）技術が提案されている。その考えたかは、以下の数式（１１）のように表せる。 Furthermore, in order to simplify the approximate APP method, List Sphere Decoding (LSD) technology has been proposed. The idea can be expressed as the following formula (11).
つまり、数式（１０）に示す全ビットパターン集合ではなく、数式（１２）に示す、一度絞り込んだビットパターン集合を用いて、軟符号ビットを計算する方式である。しかし、実用の観点から、ＬＳＤが必要とする所用演算量は依然として大きい。ＡＰＰ軟符号ビット生成信号検出方式とＬｉｓｔ Ｓｐｈｅｒｅ Ｄｅｃｏｅｄｉｎｇに関する更なる詳細のついては非特許文献１を参照されたい。
That is, this is a method of calculating soft code bits using a bit pattern set that has been narrowed down once, as shown in Expression (12), instead of the entire bit pattern set shown in Expression (10). However, from a practical point of view, the required amount of computation required by LSD is still large. Refer to
ＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ信号検出方式の誤り率特性は、諸信号検出方法の中でも最も良いと知られているが、各サブキャリアｎにおける必要な尤度メトリック計算の数はＱＴとなる。つまり、送信信号の数Ｔの増加に伴い、指数的に増加する。一例として、Ｎ＝６４、Ｔ＝Ｒ＝４の空間多重マルチキャリアシステムにおいて、送信系列生成に用いるコンスタレーションを１６−ＱＡＭとした場合では、受信側で１つの空間多重マルチキャリア信号を検出するには、６４×１６４＝６４×６５５３６＝４１９４３０４通りの尤度メトリックを計算しなければならない。 APP or the error rate characteristic of the approximation APP signal detection method is known as the best among the various signal detection method, the number of required likelihood metric calculation in each sub-carrier n becomes Q T. That is, it increases exponentially as the number T of transmission signals increases. As an example, in a spatial multiplexing multicarrier system with N = 64 and T = R = 4, when the constellation used for transmission sequence generation is 16-QAM, one spatial multiplexing multicarrier signal is detected on the receiving side. Must calculate 64 × 16 4 = 64 × 65536 = 4194304 likelihood metrics.
これは、膨大な回路規模、記憶容量や消費電力を必要とする。ＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ信号検出方式の演算量は、膨大すぎて実用には向かないという課題が分かる。一方、Ｌｉｓｔ Ｓｐｈｅｒｅ Ｄｅｃｏｄｉｎｇは、近似ＡＰＰより計算する尤度メトリックの数は少ないものの、依然として非常に膨大なビットパターンにおける尤度メトリックを計算する必要があり、実用は困難である。従って、空間多重マルチキャリアシステムの受信機の空間多重信号信号検出器において、優れた受信品質が有するＡＰＰを実現するには、多数の送信系列候補に基づく尤度メトリック計算に起因する膨大な演算量を大幅に削減する必要がある。 This requires an enormous circuit scale, storage capacity and power consumption. It can be seen that the calculation amount of the APP or approximate APP signal detection method is too large to be practical. On the other hand, although List Sphere Decoding has a smaller number of likelihood metrics to be calculated than approximate APP, it still needs to calculate likelihood metrics in a very large bit pattern and is difficult to put into practical use. Therefore, in the spatial multiplexing signal detector of the receiver of the spatial multiplexing multicarrier system, in order to realize APP having excellent reception quality, an enormous amount of computation due to likelihood metric calculation based on a large number of transmission sequence candidates Need to be drastically reduced.
上述した従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰを空間多重マルチキャリアシステムに適用した場合には、計算する送信系列候補と尤度メトリックの数が、送信信号の数、及び適用するコンスタレーションサイズに伴い、指数的に増大してしまい、所要演算量が膨大となり、実現するのが困難であるという問題がある。 When the above-described conventional APP or approximate APP is applied to a spatial multiplexing multicarrier system, the number of transmission sequence candidates to be calculated and the number of likelihood metrics are in accordance with the number of transmission signals and the constellation size to be applied. There is a problem that it increases exponentially and the amount of required computation becomes enormous and difficult to realize.
また、送信系列候補と尤度メトリックの数が膨大であるため、それらの送信系列候補、及び尤度メトリックを記憶するためには、膨大な記憶容量が必要になるという問題がある。また、所要演算量、及び所要記憶容量が非常に大きいため、それに伴い、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰを実装するには、回路規模が非常に大きくなるという問題がある。 Further, since the number of transmission sequence candidates and likelihood metrics is enormous, there is a problem that enormous storage capacity is required to store these transmission sequence candidates and likelihood metrics. Further, since the required calculation amount and the required storage capacity are very large, there is a problem that the circuit scale becomes very large to implement the APP or the approximate APP according to the related art.
また、所要消費電力は、所要演算回路規模や、その動作クロック周波数などに比例するため、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰでは、電力消費量が非常に大きくなることが予想され、バッテリによる動作時間が短くなるという問題がある。また、無線送受信機、特に、無線携帯端末においては、小型化・軽量化が望ましいが、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ方式では、所要演算回路規模、及び所要消費電力が大きいため、装置の小型化・軽量化が困難であるという問題がある。 In addition, since the required power consumption is proportional to the required arithmetic circuit scale, the operation clock frequency, etc., it is expected that the power consumption will be very large in the conventional APP or approximate APP, and the operation time by the battery There is a problem that becomes shorter. Further, in wireless transceivers, particularly wireless portable terminals, it is desirable to reduce the size and weight. However, in the conventional APP or approximate APP method, the required arithmetic circuit scale and the required power consumption are large, so that the size of the device is small. There is a problem that it is difficult to reduce the weight and weight.
また、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ方式では、上述した問題から経済的な実装が極めて困難であり、無線送受信機、特に、無線携帯端末の製造コストが高くなり、大量生産が難しくなるという問題がある。更に、上述した問題は、マルチキャリアシステムのサブキャリア数Ｎ、空間多重システムの送信アンテナ数Ｔ、コンスタレーションサイズＱの増加に伴い、更に著しくなる。 In addition, in the conventional APP or approximate APP method, economical mounting is extremely difficult due to the above-described problems, and the manufacturing cost of a wireless transceiver, particularly a wireless portable terminal, becomes high, and mass production becomes difficult. There is. Further, the above-described problem becomes more serious as the number N of subcarriers in the multicarrier system, the number T of transmission antennas in the spatial multiplexing system, and the constellation size Q increase.
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、誤り率特性を維持しつつ、尤度メトリックの計算量を大幅に削減することができる空間多重マルチキャリア受信装置、及び空間多重マルチキャリア受信方法を提供することにある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a spatial multiplexing multicarrier receiver capable of greatly reducing the amount of calculation of likelihood metrics while maintaining error rate characteristics. And a spatial multiplexing multicarrier reception method.
上述した課題を解決するために、本発明は、複数の送信アンテナを有する送信機から同時に送信される複数の信号ストリームを、複数の受信アンテナで受信して信号検出・分離する空間多重マルチキャリア受信装置であって、複数のサブキャリアをグループ化するサブキャリアグループ化手段と、前記サブキャリアグループの各々を代表する代表チャネル行列を生成するグループ代表チャネル行列生成手段と、前記サブキャリアグループの各々の代表チャネル行列に基づいて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定するグループ実施順番決定手段と、前記サブキャリアグループの各々における信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定するサブキャリア実施順番決定手段と、前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記グループ実施順番決定手段によって決定された、各送信系統における信号点候補選定の実施順番と、前記サブキャリア実施順番決定手段によって決定された、各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番とに基づいて、チャネル行列の変換を行うサブキャリア行列変換手段と、前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果に基づいて、変換受信系列を生成するサブキャリア変換受信系列生成手段と、前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果と前記サブキャリア変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列とに基づいて、変換送信系列候補の絞り込みと尤度メトリックとを計算するサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段と、前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により絞り込まれた前記変換送信系列候補の順序を変更して送信系列候補に復元するサブキャリア順番復元手段と、前記サブキャリア順番復元手段復元された送信系列候補と前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により算出された尤度メトリックとに基づいて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成する推定符号ビット生成手段とを備えることを特徴とする空間多重マルチキャリア受信装置である。 In order to solve the above-described problems, the present invention is a spatial multiplexing multicarrier reception in which a plurality of signal streams transmitted simultaneously from a transmitter having a plurality of transmission antennas are received by a plurality of reception antennas to detect and separate signals. An apparatus comprising: subcarrier grouping means for grouping a plurality of subcarriers; group representative channel matrix generation means for generating a representative channel matrix representing each of the subcarrier groups; and each of the subcarrier groups. Based on the representative channel matrix, group execution order determining means for determining the execution order of signal point candidate selection in each transmission system, and based on the execution order of signal point candidate selection in each of the subcarrier groups, the subcarrier group The order of signal point candidate selection for each subcarrier belonging to Subcarrier execution order determining means, and for each subcarrier belonging to each of the subcarrier groups, the execution order of signal point candidate selection in each transmission system determined by the group execution order determining means, and the subcarriers Subcarrier matrix conversion means for converting a channel matrix based on the order of selection of signal point candidates in each subcarrier determined by the carrier execution order determination means, and the result of matrix conversion by the subcarrier matrix conversion means Subcarrier conversion reception sequence generation means for generating a conversion reception sequence based on the subcarrier matrix conversion result for each subcarrier belonging to each of the subcarrier groups and the subcarrier conversion Based on the converted received sequence generated by the received sequence generating means, Subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation means for calculating transmission sequence candidate narrowing and likelihood metric, and the converted transmission sequence narrowed down by the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation means Subcarrier order restoration means for changing the order of candidates to restore transmission sequence candidates, subcarrier order restoration means, restored transmission sequence candidates and subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation means An estimated code bit generation means for generating an estimated code bit for each transmission code bit based on the likelihood metric is a spatial multiplexing multicarrier receiving apparatus.
本発明は、上記の発明において、前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段は、前記サブキャリア変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列に基づいて、ある送信系列に対する基準信号を生成するサブキャリア基準信号生成手段と、前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果と前記サブキャリア基準信号生成手段により生成された基準信号とに基づいて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出するサブキャリア初期信号点候補探索手段と、前記サブキャリア初期信号点候補探索手段により選定された初期信号点候補に基づいて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出するサブキャリア追加信号点探索手段と、前記サブキャリア追加信号点探索手段により算出された累積メトリックが所定の上限値を超えた場合に、当該累積メトリックに対応する部分変換系列候補を候補から除外し、送信系列候補を絞り込むサブキャリア候補除外手段とを備えることを特徴とする。 According to the present invention, in the above invention, the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing down / likelihood metric calculation means is a reference signal for a certain transmission sequence based on the conversion reception sequence generated by the subcarrier conversion reception sequence generation means. A subcarrier reference signal generating means for generating a subcarrier reference signal generating means, and a result of matrix conversion by the subcarrier matrix converting means and a reference signal generated by the subcarrier reference signal generating means Sub-signal initial signal point candidate search means for selecting a signal point candidate and calculating a corresponding likelihood metric, and additional signal point candidates based on the initial signal point candidate selected by the sub-carrier initial signal point candidate search means Subcarrier additional signal point search for calculating a cumulative metric that is the sum of the likelihood metrics When the cumulative metric calculated by the subcarrier additional signal point search means exceeds a predetermined upper limit value, the partial conversion sequence candidate corresponding to the cumulative metric is excluded from the candidates, and the transmission sequence candidates are narrowed down. Carrier candidate exclusion means.
本発明は、上記の発明において、前記グループ代表チャネル行列生成手段は、前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアの周波数領域チャネル、または前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアの時間領域チャネルのいずれか一方に基づいて、前記代表チャネル行列を生成することを特徴とする。 According to the present invention, in the above invention, the group representative channel matrix generation means includes a frequency domain channel of each subcarrier belonging to each of the subcarrier groups, or a time domain channel of each subcarrier belonging to each of the subcarrier groups. The representative channel matrix is generated based on any one of the above.
本発明は、上記の発明において、前記サブキャリア行列変換手段は、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいてＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて疑似逆行列を算出し、該疑似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記チャネル行列の変換を行うことを特徴とする。 According to the present invention, in the above invention, the subcarrier matrix conversion means performs QR decomposition based on each subcarrier belonging to the subcarrier group to convert it into a triangular matrix, or the subcarrier group A pseudo inverse matrix is calculated based on each subcarrier to which the subcarrier belongs, and the channel matrix is converted using one of a pseudoinverse matrix and a triangle conversion means for converting the pseudoinverse matrix into a triangular matrix, To do.
本発明は、上記の発明において、前記サブキャリア変換受信系列生成手段は、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいてＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて疑似逆行列を算出し、該疑似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記変換受信系列を生成することを特徴とする。 According to the present invention, in the above invention, the subcarrier conversion reception sequence generation means performs QR decomposition based on each subcarrier belonging to the subcarrier group to convert it into a triangular matrix, or the subcarrier Calculating a pseudo inverse matrix based on each subcarrier belonging to the group, and generating the converted reception sequence using either the pseudo inverse matrix or the triangular transformation means for converting the pseudo inverse matrix into a triangular matrix. Features.
本発明は、上記の発明において、前記サブキャリア基準信号生成手段は、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいてＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて疑似逆行列を算出し、該疑似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記基準信号を生成することを特徴とする。 According to the present invention, in the above invention, the subcarrier reference signal generation means performs QR decomposition based on each subcarrier belonging to the subcarrier group to convert it into a triangular matrix, or the subcarrier group A pseudo inverse matrix is calculated based on each subcarrier belonging to, and the reference signal is generated using either a pseudo inverse matrix or a triangular transformation means for converting the pseudo inverse matrix into a triangular matrix, To do.
本発明は、上記の発明において、前記サブキャリア初期信号点候補探索手段は、前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出することを特徴とする。 The present invention is the above invention, wherein the subcarrier initial signal point candidate searching means selects difference bit candidate selecting means for selecting based on a difference bit from the bit pattern of the reference signal, and a distance between signal points from the reference signal. One of the shortest distance candidate selecting means for selecting based on the reference signal and the limited area candidate selecting means for selecting from within the limited area specified based on the reference signal. A point candidate is selected, and a corresponding likelihood metric is calculated.
本発明は、上記の発明において、前記サブキャリア追加信号点探索手段は、前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出することを特徴とする。 According to the present invention, in the above invention, the subcarrier additional signal point searching means is a difference bit candidate selecting means for selecting based on a difference bit from the bit pattern of the reference signal, and a distance between signal points from the reference signal. The additional signal point candidate is selected using either one of the shortest distance candidate selection means selected based on the above and the limited area candidate selection means selected from within the limited area designated based on the reference signal, and the likelihood A cumulative metric that is a sum of metrics is calculated.
本発明は、上記の発明において、前記推定符号ビット生成手段は、推定符号ビットとして信頼度情報を有する軟符号ビットを生成する軟符号ビット生成手段、または推定符号ビットとして信頼度情報を有しない硬符号ビットを生成する硬符号ビット生成手段のいずれか１つを用いて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成することを特徴とする。 According to the present invention, in the above invention, the estimated code bit generation means is a soft code bit generation means for generating a soft code bit having reliability information as an estimated code bit, or a hard code not having reliability information as an estimated code bit. An estimated code bit for each transmission code bit is generated using any one of hard code bit generation means for generating a code bit.
また、上述した課題を解決するために、本発明は、複数の送信アンテナを有する送信機から同時に送信される複数の信号ストリームを、複数の受信アンテナで受信して信号検出・分離する空間多重マルチキャリア受信方法であって、複数のサブキャリアをグループ化するステップと、前記サブキャリアグループの各々を代表する代表チャネル行列を生成するステップと、前記サブキャリアグループの各々の代表チャネル行列に基づいて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定するステップと、前記サブキャリアグループの各々における信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定するステップと、前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記各送信系統における信号点候補選定の実施順番と、前記各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番とに基づいて、チャネル行列の変換を行うステップと、前記チャネル行列の変換結果に基づいて、変換受信系列を生成するステップと、前記各サブキャリアに対して、前記チャネル行列の変換の結果と、前記変換受信系列とに基づいて、変換送信系列候補の絞込みをするステップと、前記各サブキャリアに対して、前記チャネル行列の変換の結果と、前記変換受信系列とに基づいて、尤度メトリックとを算出するステップと、前記絞込まれた変換送信系列候補の順序を変更して送信系列候補に復元するステップと、前記復元された送信系列候補と前記算出された尤度メトリックとに基づいて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成するステップとを含むことを特徴とする空間多重マルチキャリア受信方法である。 Further, in order to solve the above-described problem, the present invention is a spatial multiplexing multiple that receives a plurality of signal streams simultaneously transmitted from a transmitter having a plurality of transmission antennas by a plurality of reception antennas, and detects and separates signals. A carrier reception method, comprising: grouping a plurality of subcarriers; generating a representative channel matrix representing each of the subcarrier groups; and based on each representative channel matrix of the subcarrier group, The step of determining the execution order of signal point candidate selection in each transmission system, and the selection of signal point candidates in each subcarrier belonging to the subcarrier group based on the execution order of signal point candidate selection in each of the subcarrier groups Determining the execution order and belonging to each of the subcarrier groups For each subcarrier, a channel matrix conversion step based on the order of signal point candidate selection in each transmission system and the order of signal point candidate selection in each subcarrier, and the channel matrix Based on the conversion result, the step of generating a converted reception sequence, and for each subcarrier, the conversion transmission sequence candidates are narrowed down based on the conversion result of the channel matrix and the converted reception sequence. A step of calculating a likelihood metric for each of the subcarriers based on the result of conversion of the channel matrix and the converted received sequence, and an order of the narrowed down converted transmission sequence candidates Based on the restored transmission sequence candidate and the calculated likelihood metric. It is a spatial multiplexing multicarrier receiving method which comprises the steps of generating an estimated code bits for the bit.
この発明によれば、誤り率特性を維持しつつ、尤度メトリックの計算量を大幅に削減することができるという利点が得られる。 According to the present invention, there is an advantage that the calculation amount of the likelihood metric can be significantly reduced while maintaining the error rate characteristics.
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
従来技術によるＡＰＰでは、全部でＱＴ通りの尤度メトリックを計算する必要があるため、送信信号の数Ｔの増加に伴い、所要演算量が指数的に増大し、実システムによる実現は困難である。これに対して、本発明では、送信系列候補を効率的に絞込み、その結果、尤度メトリックの計算量を大幅に削減しながら、ＡＰＰの優れた誤り率特性を維持する。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
In APP according to the prior art, it is necessary to compute the likelihood metric of the street Q T total, with the increase in the number T of transmit signals, the required amount of computation increases exponentially, realized by the actual system is difficult is there. On the other hand, in the present invention, transmission sequence candidates are efficiently narrowed down, and as a result, the APP error rate characteristic excellent in APP is maintained while greatly reducing the calculation amount of the likelihood metric.
従来方式との一番の違いは、従来技術では、全ての尤度メトリックを計算するのに比べ、本発明では、尤度メトリックの計算量を大幅に削減しながら、ＡＰＰの誤り率特性を近似することを特徴としている。 The main difference from the conventional method is that the error rate characteristic of APP is approximated in the present invention while the calculation amount of the likelihood metric is significantly reduced in the present invention, compared to the case where all likelihood metrics are calculated in the conventional technique. It is characterized by doing.
Ａ．実施形態
図１は、本発明の実施形態による空間多重信号信号検出回路の構成を示すブロック図である。図において、空間多重信号信号検出回路１０は、初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、推定符号ビット計算回路３、記憶回路４、及び制御回路５から構成されている。それぞれは、後述する初期化処理、送信系列候補絞り込み処理、推定符号ビット計算処理、データアクセス処理、と全ての処理における制御を行う。本実施形態による全ての回路ブロックは、そのブロックの信号処理目的を実現するための（１）演算素子を有し、（２）データと記憶回路４との間のアクセス（つまり、データの記憶回路４からの呼び出しと記憶回路４への書き込み）が可能である。
A. Embodiment FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a spatially multiplexed signal detection circuit according to an embodiment of the present invention. In the figure, the spatial multiplexing signal
図２は、本実施形態による初期化処理回路１の構成を示すブロック図である。図において、初期化処理回路１は、サブキャリアグループ化回路１−１、グループ代表チャネル行列生成回路１−２、グループ実施順番決定回路１−３、サブキャリア実施順番決定回路１−４、及びサブキャリア行列変換回路１−５からなる。
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the
初期化処理回路１では、送信系列候補絞込み回路２での処理が効率良く実施できるように、サブキャリアグループ化回路１−１でサブキャリアをグループ化し、グループ代表チャネル行列生成回路１−２で代表チャネル行列生成し、グループ実施順番決定回路１−３でグループ毎における信号点候補選定の実施順番を決定し、サブキャリア実施順番決定回路１−４でサブキャリア毎における信号点候補選定の実施順番を決定し、サブキャリア行列変換回路１−５で行列変換を行うなどの処理を実施する。
In the
サブキャリアグループ化回路１−１は、マルチキャリアシステムが持つサブキャリアのグループ分け処理を行う。グループ代表チャネル行列生成回路１−２は、サブキャリアグループ化回路１−１で得た各サブキャリアグループに対して、各グループを代表するチャネル行列、つまり代表チャネル行列を生成する代表チャネル行列生成処理を行う。 The subcarrier grouping circuit 1-1 performs subcarrier grouping processing of the multicarrier system. The group representative channel matrix generation circuit 1-2 generates a channel matrix representing each group, that is, a representative channel matrix generation process for generating a representative channel matrix for each subcarrier group obtained by the subcarrier grouping circuit 1-1. I do.
グループ代表チャネル行列生成回路１−２としては、例えば、周波数領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段や、時間領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段などが考えられる。 As the group representative channel matrix generation circuit 1-2, for example, a representative channel matrix generation unit based on a frequency domain channel, a representative channel matrix generation unit based on a time domain channel, or the like can be considered.
次に、グループ実施順番決定回路１−３は、各サブキャリアグループに対して、グループ代表チャネル行列生成回路１−２で生成したグループ代表チャネル行列を用いて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定する、各送信系統における信号点候補選定の実施順番決定処理を行う。 Next, the group execution order determination circuit 1-3 uses the group representative channel matrix generated by the group representative channel matrix generation circuit 1-2 for each subcarrier group to select signal point candidates in each transmission system. An execution order determination process for selecting signal point candidates in each transmission system is performed to determine the execution order.
サブキャリア実施順番決定回路１−４は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、グループ実施順番決定回路１−３で決定した各グループにおける信号点候補選定の実施順番を用いて、グループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定する、各送信系統における信号点候補選定の実施順番決定処理を行う。 The subcarrier execution order determination circuit 1-4 uses the execution order of signal point candidate selection in each group determined by the group execution order determination circuit 1-3 for each subcarrier belonging to each subcarrier group. The execution order determination process of the signal point candidate selection in each transmission system is performed to determine the execution order of the signal point candidate selection in each subcarrier belonging to.
サブキャリア行列変換回路１−５は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、グループ実施順番決定回路１−３とサブキャリア実施順番決定回路１−４とで決定した信号点候補選定の実施順番を反映した上、チャネル行列の変換を行う、各グループに属する各サブキャリアにおける周波数チャネル行列の変換処理を行う。サブキャリア行列変換回路１−５としては、ＱＲ分解による行列変換手段や、擬似逆行列及び三角変換手段などが考えられる。 The subcarrier matrix conversion circuit 1-5 selects signal point candidates determined by the group execution order determination circuit 1-3 and the subcarrier execution order determination circuit 1-4 for each subcarrier belonging to each subcarrier group. Reflecting the execution order, the channel matrix conversion is performed, and the frequency channel matrix conversion processing in each subcarrier belonging to each group is performed. As the subcarrier matrix conversion circuit 1-5, matrix conversion means by QR decomposition, pseudo inverse matrix, triangular conversion means, and the like are conceivable.
図３は、本実施形態による送信系列候補絞込み回路２の構成を示すブロック図である。図において、送信系列候補絞込み回路２は、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２、及びサブキャリア順番復元回路２−３からなる。
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the transmission sequence
送信系列候補絞込み回路２では、推定符号ビット計算回路３での処理が効率良く実施できるように、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１で変換受信系列を生成し、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの計算を行い、サブキャリア順番復元回路２−３で変換送信系列候補から送信系列候補へ戻すなどの処理を実施する。
In transmission sequence
サブキャリア変換受信系列生成回路２−１は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア行列変換回路１−５で得た行列変換の結果を用いて、変換受信系列を生成する変換受信系列生成処理を行う。サブキャリア変換受信系列生成回路２−１としては、例えば、ＱＲ分解による変換受信系列生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段などが考えられる。 The subcarrier conversion reception sequence generation circuit 2-1 generates a conversion reception sequence for each subcarrier belonging to each subcarrier group, using the matrix conversion result obtained by the subcarrier matrix conversion circuit 1-5. A conversion reception sequence generation process is performed. As the subcarrier conversion reception sequence generation circuit 2-1, for example, a conversion reception sequence generation unit by QR decomposition, a conversion reception sequence generation unit by pseudo inverse matrix and triangular conversion, and the like can be considered.
サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア行列変換回路１−５で得た行列変換の結果とサブキャリア変換受信系列生成回路２−１で得た変換受信系列とを用いて、変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックとを計算する変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理を行う。 The subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 performs the matrix conversion result obtained by the subcarrier matrix conversion circuit 1-5 and the subcarrier conversion for each subcarrier belonging to each subcarrier group. Using the converted reception sequence obtained by the reception sequence generation circuit 2-1, a conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation process for calculating a conversion transmission sequence candidate and a likelihood metric is performed.
サブキャリア順番復元回路２−３は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア実施順番決定回路１−４で得た信号点候補選定の実施順番を用いて、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で得た変換系列候補の空間順番を並び直して送信系列候補に復元する、順番復元処理を行う。 Subcarrier order restoration circuit 2-3 uses subcarrier conversion transmission for each subcarrier belonging to each subcarrier group, using the signal point candidate selection execution order obtained by subcarrier execution order determination circuit 1-4. Sequence restoration processing is performed in which the spatial order of the converted sequence candidates obtained by the sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 is rearranged and restored to transmission sequence candidates.
図４は、本実施形態によるサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２の構成を示すブロック図である。図において、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３、及びサブキャリア候補除外回路２−２−４からなる。 FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 according to the present embodiment. In the figure, a subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 includes a subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1, a subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, and a subcarrier addition. It comprises a signal point candidate search circuit 2-2-3 and a subcarrier candidate exclusion circuit 2-2-4.
サブキャリア基準信号生成回路２−２−１は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１で得た変換受信系列を用いて、信号点候補選定がまだ実施されていないレイヤについて基準信号を生成する、基準信号生成処理を行う。サブキャリア基準信号生成回路２−２−１としては、例えば、ＱＲ分解による基準信号生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による基準信号生成手段などが考えられる。 The subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1 selects a signal point candidate for each subcarrier belonging to each subcarrier group using the converted reception sequence obtained by the subcarrier conversion reception sequence generation circuit 2-1. A reference signal generation process is performed to generate a reference signal for a layer that has not yet been implemented. As the subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1, for example, a reference signal generation unit by QR decomposition, a reference signal generation unit by pseudo inverse matrix and triangular transformation, and the like can be considered.
サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア行列変換回路１−５で得た行列変換の結果とサブキャリア基準信号生成回路２−２−１とで得た基準信号を用いて、初期（変換）信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する、基準信号による初期信号点候補探索処理を行う。サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２としては、例えば、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段や、最短距離候補による初期子ノードの選定手段、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段などが考えられる。 Subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, for each subcarrier belonging to each subcarrier group, results of matrix conversion obtained by subcarrier matrix conversion circuit 1-5 and subcarrier reference signal generation circuit Using the reference signal obtained in 2-2-1, an initial (transformed) signal point candidate is selected, and a corresponding accumulated metric is calculated, and an initial signal point candidate search process using the reference signal is performed. As the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, for example, an initial child node selection unit based on a difference bit candidate, an initial child node selection unit based on a shortest distance candidate, and an initial child node selection based on a limited area candidate Means can be considered.
次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期信号点候補に基づいて、追加（変換）信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する、初期信号点候補の中の最尤信号点候補に対する追加信号点候補探索処理を行う。サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３としては、例えば、差分ビット候補による追加子ノードの選定手段や、最短距離候補による追加子ノードの選定手段、限定エリア候補による追加子ノードの選定手段などが考えられる。 Next, the subcarrier additional signal point candidate search circuit 2-2-3 performs initial signal points obtained by the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2 for each subcarrier belonging to each subcarrier group. Based on the candidate, an additional (transformed) signal point candidate is selected, and a corresponding accumulated metric is calculated, and an additional signal point candidate search process for the maximum likelihood signal point candidate among the initial signal point candidates is performed. As the subcarrier additional signal point candidate search circuit 2-2-3, for example, an additional child node selection unit based on a difference bit candidate, an additional child node selection unit based on a shortest distance candidate, and an additional child node selection based on a limited area candidate Means can be considered.
サブキャリア候補除外回路２−２−４は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２とサブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３で算出された累積メトリックの中に、ある上限値を超えた累積メトリックと対応する部分変換系列候補を候補から除外する、累積メトリック上限値による候補除外処理を行う。 The subcarrier candidate exclusion circuit 2-2-4, for each subcarrier belonging to each subcarrier group, a subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2 and a subcarrier additional signal point candidate search circuit 2-2. A candidate exclusion process based on the cumulative metric upper limit value is performed to exclude, from the candidates, partial conversion sequence candidates corresponding to the cumulative metric exceeding a certain upper limit value among the cumulative metrics calculated in step -3.
なお、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１〜サブキャリア候補除外回路２−２−４による処理を、送信系統の本数分回、つまりＴ回、繰り返して実施する。 The subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 performs the processing by the subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1 to subcarrier candidate exclusion circuit 2-2-4 as the number of transmission systems. Repeated minutes, ie, T times.
図５は、本実施形態による推定符号ビット計算回路３の構成を示すブロック図である。図において、推定符号ビット計算回路３は、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１からなる。推定符号ビット計算回路３では、チャネル復号器で正確に復号処理ができるように、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１で推定符号ビットを生成する処理を実施する。サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、送信系列候補絞込み回路２で得た送信系列候補と尤度メトリックとを用いて、各送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成すべく、送信系列候補と尤度メトリックとによる推定符号ビット計算処理を行う。サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１としては、例えば、軟符号ビット生成手段や、硬符号ビット生成手段などが考えられる。
FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the estimated code
次に、上述した各回路による処理について詳細に説明する。
（Ａ）サブキャリアグループ化回路１−１
マルチキャリアシステムでは、サブキャリアの数が増えると処理量が増えるという課題がある。そこで、処理量を減らすために、以下のようなグループ化を考える。図６に示すように、空間多重マルチキャリア信号が持つ全部でＮ個のサブキャリアをＡ（１≦Ａ≦Ｎ）個のグループに分ける。そして、各グループに含まれるサブキャリアの数Ｎ１、Ｎ２、…、ＮＡの総和はＮとなるようにし、次式（１３）のように表される。
Next, processing by each circuit described above will be described in detail.
(A) Subcarrier grouping circuit 1-1
In the multicarrier system, there is a problem that the amount of processing increases as the number of subcarriers increases. Therefore, in order to reduce the processing amount, the following grouping is considered. As shown in FIG. 6, a total of N subcarriers included in the spatially multiplexed multicarrier signal are divided into A (1 ≦ A ≦ N) groups. Then, the total number of subcarriers N 1 , N 2 ,..., N A included in each group is set to N, and is expressed by the following equation (13).
ここで、各グループの数は均一に、つまり、Ｎ１＝Ｎ２＝…＝ＮＡ＝Ｎ／Ａにする必要はなく、チャネルの状況や、所要演算量、所要通信品質などを考慮しながら決定すれば良い。また、具体的にグループの数Ａをいくつにするかも同様に、チャネルの状況や、所要演算量、所要通信品質などを考慮しながら決定すれば良い。Ａ＝１の場合には、全てのサブキャリアを１つのグループにまとめる。Ａ＝Ｎの場合には、各サブキャアリアが１つのグループとなり、グループ化しないことを意味する。従って、ａ番目のグループに属するｎａ（１≦ｎａ≦Ｎａ）番目のサブキャリアの周波数領域チャネル行列は、Ｈ（ｎａ）として表せる。 Here, the number of each group is uniform, that is, it is not necessary to set N 1 = N 2 =... = N A = N / A, taking into consideration the channel status, the required calculation amount, the required communication quality, and the like. Just decide. Similarly, the number of groups A may be determined in consideration of the channel status, required calculation amount, required communication quality, and the like. When A = 1, all subcarriers are combined into one group. In the case of A = N, it means that each subcarrier is one group and is not grouped. Therefore, the frequency domain channel matrix of the n a (1 ≦ n a ≦ N a ) th subcarrier belonging to the a th group can be expressed as H (n a ).
サブキャリアグループ化回路１−１が行うグループ化処理（つまり、Ａ、Ｎ１、Ｎ２、…、ＮＡを決定する処理）は、受信側が信号検出処理を行うときに実施する必要はなく、予めに数値解析により無線システムが許容する複雑さと要求する誤り率特性との双方を満足できるようなＮ１、Ｎ２、…、ＮＡを事前に決定し、データベース化すれば良い。 Grouping processing sub-carrier grouping circuit 1-1 performs (i.e., A, N 1, N 2 , ..., the processing for determining the N A) need not be performed when the receiver performs signal detection processing, N 1 that can satisfy both the error rate characteristic of complexity and required to allow the radio system in advance by a numerical analysis, N 2, ..., to determine the N a in advance, may be a database.
サブキャリアグループ化回路１−１によるグループ化の効果として、グループ実施順番決定回路１−３での信号点候補選定の実施順番の決定は、各サブキャリアについて行うではなく、各サブキャリアグループについて行えば良いことになる。従って、実施順番決定回数はＮ回からＡ回へと削減することができる。 As an effect of grouping by the subcarrier grouping circuit 1-1, determination of the execution order of signal point candidate selection in the group execution order determination circuit 1-3 is not performed for each subcarrier, but for each subcarrier group. It will be good. Therefore, the number of execution order determinations can be reduced from N times to A times.
（Ｂ）グループ代表チャネル行列生成回路１−２
グループ分けが行った後は、各グループを代表するチャネル行列（以下では、代表チャネル行列と呼ぶ）を生成し、グループ実施順番決定回路１−３での順番決定処理をサブキャリア毎の処理からグループ毎の処理へと簡易化する。
(B) Group representative channel matrix generation circuit 1-2
After grouping, a channel matrix representing each group (hereinafter referred to as a representative channel matrix) is generated, and the order determination process in the group execution order determination circuit 1-3 is changed from the process for each subcarrier to the group. Simplify each process.
ここで、ａ（ａ＝１、２、…、Ａ）番目グループに属する各サブキャリアの番号をｎａ＝１、２、…、Ｎａと記し、ｂ番目グループの１番目からＮａ番目までのサブキャリアを意味する。前述したように、グループ代表チャネル行列生成回路１−２としては、例えば、周波数領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段や、時間領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段などが考えられる。 Here, a (a = 1,2, ... , A) the number of each subcarrier belonging to th group n a = 1,2, ..., denoted as N a, from the first b-th group to the N a th Subcarriers. As described above, as the group representative channel matrix generation circuit 1-2, for example, a representative channel matrix generation unit based on a frequency domain channel, a representative channel matrix generation unit based on a time domain channel, or the like can be considered.
（Ｂ−１）周波数領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段
周波数領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段は、ｂ番目のグループにおける代表チャネル行列Ｇ（ａ）を、次式（１４）のように生成する。
(B-1) Representative Channel Matrix Generation Unit Based on Frequency Domain Channel The representative channel matrix generation unit based on the frequency domain channel generates a representative channel matrix G (a) in the b-th group as shown in the following equation (14). To do.
ここで、代表チャネル行列Ｇ（ａ）は、そのグループに属するサブキャリアの周波数領域チャネル行列Ｈ”（ｎａ）に重み係数ｆ（ｎａ）を掛けて、足し合わせたものである。 Here, the representative channel matrix G (a) is the frequency domain channel matrix H of the subcarrier "(n a) belonging to the group is multiplied by the weighting factor f (n a), in which the sum.
重み係数ｆ（ｎａ）は、チャネルの状況に応じて決定すれば良い。例えば、ａ＝２番目のグループで、全部で５個のサブキャリアがあるとして、ｆ（ｎ２＝１）＝０、ｆ（ｎ２＝２）＝０、ｆ（ｎ２＝３）＝１、ｆ（ｎ２＝４）＝０、ｆ（ｎ２＝５）＝０、と設定した場合では、グループの真ん中のサブキャリアを代表チャネル行列となる。つまり、Ｇ（２）＝Ｈ”（ｎ２＝３）となる。もちろん、グループの両端にあるサブキャリアのチャネル行列を代表チャネル行列としても良い。また、グループに属する各サブキャリアのチャネル行列を足し合わせて、平均化しても良い。 The weighting factor f (n a ) may be determined according to the channel condition. For example, assuming that there are a total of 5 subcarriers in the a = 2nd group, f (n 2 = 1) = 0, f (n 2 = 2) = 0, f (n 2 = 3) = 1 , F (n 2 = 4) = 0 and f (n 2 = 5) = 0, the subcarrier in the middle of the group becomes the representative channel matrix. That is, G (2) = H ″ (n 2 = 3). Of course, the channel matrix of the subcarriers at both ends of the group may be used as the representative channel matrix. Further, the channel matrix of each subcarrier belonging to the group may be You may add and average.
（Ｂ−２）時間領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段
一方、時間領域チャネル行列を用いた代表チャネル行列生成も考えられる。時間領域では、周波数上にあるサブキャリアが見えないので、全てのサブキャリアを常に１つのグループとしてまとめる。つまり、Ａ＝１となる。この場合の代表チャネル行列Ｈは、全サブキャリアを代表することになり、次式（１５）で表されるように生成される。
(B-2) Representative Channel Matrix Generation Unit Based on Time Domain Channel On the other hand, representative channel matrix generation using a time domain channel matrix is also conceivable. In the time domain, subcarriers on the frequency are not visible, so all subcarriers are always grouped together. That is, A = 1. The representative channel matrix H in this case represents all subcarriers, and is generated as expressed by the following equation (15).
ここで、代表チャネル行列Ｇ＝ＧＴＤは、各遅延波に対応する時間領域チャネル行列ＨＴＤ（ｌ）に重み係数ｔ（ｌ）を掛けて、足し合わせたものである。 Here, the representative channel matrix G = G TD is obtained by multiplying the time domain channel matrix H TD (l) corresponding to each delayed wave by a weighting factor t (l).
重み係数ｔ（ｌ）は、チャネルの状況に応じて決定すれば良い。例えば、遅延波がＮＨ＝３として、ｔ（１）＝１、ｔ（２）＝１、ｔ（３）＝０と設定した場合では、１個目と２個目の遅延波の時間領域チャネル行列を足し合わせたものが全サブキャリアを代表するチャネル行列となる。もちろん、他にもｔ（ｌ）を様々に設定可能である。 The weighting factor t (l) may be determined according to the channel conditions. For example, when the delay wave is N H = 3 and t (1) = 1, t (2) = 1, and t (3) = 0, the time domain of the first and second delay waves A sum of channel matrices is a channel matrix representing all subcarriers. Of course, various other t (l) values can be set.
（Ｃ）グループ実施順番決定回路１−３
受信側では、送信系列ｓ”（ｎａ）の各送信信号ｓ”ｔ（ｎａ）がコンスタレーション中のどの信号点であるかが分からない。従って、受信側は、各送信信号ｓ”ｔ（ｎａ）について、コンスタレーション中の信号点を候補として、送信信号を推測する。これを各送信信号ｓ”ｔ（ｎａ）における信号点候補選定と呼ぶ。
(C) Group execution order determination circuit 1-3
On the reception side, it is not known which signal point in the constellation each transmission signal s ″ t (n a ) of the transmission sequence s ″ (n a ) is. Accordingly, the receiving side, the transmitted signal s "for t (n a), as a candidate signal point in the constellation, to estimate the transmit signal. This each transmitted signal s" t (n a) signal points in the candidate This is called selection.
信号点候補の数としては、１個からＱ個まで（Ｑ＝２Ｋは、コンスタレーションのサイズである）取れるが、考慮する候補数が大きければ大きいほど、信号検出特性が向上する一方で、所用演算量も増えてしまう。 The number of signal point candidates can be 1 to Q (Q = 2 K is the constellation size), but the larger the number of candidates to consider, the better the signal detection characteristics. The required calculation amount also increases.
ここで、Ｔ個ある送信信号［ｓ”１（ｎａ），ｓ”２（ｎａ），…，ｓ”Ｔ（ｎａ）］を同時にではなく、順番に個々の送信信号ｓ”ｔ（ｎａ）における信号点候補選定を行う。受信側では、この信号点候補選定の実施順番を決定できる。 Here, T transmission signals [s " 1 (n a ), s" 2 (n a ), ..., s " T (n a )] are not simultaneously transmitted but individually transmitted signals s" t ( Signal point candidate selection in na ) is performed. On the receiving side, the execution order of this signal point candidate selection can be determined.
グループａに属するサブキャリアｎａにおける送受信関係は、次式（１６）のように表せる。 Communication relationship in the sub-carrier n a belonging to the group a can be expressed as the following equation (16).
数式（１６）から分かるように、チャネル行列Ｈ”（ｎａ）の各列ベクトルｈ”ｔ（ｎａ）は、送信系列ｓ”（ｎａ）の各送信信号ｓ”ｔ（ｎａ）に対応する。チャネル行列Ｈ”（ｎａ）の列ベクトルは、それぞれ異なる受信品質を有しているゆえ、各送信信号における受信品質も違ってくる。従って、受信側では、チャネル行列に基づいて、信号点候補選定の実施順番を適切に決定すれば、各送信信号における候補数を抑え、信号検出の所用演算量を削減することができる。 As it can be seen from equation (16), the channel matrix H "(na) each column vector h of" t (n a) is corresponding to the transmitted sequence s "(n a) the transmission signal s" t (n a) To do. Since the column vectors of the channel matrix H ″ (n a ) have different reception qualities, the reception qualities of the transmission signals are also different. Therefore, on the receiving side, signal point candidates are based on the channel matrix. If the selection execution order is appropriately determined, the number of candidates in each transmission signal can be suppressed, and the required calculation amount for signal detection can be reduced.
グループ実施順番決定回路１−３では、グループ代表チャネル行列生成回路１−２で生成した各グループの代表チャネル行列Ｇ（ａ）に基づいて、各グループにおける信号点候補選定の実施順番を決定する。ここで、グループａ（１≦ａ≦Ａ）における信号点候補選定の実施順番をＯ（ａ）＝｛Ｏ１（ａ），Ｏ２（ａ），…，ＯＴ（ａ）｝と表す。Ｏｔ（ａ）（ｔ＝１，２，…，Ｔ）の下付き数字ｔは、信号点候補選定の実施順番であり、Ｏｔ（ａ）の値自体は、ｔ番目に信号点候補選定が実施される送信信号の空間番号である。ｔとＯｔ（ａ）とは、１対１に対応する。例えば、Ｏ２（ａ）＝３というのは、第Ｏ２（ａ）＝３番目の空間送信信号ｓ”Ｏ２（ａ）（ｎａ）＝ｓ”３（ｎａ）が２番目にその信号点候補の選定を実施する。グループ実施順番決定回路１−３は、各サブキャリアグループ（ａ＝１、２、…、Ａ）について、代表チャネル行列Ｇ（ａ）を用いて、Ｏ（ａ）＝｛Ｏ１（ａ），Ｏ２（ａ），…，ＯＴ（ａ）｝の各要素の値（１からＴまでの整数の内の１つ）を決定する。 The group execution order determination circuit 1-3 determines the execution order of signal point candidate selection in each group based on the representative channel matrix G (a) of each group generated by the group representative channel matrix generation circuit 1-2. Here, the order of selection of signal point candidates in the group a (1 ≦ a ≦ A) is expressed as O (a) = {O 1 (a), O 2 (a),..., O T (a)}. The subscript number t of O t (a) (t = 1, 2,..., T) is the order of signal point candidate selection, and the value of O t (a) itself is the t-th signal point candidate selection. Is the space number of the transmission signal to be implemented. The t and O t (a), one-to-one correspondence. For example, O 2 (a) = 3 means that the O 2 (a) = third spatial transmission signal s ″ O2 (a) (n a ) = s ″ 3 (n a ) is the second signal. Select point candidates. The group execution order determination circuit 1-3 uses the representative channel matrix G (a) for each subcarrier group (a = 1, 2,..., A) and uses O (a) = {O 1 (a), The value of each element of O 2 (a),..., O T (a)} (one of integers from 1 to T) is determined.
実施順番Ｏ（ａ）通りに信号点候補選定を行うには、チャネル行列Ｈ”（ｎａ）の列ベクトルを並び替える（あるいは、並び替えと等価な操作）必要がある。以下では、この並び替え操作を、数学的に並び替え行列Ｅ（Ｏ（ａ））とチャネル行列Ｈ”（ｎａ）との乗算Ｈ（ｎａ）＝Ｈ”（ｎａ）Ｅ（ｎａ）という形で表現するが、実際の処理としては、行列Ｈ”（ｎａ）の列ベクトルを並び替えるだけで良く、乗算をする必要はない。Ｈ（ｎａ）は、列ベクトルが並び替えたチャネル行列であり、並び替えチャネル行列と呼ぶ。従って、実施順番Ｏ（ａ）と並び替え行列Ｅ（Ｏ（ａ））とは、互いに１対１に対応し、完全に等価な情報を持っていると理解すれば良い。 To do signal point candidate selecting the implementation order O (a) as rearranges the column vector of the channel matrix H "(n a) (or, rearranging equivalent operation) it is necessary. In the following, the arrangement The replacement operation is mathematically expressed in the form of multiplication H (n a ) = H ″ (n a ) E (n a ) of the rearrangement matrix E (O (a)) and the channel matrix H ″ (n a ). Suruga, as the actual processing may just rearranging the column vector of the matrix H "(n a), it is not necessary to multiply. H (n a ) is a channel matrix in which column vectors are rearranged, and is referred to as a rearranged channel matrix. Therefore, it can be understood that the execution order O (a) and the rearrangement matrix E (O (a)) have a one-to-one correspondence with each other and have completely equivalent information.
実施順番を決定するには、様々な方法が考えられる。例えば、参考文献１（特願２００７−１７２８３５）、参考文献２（特願２００７−１７２８３６）で発明した実施順番決定方法を適用することが考えられる。また、再帰的に代表チャネル行列Ｇ（ａ）の各列ベクトルの中に、最も受信品質の良い、あるいは悪い列ベクトルを優先的に実施することもできる。更に、再帰的ではなく、各列ベクトルの受信品質を、降順、あるいは昇順に並べ、並べた順番通りに実施することができる。また、順番決定を行わずに、送信信号の空間順番通りに、信号点候補選定を行うことも可能である。その場合、Ｏｔ（ａ）＝ｔ（ｔ＝１、２、…、Ｔ）、Ｅ（Ｏ（ａ））＝Ｉとなる。 Various methods are conceivable for determining the execution order. For example, it is conceivable to apply the execution order determination method invented in Reference Document 1 (Japanese Patent Application No. 2007-172835) and Reference Document 2 (Japanese Patent Application No. 2007-172636). It is also possible to preferentially implement the column vector having the best or the worst reception quality among the column vectors of the representative channel matrix G (a). Furthermore, it is not recursive, and the reception quality of each column vector can be arranged in descending order or ascending order, and can be carried out in the arranged order. It is also possible to select signal point candidates in the spatial order of the transmission signal without determining the order. In that case, O t (a) = t (t = 1, 2,..., T) and E (O (a)) = I.
個々の実施順番決定方法には、行列の列ベクトルにおける受信品質を表す指標として、様々な量が用いられる。例えば、各列ベクトルにおける受信ＳＮＲ（signal to noise ratio）、各列ベクトルにおける受信ＳＩＮＲ（signal to interference plus noise ratio）、各列ベクトルにおけるＬ次ノルム（Ｌは任意の整数）などがある。グループ実施順番決定回路１−３では、代表チャネル行列Ｇ（ａ）の列ベクトルにおける受信品質を表す如何なる量を適用しても良い。 In each execution order determination method, various quantities are used as an index representing the reception quality in the column vector of the matrix. For example, there are a received SNR (signal to noise ratio) in each column vector, a received SINR (signal to interference plus noise ratio) in each column vector, and an L-order norm (L is an arbitrary integer) in each column vector. In the group execution order determination circuit 1-3, any amount representing the reception quality in the column vector of the representative channel matrix G (a) may be applied.
（Ｄ）サブキャリア実施順番決定回路１−４
サブキャリア実施順番決定回路１−４では、グループ実施順番決定回路１−３で各サブキャリアグループにおける信号点候補選定の実施順番を決定した後、グループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定する。ここで、代表チャネル行列Ｇ（ａ）における実施順番Ｏ（ａ）、つまりＥ（Ｏ（ａ））に新たな並び替え行列Ｄ（ｎａ）を掛け、そのグループに属する各サブキャリアにおける実施順番Ｅ（ｎａ）を決定していく。数学的には、次式（１７）のように表せる。
(D) Subcarrier execution order determination circuit 1-4
In the subcarrier execution order determination circuit 1-4, the group execution order determination circuit 1-3 determines the execution order of signal point candidate selection in each subcarrier group, and then performs signal point candidate selection in each subcarrier belonging to the group. Determine the order. Here, the execution order O (a) in the representative channel matrix G (a), that is, E (O (a)) is multiplied by a new rearrangement matrix D (n a ), and the execution order in each subcarrier belonging to the group. E (n a ) is determined. Mathematically, it can be expressed as the following equation (17).
サブキャリアｎａに関連する新たな並び替え行列Ｄ（ｎａ）については、チャネルの状況に応じて決定すれば良い。例えば、グループのサイズＮａが小さい、あるいはサブキャリア間の相関が強い場合には、新たな並び替え行列Ｄ（ｎａ）を単位行列Ｄ（ｎａ）＝Ｉと設定し、Ｅ（ｎａ）＝Ｅ（Ｏ（ａ））となる。つまり、代表チャネル行列における実施順番を、そのまま各サブキャリアの実施順番として利用し、新たな並び替え行列Ｄ（ｎａ）を掛けないことを意味する。もちろん、他にも新たな並び替え行列Ｄ（ｎａ）を様々に設定可能である。もし、Ａ＝Ｎならば、グループ化しないこととなり、代表チャネル行列はサブキャリアチャネル行列と同じくなる。その場合には、サブキャリア実施順番決定回路１−４を実施する必要がなくなる。 For subcarrier n a to the associated new rearrangement matrix D (n a), may be determined according to channel status. For example, the size N a group is small, or when the correlation between subcarriers is strong, and sets a new rearrangement matrix D a (n a) a unit matrix D (n a) = I, E (n a ) = E (O (a)). That is, the implementation order of the representative channel matrix, as it is utilized as an order of each subcarrier, means that no over a new rearrangement matrix D (n a). Of course, other new rearrangement matrixes D (n a ) can be set in various ways. If A = N, no grouping is performed and the representative channel matrix is the same as the subcarrier channel matrix. In that case, it is not necessary to implement the subcarrier execution order determination circuit 1-4.
（Ｅ）サブキャリア行列変換回路１−５
サブキャリア行列変換回路１−５では、サブキャリア実施順番決定回路１−４で各サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定した後、チャネル行列の変換を行う。前述したように、サブキャリア行列変換回路１−５としては、例えば、ＱＲ分解による行列変換手段や、擬似逆行列及び三角変換手段などが考えられる。
(E) Subcarrier matrix conversion circuit 1-5
In the subcarrier matrix conversion circuit 1-5, the subcarrier execution order determination circuit 1-4 determines the execution order of signal point candidate selection in each subcarrier belonging to each subcarrier group, and then converts the channel matrix. As described above, as the subcarrier matrix conversion circuit 1-5, for example, a matrix conversion unit using QR decomposition, a pseudo inverse matrix, a triangular conversion unit, or the like can be considered.
（Ｅ−１）ＱＲ分解による行列変換手段
ＱＲ分解による行列変換手段では、各グループａ（１≦ａ≦Ａ）に属する各サブキャリアにおける候補信号点選定の実施順番が決定すれば、実施順番Ｅ（ｎａ）通りにグループａに属する各サブキャリアのチャネル行列Ｈ”（ｎａ）の列ベクトルの順番を、次式（１８）に表すように並び替える。
(E-1) Matrix conversion means by QR decomposition In the matrix conversion means by QR decomposition, if the execution order of candidate signal point selection in each subcarrier belonging to each group a (1 ≦ a ≦ A) is determined, the execution order E As shown in (n a ), the order of the column vectors of the channel matrix H ″ (n a ) of each subcarrier belonging to group a is rearranged as represented by the following equation (18).
Ｈ（ｎａ）は、列ベクトルの順番が並び替えられたチャネル行列である。 H (n a ) is a channel matrix in which the order of column vectors is rearranged.
次に、この並び替えチャネル行列Ｈ（ｎａ）について、ＱＲ分解を行う。行列Ｑ（ｎａ）及びＵ（ｎａ）は、行列Ｈ（ｎａ）におけるＱＲ分解の結果であり、それぞれ次式（１９）〜（２１）のように定義する。 Next, QR decomposition is performed on the rearranged channel matrix H (n a ). The matrices Q (n a ) and U (n a ) are the results of QR decomposition in the matrix H (n a ) and are defined as the following equations (19) to (21), respectively.
Ｑ（ｎａ）は、Ｒ行Ｔ列の行列で、Ｕ（ｎａ）はＴ行Ｔ列の上三角行列である。 Q (n a ) is a matrix of R rows and T columns, and U (n a ) is an upper triangular matrix of T rows and T columns.
（Ｅ−２）擬似逆行列及び三角変換手段
擬似逆行列及び三角変換手段では、各グループａ（１≦ａ≦Ａ）に属する各サブキャリアにおける候補信号点選定の実施順番が決定すれば、上述したＱＲ分解による行列変換手段と同様に実施順番Ｅ（ｎａ）通りにグループａに属する各サブキャリアのチャネル行列Ｈ”（ｎａ）の列ベクトルの順番を、次式（２２）に表すように並び替え、並び替えチャネル行列Ｈ（ｎａ）を生成する。
(E-2) Pseudo inverse matrix and triangular transformation means In the pseudo inverse matrix and triangular transformation means, if the execution order of candidate signal point selection in each subcarrier belonging to each group a (1 ≦ a ≦ A) is determined, The order of the column vectors of the channel matrix H ″ (n a ) of each subcarrier belonging to the group a as in the implementation order E (n a ) is expressed by the following equation (22) as in the matrix conversion means by QR decomposition. And a rearranged channel matrix H (n a ) is generated.
次に、この並び替えチャネル行列Ｈ（ｎａ）の逆擬似行列を、次式（２３）に従って算出する。 Next, an inverse pseudo matrix of the rearranged channel matrix H (n a ) is calculated according to the following equation (23).
一方では、並び替えチャネル行列Ｈ（ｎａ）を、数式（２４）に示すＵ（ｎａ）のような三角行列に変換する。 On the other hand, the rearranged channel matrix H (n a ) is converted into a triangular matrix such as U (n a ) shown in Equation (24).
並び替えチャネル行列Ｈ（ｎａ）を三角行列に変換するには、様々な方法が考えられる。例えば、ＱＲ分解による変換、Ｃｈｏｌｅｓｋｙ分解による変換、あるいはユニタリ行列による変換などがある。三角行列に変換できれば、如何なる方法を用いても良い。 Various methods are conceivable for converting the rearranged channel matrix H (n a ) into a triangular matrix. For example, there are conversion by QR decomposition, conversion by Cholesky decomposition, conversion by unitary matrix, and the like. Any method may be used as long as it can be converted into a triangular matrix.
上述したチャネル行列の列ベクトルの並び替え、及び行列変換は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して実施する。 The rearrangement of column vectors of the channel matrix and the matrix conversion described above are performed for each subcarrier belonging to each subcarrier group.
（Ｆ）送信系列候補絞込み回路２
送信系列候補絞込み回路２では、推定符号ビット計算回路３での処理が効率良く実施できるように、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１で変換受信系列を生成し、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの計算を行い、サブキャリア順番復元回路２−３で変換送信系列候補から送信系列候補へ復元するなどの処理を実施する。
(F) Transmission sequence candidate narrowing down
In transmission sequence
（Ｆ−１）サブキャリア変換受信系列生成回路２−１
サブキャリア変換受信系列生成回路２−１では、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で変換系列候補の絞込みと尤度メトリックの計算が簡易化できるように、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアが持つ受信系列ｘ（ｎａ）に対して処理し、変換受信系列を生成する。前述したように、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１としては、例えば、ＱＲ分解による変換受信系列生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段などが考えられる。
(F-1) Subcarrier conversion reception sequence generation circuit 2-1
In the subcarrier conversion reception sequence generation circuit 2-1, the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 simplifies conversion sequence candidate narrowing and likelihood metric calculation. and processing on the received sequence x (n a) with the respective sub-carriers belonging to the group, to produce a converted received sequence. As described above, as the subcarrier conversion reception sequence generation circuit 2-1, for example, a conversion reception sequence generation unit using QR decomposition, a conversion reception sequence generation unit using pseudo inverse matrix and triangular conversion, and the like are conceivable.
（Ｆ−１−１）ＱＲ分解による変換受信系列生成手段
ＱＲ分解による変換受信系列生成手段では、上述したサブキャリア行列変換回路１−５のＱＲ分解による行列変換手段に合わせて、ＱＲ分解で得た行列Ｑ（ｎａ）の複素共役転置と受信系列ｘ（ｎａ）とを掛けて、次式（２５）のような変換受信系列ｙ（ｎａ）を生成する。
(F-1-1) Conversion reception sequence generation means by QR decomposition The conversion reception sequence generation means by QR decomposition is obtained by QR decomposition according to the matrix conversion means by QR decomposition of the subcarrier matrix conversion circuit 1-5 described above. Then, the complex conjugate transpose of the matrix Q (n a ) and the received sequence x (n a ) are multiplied to generate a converted received sequence y (n a ) as in the following equation (25).
この変換受信系列ｙ（ｎａ）は、更に、要素毎の表現として次式（２６）のように表せる。 This converts the received sequence y (n a) is further expressed by the following equation (26) as a representation of each element.
ここで、ｉは変換後の空間番号を表し、ｉ番目のレイヤと呼ぶ。また、各信号成分の順番が並び替えられた送信系列ｓ（ｎａ）は、次式（２７）で表せる。 Here, i represents the space number after conversion, and is called the i-th layer. The transmission sequence s the order of the signal components is sorted (n a) is expressed by the following equation (27).
以後、サブキャリアｎａにおける送信系列ｓ”（ｎａ）に対応して、並び替え処理によって得られた信号ｓ（ｎａ）をサブキャリアｎａにおける変換送信系列と呼ぶ。例えば、ｓ”３（ｎａ）を３番目の空間送信信号、ｓ３（ｎａ）を３番目の変換送信信号と呼ぶ。 Thereafter, transmission sequence s in the sub-carrier n a "corresponding to the (n a), the signal obtained by the reordering process s a (n a) is referred to as a conversion transmission sequence in the sub-carrier n a. For example, s" 3 (N a ) is called the third spatial transmission signal, and s 3 (n a ) is called the third converted transmission signal.
また、ｗ（ｎａ）＝ＱＨ（ｎａ）ｗ”（ｎａ）は、変換後の雑音及び干渉成分を表す。更に、変換前のビット表記と対応付けるため、次のように、変換ビットパターンｂｔ（ｎａ）＝［ｂｔ，１（ｎａ），…，ｂｔ，Ｋ（ｎａ）］、変換ビット系列ｂ（ｎａ）を、それぞれ数式（２８）〜（３０）に定義する。 Also, w (n a ) = Q H (n a ) w ″ (n a ) represents noise and interference components after conversion. Further, in order to associate with the bit notation before conversion, the conversion bit is as follows: The pattern b t (n a ) = [b t, 1 (n a ),..., B t, K (n a )] and the converted bit sequence b (n a ) are respectively expressed by equations (28) to (30). Define.
変換前と同様に、変換ビット系列ｂ（ｎａ）の各K符号ビットｂｔ（ｎａ）＝［ｂｔ，１（ｎａ），…，ｂｔ，Ｋ（ｎａ）］が変換送信系列ｓ（ｎａ）の１つの信号成分ｓｔ（ｎａ）と１対１のマッピング関係にある。上記変換受信系列生成処理は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して実施する。 As before the conversion, each K code bit b t (n a ) = [b t, 1 (n a ),..., B t, K (n a )] of the converted bit sequence b (n a ) is converted and transmitted. There is a one-to-one mapping relationship with one signal component s t (n a ) of the sequence s (n a ). The converted reception sequence generation process is performed for each subcarrier belonging to each subcarrier group.
ここで、次段のサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２に含まれるサブキャリア基準信号生成回路２−２−１からサブキャリア候補除外回路２−２−４までの処理を説明するため、ＱＲ分解による変換受信系列生成手段で得た変換後のシステムについて考える。まず、尤度メトリックを変換受信系列ｙ（ｎａ）に合わせて、数式（３１）のように書き換える。 Here, the processing from the subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1 to the subcarrier candidate exclusion circuit 2-2-4 included in the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 in the next stage In order to explain the above, a system after conversion obtained by the conversion reception sequence generation means by QR decomposition will be considered. First, the combined likelihood metric conversion received sequence y (n a), is rewritten as Equation (31).
ここで、ｓ（ｎａ）は、実際の変換送信系列ｓ（ｎａ）ではなく、ｓ（ｎａ）である可能性のある変換送信系列候補（送信系列候補ｓ”（ｎａ）とは含む信号の順番が異なるだけである）である。ｓｉ（ｎａ）は、変換送信系列候補ｓ（ｎａ）のｉ番目信号成分であり、ｉ番目変換信号点候補と呼ぶ。チルダ（〜）ｓｉ（ｎａ）は、候補信号点の選定に用いる基準信号である。 Here, s (n a) is the actual conversion transmission sequence s (n a) without, and s (n a) is a potential conversion transmission sequence candidates (transmission sequence candidate s "(n a) is S i (n a ) is the i-th signal component of the converted transmission sequence candidate s (n a ) and is called the i-th converted signal point candidate. ) S i (n a ) is a reference signal used for selection of candidate signal points.
更に、Δｉ（ｎａ）をｉ番目レイヤにおける増分メトリックと呼び、次式（３２）のように定義する。 Furthermore, delta i a (n a) is called the incremental metric at i-th layer, is defined by the following equation (32).
数式（３１）と数式（３２）から尤度メトリックは、各レイヤにおける増分メトリックの総和である特徴を利用して、数式（３２）を次式（３３）のような再帰式に書き換えられる。 From the formulas (31) and (32), the likelihood metric is rewritten from the formula (32) into a recursive formula such as the following formula (33) using the feature that is the sum of the incremental metrics in each layer.
ここで、Λｊ（ｎａ）は、レイヤｉ＝Ｔから降順にレイヤｉ＝ｊまでの部分変換送信系列候補ｓ［ｊ］（ｎａ）＝［ｓｊ（ｎａ） Ｓｊ＋１（ｎａ） … ｓＴ（ｎａ）］Ｔに対応する累積メトリックである。この再帰式から分かるように、ｓ［ｊ］（ｎａ）に対応する累積メトリックΛｊ（ｎａ）を求めるには、レイヤｉ＝Ｔから降順レイヤｉ＝ｊ＋１までの部分変換送信系列候補ｓ［ｊ＋１］（ｎａ）＝［ｓｊ＋１（ｎａ） … ｓＴ（ｎａ）］Ｔに対応する累積メトリックΛｊ＋１（ｎａ）と、レイヤｉ＝ｊでの候補信号点ｓｊ（ｎａ）に対応する増分メトリックΔｊ（ｎａ）とを足し合せれば良い。累積メトリックの初期値をΛＴ＋１（ｎａ）＝０に設定し、Ｔ回の再帰処理を行えば、最終的には尤度メトリックΛ１（ｎａ）＝Λ（ｎａ）が得られる。 Here, Λ j (n a ) is a partial conversion transmission sequence candidate s [j] (n a ) = [s j (n a ) S j + 1 (n a ) from layer i = T to layer i = j in descending order. ) ... s T (n a) ] is a corresponding cumulative metric T. As can be seen from this recursive formula, in order to obtain the cumulative metric Λ j (n a ) corresponding to s [j] (n a ), partial conversion transmission sequence candidates s from layer i = T to descending layer i = j + 1 are obtained. [J + 1] (n a ) = [s j + 1 (n a )... S T (n a )] The accumulated metric Λ j + 1 (n a ) corresponding to T and the candidate signal point s j (n at layer i = j) incremental metric corresponding to a) Δ j (n a) and may, combined plus. If the initial value of the cumulative metric is set to Λ T + 1 (n a ) = 0 and T recursive processes are performed, the likelihood metric Λ 1 (n a ) = Λ (n a ) is finally obtained.
（Ｆ−１−２）擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段
擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段では、
上述したサブキャリア行列変換回路１−５の擬似逆行列及び三角変換手段に合わせて、擬似逆行列Ｈ＋（ｎａ）と受信系列ｘ（ｎａ）とを掛けて、次式（３４）のような変換受信系列ｚ（ｎａ）を生成する。
(F-1-2) Conversion reception sequence generation means by pseudo inverse matrix and triangular transformation In the conversion reception sequence generation means by pseudo inverse matrix and triangle transformation,
The pseudo inverse matrix H + (n a ) and the received sequence x (n a ) are multiplied by the pseudo inverse matrix and the triangular transformation means of the subcarrier matrix conversion circuit 1-5 described above to obtain the following equation (34): Such a converted reception sequence z (n a ) is generated.
ｓ（ｎａ）は、数式（２６）と同様に、各信号成分の順番が並び替えられた送信系列であり、変換送信系列となる。一方、尤度メトリックは、次式（３５）のように表すことができる。 Similarly to Equation (26), s (n a ) is a transmission sequence in which the order of each signal component is rearranged, and becomes a converted transmission sequence. On the other hand, the likelihood metric can be expressed as the following equation (35).
チルダ（〜）ｓｉ（ｎａ）は、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１のＱＲ分解による変換受信系列生成手段と同様に、候補信号点の選定に用いる基準信号である。更に、増分メトリックと尤度メトリックも上記ＱＲ分解による変換受信系列生成手段と全く同じように定義できる。 The tilde (˜) s i (n a ) is a reference signal used for selection of candidate signal points in the same manner as the converted reception sequence generation means by QR decomposition of the subcarrier conversion reception sequence generation circuit 2-1. Further, the incremental metric and the likelihood metric can be defined in exactly the same manner as the converted received sequence generation means by the QR decomposition.
（Ｇ）サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２
サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路では、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１〜サブキャリア候補除外回路２−２−４による処理を、送信系統の本数分回、つまりＴ回、繰り返して実施し、変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックとの計算を行う。
(G) Subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2
In the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit, the processing by the subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1 to subcarrier candidate exclusion circuit 2-2-4 is performed as many times as the number of transmission systems, that is, T This is repeatedly performed, and the conversion transmission sequence candidate is narrowed down and the likelihood metric is calculated.
（Ｇ−１）サブキャリア基準信号生成回路２−２−１
サブキャリア基準信号生成回路２−２−１では、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける基準信号を生成する。前述したように、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１としては、例えば、ＱＲ分解による基準信号生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による基準信号生成手段などが考えられる。
(G-1) Subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1
The subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1 generates a reference signal in each subcarrier belonging to each subcarrier group. As described above, as the subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1, for example, a reference signal generation unit by QR decomposition, a reference signal generation unit by pseudo inverse matrix and triangular transformation, and the like can be considered.
（Ｇ−１−１）ＱＲ分解による基準信号生成手段
ＱＲ分解による基準信号生成手段では、サブキャリア行列変換回路１−５のＱＲ分解による行列変換手段とサブキャリア変換受信系列生成回路２−１のＱＲ分解による変換受信系列生成手段に合わせて、次式（３６）に基づき、候補信号点の選定を実施していないあるレイヤにおける基準信号チルダ（〜）ｓｉ（ｎａ）を算出する。
(G-1-1) Reference signal generation means by QR decomposition In the reference signal generation means by QR decomposition, the matrix conversion means by QR decomposition of the subcarrier matrix conversion circuit 1-5 and the subcarrier conversion reception sequence generation circuit 2-1 A reference signal tilde (˜) s i (n a ) in a certain layer where selection of candidate signal points is not performed is calculated based on the following equation (36) in accordance with the converted reception sequence generation means by QR decomposition.
（Ｇ−１−２）擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段
擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段では、サブキャリア行列変換回路１−５の擬似逆行列及び三角変換手段とサブキャリア変換受信系列生成回路２−１の擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段に合わせて、次式（３７）に基づき、候補信号点の選定を実施していないあるレイヤにおける基準信号チルダ（〜）ｓｉ（ｎａ）を算出する。
(G-1-2) Conversion reception sequence generation means by pseudo inverse matrix and triangular transformation In the conversion reception sequence generation means by pseudo inverse matrix and triangle conversion, the pseudo inverse matrix and triangle conversion means of subcarrier matrix conversion circuit 1-5 A reference signal in a layer in which candidate signal points are not selected based on the following equation (37) in accordance with the pseudo-inverse matrix and the converted reception sequence generation means by triangular transformation of the subcarrier conversion reception sequence generation circuit 2-1. Calculate the tilde (~) s i (n a ).
（Ｇ−２）サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２
サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１で得た基準信号チルダ（〜）ｓｉ（ｎａ）を用いて、初期信号点候補の選定を行う。更に、選定した信号点候補に対して、対応する累積メトリックを算出する。
(G-2) Subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2
Subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, using the reference signal obtained by the subcarrier reference signal generating circuit 2-2-1 tilde (~) s i (n a ), the initial signal point candidates Make a selection. Further, a corresponding accumulated metric is calculated for the selected signal point candidate.
以下では、各レイヤにおける信号点候補の選定をツリー探索と例えて説明する。空間のレイヤ構造を反映するため、探索ツリーにもＴ個のレイヤを有し、探索はルートから出発し、レイヤｉ＝Ｔからレイヤｉ＝１まで行う。各レイヤのノードは、選定された信号点候補を意味する。ここで、あるレイヤｉ＋１で選んだノード（つまり、選定した信号点候補）を、次の処理レイヤｉにとっての親ノードとなる。つまり、レイヤｉの親ノードは、１つ前のレイヤｉ＋１にある。レイヤｉでの全ての親ノードの数はＡｉとする。また、親ノードに基づいて選んだレイヤｉでのノードをレイヤｉの子ノードと呼ぶ。レイヤｉでの全ての子ノードの数はＢｉとする。このレイヤｉの子ノードは、同時に次のレイヤｉ−１の親ノードでもある。このようにルートから出発し、親ノードから子ノードへ、子ノードが親ノードとなり、更に、次の子ノードへという順番で、レイヤｉ＝Ｔからレイヤｉ＝１までツリー探索を行う。更に、同じ親ノードを持つ子ノードを兄弟ノードとも呼ぶ。 Hereinafter, selection of signal point candidates in each layer will be described as a tree search. In order to reflect the layer structure of the space, the search tree also has T layers, and the search starts from the root and goes from layer i = T to layer i = 1. Each layer node means a selected signal point candidate. Here, the node selected in a certain layer i + 1 (that is, the selected signal point candidate) becomes the parent node for the next processing layer i. That is, the parent node of layer i is in the previous layer i + 1. The number of all parent nodes in layer i is A i . A node in layer i selected based on the parent node is called a child node of layer i. The number of all child nodes at layer i is the B i. The child node of layer i is also the parent node of the next layer i-1. Thus, starting from the root, a tree search is performed from layer i = T to layer i = 1 in order from the parent node to the child node, the child node becomes the parent node, and further to the next child node. Furthermore, child nodes having the same parent node are also called sibling nodes.
サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、処理レイヤにおける各親ノードから、１つあるいは複数の子ノードを選定し、選ばれた子ノードを初期子ノードと呼ぶ。レイヤｉでの親ノードの中に、対応する累積メトリックが最も小さいいくつの親ノードを指定し、最尤親ノードと呼ぶ。レイヤｉでの最尤親ノードの数をＶｉとする。最尤親ノードに対して、多めに初期子ノードを選定する。ここで、Ｐｉ（ｖｉ）をレイヤｉでのｖｉ番目の最尤親ノードにおける初期子ノードの数とする。最尤親ノード以外の親ノードは、１つの初期子ノードを選定する。Ｖｉ＝０は、最尤親ノードが指定しないことを意味する。その場合には、最尤親ノードから選定される初期子ノードＰｉ（ｖｉ）＝０となる。つまり、全ての親ノードは、１つの初期子ノードを選定する。 In the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, one or a plurality of child nodes are selected from each parent node in the processing layer, and the selected child nodes are referred to as initial child nodes. Among the parent nodes in layer i, the number of parent nodes having the smallest corresponding cumulative metric is designated and called the maximum likelihood parent node. Let V i be the number of maximum likelihood parent nodes in layer i. More initial child nodes are selected for the maximum likelihood parent node. Here, the number of Shokiko node P i the (v i) in the v i-th maximum likelihood parent node at the layer i. A parent node other than the maximum likelihood parent node selects one initial child node. V i = 0 means that the maximum likelihood parent node is not specified. In that case, the initial child node P i (v i ) = 0 selected from the maximum likelihood parent node is set. That is, all parent nodes select one initial child node.
Ｐｉ（ｖｉ）の値、つまり、レイヤｉのｖｉ番目の最尤親ノードから選定する初期子ノードの数は、レイヤｉの受信品質、及び親ノードの尤度（つまり、尤度メトリックの値）を考慮して決めれば良い。 The value of P i (v i), that is, the number of Shokiko nodes selected from v i-th maximum likelihood parent node of layer i the reception quality of the layer i, and the parent node likelihood (i.e., likelihood metric To be determined in consideration of
受信品質の良いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が低いため、Ｐｉ（ｖｉ）の値を小さくしても、確からしい初期子ノードが選べる（つまり、特性劣化が少ない）。一方、受信品質の悪いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が高いので、Ｐｉ（ｖｉ）の値を大きくしないと、確からしい初期子ノードが選べない（つまり、特性劣化がしやすい）。 In a layer with good reception quality, since the error rate in selecting a signal point candidate is low, a probable initial child node can be selected even if the value of P i (v i ) is reduced (that is, there is little characteristic deterioration). On the other hand, since a signal point candidate selection error rate is high in a layer with poor reception quality, a probable initial child node cannot be selected unless the value of P i (v i ) is increased (that is, characteristic deterioration is likely to occur). .
また、尤度の高い親ノード（つまり、尤度メトリックが小さい親ノード）では、確からしい初期子ノードを産む可能性が高いため、Ｐｉ（ｖｉ）の値を大きくし、多くの初期子ノードを選定した方が最終的により良い誤り率特性が得られる。一方、尤度の低い親ノード（つまり、尤度メトリックが大きい親ノード）では、確からしい初期子ノードを産む可能性が低いため、Ｐｉ（ｖｉ）の値を小さくし、少ない初期子ノードを選定した方が演算量を削減できる。 Further, since a parent node having a high likelihood (that is, a parent node having a small likelihood metric) is likely to produce a probable initial child node, the value of P i (v i ) is increased, and a number of initial children are increased. In the end, better error rate performance can be obtained by selecting a node. On the other hand, since a parent node having a low likelihood (that is, a parent node having a large likelihood metric) is unlikely to produce a probable initial child node, the value of P i (v i ) is decreased to reduce the number of initial child nodes. The amount of calculation can be reduced by selecting.
上述したように、Ｐｉ（ｖｉ）の値、つまり親ノードから選定する初期子ノードの数は、所望する受信誤り率特性と許容演算量との双方を両立しながら、各レイヤの受信品質、及び親ノードの尤度の高さを考慮して決定すれば良い。 As described above, the value of P i (v i ), that is, the number of initial child nodes to be selected from the parent node, is the reception quality of each layer while achieving both the desired reception error rate characteristics and the allowable calculation amount. And the likelihood of the parent node may be taken into consideration.
図７は、本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。レイヤｉでは、レイヤｉ＋１にある３つの親ノードを有している。各親ノードからそれぞれＡｉ＝３、Ｖｉ＝２、Ｐｉ（ｖｉ＝１）＝３、Ｐｉ（ｖｉ＝２）＝２個の初期子ノードを選んでいる。２番目の親ノードの尤度が高いため、２個の初期子ノードを選定している。更に、図で分かるように、処理量を減らすためには、コンスタレーション上の全ての信号点を初期子ノードとせず、一部だけを信号点候補として選定する。 FIG. 7 is a conceptual diagram showing an example of initial child node selection when a 16-QAM constellation in layer i is used in the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2 according to the present embodiment. Layer i has three parent nodes in layer i + 1. From each parent node, A i = 3, V i = 2, P i (v i = 1) = 3, and P i (v i = 2) = 2 are selected. Since the likelihood of the second parent node is high, two initial child nodes are selected. Further, as can be seen in the figure, in order to reduce the processing amount, not all signal points on the constellation are selected as initial signal nodes, but only a part is selected as signal point candidates.
前述したように、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２としては、初期子ノード選定を実現するには、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段や、最短距離候補による初期子ノードの選定手段、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段などが考えられる。 As described above, as the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, in order to realize the initial child node selection, the initial child node selection unit based on the difference bit candidates and the initial child node based on the shortest distance candidate are used. And selection means for initial child nodes by limited area candidates.
（Ｇ−２−１）差分ビット候補による初期子ノードの選定手段
差分ビット候補による初期子ノードの選定手段では、基準信号を量子化して、量子化基準信号ハット（＾）ｓｉ（ｎａ）を１つの初期子ノードとする。更に、量子化基準信号のビットパターン（ハット＾）ｂｔ（ｎ）＝［ハット（＾）ｂｔ，１（ｎ），…，ハット（＾）ｔ，Ｋ（ｎ）］といくつの異なるビットを持つ信号点も初期子ノードとする。
(G-2-1) Initial Child Node Selection Unit Based on Difference Bit Candidates In the initial child node selection unit based on the difference bit candidates, the reference signal is quantized and a quantized reference signal hat (^) s i (n a ) Is an initial child node. Further, the bit pattern (hat ^) b t (n) = [hat (^) b t, 1 (n),..., Hat (^) t, K (n)] of the quantization reference signal and a number of different bits A signal point having is also an initial child node.
ここで、図８は、本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。量子化基準信号のビットパターンは、ハット（＾）ｂｔ（ｎ）＝［ハット（＾）ｂｔ，１（ｎ），…，ハット（＾）ｔ，４（ｎ）］＝［１，０，１，１］となる。その［１，０，１，１］と１つの差分ビットを持つ信号点は全部で４つ、［１，０，１，０］、［０，０，１，１］、［１，１，１，０］、［１，０，０，１］となる。更に、［１，０，１，１］と２つの差分ビットを持つ信号点は全部で６つ、［０，０，１，０］、［１，１，１，０］、［０，１，１，１］、［０，０，０，１］、［１，１，０，１］、［１，０，０，０］となる。従って、量子化基準信号［１，０，１，１］も含めて、ある親ノードから全部でＰｉ＝１＋４＋６＝１１個の初期子ノードを選定する。 Here, FIG. 8 shows a 16-QAM constellation in the layer i in the initial child node selection means by the difference bit candidate as an example of the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2 according to the present embodiment. It is a conceptual diagram which shows an example of the initial child node selection at the time of using. The bit pattern of the quantized reference signal is: hat (^) b t (n) = [hat (^) b t, 1 (n),..., Hat (^) t, 4 (n)] = [1, 0 , 1, 1]. There are a total of four signal points having the difference bit of [1, 0, 1, 1] and [1, 0, 1, 0], [0, 0, 1, 1], [1, 1, 1, 0], [1, 0, 0, 1]. Furthermore, there are a total of six signal points having [1, 0, 1, 1] and two difference bits, [0, 0, 1, 0], [1, 1, 1, 0], [0, 1 , 1, 1], [0, 0, 0, 1], [1, 1, 0, 1], [1, 0, 0, 0]. Accordingly, a total of P i = 1 + 4 + 6 = 11 initial child nodes are selected from a certain parent node including the quantization reference signal [1, 0, 1, 1].
また、ハット（＾）ｓｉ（ｎａ）のビットパターンとの差分ビットの数で初期子ノードを選定するではなく、上位ビットや、下位ビットがハット（＾）ｓｉ（ｎａ）のビットパターンと異なる信号点を初期子ノード選定の基準にしても良い。量子化基準信号に対して適切な差分ビットを持つ信号点を初期子ノードとして選定できる基準であれば、全て適用可能である。 In addition, the initial child node is not selected based on the number of difference bits from the bit pattern of the hat (^) s i (n a ), but the upper bit or the lower bit is a bit of the hat (^) s i (n a ). A signal point different from the pattern may be used as a criterion for selecting an initial child node. Any reference can be applied as long as the signal point having an appropriate difference bit with respect to the quantization reference signal can be selected as the initial child node.
更に、量子化基準信号だけを初期子ノードにしても良い。この場合、初期子ノードの数は、図７のように３番目の親ノードａｉ＝３のように、１となる。初期子ノード選定ができれば、各初期子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（３２）と数式（３３）のように算出する。 Furthermore, only the quantization reference signal may be used as the initial child node. In this case, the number of initial child nodes is 1 as in the third parent node a i = 3 as shown in FIG. If the initial child node can be selected, the incremental metric and the cumulative metric of each initial child node are calculated as in Expression (32) and Expression (33).
（Ｇ−２−２）最短距離候補による初期子ノードの選定手段
最短距離候補による初期子ノードの選定手段では、基準信号チルダ（〜）ｓｉ（ｎａ）、あるいは量子化基準信号ハット（＾）ｓｉ（ｎａ）から距離が最も近い、いくつの信号点を選定し、量子化基準信号と一緒に初期子ノードとする。
(G-2-2) Initial Child Node Selection Unit Based on Shortest Distance Candidates In the initial child node selection unit based on the shortest distance candidates, the reference signal tilde (˜) s i (n a ) or the quantized reference signal hat (^ ) Select several signal points that are closest in distance from s i (n a ) and use them as initial child nodes together with the quantized reference signal.
図９は、本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、差最短距離候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。ここでは、基準信号チルダ（〜）ｓｉ（ｎａ）に最も近い５つの信号点を選定し、最終的には、基準信号点を含めて全部でＰｉ＝１＋５＝６１個の初期子ノードを選定する。 FIG. 9 shows an example of a subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2 according to the present embodiment, which uses a 16-QAM constellation in layer i in an initial child node selection unit using a difference shortest distance candidate. It is a conceptual diagram which shows an example of the initial child node selection in a case. Here, five signal points closest to the reference signal tilde (˜) s i (n a ) are selected, and finally, P i = 1 + 5 = 61 initial child nodes including the reference signal point in total. Is selected.
ここで用いる信号点間の距離の定義としては、様々なものが考えられる。例えば、ユークリッド距離、マンハッタン距離、あるいは任意次元のノルム距離が適用できる。初期子ノード選定ができれば、各初期子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（３２）と数式（３３）のように算出する。 Various definitions of the distance between signal points used here are conceivable. For example, Euclidean distance, Manhattan distance, or norm distance of any dimension can be applied. If the initial child node can be selected, the incremental metric and the cumulative metric of each initial child node are calculated as in Expression (32) and Expression (33).
（Ｇ−２−３）限定エリア候補による初期子ノードの選定手段
限定エリア候補による初期子ノードの選定手段では、基準信号チルダ（〜）ｓｉ（ｎａ）、あるいは量子化基準信号ハット（＾）ｓｉ（ｎａ）に基づいて、コンスタレーションの上にある限定したエリアを指定し、その限定エリアに入る信号点を初期子ノードとする。
(G-2-3) Initial Child Node Selection Unit by Limited Area Candidates In the initial child node selection unit by limited area candidates, the reference signal tilde (˜) s i (n a ) or the quantized reference signal hat (^ ) Based on s i (n a ), a limited area on the constellation is designated, and a signal point that enters the limited area is set as an initial child node.
図１０は、本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。ここでは、基準信号チルダ（〜）ｓｉ（ｎａ）に基づいて、１つの限定した円エリア、あるいは四角エリアを指定する。円エリアにおいてはＰｉ＝１０、四角エリアにおいてはＰｉ＝１２個の初期子ノードを選定する。もちろん、円エリアと四角エリアの他にも様々な適切な限定エリアが適用できる。 FIG. 10 shows a case where a 16-QAM constellation in layer i is used as an example of a selection means for initial child nodes by limited area candidates as an example of the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2 according to the present embodiment. It is a conceptual diagram which shows an example of no initial child node selection. Here, based on the reference signal tilde (~) s i (n a ), specifies the one non-limiting circle area or square area. In the circle area, P i = 10, and in the square area, P i = 12 initial child nodes are selected. Of course, various appropriate limited areas can be applied in addition to the circular area and the square area.
初期子ノード選定ができれば、各初期子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（３２）と数式（３３）のように算出する。 If the initial child node can be selected, the incremental metric and the cumulative metric of each initial child node are calculated as in Expression (32) and Expression (33).
（Ｇ−３）サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３
サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３では、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードを用いて、追加子ノードの選定を行う。まず、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で算出したレイヤｉでの各初期子ノードの中に、対応する累積メトリックが最も小さい、いくつの初期子ノードを指定し、最尤子ノードと呼ぶ。ここで、Ｗｉをレイヤｉでの最尤子ノードの数と定義する。次に、最尤子ノードと同じ親ノードを持つ兄弟ノードを探索ツリーに追加する。追加された兄弟ノードを追加子ノードと呼ぶ。ここで、Ｑｉ（ｗｉ）をレイヤｉでのｗｉ番目の最尤子ノードにおける追加子ノードの数と定義する。最尤子ノードと対応する追加子ノードは同じ親ノードを持つ。Ｗｉ＝０は最尤子ノードが指定しないことを意味する。その場合、追加子ノードＱｉ（ｗｉ）＝０となる。つまり、子ノードを追加しないことになる。
(G-3) Subcarrier additional signal point candidate search circuit 2-2-3
The subcarrier additional signal point candidate search circuit 2-2-2 selects an additional child node by using the initial child node obtained by the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2. First, among the initial child nodes in layer i calculated by the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, the number of initial child nodes corresponding to the smallest cumulative metric is specified, and the maximum likelihood child Called a node. We define the W i and the number of Saiyuko nodes at layer i. Next, a sibling node having the same parent node as the maximum likelihood node is added to the search tree. The added sibling node is called an additional child node. Here, Q i (w i ) is defined as the number of additional child nodes in the w i th maximum likelihood node in layer i. The additional child node corresponding to the maximum likelihood node has the same parent node. W i = 0 means that the maximum likelihood node is not specified. In that case, the additional child node Q i (w i ) = 0. That is, no child node is added.
Ｗｉ及びＱｉ（ｗｉ）の値、つまり、レイヤｉの最尤子ノードの数、及び各最尤子ノードに対応する追加子ノードの数は、レイヤｉの受信品質及び親ノードと、最尤子ノードの尤度とを考慮して決めれば良い。 The values of W i and Q i (w i ), that is, the number of maximum likelihood child nodes of layer i, and the number of additional child nodes corresponding to each maximum likelihood child node, are the reception quality and parent node of layer i, and It may be determined in consideration of the likelihood of the maximum likelihood node.
受信品質の良いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が低いため、Ｗｉ及びＱｉ（ｗｉ）の値を小さくしても、確からしい追加子ノードが選べる（つまり、特性劣化が少ない）。一方、受信品質の悪いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が高いので、Ｗｉ及びＱｉ（ｗｉ）の値を大きくしないと、確からしい追加子ノードが選べない（つまり、特性劣化がしやすい）。 In a layer with good reception quality, since the error rate in selecting a signal point candidate is low, a reliable additional child node can be selected even if the values of W i and Q i (w i ) are reduced (that is, there is little characteristic deterioration). . On the other hand, in the layer with poor reception quality, the error rate of signal point candidate selection is high, so if the values of W i and Q i (w i ) are not increased, a reliable additional child node cannot be selected (that is, the characteristic degradation is It's easy to do).
また、尤度の高い親ノードと最尤子ノード（つまり、尤度メトリックが小さい親ノードと最尤子ノード）では、確からしい追加子ノードを持つ可能性が高いため、Ｑｉ（ｗｉ）の値を大きくし、多くの追加子ノードを選定した方が最終的により良い誤り率特性が得られる。一方、尤度の低い親ノードと最尤子ノード（つまり、尤度メトリックが大きい親ノード）では、確からしい追加子ノードを持つ可能性が低いため、Ｑｉ（ｗｉ）の値を小さくし、少ない追加子ノードを選定した方が演算量を削減できる。 In addition, since a parent node and a maximum likelihood child node having a high likelihood (that is, a parent node and a maximum likelihood child node having a small likelihood metric) are likely to have a likely additional child node, Q i (w i ) If the value of is increased and more additional child nodes are selected, a better error rate characteristic is finally obtained. On the other hand, since it is unlikely that a parent node having a low likelihood and a maximum likelihood child node (that is, a parent node having a large likelihood metric) have a likely additional child node, the value of Q i (w i ) is reduced. The amount of calculation can be reduced by selecting fewer additional child nodes.
上述のように、Ｗｉ及びＱｉ（ｗｉ）の値、つまり、レイヤｉの最尤子ノードの数、及び各最尤子ノードに対応する追加子ノードの数は、所望する受信誤り率特性と許容演算量との双方を両立しながら、各レイヤの受信品質、及び親ノードと最尤子ノードの尤度を考慮して決定すれば良い。 As described above, the values of W i and Q i (w i ), that is, the number of maximum likelihood child nodes of layer i and the number of additional child nodes corresponding to each maximum likelihood child node are determined by a desired reception error rate. It may be determined in consideration of the reception quality of each layer and the likelihood of the parent node and the maximum likelihood child node while satisfying both the characteristics and the allowable calculation amount.
もし、追加しようとするＱｉ（ｗｉ）個の子ノードがサブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードと重複する場合には、重複しない子ノードだけを追加すれば良い。この場合、追加した子ノードの数はＱｉ（ｗｉ）より小さくなる。 If the Q i (w i ) child nodes to be added overlap with the initial child nodes obtained by the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, only the non-overlapping child nodes are added. Just do it. In this case, the number of added child nodes is smaller than Q i (w i ).
図１１は、本実施形態による、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。前述した図７の初期子ノード選定の例と比較しながら参照されたい。レイヤｉでは、最初は全部で４つの初期子ノードが有している。最尤子ノードの数をＷｉ＝２とする。ここで、４つの初期子ノードのうち、１番と３番の初期子ノードの累積メトリックが最も小さいため、それらを最尤子ノードとする。次に、１番の最尤子ノードに対してはＱｉ（ｗｉ＝１）＝２個の追加子ノードをツリーに追加する。２番の最尤子ノードに対しては、Ｑｉ（ｗｉ＝２）＝４個の追加子ノードを追加したいが、４個の追加子ノードのうち１つだけ、２番の初期子ノードと重複するため、残りの３個の重複しない追加子ノードのみをツリーに追加する。従って、１〜６番の子ノードは初期子ノードとなり、７〜１１番の子ノードは追加子ノードとなる。レイヤｉで全部でＢｉ＝１１個の子ノードになる。 FIG. 11 is a conceptual diagram showing an example of initial child node selection when a 16-QAM constellation in layer i is used in the subcarrier additional signal point candidate search circuit 2-2-3 according to the present embodiment. Refer to the example of selecting an initial child node in FIG. 7 described above. In layer i, there are initially four initial child nodes. Let the number of maximum likelihood nodes be W i = 2. Here, since the cumulative metrics of the first and third initial child nodes among the four initial child nodes are the smallest, they are set as the maximum likelihood node. Next, Q i (w i = 1) = 2 additional child nodes are added to the tree for the first most likely child node. For the second most likelihood child node, Q i (w i = 2) = 4 additional child nodes are to be added, but only one of the four additional child nodes is the second initial child node. Therefore, only the remaining three non-overlapping additional child nodes are added to the tree. Therefore, the 1st to 6th child nodes are initial child nodes, and the 7th to 11th child nodes are additional child nodes. Layer i has a total of B i = 11 child nodes.
前述したように、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３による追加子ノード選定を実現するには、初期子ノードと同様に、差分ビット候補による追加子ノードの選定手段や、最短距離候補による追加子ノードの選定手段、限定エリア候補による追加子ノードの選定手段が適用できる。 As described above, in order to realize the additional child node selection by the subcarrier additional signal point candidate search circuit 2-2-3, as in the case of the initial child node, the selection means of the additional child node by the difference bit candidate, the shortest distance A means for selecting an additional child node by a candidate and a means for selecting an additional child node by a limited area candidate can be applied.
なお、これらサブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３の差分ビット候補による追加子ノードの選定手段や、最短距離候補による追加子ノードの選定手段、限定エリア候補による追加子ノードの選定手段については、初期子ノードと同様であるので説明を省略するが、この場合も、追加子ノード選定ができれば、各追加子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（３２）と数式（３３）のように算出する。 In addition, the selection means of the additional child node by the difference bit candidate of these subcarrier additional signal point candidate search circuits 2-2-3, the selection means of the additional child node by the shortest distance candidate, the selection means of the additional child node by the limited area candidate Since this is the same as that of the initial child node, the description thereof will be omitted. In this case, if the additional child node can be selected, the incremental metric and the cumulative metric of each additional child node are expressed by Equation (32) and Equation (33). Calculate as follows.
（Ｇ−４）サブキャリア候補除外回路２−２−４
サブキャリア候補除外回路２−２−４では、更なる演算量の削減を実現するため、累積メトリック上限値を設定して、その上限値を超えている累積メトリックと対応する部分変換送信系列候補を候補から除外する。
(G-4) Subcarrier candidate exclusion circuit 2-2-4
The subcarrier candidate exclusion circuit 2-2-4 sets a cumulative metric upper limit value in order to realize further reduction in the calculation amount, and selects a partial conversion transmission sequence candidate corresponding to the cumulative metric exceeding the upper limit value. Exclude from candidates.
上限値の設定は、レイヤ毎に行っても良いし、また、全てのレイヤにおいて１つの共通の上限値を用いても良い。上限値の設定については、チャネルの状態や、雑音と干渉のレベル、所望の誤り率特性などを考慮して決定すれば良い。 The upper limit value may be set for each layer, or one common upper limit value may be used for all layers. The setting of the upper limit value may be determined in consideration of channel conditions, noise and interference levels, desired error rate characteristics, and the like.
また、累積メトリック上限値を、実際、到達不可能な大きな値に設定した場合には、累積メトリックと対応する部分変換送信系列候補への除外処理を行わないことを意味する。この場合、サブキャリア候補除外回路２−２−４による処理を実施しないで、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３のみをＴ回繰り返して実施すれば良い。 Further, when the cumulative metric upper limit value is set to a large value that is not actually reachable, it means that the exclusion process for the partial conversion transmission sequence candidate corresponding to the cumulative metric is not performed. In this case, without performing the processing by the subcarrier candidate exclusion circuit 2-2-4, the subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1, the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, the subcarrier additional signal Only the point candidate search circuit 2-2-3 may be repeated T times.
上述したサブキャリア基準信号生成回路２−２−１、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３、サブキャリア候補除外回路２−２−４については、あるレイヤで実施した後には、次のレイヤへ進み、そのレイヤで実施する。このように、全てのレイヤにおいて、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３、サブキャリア候補除外回路２−２−４による処理が実施されるまで繰り返す。 Subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1, subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, subcarrier additional signal point candidate search circuit 2-2-3, subcarrier candidate exclusion circuit 2-2 described above With respect to -4, after being performed in a certain layer, the process proceeds to the next layer and is performed in that layer. Thus, in all layers, the subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1, the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2, the subcarrier additional signal point candidate search circuit 2-2-3, It repeats until the processing by the carrier candidate exclusion circuit 2-2-4 is performed.
（Ｈ）サブキャリア順番復元回路２−３
サブキャリア順番復元回路２−３では、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で絞り込んだ変換系列候補に対して、順番の並び直しを実施し、元の送信信号の空間順番となるように、送信系列候補に復元する。並び直しの数的な表現としては、次式（３８）のように、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で絞り込んだ変換系列候補の集合Ｓに属する全ての変換系列候補ｓ（ｎａ）と並び替え行列Ｅ（ｎａ）とを掛けることになる。
(H) Subcarrier order restoration circuit 2-3
In the subcarrier order restoration circuit 2-3, rearrangement of the order is performed on the conversion sequence candidates narrowed down by the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2, and the space of the original transmission signal The transmission sequence candidates are restored so as to be in order. As a numerical expression of the rearrangement, as shown in the following equation (38), all conversion sequences belonging to the set S of conversion sequence candidates narrowed down by the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 thus multiplying the candidate s (n a) and reordering matrix E (n a).
実際の処理としては、並び直し操作だけをすれば良い。この並び直し操作の結果として、送信信号系列候補ｓ”（ｎａ）が得られる。また、この順番並び直しによって得られた信号系列候補ｓ”（ｎａ）の集合はＢ（ｎａ）とする。更に、次式（３９）に示すように、ｓ”（ｎａ）とマッピングの対応関係にある送信ビット系列候補ｂ”（ｎａ）も同時に得られる。 As an actual process, it is only necessary to perform a rearrangement operation. As a result of this rearrangement operation, a transmission signal sequence candidate s ″ (n a ) is obtained. The set of signal sequence candidates s ″ (n a ) obtained by this rearrangement is B (n a ). To do. Further, as shown in the following equation (39), a transmission bit sequence candidate b ″ (n a ) having a correspondence relationship with s ″ (n a ) is also obtained at the same time.
（Ｉ）推定符号ビット計算回路３
推定符号ビット計算回路３では、チャネル復号器で正確に復号処理ができるように、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１で推定符号ビットを生成する処理を実施する。
(I) Estimated code
In the estimated code
（Ｉ−１）サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１
サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１では、サブキャリアグループ化回路１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、送信系列候補絞込み回路２で絞り込んだ送信系列候補と尤度メトリックとを用いて、各送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成する。前述したように、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１としては、例えば、軟符号ビット生成手段や、硬符号ビット生成手段などが考えられる。
(I-1) Subcarrier estimation code bit calculation circuit 3-1
In the subcarrier estimation code bit calculation circuit 3-1, for each subcarrier belonging to each group divided by the subcarrier grouping circuit 1-1, the transmission sequence candidate narrowed down by the transmission sequence
（Ｉ−１−１）軟符号ビット生成手段
次式（４０）で表される軟符号ビット、つまり信頼度情報が有する推定符号ビットの生成に関しては、様々な手法が考えられる。一例として、各送信ビットにおける近似LLR値を算出する方法がある。
(I-1-1) Soft Code Bit Generation Unit Various methods are conceivable for generating the soft code bit represented by the following equation (40), that is, the estimated code bit included in the reliability information. As an example, there is a method of calculating an approximate LLR value in each transmission bit.
該軟符号ビットは、更に、次式（４１）、（４２）で表される。 The soft code bits are further expressed by the following equations (41) and (42).
ｂ”Ｓｏｆｔ（ｎａ）は、数式（４０）または数式（４１）に示す軟符号ビット要素を含めた軟符号ビット系列である。数式（４３）に示す部分集合は、Ｂ（ｎａ）の部分集合であり、それぞれに属するビット系列候補ｂ”（ｎａ）∈Ｂ（ｎａ）の（ｔ、ｋ）番目の要素ｂ”ｔ，ｋ（ｎａ）がそれぞれ、ｂ”ｔ，ｋ（ｎａ）＝＋１とｂ”ｔ，ｋ（ｎａ）＝−１である。Ｇはグループａのサブキャリアｎａのチャネル行列と、雑音や、干渉レベルなどを考慮した係数である。更に、計算量を削減するためには、係数Ｇ＝１と設定すれば良い。 b ″ Soft (n a ) is a soft code bit sequence including the soft code bit elements shown in the formula (40) or the formula (41). The subset shown in the formula (43) is B (n a ). a subset, bit sequence candidate b belonging to each "(n a) ∈B of (n a) (t, k ) th element b" t, k (n a ) , respectively, b "t, k ( n a ) = + 1 and b ″ t, k (n a ) = − 1. G is a coefficient in consideration of the channel matrix of the subcarrier n a of group a, noise, interference level, and the like. In order to reduce the amount of calculation, the coefficient G = 1 may be set.
もし、数式（４３）で示す部分集合のいずれか一方の中で、（ｔ，ｋ）番目の要素ｂ”ｔ，ｋ（ｎａ）が、ｂ”ｔ，ｋ（ｎａ）＝＋１、あるいはｂ”ｔ，ｋ（ｎａ）＝−１のようなビット系列候補ｂ”（ｎａ）が存在しなければ、数式（４１）による軟符号ビット計算が困難になる。その場合においては、次式（４４）で示す近似値Ｃを適用する。 If, in one of the subsets shown in Equation (43), (t, k ) th element b "t, is k (n a), b" t, k (n a) = + 1 or, If there is no bit sequence candidate b ″ (na) such as b ″ t, k (n a ) = − 1, it is difficult to calculate the soft code bit according to Equation (41). In that case, the approximate value C shown in the following equation (44) is applied.
ここで、数式（４５）で表される値は、（ｔ、ｋ）番目の送信符号ビットにおける硬符号ビットであり、後述する（Ｉ−１−２）で詳細に説明する。Ｃはグループaのサブキャリアｎａのチャネル行列と、雑音や、干渉レベルなどとを考慮した係数である。更に、計算を簡易化するためには、Ｃを適切な固定値に設定することで、チャネル行列と、雑音や、干渉レベルなどとを考慮する必要がなくなる。 Here, the value represented by Expression (45) is a hard code bit in the (t, k) -th transmission code bit, and will be described in detail in (I-1-2) described later. C is the channel matrix of the subcarrier n a group a, the noise and is a coefficient considering the like interference level. Furthermore, in order to simplify the calculation, it is not necessary to consider the channel matrix, noise, interference level, etc. by setting C to an appropriate fixed value.
（Ｉ−１−２）硬符号ビット生成手段
数式（４５）に示す硬符号ビット、つまり信頼度情報が有しない推定符号ビットの生成に関しても様々な手法が考えられる。一例として、次式（４６）のように、送信系列候補絞込み回路２で算出した尤度メトリックΛ（ｂ”（ｎａ））の中で、最も小さいものに対応するビット系列候補ｂ”（ｎａ）を硬符号ビット系列ｂ”Ｈａｒｄ（ｎａ）と推定することができる。
(I-1-2) Hard Code Bit Generation Means Various methods are conceivable for generating the hard code bit shown in Equation (45), that is, the estimated code bit that the reliability information does not have. As an example, the bit sequence candidate b ″ (n) corresponding to the smallest one of the likelihood metrics Λ (b ″ (n a )) calculated by the transmission sequence
硬符号ビット系列ｂ”Ｈａｒｄ（ｎａ）の各要素は、数式（４７）に示すように、数式（４５）で示す硬符号ビットである。 Each element of the hard code bit sequence b ″ Hard (n a ) is a hard code bit represented by Expression (45) as represented by Expression (47).
このように、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１では、軟符号ビット、あるいは硬符号ビットを算出し、それをチャネル復号器へ入力する。 Thus, the subcarrier estimation code bit calculation circuit 3-1 calculates the soft code bit or the hard code bit and inputs it to the channel decoder.
次に、上述した実施形態の動作について説明する。
図１２は、本実施形態による空間多重信号信号検出回路１０の全体動作を説明するためのフローチャートである。本実施形態による空間多重信号信号検出回路１０の動作全体は、図１２に示すように、初期化処理回路１による初期化処理（ステップＳ１）、送信系列候補絞込み回路２による送信系列候補絞込み処理（ステップＳ２）、推定符号ビット計算回路３による推定符号ビット計算処理（ステップＳ３）が実行される。
Next, the operation of the above-described embodiment will be described.
FIG. 12 is a flowchart for explaining the overall operation of the spatially multiplexed
次に、上記初期化処理（ステップＳ１）、送信系列候補絞込み処理（ステップＳ２）、軟符号ビット計算処理（ステップＳ３）について詳細に説明する。 Next, the initialization process (step S1), the transmission sequence candidate narrowing process (step S2), and the soft code bit calculation process (step S3) will be described in detail.
図１３は、本実施形態による初期化処理の動作を説明するためのフローチャートである。まず、サブキャリアグループ化回路１−１は、サブキャリアグループ化処理として、入力されたサブキャリアの数や、チャネルの状態などに基づいて、サブキャリアのグループ分けを行う（ステップＳ１０）。処理結果として、サブキャリアグループの数と各グループに属するサブキャリアの数とを出力する。 FIG. 13 is a flowchart for explaining the operation of the initialization process according to this embodiment. First, as a subcarrier grouping process, the subcarrier grouping circuit 1-1 performs subcarrier grouping based on the number of input subcarriers, the channel state, and the like (step S10). As the processing result, the number of subcarrier groups and the number of subcarriers belonging to each group are output.
次に、グループ代表チャネル行列生成回路１−２は、グループ代表チャネル生成処理として、入力されたサブキャリアグループの数と各グループに属するサブキャリアの数と各サブキャリアのチャネル行列とに関連する係数に基づいて、代表チャネル行列を生成する（ステップＳ１１）。処理結果として、各グループにおける代表チャネル行列を出力する。次に、グループ実施順番決定回路１−３は、グループ実施順番決定処理として、入力された各グループの代表チャネル行列に基づいて、各グループにおける実施順番を決定する（ステップＳ１２）。処理結果として、各グループにおける実施順番を出力する。 Next, the group representative channel matrix generation circuit 1-2 performs, as group representative channel generation processing, coefficients related to the number of input subcarrier groups, the number of subcarriers belonging to each group, and the channel matrix of each subcarrier. Based on, a representative channel matrix is generated (step S11). As a processing result, a representative channel matrix in each group is output. Next, the group execution order determination circuit 1-3 determines the execution order in each group based on the input representative channel matrix of each group as a group execution order determination process (step S12). The execution order in each group is output as a processing result.
次に、サブキャリア実施順番決定回路１−４は、サブキャリア実施順番決定処理として、入力された各グループの実施順番に基づいて、各グループに属する各サブキャリアにおける実施順番を決定する（ステップＳ１３）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける実施順番を出力する。そして、サブキャリア行列変換回路１−５は、サブキャリア行列変換処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの実施順番とチャネル行列とに基づいて、実施順番を反映した行列変換を行う（ステップＳ１４）。処理結果として、変換行列を出力する。 Next, the subcarrier execution order determination circuit 1-4 determines the execution order of each subcarrier belonging to each group based on the input execution order of each group as a subcarrier execution order determination process (step S13). ). As the processing result, the execution order in each subcarrier belonging to each group is output. Then, the subcarrier matrix conversion circuit 1-5 performs matrix conversion reflecting the execution order based on the execution order and channel matrix of each subcarrier belonging to each input group as the subcarrier matrix conversion processing ( Step S14). A transformation matrix is output as a processing result.
次に、図１４は、本実施形態による送信系列候補絞込み処理の動作を説明するためのフローチャートである。まず、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１は、サブキャリア変換受信系列生成処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの受信系列と変換行列とに基づいて、変換受信系列を生成する（ステップＳ２０）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける変換受信系列を出力する。 Next, FIG. 14 is a flowchart for explaining the operation of the transmission sequence candidate narrowing process according to this embodiment. First, as a subcarrier conversion reception sequence generation process, the subcarrier conversion reception sequence generation circuit 2-1 generates a conversion reception sequence based on the input reception sequence and conversion matrix of each subcarrier belonging to each group. (Step S20). As a processing result, a converted reception sequence in each subcarrier belonging to each group is output.
次に、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの変換受信系列と関連する係数とに基づいて、変換送信系列候補絞込みと尤度メトリック計算とを行う（ステップＳ２１）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける変換送信系列候補と対応する尤度メトリックとが出力される。なお、該サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理の詳細については後述する。 Next, the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 performs the conversion reception sequence of each subcarrier belonging to each input group as subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation processing. Based on the coefficient related to, the conversion transmission sequence candidate narrowing down and the likelihood metric calculation are performed (step S21). As a processing result, a converted transmission sequence candidate in each subcarrier belonging to each group and a corresponding likelihood metric are output. Details of the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing down / likelihood metric calculation process will be described later.
そして、サブキャリア順番復元回路２−３は、サブキャリア順番復元処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの変換送信系列候補と実施順番とに基づいて、変換送信系列候補に対する順番を並び直して送信系列候補に復元する（ステップＳ２２）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける送信系列候補が出力される。 Then, the subcarrier order restoration circuit 2-3 arranges the order for the converted transmission sequence candidates based on the converted transmission sequence candidates and the execution order of each subcarrier belonging to each group as the subcarrier order restoration processing. Then, the transmission sequence candidate is restored (step S22). As a processing result, transmission sequence candidates in each subcarrier belonging to each group are output.
図１５は、上述したサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。まず、全てのレイヤの処理が終了したか否かを判定し（ステップＳ２１０）、終わっていなければ、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１は、サブキャリア基準信号生成処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの変換受信系列、変換行列、部分変換送信系列候補に基づいて、基準信号を生成する（ステップＳ２１１）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける基準信号を出力する。 FIG. 15 is a flowchart for explaining detailed operations of the above-described subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation processing. First, it is determined whether or not all layers have been processed (step S210). If the processing has not ended, the subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1 has been input as the subcarrier reference signal generation processing. A reference signal is generated based on the converted reception sequence, conversion matrix, and partial conversion transmission sequence candidate of each subcarrier belonging to each group (step S211). As a processing result, a reference signal in each subcarrier belonging to each group is output.
次に、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２は、サブキャリア初期信号点候補探索処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの基準信号と初期子ノード数とに基づいて、初期（変換）信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する（ステップＳ２１２）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける初期信号点候補と対応する累積メトリックとを出力する。 Next, the subcarrier initial signal point candidate search circuit 2-2-2 performs subcarrier initial signal point candidate search processing based on the input reference signal and the number of initial child nodes of each subcarrier belonging to each group. The initial (transformed) signal point candidate is selected, and the corresponding accumulated metric is calculated (step S212). As processing results, initial signal point candidates and corresponding accumulated metrics in each subcarrier belonging to each group are output.
次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３は、サブキャリア追加信号点候補探索処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの初期信号点候補、最尤子ノード数、追加子ノード数に基づいて、追加（変換）信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する（ステップＳ２１３）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける追加信号点候補と対応する累積メトリックとを出力する。 Next, the subcarrier additional signal point candidate search circuit 2-2-3 performs subcarrier additional signal point candidate search processing as an initial signal point candidate of each subcarrier belonging to each input group, the maximum likelihood child node number, Based on the number of additional child nodes, an additional (transformed) signal point candidate is selected, and a corresponding cumulative metric is calculated (step S213). As a processing result, an additional signal point candidate in each subcarrier belonging to each group and a corresponding accumulated metric are output.
次に、サブキャリア候補除外回路２−２−４は、サブキャリア候補除外処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの累積メトリック上限値と累積メトリックと対応する部分変換送信系列候補とに基づいて、ある上限値を超えた累積メトリックと対応する部分変換系列候補を候補から除外する（ステップＳ２１４）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける生き残った部分変換送信系列候補と対応する累積メトリックを出力する。 Next, as a subcarrier candidate exclusion process, the subcarrier candidate exclusion circuit 2-2-4 determines the cumulative metric upper limit value of each subcarrier belonging to each group and the partial conversion transmission sequence candidate corresponding to the cumulative metric. Based on this, the partial conversion sequence candidate corresponding to the accumulated metric exceeding a certain upper limit value is excluded from the candidates (step S214). As a processing result, a cumulative metric corresponding to the surviving partial conversion transmission sequence candidates in each subcarrier belonging to each group is output.
その後、ステップＳ２１０に戻り、全てのレイヤに対して処理が終了するまで、上述したステップＳ２１０〜Ｓ２１４を繰り返し実行する。そして、全てのレイヤに対して処理が終了すると、当該処理を終了する。 Then, it returns to step S210 and repeats step S210-S214 mentioned above until the process is complete | finished with respect to all the layers. Then, when the process is completed for all layers, the process ends.
図１６は、上述した推定符号ビット計算処理の動作を説明するためのフローチャートである。サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１は、サブキャリア推定符号ビット計算処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの送信系列候補と対応する尤度メトリックと関連する係数に基づいて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成する（ステップＳ３０）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける推定符号ビット信号が出力し、チャネル復号器に入力する。 FIG. 16 is a flowchart for explaining the operation of the estimated code bit calculation process described above. The subcarrier estimation code bit calculation circuit 3-1 performs subcarrier estimation code bit calculation processing based on the coefficients associated with the likelihood metrics corresponding to the transmission sequence candidates of each subcarrier belonging to each input group. Estimated code bits for the transmission code bits are generated (step S30). As a processing result, an estimated code bit signal in each subcarrier belonging to each group is output and input to the channel decoder.
次に、本実施形態での計算例について説明する。
以下では、通信を行う空間多重マルチキャリアシステムでは、送信側にＴ＝４本の送信アンテナがあり、受信側にＲ＝４本の受信アンテナがあるとする。マルチキャリアシステムのサブキャリアは、Ｎ＝６４個とする。また、全てのサブキャリアの送信系統は、１６−ＱＡＭ変調、つまり、１６−ＱＡＭコンスタレーションを使用していると仮定する。
Next, a calculation example in this embodiment will be described.
In the following, it is assumed that in a spatial multiplexing multicarrier system that performs communication, there are T = 4 transmission antennas on the transmission side and R = 4 reception antennas on the reception side. The number of subcarriers in the multicarrier system is N = 64. Further, it is assumed that the transmission systems of all subcarriers use 16-QAM modulation, that is, 16-QAM constellation.
初期化処理回路１では、まず、サブキャリアグループ化回路１−１でチャネルコンディションや、ハードウェアの規模などによって、６４個あるサブキャリアをＡ＝４個のグループに分け、各グループのサブキャリアの数をＮ１＝２２、Ｎ２＝１２、Ｎ３＝１６、Ｎ４＝１４と設定する。
In the
次に、グループ代表チャネル行列生成回路１−２で、各グループにおける代表チャネル行列Ｇ（１）、Ｇ（２）、Ｇ（３）、Ｇ（４）を生成する。 Next, the representative group matrix G (1), G (2), G (3), G (4) in each group is generated by the group representative channel matrix generation circuit 1-2.
次に、グループ実施順番決定回路１−３で、各グループの代表チャネル行列に基づいて、グループａ＝１、２、３、４の各送信信号における信号点候補選定の実施順番を、
Ｏ（１）＝｛Ｏ１（１）＝３，Ｏ２（１）＝１，Ｏ３（１）＝２，Ｏ４（１）＝４｝
Ｏ（２）＝｛Ｏ１（２）＝４，Ｏ２（２）＝３，Ｏ３（２）＝１，Ｏ４（２）＝２｝
Ｏ（３）＝｛Ｏ１（３）＝４，Ｏ２（３）＝３，Ｏ３（３）＝２，Ｏ４（３）＝４｝
Ｏ（４）＝｛Ｏ１（４）＝４，Ｏ２（４）＝１，Ｏ３（４）＝３，Ｏ４（４）＝４｝
と決定する。
Next, in the group execution order determination circuit 1-3, based on the representative channel matrix of each group, the execution order of signal point candidate selection in each transmission signal of the group a = 1, 2, 3, 4 is as follows:
O (1) = {O 1 (1) = 3, O 2 (1) = 1, O 3 (1) = 2, O 4 (1) = 4}
O (2) = {O 1 (2) = 4, O 2 (2) = 3, O 3 (2) = 1, O 4 (2) = 2}
O (3) = {O 1 (3) = 4, O 2 (3) = 3, O 3 (3) = 2, O 4 (3) = 4}
O (4) = {O 1 (4) = 4, O 2 (4) = 1, O 3 (4) = 3, O 4 (4) = 4}
And decide.
次に、サブキャリア実施順番決定回路１−４で、各グループにおける信号点候補選定の実施順番Ｏ（１）、Ｏ（２）、Ｏ（３）、Ｏ（４）をそのまま、各グループに属する各サブキャリアにおける実施順番Ｏ（ｎ１）、Ｏ（ｎ２）、Ｏ（ｎ３）、Ｏ（ｎ４）として与える。 Next, in the subcarrier execution order determination circuit 1-4, the execution order O (1), O (2), O (3), and O (4) for selecting signal point candidates in each group belongs to each group as they are. The execution order in each subcarrier is given as O (n 1 ), O (n 2 ), O (n 3 ), O (n 4 ).
次に、サブキャリア行列変換回路１−５で、各グループに属する各サブキャリアにおける周波数チャネル行列Ｈ”（ｎ１）、Ｈ”（ｎ２）、Ｈ”（ｎ３）、Ｈ”（ｎ４）の列ベクトルを実施順番Ｏ（ｎ１）、Ｏ（ｎ２）、Ｏ（ｎ３）、Ｏ（ｎ４）に従って並び替え、得られた並び替えチャネル行列Ｈ（ｎ１）、Ｈ（ｎ２）、Ｈ（ｎ３）、Ｈ（ｎ４）に対して、ＱＲ分解を行う。ＱＲ分解の結果として、ユニタリ行列Ｑ（ｎ１）、Ｑ（ｎ２）、Ｑ（ｎ３）、Ｑ（ｎ４）と、三角行列Ｕ（ｎ１）、Ｕ（ｎ２）、Ｕ（ｎ３）、Ｕ（ｎ４）とが得られる。 Next, in the subcarrier matrix conversion circuit 1-5, the frequency channel matrices H ″ (n 1 ), H ″ (n 2 ), H ″ (n 3 ), H ″ (n 4 ) in each subcarrier belonging to each group. ) Are rearranged according to the execution order O (n 1 ), O (n 2 ), O (n 3 ), O (n 4 ), and the obtained rearranged channel matrices H (n 1 ), H (n 2 ), QR decomposition is performed on H (n 3 ) and H (n 4 ). As a result of the QR decomposition, unitary matrices Q (n 1 ), Q (n 2 ), Q (n 3 ), Q (n 4 ) and triangular matrices U (n 1 ), U (n 2 ), U (n 3 ) and U (n 4 ) are obtained.
次に、送信系列候補絞込み回路２では、まず、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１で、各グループに属する各サブキャリアの受信系列ｘ（ｎ１）、ｘ（ｎ２）、ｘ（ｎ３）、ｘ（ｎ４）に行列Ｑ（ｎ１）、Ｑ（ｎ２）、Ｑ（ｎ３）、Ｑ（ｎ４）の複素共役転置を掛け、変換受信系列ｙ（ｎ１）、ｙ（ｎ２）、ｙ（ｎ３）、ｙ（ｎ４）を生成する。
Next, in the transmission sequence candidate narrowing-
次に、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２では、各グループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３、サブキャリア候補除外回路２−２−４を、Ｔ＝４個である変換送信信号に繰り返して適用していく。 Next, in the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2, for each subcarrier belonging to each group, a subcarrier reference signal generation circuit 2-2-1, a subcarrier initial signal point candidate The search circuit 2-2-2, the subcarrier addition signal point candidate search circuit 2-2-3, and the subcarrier candidate exclusion circuit 2-2-4 are repeatedly applied to T = 4 converted transmission signals. .
以下では、グループａ＝２に属する各サブキャリアｎ２について、図１７に示すツリー構造を用いて、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２の動作について説明する。ここでは、Ｖ４＝Ｖ３＝Ｖ２＝Ｖ１＝０、Ｐ４＝Ｐ３＝Ｐ２＝Ｐ１＝０、Ｗ４＝Ｗ３＝Ｗ２＝Ｗ１＝１、Ｑ４＝４，Ｑ３＝２，Ｑ２＝２、Ｑ４＝２とする。つまり、各レイヤの親ノードからの初期子ノード数は全て１と設定し、各レイヤの初期子ノードの中の最尤子ノード数も全て１とする。そして、レイヤ４からレイヤ１までの各１つの最尤子ノードに対する追加子ノード数はそれぞれ４、２、２、２とする。また、サブキャリア候補除外回路２−２−４における累積メトリック上限値を無限大と設定し、サブキャリア候補除外回路２−２−４の実施を省くことにする。図１７の各ノードについている番号は、処理の順番や、累積メトリックの大きさを表しているわけでなく、単に各レイヤのノードの数を表すために任意の順番で付けてある。
In the following, a group a = for each subcarrier n 2 belonging to 2, with the tree structure shown in FIG. 17, the operation of the subcarrier converted transmission sequence candidate narrowing-likelihood metric calculation circuit 2-2. Here, V 4 = V 3 = V 2 = V 1 = 0, P 4 = P 3 = P 2 = P 1 = 0, W 4 = W 3 = W 2 = W 1 = 1, Q 4 = 4 It is assumed that Q 3 = 2, Q 2 = 2 and Q 4 = 2. That is, the number of initial child nodes from the parent node of each layer is set to 1, and the number of maximum likelihood child nodes among the initial child nodes of each layer is also set to 1. The number of additional child nodes for each maximum likelihood child node from
図１７に示すように、まず、レイヤ４において、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１では、対応する親ノードを用いて、レイヤ４における基準信号チルダ（〜）Ｓ４（１）を算出する。次に、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号から１つの初期子ノードｓ４（１）を選定し、対応する累積メトリックΛ４（１）を算出する。次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３では、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ４（１）（レイヤ４では子ノード１つしかないので）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから４つの追加子ノードｓ４（２）、ｓ４（３）、ｓ４（４）、ｓ４（５）を候補として加え、対応する累積メトリックΛ４（２）、Λ４（３）、Λ４（４）、Λ４（５）を算出する。
As shown in FIG. 17, first, in
次に、処理はレイヤ３へ移り、まず、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１によって５つの基準信号チルダ（〜）ｓ３（１）、チルダ（〜）ｓ３（２）、チルダ（〜）ｓ３（３）、チルダ（〜）ｓ３（４）、チルダ（〜）ｓ３（５）を生成する。次に、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号からそれぞれ１つの初期子ノードｓ３（１）、ｓ３（２）、ｓ３（３）、ｓ３（４）、ｓ３（５）を選定し、対応する累積メトリックΛ３（１）、Λ３（２）、Λ３（３）、Λ３（４）、Λ３（５）を算出する。次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３では、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ３（２）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから２つの追加子ノードｓ３（６）、ｓ３（７）を候補として加え、対応する累積メトリックΛ３（６）、Λ３（７）を算出する。
Next, the processing moves to
次に、処理はレイヤ２へ移り、まず、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１によって７つの基準信号チルダ（〜）ｓ２（１）、チルダ（〜）ｓ２（２）、チルダ（〜）ｓ２（３）、チルダ（〜）ｓ２（４）、チルダ（〜）ｓ２（５）、チルダ（〜）ｓ２（６）、チルダ（〜）ｓ２（７）を生成する。次に、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号からそれぞれ１つの初期子ノードｓ２（１）、ｓ２（２）、ｓ２（３）、ｓ２（４）、ｓ２（５）、ｓ２（６）、ｓ２（７）を選定し、対応する累積メトリックΛ２（１）、Λ２（２）、Λ２（３）、Λ２（４）、Λ２（５）、Λ２（６）、Λ２（７）を算出する。次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３では、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ２（１）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから２つの追加子ノードｓ２（８）、ｓ２（９）を候補として加え、対応する累積メトリックΛ２（８）、Λ２（９）を算出する。
Next, the processing moves to
次に、処理はレイヤ１へ移り、まず、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１によって９つの基準信号チルダ（〜）ｓ１（１）、チルダ（〜）ｓ１（２）、チルダ（〜）ｓ１（３）、チルダ（〜）ｓ１（４）、チルダ（〜）ｓ１（５）、チルダ（〜）ｓ１（６）、チルダ（〜）ｓ１（７）、チルダ（〜）ｓ１（８）、チルダ（〜）ｓ１（９）を生成する。次に、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号からそれぞれ１つの初期子ノードｓ１（１）、ｓ１（２）、ｓ１（３）、ｓ１（４）、ｓ１（５）、ｓ１（６）、ｓ１（７）、ｓ１（８）、ｓ１（９）を選定し、対応する累積メトリックΛ１（１）、Λ１（２）、Λ１（３）、Λ１（４）、Λ１（５）、Λ１（６）、Λ１（７）、Λ１（８）、Λ１（９）を算出する。次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３では、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ１（８）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから２つの追加子ノードｓ１（１０）、ｓ１（１１）を候補として加え、対応する尤度メトリックΛ１（１０）、Λ１（１１）を算出する。
Next, the processing proceeds to
上述した各レイヤにおける処理を終え、グループａに属する各サブキャリアｎ２がそれぞれ１１個の変換送信系列候補と対応する１１個の尤度メトリックとが得られる。他のグループに対しても同様な方法でサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２による処理を実施する。 After the processing in each layer described above, 11 likelihood metrics corresponding to 11 converted transmission sequence candidates and each subcarrier n 2 belonging to group a are obtained. The processing by the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 is performed for other groups in the same manner.
次に、サブキャリア順番復元回路２−３で、各グループに属する各サブキャリアに対して、実施順番Ｏ（ｎ１）、Ｏ（ｎ２）、Ｏ（ｎ３）、Ｏ（ｎ４）に従って、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で得た変換送信系列候補の空間順番を並び直し、送信系列候補に復元する。 Next, in the subcarrier order restoration circuit 2-3, according to the execution order O (n 1 ), O (n 2 ), O (n 3 ), O (n 4 ) for each subcarrier belonging to each group. Then, the spatial order of the converted transmission sequence candidates obtained by the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculation circuit 2-2 is rearranged to restore the transmission sequence candidates.
最後に、推定符号ビット計算回路３では、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１で、送信系列候補絞込み回路２で得た各グループに属する各サブキャリアにおける送信系列候補、及び対応する尤度メトリックを用いて、推定符号ビット信号を生成し、チャネル復号器へ入力する。
Finally, in the estimated code
この計算例の場合には、従来技術によるＡＰＰ信号検出器では、ＱＴ＝１６４＝６５５３６個の尤度メトリックを計算しなければならないが、本発明では、わずか１１個の尤度メトリックを計算すれば良い。 In the case of this calculation example, the conventional APP signal detector has to calculate Q T = 16 4 = 65536 likelihood metrics, but in the present invention, only 11 likelihood metrics are calculated. Just do it.
以下に、本実施形態の変形例について説明する。
（１）様々なマルチキャリアシステムへの適用
なお、マルチキャリアシステムには、様々な種類があり、例えば、ＯＦＤＭシステム、ＯＦＤＭＡシステム、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムなどが知られている。本発明は、空間多重システムと任意のマルチキャリア方式との組み合わせに適用可能である。例えば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭＡシステム、ＭＩＭＯ−ＭＣ−ＣＤＭＡシステムなどへの適用が可能である。
Below, the modification of this embodiment is demonstrated.
(1) Application to various multicarrier systems There are various types of multicarrier systems, and for example, OFDM systems, OFDMA systems, MC-CDMA systems, and the like are known. The present invention can be applied to a combination of a spatial multiplexing system and an arbitrary multicarrier system. For example, the present invention can be applied to a MIMO-OFDM system, a MIMO-OFDMA system, a MIMO-MC-CDMA system, and the like.
（２）拡張複素送受信関係
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、空間多重マルチキャリアシステムにおける複素送受信関係を表す数式（３）に適用したが、次式（４８）のような拡張複素送受信関係に対しても適用可能である。表記簡単化のため、ここでマルチキャリア信号の番号ｍを省略する。
(2) Extended Complex Transmission / Reception Relationship Further, the
上記数式（４８）の各要素、すなわち数式（４９）に示す各要素は、各々、次式（５０）、（５１）、（５２）のように定義する。 Each element of the formula (48), that is, each element shown in the formula (49) is defined as the following formulas (50), (51), and (52), respectively.
ここで、数式（４９）に示す各要素は、それぞれ拡張受信系列、拡張チャネル行列、及び拡張雑音である。パラメータαを設定することによって、様々な号処理基準に適用することが可能である。例えば、α＝０の場合には、ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇ（ＺＦ）基準になり、数式（５３）で示すような場合には、ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ（ＭＭＳＥ）基準となる。また、αをチャネルのコンディションに応じて設定し、数値計算の安定性を向上させることも可能である。 Here, each element shown in Formula (49) is an extended reception sequence, an extended channel matrix, and extended noise, respectively. By setting the parameter α, it can be applied to various issue processing standards. For example, when α = 0, it is a zero forcing (ZF) standard, and when it is expressed by the equation (53), it is a minimum mean square error (MMSE) standard. It is also possible to improve the stability of numerical calculation by setting α according to the channel condition.
（３）補足：実数送受信関係
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、次式（５４）で表されるような空間多重マルチキャリアシステムにおける実数送受信関係に対しても適用可能である。
(3) Supplement: Real Number Transmission / Reception Relationship Also, the
数式（５４）の各要素、すなわち数式（５５）に示す各要素は、各々、次式（５６）、（５７）、（５８）、（５９）のように定義する。 Each element of the formula (54), that is, each element shown in the formula (55) is defined as the following formulas (56), (57), (58), and (59), respectively.
ここで、Ｒｅ｛｝は、行列、あるいはベクトルの実部、Ｉｍ｛｝は、行列、あるいはベクトルの虚部を意味する。Ｈ”Ｒ（ｎ）、ｘＲ（ｎ）、ｓ”Ｒ（ｎ）、ｗ”Ｒ（ｎ）は、それぞれ実数チャネル行列、実数受信系列、実数送信系列及び実数雑音である。更に、複素コンスタレーションＣも次式（６０）のように実数コンスタレーションに分解する。 Here, Re {} means the real part of the matrix or vector, and Im {} means the imaginary part of the matrix or vector. H ″ R (n), x R (n), s ″ R (n), and w ″ R (n) are a real channel matrix, a real reception sequence, a real transmission sequence, and a real noise, respectively. The relation C is also decomposed into a real constellation as shown in the following equation (60).
ＣＲとＣＩは、それぞれ複素コンスタレーションＣの実数軸と虚数軸に対応する実数部コンスタレーションと虚数部コンスタレーションとである。実数送信系列ｓ”Ｒ（ｎ）の最初のＴ個の信号は、ＣＲから生成し、残りのＴ個の信号は、ＣＩから生成する。 C R and C I is the real part constellation respectively correspond to the real axis and the imaginary axis of the complex constellation C and the imaginary part constellation. The first T signals of the real transmission sequence s ″ R (n) are generated from C R and the remaining T signals are generated from C I.
（４）拡張実数送受信関係
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、次式（６１）で表されるような空間多重マルチキャリアシステムにおける拡張実数送受信関係に対しても適用可能である。
(4) Extended Real Number Transmission / Reception Relationship Also, the
数式（６１）の各要素、すなわち数式（６２）に示す各要素は、各々、次式（６３）、（６４）、（６５）、（６６）のように定義する。 Each element of the formula (61), that is, each element shown in the formula (62) is defined as the following formulas (63), (64), (65), and (66), respectively.
ここで、数式（６２）に示す各要素は、それぞれ拡張実数チャネル行列、拡張実数受信系列、実数送信系列、及び拡張実数周波数領域雑音である。更に、複素コンスタレーションＣを実数コンスタレーションＣＲとＣＩに分解する。 Here, each element shown in Equation (62) is an extended real channel matrix, an extended real number reception sequence, a real number transmission sequence, and an extended real frequency domain noise, respectively. Furthermore, decomposing the complex constellation C into a real constellation C R and C I.
（５）基底縮小
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、空間多重マルチキャリアシステムにおける複素送受信関係、拡張送受信関係、実数送受信関係、拡張実数送受信関係に適用した場合には、数式（６８）に示す、複素チャネル行列、拡張チャネル行列、実数チャネル行列、拡張実数チャネル行列をそのまま用いるのではなく、チャネル行列に対して基底縮小を施し、チャネル行列の各列ベクトルが近似直交化された基底縮小チャネル行列を、初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３に用いても良い。
(5) Base reduction Further, the
更に、基底縮小処理は、チャネル行列の列ベクトルが候補信号点選定の実施順番に従って並び替えられる前後で、あるいは前か、後かのいずれか一方で、実施することが可能である。以下、説明する。 Furthermore, the base reduction process can be performed either before or after the column vectors of the channel matrix are rearranged according to the execution order of candidate signal point selection, or before or after. This will be described below.
（６）候補信号点選定の実施順番の決定前 (6) Before determining the order of candidate signal point selection
数式（６８）におけるＨＬ１（ｎ）とｓ”Ｌ１（ｎ）とは、次式（６９）のように定義する。 H L1 (n) and s ″ L1 (n) in Expression (68) are defined as in the following Expression (69).
ここで、Ｔ１（ｎ）は、候補信号点選定の実施順番の決定前の基底縮小変換行列である。 Here, T 1 (n) is a base reduction transformation matrix before determining the execution order of candidate signal point selection.
（７）候補信号点選定の実施順番の決定後 (7) After determining the execution order of candidate signal point selection
数式（７０）におけるＨＬ２（ｎａ）とｓＬ２（ｎａ）とは、次式（７１）のように定義する。 H L2 (n a ) and s L2 (n a ) in Equation (70) are defined as in the following Equation (71).
ここで、Ｔ２（ｎ）は、候補信号点選定の実施順番の決定後の基底縮小変換行列である。基底縮小変換行列Ｔ１（ｎ）とＴ２（ｎａ）を決定する方法として、Ｌｅｎｓｔｒａ−Ｌｅｎｓｔｒａ−Ｌｏｖａｓｚ縮小法や、Ｋｏｒｋｉｎｅ−Ｚｏｌｏｔａｒｅｆｆ縮小法、Ｂｌｏｃｋ Ｋｏｒｋｉｎｅ−Ｚｏｌｏｔａｒｅｆｆ縮小法、Ｇａｕｓｓｉａｎ縮小法、Ｍｉｎｋｏｗｓｋｉ縮小法などがある。 Here, T 2 (n) is a base contraction transformation matrix after determining the execution order of candidate signal point selection. As a method of determining a basis reduction transformation matrix T 1 (n) and T 2 (n a), and Lenstra-Lenstra-Lovasz reduction method, Korkine-Zolotareff reduction method, Block Korkine-Zolotareff reduction method, Gaussian reduction method, Minkowski reduction There are laws.
（８）上三角生成ＱＲ分解
グループ実施順番決定回路１−３では、ＱＲ分解を用いる。各送信系統における候補信号点選定の実施順番｛Ｏ１（ａ），Ｏ２（ａ），…，ＯＴ（ａ）｝を反映するＱＲ分解としてはいく通りものパターンが考えられる。
(8) Upper triangle generation QR decomposition The group execution order determination circuit 1-3 uses QR decomposition. There are various possible patterns for QR decomposition reflecting the order of selection of candidate signal points in each transmission system {O 1 (a), O 2 (a),..., O T (a)}.
以下、表記の簡単化のため、グループｂのサブキャリアｎｂを示すインデックスを省略する。ここで、行列のＱＲ分解は、あるＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｔ列の準ユニタリ行列ＱとＴ行Ｔ列の上三角行列Ｕとに分解すること、あるいはＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｒ列のユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｕを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７２）参照）に分解することができる。それを数式（７３）に示すように表す。 Hereinafter, for simplification of description , an index indicating the subcarrier nb of the group b is omitted. Here, QR decomposition of a matrix is performed by decomposing a channel matrix H of R rows and T columns into a quasi-unitary matrix Q of R rows and T columns and an upper triangular matrix U of T rows and T columns, or R rows and T columns. Can be decomposed into a matrix of R rows and T columns (see equation (72)) including a unitary matrix Q of R rows and R columns and an upper triangular matrix U. This is expressed as shown in Equation (73).
あるいは、数式（７４）に示すように表す。 Alternatively, it is expressed as shown in Equation (74).
候補信号点選定の実施順番｛Ｏ１（ａ），Ｏ２（ａ），…，ＯＴ（ａ）｝は、以下のように並び替え行列Ｐ（ｂ）に保存される。上三角行列Ｕを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７２）参照）は、次式（７５）のようになる。 The order of selection of candidate signal points {O 1 (a), O 2 (a),..., O T (a)} is stored in the rearrangement matrix P (b) as follows. A matrix of R rows and T columns including the upper triangular matrix U (see Equation (72)) is expressed by the following Equation (75).
また、行列Ｏｎ、Ｏｍは、次式（７６）のように表される。 Further, the matrix O n, O m is expressed by the following equation (76).
つまり、行列Ｏｎは、ｎ行Ｔ列のゼロ行列であり、Ｏｍは、ｍ行Ｔ列のゼロ行列である。更に、次の条件（ｎ，ｍ＝０，１，…，Ｒ−Ｔ∧ｎ＋ｍ＝Ｒ−Ｔ）が成り立つ。上三角行列Ｕを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７２）参照）に含まれるＵは、次式（７７）のような上三角行列である。 In other words, the matrix O n is the zero matrix of n rows and T columns, O m is the zero matrix of m rows and T columns. Further, the following condition (n, m = 0, 1,..., RT−n + m = RT) is satisfied. U included in the matrix of R rows and T columns including the upper triangular matrix U (see Equation (72)) is an upper triangular matrix such as the following Equation (77).
また、上記行列におけるＱＲ分解を実現する方法として、ＮＴＴ姜提案法（特願２００６−０８６０１７、特願２００６−３１４３６９）、Ｃｌａｓｓｉｃａｌ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅｒ ＱＲ分解法、Ｇｉｖｅｎ ＱＲ分解法などがある。 In addition, as a method for realizing QR decomposition in the above matrix, the NTT proposal method (Japanese Patent Application No. 2006-086017, Japanese Patent Application No. 2006-314369), Classic Gram-Schmidt QR decomposition method, Modified Gram-Schmidt QR decomposition method, and Householder QR decomposition Method and Given QR decomposition method.
（９）下三角生成ＱＲ分解
更に、行列のＱＲ分解は、あるＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｔ列の準ユニタリ行列ＱとＴ行Ｔ列の下三角行列Ｌとに分解すること、あるいはＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｒ列のユニタリ行列Ｑと下三角行列Ｌを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７８）参照）とに分解することもできる。それを数式（７９）で表す。
(9) Lower triangle generation QR decomposition Further, QR decomposition of a matrix decomposes a channel matrix H of R rows and T columns into a quasi-unitary matrix Q of R rows and T columns and a lower triangular matrix L of T rows and T columns. Alternatively, the channel matrix H of R rows and T columns can be decomposed into a matrix of R rows and T columns (see equation (78)) including a unitary matrix Q of R rows and R columns and a lower triangular matrix L. This is expressed by Equation (79).
あるいは、数式（８０）に示すように表す。 Alternatively, it is expressed as shown in Equation (80).
候補信号点選定の実施順番｛Ｏ１（ａ），Ｏ２（ａ），…，ＯＴ（ａ）｝は、以下のように並び替え行列Ｅに保存される。下三角行列Ｌを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７８）参照）は、次式（８１）のようになる。 The order of selection of candidate signal points {O 1 (a), O 2 (a),..., O T (a)} is stored in the rearrangement matrix E as follows. A matrix of R rows and T columns including the lower triangular matrix L (see Equation (78)) is expressed by the following Equation (81).
下三角行列Ｌを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７８）参照）に含まれるＬは、次式（８２）のような下三角行列である。 L included in the matrix of R rows and T columns including the lower triangular matrix L (see Expression (78)) is a lower triangular matrix such as the following Expression (82).
下三角行列ＬにＱＲ分解する場合では、レイヤ１から昇順レイヤＴまでに処理を進める。つまり、各変換信号における候補信号点の選定は変換信号ｓ１（ｎａ）からｓＴ（ｎａ）までの順番で実施する。
In the case of QR decomposition into the lower triangular matrix L, the process proceeds from the
また、上記の行列におけるＱＲ分解を実現する方法として、ＮＴＴ姜提案法（特願２００６−０８６０１７、特願２００６−３１４３６９）、Ｃｌａｓｓｉｃａｌ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅｒ ＱＲ分解法、Ｇｉｖｅｎ ＱＲ分解法などがある。 In addition, as a method for realizing QR decomposition in the above matrix, the NTT 姜 proposal method (Japanese Patent Application Nos. 2006-086017 and 2006-314369), the Classic Gram-Schmidt QR decomposition method, the Modified Gram-Schmidt QR decomposition method, and the Householder QR There are a decomposition method, a Given QR decomposition method, and the like.
（１０）順番決定とＱＲＤの合同実施
また、サブキャリア実施順番決定回路１−４による候補信号点実施順番決定処理とサブキャリア行列変換回路１−５によるＱＲ分解処理とについては、別々に処理する他に、同時に処理することも可能である。つまり、まず、順番Ｏ＝Ｏ１，Ｏ２，…，ＯＴ（Ｅ（Ｏ）と等価である）を決定し、次に、順番に基づいてチャネル行列の列ベクトルを並び替えてからＱＲ分解せずに、順番決定とチャネル行列の並び替えとＱＲ分解とを同時に行うことも可能である。
(10) Joint execution of order determination and QRD Further, the candidate signal point execution order determination process by the subcarrier execution order determination circuit 1-4 and the QR decomposition process by the subcarrier matrix conversion circuit 1-5 are processed separately. In addition, it is possible to process simultaneously. That is, first, the order O = O 1 , O 2 ,..., O T (equivalent to E (O)) is determined, and then the column vectors of the channel matrix are rearranged based on the order, and then QR decomposition is performed. It is also possible to simultaneously perform order determination, rearrangement of the channel matrix, and QR decomposition.
（１１）挿入補間によるＱＲ分解
空間多重マルチキャリアシステムの各サブキャリアのＱＲ分解については、まず一部のサブキャリアだけをＱＲ分解し、残りのサブキャリアにおいては、先に計算された一部のサブキャリアのＱＲ分解結果を利用して、挿入補間（Interpolation）法によって残りのサブキャリアのＱＲ分解を実施しても良い。この場合、サブキャリア数の大きい空間多重マルチキャリアシステムにおいては更なる演算量の低減につながる。
(11) QR Decomposition by Insertion Interpolation As for QR decomposition of each subcarrier in the spatial multiplexing multicarrier system, first, only a part of the subcarriers are subjected to QR decomposition, and the remaining subcarriers are subjected to some of the previously calculated parts. The QR decomposition of the remaining subcarriers may be performed by the insertion interpolation (Interpolation) method using the QR decomposition result of the subcarrier. In this case, in a spatial multiplexing multicarrier system having a large number of subcarriers, the calculation amount is further reduced.
（１２）再帰的な尤度メトリック表現
サブキャリア行列変換回路１−５では、チャネル行列を変換して、尤度メトリックの再帰的な表現を導出したが、他のチャネル行列変換によって尤度メトリックを再帰的に表現しても良い。また、チャネル行列を変換せずに、尤度メトリックを再帰的に表現しても良い。最終的にツリー探索構造を用いて説明できる尤度メトリックの再帰的な表現式であれば、本発明の適用は全て可能である。
(12) Recursive likelihood metric expression In the subcarrier matrix conversion circuit 1-5, the channel matrix is converted to derive a recursive expression of the likelihood metric, but the likelihood metric is converted by other channel matrix conversion. It may be expressed recursively. Further, the likelihood metric may be expressed recursively without converting the channel matrix. The present invention can be applied to any recursive expression of likelihood metrics that can be finally explained using a tree search structure.
（１３）異なる変調方式
上述した説明では、ＱＰＳＫや、ＱＡＭ変調方式を例として挙げたが、他のあらゆる同期検波が可能な変調方式、つまり、コンスタレーションに対して、本発明技術を適用できる。例えば、多値ＰＳＫ変調方式や、多値ＡＳＫ変調方式などが考えられる。
(13) Different modulation schemes In the above description, QPSK and QAM modulation schemes are given as examples. However, the present invention can be applied to other modulation schemes that can perform synchronous detection, that is, constellations. For example, a multi-level PSK modulation system, a multi-level ASK modulation system, etc. can be considered.
更に、異なるサブキャリア間、また、異なるアンテナ間においては、異なるコンスタレーションを用いて送信信号を生成することも可能である。例えば、サブキャリア３における第２空間送信信号にＱＰＳＫコンスタレーションを使いながら、サブキャリア２５における第４空間送信信号には６４−ＱＡＭコンスタレーションを使っても良い。通信容量や、通信品質を向上させるために、送信側で適応変調を用いた場合はその一例となる。
Further, it is possible to generate a transmission signal using different constellations between different subcarriers and between different antennas. For example, a 64-QAM constellation may be used for the fourth spatial transmission signal in subcarrier 25 while a QPSK constellation is used for the second spatial transmission signal in
（１４）チャネル復号器
受信側で空間多重信号検出器が出力する推定符号ビットを処理するチャネル復号器としては如何なるものを用いても良い。例えば、ビタビ（Ｖｉｂｅｒｂｉ）アルゴリズム、ファノ（Ｆａｎｏ）アルゴリズム、スタック（Ｓｔａｃｋ）アルゴリズムなどが考えられる。また、復号器としてＴｕｒｂｏ、あるいはＬＤＰＣなどの反復復号構成を用いる場合には、空間多重信号検出器とチャネル復号器との間に反復的に情報交換を行うこととする。
(14) Channel decoder Any channel decoder may be used as the channel decoder for processing the estimated code bits output from the spatial multiplexing signal detector on the receiving side. For example, a Viterbi algorithm, a Fano algorithm, a Stack algorithm, or the like can be considered. When an iterative decoding configuration such as Turbo or LDPC is used as a decoder, information is repeatedly exchanged between the spatial multiplexing signal detector and the channel decoder.
（１５）チャネルを推定
本発明に用いる受信側チャネル行列の獲得には、様々な方法が考えられる。例えば、信号パケットの先頭部、中間、あるいは後尾部に挿入されるパイロット信号を利用して、チャネル推定を行うことで得られる。また、パイロット信号を用いずに、ブラインドでチャネル推定を行い、チャネル行列を算出することも可能である。また、受信側では、直接、チャネルの推定を行わずに、送信側から推定したチャネル行列情報を受信側に送ることによって受信側にチャネル行列を持たせても良い。つまり、最終的に受信側がチャネル行列を保有できる方法ならば如何なる方法であっても良い。
(15) Channel Estimation Various methods are conceivable for acquiring the receiving side channel matrix used in the present invention. For example, it can be obtained by performing channel estimation using a pilot signal inserted at the beginning, middle, or tail of a signal packet. It is also possible to perform channel estimation blindly and calculate a channel matrix without using a pilot signal. On the receiving side, the channel matrix may be provided on the receiving side by sending channel matrix information estimated from the transmitting side to the receiving side without directly estimating the channel. That is, any method may be used as long as the receiving side can finally hold the channel matrix.
（１６）実無線通信システムの信号フォーマットへの適用
図1８は、上述した数式（３）に示す送受信関係式を送受信信号フォーマットに関連づけた概念図である。１つの信号パケットには、Ｍ個の空間多重マルチキャリア送信信号が含まれる。数式（３）は、Ｍ個の送信信号の中のｍ番目の送信信号における送受信信号関係を表している。送信信号パケットの先頭では、送信パイロット信号があり、受信側では、まず、受け取ったパイロット信号を用いてチャネル推定を行う。次に、推定で得られたチャネル行列を用いて送信パイロット信号の後ろのデータ信号について信号検出処理を行う。このように、信号パケットを１つずつ処理していく。
(16) Application to Signal Format of Real Wireless Communication System FIG. 18 is a conceptual diagram in which the transmission / reception relational expression shown in the above mathematical formula (3) is associated with the transmission / reception signal format. One signal packet includes M spatially multiplexed multicarrier transmission signals. Formula (3) represents a transmission / reception signal relationship in the m-th transmission signal among the M transmission signals. There is a transmission pilot signal at the head of the transmission signal packet, and on the reception side, first, channel estimation is performed using the received pilot signal. Next, signal detection processing is performed on the data signal after the transmission pilot signal using the channel matrix obtained by the estimation. In this way, signal packets are processed one by one.
図１８に示す送信フォーマットは、様々な無線通信システムの実フォーマットを抽象化したものでありながら、その本質の部分は完全に抽出している。従って、本発明技術は、様々な標準化された、あるいは、これから標準化される実システムへ適用することができる。例えば、セルラーシステムを代表するＬＴＥや、４Ｇ、無線ＬＡＮシステムを代表するＩＥＥＥ８０２．１１ｎや、ＩＥＥＥ．８０２．１１ａｃ、あるいは無線ＭＡＮシステムを代表するＩＥＥＥ８０２．１６−２００４、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅなどの標準規格が挙げられる。 The transmission format shown in FIG. 18 is an abstraction of actual formats of various wireless communication systems, but the essential part is completely extracted. Therefore, the technology of the present invention can be applied to various standardized or standardized real systems. For example, LTE representing cellular systems, 4G, IEEE802.11n representing wireless LAN systems, IEEE. Standards such as IEEE 802.11ac or IEEE 802.16-2004, IEEE 802.16e, which represent wireless MAN systems, are listed.
（１７）空間多重マルチキャリア信号間・パケット間流用
空間（つまり、ＭＩＭＯ）チャネルの相関性質を利用して、ある空間多重マルチキャリア受信信号、あるいは受信パケットにおける各サブキャリアの信号点候補選定の実施順番Ｏ（ｎａ）（つまり、Ｅ（ｎａ））と、信号点候補絞込みに用いる諸パラメータＰｉ（ｊ）、Ｖｉ、Ｑｉ（ν）などを、次に受信される１つ、あるいは複数の空間多重マルチキャリア受信信号、あるいは受信パケットに流用しても良い。その場合、実施順番Ｏ（ｎａ）などのパラメータを、空間多重マルチキャリア受信信号毎に更新しなくて良いため、更なる演算量の低減につながる。
(17) Use of spatial (ie, MIMO) channel correlation characteristics between spatially multiplexed multicarrier signals and interpackets Selection of signal point candidates for each subcarrier in a spatially multiplexed multicarrier received signal or received packet order O (n a) (i.e., E (n a)) and, respective parameter P i to be used in a reduction signal point candidates (j), V i, Q i and ([nu), one to be received next, Alternatively, it may be used for a plurality of spatially multiplexed multicarrier received signals or received packets. In this case, parameters such as exemplary order O (n a), since it is not necessary to update every spatial multiplexing multicarrier received signal, leading to further reduction in computation amount.
（１８）マルチポイント対ポイント通信（ＭＰ−Ｐ）
図２４に示す従来技術では、１つの送信機による送信側と１つの受信機による受信側とから構成されるポイント対ポイント通信（Ｐ−Ｐ）であるが、複数の送信機による送信側と１つの受信機による受信側から構成されるマルチポイント対ポイント通信（ＭＰ−Ｐ）も考えられる。具体的には、一例として、図１９に示すようなシステム構成となる。なお、図２４に対応する部分には同一の符号を付けている。図１９では、ＴＵ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵがあり、１個の受信機４０がある。送信機３１−１〜３１−ＴＵは、各々、Ｔ１、Ｔ２、…、ＴＴＵ個の送信信号を送信アンテナから送信する。それらの合計は、次式（８３）のように、Ｔとなる。
(18) Multipoint-to-point communication (MP-P)
In the prior art shown in FIG. 24, the point-to-point communication (PP) is made up of a transmission side by one transmitter and a reception side by one receiver. Multipoint-to-point communication (MP-P) configured from a receiver by one receiver is also conceivable. Specifically, as an example, the system configuration is as shown in FIG. The parts corresponding to those in FIG. 24 are given the same reference numerals. In FIG. 19, there are TU transmitters 31-1 to 31 -TU, and there is one
ここで、Ｔ１≧１、Ｔ２≧１、…、ＴＴＵ≧１とする。つまり、ＴＵ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵがそれぞれ持つ送信信号、及び送信アンテナの数は、１つ、あるいは複数のいずれでも良い。図１９のようなＭＰ−Ｐ構成は、様々な通信シナリオに当てはまる。一例としては、複数のユーザが送信側とし、１つの基地局、あるいはアクセスポイントが受信側とし、これらが通信を行う場合には、マルチアクセス通信となる。また、複数の基地局、あるいはアクセスポイントが協調し合って送信側とし、１つのユーザ局が受信側とし、これらが通信を行う場合には、協調通信となる。本発明は、図１９に示すようなＭＰ−Ｐ構成を持つ、あらゆる通信シナリオへ適用することができる。 Here, T 1 ≧ 1, T 2 ≧ 1,..., T TU ≧ 1. That is, the number of transmission signals and transmission antennas that each of the TU transmitters 31-1 to 31 -TU has may be one or plural. The MP-P configuration as shown in FIG. 19 is applicable to various communication scenarios. As an example, when a plurality of users are transmitting sides and one base station or access point is a receiving side, and these perform communication, multi-access communication is performed. Further, when a plurality of base stations or access points cooperate with each other as a transmission side and one user station as a reception side, and these perform communication, cooperative communication is performed. The present invention can be applied to any communication scenario having an MP-P configuration as shown in FIG.
（１９）マルチポイント対マルチポイント通信（ＭＰ−ＭＰ）
複数の送信機による送信側と複数の受信機による受信側とから構成されるマルチポイント対マルチポイント通信（ＭＰ−ＭＰ）も考えられる。具体的には、図２０に示すようなシステム構成となる。なお、図２４に対応する部分には同一の符号を付けている。図２０では、ＴＵ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵがあり、ＲＵ個の受信機４１−１〜４１−ＴＵがある。送信機３１−１〜３１−ＴＵは、各々、Ｔ１、Ｔ２、…、ＴＴＵ個の送信信号を送信アンテナから送信し、ＲＵ個の受信機４１−１〜４１−ＴＵは、各々、Ｒ１、Ｒ２、…、ＲＲＵ個の受信信号を受信アンテナで受信する。それらの合計は、次式（８４）、（８５）のようになる。
(19) Multipoint-to-multipoint communication (MP-MP)
Multipoint-to-multipoint communication (MP-MP) composed of a transmission side by a plurality of transmitters and a reception side by a plurality of receivers is also conceivable. Specifically, the system configuration is as shown in FIG. The parts corresponding to those in FIG. 24 are given the same reference numerals. In Figure 20, there are T U transmitters 31-1 to 31-TU, is R U number of receivers 41-1 to 41-TU. Transmitter 31-1 to 31-TU, respectively, T 1, T 2, ..., and sends the T TU number of transmitting signals from the transmitting antennas, R U number of receivers 41-1 to 41-TU, respectively , R 1 , R 2 ,..., R RU received signals are received by the receiving antenna. Their sum is as shown in the following equations (84) and (85).
ここで、Ｔ１≧１、Ｔ２≧１、…、ＴＴＵ≧１とＲ１≧１、Ｒ２≧１、…、ＲＲＵ≧１とする。つまり、ＴＵ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵとＲＵ個の受信機４１−１〜４１−ＴＵのそれぞれが有する送信アンテナと受信アンテナとの数は、１つ、あるいは複数のいずれでも良い。図２０のようなＭＰ−ＭＰ構成は、様々な通信シナリオに当てはまる。一例としては、複数のユーザ局が送信側とし、複数の基地局、あるいはアクセスポイントを協調させて受信側とし、これらが通信を行う場合には、協調型マルチアクセス通信となる。更に、通信を行う場合には、協調型マルチアクセス通信は、バーチャルＭＩＭＯ通信とも言われる。図２１では、図２０の送受信局を抽象化した形でバーチャルＭＩＭＯ通信を示している。本発明は、図２０と図２１に示すようなＭＰ−ＭＰ構成を持つ、あらゆる通信シナリオへ適用することができる。 Here, T 1 ≧ 1, T 2 ≧ 1,..., T TU ≧ 1, and R 1 ≧ 1, R 2 ≧ 1,..., R RU ≧ 1. That is, the number of transmit and receive antennas for each T U transmitters 31-1 to 31-TU and R U number of receivers 41-1 to 41-TU has the one or more one But it ’s okay. The MP-MP configuration as shown in FIG. 20 is applicable to various communication scenarios. As an example, in the case where a plurality of user stations are the transmission side and a plurality of base stations or access points are coordinated to be the reception side and these perform communication, cooperative multi-access communication is performed. Furthermore, when performing communication, cooperative multi-access communication is also referred to as virtual MIMO communication. In FIG. 21, virtual MIMO communication is shown in an abstract form of the transmitting / receiving station of FIG. The present invention can be applied to any communication scenario having an MP-MP configuration as shown in FIGS.
（２０）リレー伝送
図２２は、発信源から受信源までの通信を実現するため、信号を複数回中継するリレー伝送を示すブロック図である。１段目の発信局から２段目の中継局に１回目の中継を行い、中継された２段目の中継局は次段へ中継を行うというように、ｌ回の中継を行い、ｌ回目の中継を受けた中継局は、受信局に対してＬ回目の中継を行う。リレー伝送の各中継は、図２４、図１９、図２０、図２１に示すＰ−Ｐ、ＭＰ−Ｐ、ＭＰ−ＭＰ通信構成で用いることができる。従って、本発明は、リレー伝送の各中継に適用することもできる。
(20) Relay transmission FIG. 22 is a block diagram illustrating relay transmission in which a signal is relayed a plurality of times in order to realize communication from a transmission source to a reception source. The first relay is performed from the first-stage transmission station to the second-stage relay station, the relayed second-stage relay station relays to the next stage, and so on. The relay station that has received the relay performs the Lth relay to the receiving station. Each relay of relay transmission can be used in the P-P, MP-P, and MP-MP communication configurations shown in FIG. 24, FIG. 19, FIG. 20, and FIG. Therefore, the present invention can also be applied to each relay of relay transmission.
（２１）リレー・協調組合わせ伝送
リレー伝送と協調伝送を組み合わせることも可能である。例えば、図２３では、発信局Ａから受信局Ｃまでの通信を実現するため、まず、発信局Ａから中継局Ｂ、Ｃ、Ｄに信号を送る。次に、発信局Ａと中継局Ｂ、Ｃ、Ｄが協調し合って、受信局Ｅに信号を送信する。従って、本発明は、リレー・協調組合せ伝送の中継局と受信局とに適用することもできる。
（２２）アンテナ選択
送受信双方、あるいは一方だけアンテナ選択技術を用いる場合には、実際の送信アンテナ本数をＴａとし、Ｔは、Ｔａ本の送信アンテナの中から選択された実際に送信に用いるアンテナの数を意味する。つまり、Ｔ≦Ｔａである。同様に、実際の受信アンテナ本数をＲａとし、Ｒは、Ｒａ本の受信アンテナの中から選択された実際に受信に用いるアンテナの数を意味する。つまり、Ｒ≦Ｒａである。
(21) Relay / cooperative combination transmission It is also possible to combine relay transmission and cooperative transmission. For example, in FIG. 23, in order to realize communication from the transmitting station A to the receiving station C, first, a signal is transmitted from the transmitting station A to the relay stations B, C, and D. Next, the transmitting station A and the relay stations B, C, and D cooperate to transmit a signal to the receiving station E. Therefore, the present invention can also be applied to a relay station and a receiving station for relay / cooperative combination transmission.
(22) Antenna selection When antenna selection technology is used for both transmission and reception or only one, Ta is the actual number of transmission antennas, and T is the number of antennas actually used for transmission selected from Ta transmission antennas. Means number. That is, T ≦ Ta. Similarly, let Ra be the actual number of receiving antennas, and R means the number of antennas actually selected for reception selected from Ra receiving antennas. That is, R ≦ Ra.
（２３）ソフトウェア
上述した実施形態は、コンピュータシステム内で実行される。そして、上述した実施形態の処理過程は、プログラムの形式でコンピュータが読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記各処理が実現される。すなわち、上述した各処理は、ＣＰＵなどの中央演算処理装置がＲＯＭや、ＲＡＭなどの記憶装置に記憶されているプログラムを読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、実現されるものであっても良い。ここで、コンピュータが読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリなどをいう。
(23) Software The above-described embodiment is executed in a computer system. The processing steps of the above-described embodiment are stored in a computer-readable recording medium in the form of a program, and each processing described above is realized by the computer reading and executing this program. That is, each processing described above is realized by a central processing unit such as a CPU reading a program stored in a storage device such as a ROM or RAM and executing information processing / calculation processing. It may be. Here, the computer-readable recording medium refers to a magnetic disk, a magneto-optical disk, a CD-ROM, a DVD-ROM, a semiconductor memory, and the like.
（２４）配布ソフトウェア
また、上述したコンピュータプログラムは、通信回線を介し得コンピュータに配信されてもよく、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
(24) Distribution software The computer program described above may be distributed to a computer via a communication line, and the computer that has received this distribution may execute the program.
（２５）部分的な使い方
上述した構成の中で各回路、各処理、各プログラムを常に全部動作させるのではなく、動作が必要な状況でのみ動作させることにより、消費電力を低減させることも可能である。更に、各回路を常に全部装置に実装する必要がなく、実際の要求に応じて、必要な部分のみを実装すれば良い。
(25) Partial usage It is possible to reduce power consumption by operating each circuit, each process, and each program only in a situation where operation is necessary, instead of always operating each circuit, each process, and each program in the above-described configuration. It is. Furthermore, it is not always necessary to mount all the circuits in the apparatus, and only necessary portions may be mounted according to actual requirements.
上述した実施形態によれば、従来技術によるＡＰＰの優れた誤り率特性を維持しつつ、計算する送信系列候補、及び対応する尤度メトリックの数が、送信アンテナ数、及びコンスタレーションサイズに指数的に比例せず、所要演算量を大幅に削減することができる。 According to the above-described embodiment, the number of transmission sequence candidates to be calculated and the number of corresponding likelihood metrics are exponential to the number of transmission antennas and the constellation size while maintaining the excellent error rate characteristics of the conventional APP. Therefore, the required amount of calculation can be greatly reduced.
また、本実施形態によれば、記憶する送信系列候補、及び対応する尤度メトリックの数が大幅に削減できるため、それらを記憶するための記憶容量を小さくすることができ、搭載容量を削減することができ、コストダウンを図ることができる。 Further, according to the present embodiment, the number of transmission sequence candidates to be stored and the number of corresponding likelihood metrics can be greatly reduced, so that the storage capacity for storing them can be reduced and the mounting capacity can be reduced. Cost reduction.
また、本実施形態によれば、所要演算量、及び所要記憶容量が小さくなるため、それに伴い、従来技術によるＡＰＰに比べ、実装における所要回路規模を小さくすることができる。 Further, according to the present embodiment, the required calculation amount and the required storage capacity are reduced, and accordingly, the required circuit scale for mounting can be reduced as compared with the conventional APP.
また、本実施形態によれば、所要回路規模や、その動作クロック周波数などに比例して所要消費電力が小さくなるので、所要回路規模が演算量、及び記憶容量を削減することによって小さくなるため、結果として所要消費電力を小さくすることができる。 Further, according to the present embodiment, since the required power consumption is reduced in proportion to the required circuit scale, the operation clock frequency, etc., the required circuit scale is reduced by reducing the calculation amount and the storage capacity. As a result, the required power consumption can be reduced.
また、本実施形態によれば、所要回路規模、及び所要消費電力を小さくすることによって、実装した装置の小型化・軽量化が可能になる。無線送受信機、特に無線携帯端末においては小型化・軽量化が望ましい。 Further, according to the present embodiment, the mounted device can be reduced in size and weight by reducing the required circuit scale and the required power consumption. In wireless transceivers, particularly wireless portable terminals, it is desirable to reduce the size and weight.
また、本実施形態によれば、ハードウェアでの経済的な実装が可能になるので、ＭＩＭＯシステムを備えた無線装置における製造コストを安くすることができ、容易に大量生産に適用することができる。 In addition, according to the present embodiment, since it is possible to implement economically with hardware, it is possible to reduce the manufacturing cost of a wireless device including a MIMO system, and it can be easily applied to mass production. .
１ 初期化処理回路
２ 送信系列候補絞込み回路
３ 推定符号ビット計算回路
４ 記憶回路
５ 制御回路
１−１ サブキャリアグループ化回路
１−２ グループ代表チャネル行列生成回路
１−３ グループ実施順番決定回路
１−４ サブキャリア実施順番決定回路
１−５ サブキャリア行列変換回路
２−１ サブキャリア変換受信系列生成回路
２−２ サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路
２−３ サブキャリア順番復元回路
２−２−１ サブキャリア基準信号生成回路
２−２−２ サブキャリア初期信号点候補探索回路
２−２−３ サブキャリア追加信号点候補探索回路
２−２−４ サブキャリア候補除外回路
３−１ サブキャリア推定符号ビット計算回路
DESCRIPTION OF
Claims (10)
複数のサブキャリアをグループ化するサブキャリアグループ化手段と、
前記サブキャリアグループの各々を代表する代表チャネル行列を生成するグループ代表チャネル行列生成手段と、
前記サブキャリアグループの各々の代表チャネル行列に基づいて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定するグループ実施順番決定手段と、
前記サブキャリアグループの各々における信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定するサブキャリア実施順番決定手段と、
前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記グループ実施順番決定手段によって決定された、各送信系統における信号点候補選定の実施順番と、前記サブキャリア実施順番決定手段によって決定された、各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番とに基づいて、チャネル行列の変換を行うサブキャリア行列変換手段と、
前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果に基づいて、変換受信系列を生成するサブキャリア変換受信系列生成手段と、
前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果と前記サブキャリア変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列とに基づいて、変換送信系列候補の絞り込みと尤度メトリックとを計算するサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段と、
前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により絞り込まれた前記変換送信系列候補の順序を変更して送信系列候補に復元するサブキャリア順番復元手段と、
前記サブキャリア順番復元手段復元された送信系列候補と前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により算出された尤度メトリックとに基づいて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成する推定符号ビット生成手段と
を備えることを特徴とする空間多重マルチキャリア受信装置。 A spatial multiplexing multi-carrier receiving apparatus that receives a plurality of signal streams simultaneously transmitted from a transmitter having a plurality of transmitting antennas by using a plurality of receiving antennas, and detects and separates signals.
Subcarrier grouping means for grouping a plurality of subcarriers;
Group representative channel matrix generation means for generating a representative channel matrix representing each of the subcarrier groups;
Group execution order determining means for determining the execution order of signal point candidate selection in each transmission system based on each representative channel matrix of the subcarrier group;
Subcarrier execution order determination means for determining the execution order of signal point candidate selection in each subcarrier belonging to the subcarrier group based on the execution order of signal point candidate selection in each of the subcarrier groups;
For each subcarrier belonging to each of the subcarrier groups, the execution order of signal point candidate selection in each transmission system determined by the group execution order determination means, and determined by the subcarrier execution order determination means Subcarrier matrix conversion means for converting a channel matrix based on the order of signal point candidate selection in each subcarrier,
Subcarrier conversion reception sequence generation means for generating a conversion reception sequence based on the result of matrix conversion by the subcarrier matrix conversion means;
For each subcarrier belonging to each of the subcarrier groups, based on the result of matrix conversion by the subcarrier matrix conversion means and the converted reception sequence generated by the subcarrier conversion reception sequence generation means, a converted transmission sequence Subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing / likelihood metric calculating means for calculating candidate narrowing and likelihood metric,
Subcarrier order restoring means for changing the order of the converted transmission sequence candidates narrowed down by the subcarrier transformed transmission sequence candidate narrowing down / likelihood metric calculating means and restoring them to transmission sequence candidates;
Based on the restored transmission sequence candidate restored by the subcarrier order restoration means and the likelihood metric calculated by the subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing down / likelihood metric calculation means, an estimated code bit is generated for each transmission code bit. A spatially multiplexed multicarrier receiving apparatus comprising: estimated code bit generating means.
前記サブキャリア変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列に基づいて、ある送信系列に対する基準信号を生成するサブキャリア基準信号生成手段と、
前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果と前記サブキャリア基準信号生成手段により生成された基準信号とに基づいて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出するサブキャリア初期信号点候補探索手段と、
前記サブキャリア初期信号点候補探索手段により選定された初期信号点候補に基づいて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出するサブキャリア追加信号点探索手段と、
前記サブキャリア追加信号点探索手段により算出された累積メトリックが所定の上限値を超えた場合に、当該累積メトリックに対応する部分変換系列候補を候補から除外し、送信系列候補を絞り込むサブキャリア候補除外手段と
を備えることを特徴とする請求項１記載の空間多重マルチキャリア受信装置。 The subcarrier conversion transmission sequence candidate narrowing down / likelihood metric calculation means is:
Subcarrier reference signal generation means for generating a reference signal for a certain transmission sequence based on the converted reception sequence generated by the subcarrier conversion reception sequence generation means;
Based on the result of matrix conversion by the subcarrier matrix conversion means and the reference signal generated by the subcarrier reference signal generation means, one of the converted transmission sequence candidates is selected as an initial signal point candidate, and the corresponding likelihood Subcarrier initial signal point candidate searching means for calculating a metric;
Subcarrier additional signal point searching means for selecting an additional signal point candidate based on the initial signal point candidate selected by the subcarrier initial signal point candidate searching means and calculating a cumulative metric that is a sum of the likelihood metrics; ,
When the cumulative metric calculated by the subcarrier additional signal point search means exceeds a predetermined upper limit value, the subcarrier candidate exclusion that excludes the partial conversion sequence candidates corresponding to the cumulative metric from the candidates and narrows down the transmission sequence candidates The spatial multiplexing multicarrier receiver according to claim 1, comprising: means.
前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアの周波数領域チャネル、または前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアの時間領域チャネルのいずれか一方に基づいて、前記代表チャネル行列を生成することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の空間多重マルチキャリア受信装置。 The group representative channel matrix generation means includes:
Generating the representative channel matrix based on either one of a frequency domain channel of each subcarrier belonging to each of the subcarrier groups or a time domain channel of each subcarrier belonging to each of the subcarrier groups; The spatial multiplexing multicarrier receiving apparatus according to claim 1 or 2.
前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいてＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて疑似逆行列を算出し、該疑似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記チャネル行列の変換を行うことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の空間多重マルチキャリア受信装置。 The subcarrier matrix conversion means includes
QR decomposition means for performing QR decomposition based on each subcarrier belonging to the subcarrier group to convert it into a triangular matrix, or calculating a pseudo inverse matrix based on each subcarrier belonging to the subcarrier group, The spatial multiplexing multicarrier reception according to any one of claims 1 to 3, wherein the channel matrix conversion is performed using either one of a pseudo inverse matrix and a triangular conversion means for converting a matrix into a triangular matrix. apparatus.
前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいてＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて疑似逆行列を算出し、該疑似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記変換受信系列を生成することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の空間多重マルチキャリア受信装置。 The subcarrier conversion reception sequence generation means includes:
QR decomposition means for performing QR decomposition based on each subcarrier belonging to the subcarrier group to convert it into a triangular matrix, or calculating a pseudo inverse matrix based on each subcarrier belonging to the subcarrier group, 5. The spatially multiplexed multicarrier reception according to claim 1, wherein the converted reception sequence is generated using any one of a pseudo inverse matrix for converting a matrix into a triangular matrix and a triangular conversion means. apparatus.
前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいてＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて疑似逆行列を算出し、該疑似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記基準信号を生成することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の空間多重マルチキャリア受信装置。 The subcarrier reference signal generating means includes
QR decomposition means for performing QR decomposition based on each subcarrier belonging to the subcarrier group to convert it into a triangular matrix, or calculating a pseudo inverse matrix based on each subcarrier belonging to the subcarrier group, 6. The spatial multiplexing multicarrier receiving apparatus according to claim 1, wherein the reference signal is generated by using any one of a pseudo inverse matrix for converting a matrix into a triangular matrix and a triangular conversion means. .
前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出することを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の空間多重マルチキャリア受信装置。 The subcarrier initial signal point candidate search means includes:
Difference bit candidate selection means for selecting based on a difference bit from the bit pattern of the reference signal, shortest distance candidate selection means for selection based on a distance between signal points from the reference signal, or designation based on the reference signal The use of any one of limited area candidate selection means for selecting from within the limited area, selecting one of the converted transmission sequence candidates as an initial signal point candidate, and calculating a corresponding likelihood metric. Item 7. The spatial multiplexing multicarrier receiver according to any one of Items 1 to 6.
前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の空間多重マルチキャリア受信装置。 The subcarrier additional signal point search means includes:
Difference bit candidate selection means for selecting based on a difference bit from the bit pattern of the reference signal, shortest distance candidate selection means for selection based on a distance between signal points from the reference signal, or designation based on the reference signal The additional metric point candidate is selected using any one of limited area candidate selecting means for selecting from within the limited area, and a cumulative metric that is a sum of the likelihood metrics is calculated. The spatial multiplexing multicarrier receiver according to any one of claims 7 to 9.
推定符号ビットとして信頼度情報を有する軟符号ビットを生成する軟符号ビット生成手段、または推定符号ビットとして信頼度情報を有しない硬符号ビットを生成する硬符号ビット生成手段のいずれか１つを用いて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成することを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の空間多重マルチキャリア受信装置。 The estimated code bit generation means includes:
Either one of soft code bit generating means for generating soft code bits having reliability information as estimated code bits or hard code bit generating means for generating hard code bits having no reliability information as estimated code bits is used. 9. The spatial multiplexing multicarrier receiver according to claim 1, wherein estimated code bits for each transmission code bit are generated.
複数のサブキャリアをグループ化するステップと、
前記サブキャリアグループの各々を代表する代表チャネル行列を生成するステップと、
前記サブキャリアグループの各々の代表チャネル行列に基づいて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定するステップと、
前記サブキャリアグループの各々における信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定するステップと、
前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記各送信系統における信号点候補選定の実施順番と、前記各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番とに基づいて、チャネル行列の変換を行うステップと、
前記チャネル行列の変換結果に基づいて、変換受信系列を生成するステップと、
前記各サブキャリアに対して、前記チャネル行列の変換の結果と、前記変換受信系列とに基づいて、変換送信系列候補の絞込みをするステップと、
前記各サブキャリアに対して、前記チャネル行列の変換の結果と、前記変換受信系列とに基づいて、尤度メトリックとを算出するステップと、
前記絞込まれた変換送信系列候補の順序を変更して送信系列候補に復元するステップと、
前記復元された送信系列候補と前記算出された尤度メトリックとに基づいて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成するステップと
を含むことを特徴とする空間多重マルチキャリア受信方法。 A spatial multiplexing multicarrier reception method for detecting and separating signals by receiving a plurality of signal streams transmitted simultaneously from a transmitter having a plurality of transmission antennas by a plurality of reception antennas,
Grouping a plurality of subcarriers;
Generating a representative channel matrix representing each of the subcarrier groups;
Determining an execution order of signal point candidate selection in each transmission system based on each representative channel matrix of the subcarrier group;
Determining an execution order of signal point candidate selection in each subcarrier belonging to the subcarrier group based on an execution order of signal point candidate selection in each of the subcarrier groups;
For each subcarrier belonging to each of the subcarrier groups, channel matrix conversion is performed based on the execution order of signal point candidate selection in each transmission system and the execution order of signal point candidate selection in each subcarrier. The steps of
Generating a converted reception sequence based on the conversion result of the channel matrix;
For each subcarrier, narrowing down conversion transmission sequence candidates based on the conversion result of the channel matrix and the converted reception sequence;
For each subcarrier, calculating a likelihood metric based on the channel matrix conversion result and the converted reception sequence;
Reordering the narrowed down converted transmission sequence candidates to restore them to transmission sequence candidates;
Generating an estimated code bit for each transmission code bit based on the restored transmission sequence candidate and the calculated likelihood metric. A spatial multiplexing multicarrier reception method, comprising:
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