JP2011199830A - Receiver, receiving system, receiving method and communication method - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a receiver, a receiving system, a receiving method and a communication method for improving reception characteristics by preventing an increase to some degree in calculation amount in MIMO (multiple-input multiple-output) communication of an FSK signal.SOLUTION: A transmitter 10 includes: MFSK sections 12-1 to 12-nfor performing frequency shift keying on data bits 11-1 to 11-n; zero inserting sections 13-1 to 13-nfor performing zero insertion as guard interval on a frequency-shift keyed signal after the frequency shift keying; and transmission antennas Tx.1 to Tx.n. A receiver 20 includes: reception antennas Rx.1 to Rx.n; I-Q sampling sections 22-1 to 22-nfor performing I-Q sampling on the received signal; sampling sections 23-1 to 23-nfor generating discrete time signals from analog signals after I-Q sampling; and a maximum likelihood determining section 24 for performing maximum likelihood determination by using the discrete time signal and a reception replica signal generated from a transmission signal candidate and outputting reception bits 25-1 to 25-n.

Description

本発明は、ディジタル無線通信方式におけるデータ伝送方式に関するものである。特に、ＦＳＫ信号に対し周波数選択性通信路に於けるシングル入力、シングル出力（Single-Input Single-Output：ＳＩＳＯ、以下ＳＩＳＯと称す）システム、及びマルチ入力、マルチ出力（Multiple-Input Multiple-Output：ＭＩＭＯ、以下ＭＩＭＯと称す）システムで、優れたビット誤り率特性を実現させる受信装置、通信システム、受信方法及び通信方法に関するものである。   The present invention relates to a data transmission system in a digital wireless communication system. In particular, a single-input single-output (SISO, hereinafter referred to as SISO) system and multiple-input multiple-output (multiple-input multiple-output) in a frequency-selective channel for FSK signals. The present invention relates to a receiver, a communication system, a reception method, and a communication method for realizing excellent bit error rate characteristics in a MIMO (hereinafter referred to as MIMO) system.

近年、無線通信において高速大容量通信の需要が高まり、送受信共に複数本のアンテナを用いたＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）システムについての研究が盛んに行われている。ＭＩＭＯシステムでは同一周波数で同時刻に空間多重の信号伝送ができ、ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）システムに比べ、送信アンテナ数をｎ_Ｔ、受信アンテナ数をｎ_Ｒとしたとき、通信路容量がアンテナ数ｍｉｎ（ｎ_Ｔ，ｎ_Ｒ）倍に増加することが明らかとなっている。ＦＳＫ信号を用いたＭＩＭＯシステムの実現には、以下の方法がある。 In recent years, demand for high-speed and large-capacity communication has increased in wireless communication, and research on a MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) system using a plurality of antennas for both transmission and reception is actively conducted. The MIMO system can transmit spatially multiplexed signals at the same frequency and at the same time. Compared to the SISO (Single Input Single Output) system, when the number of transmitting antennas is n _T and the number of receiving antennas is n _R , the channel capacity is the antenna capacity. It has become clear that it increases several times (n _T , n _R ) times. There are the following methods for realizing a MIMO system using an FSK signal.

第１の従来技術として周波数領域等化（Frequency Domain Equalization、以下ＦＤＥ）がある（非特許文献１参照）。受信機側で受信データを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域に変換し、ＭＭＳＥ基準の重み行列を乗算するＮｕｌｌｉｎｇと呼ばれる方法を用いて、周波数等化と信号分離を同時に行う。この処理の後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により時間領域に戻し、データを復調する。   As a first conventional technique, there is frequency domain equalization (hereinafter referred to as FDE) (see Non-Patent Document 1). Frequency equalization and signal separation are simultaneously performed using a method called Nulling in which received data is converted into a frequency domain by Fast Fourier Transform (FFT) on the receiver side and multiplied by a weight matrix based on MMSE. After this processing, the data is demodulated by returning to the time domain by inverse fast Fourier transform (IFFT).

第２の従来技術として最尤判定法（Maximum Likelihood Detection、以下ＭＬＤ）がある（非特許文献２参照）。送信信号の候補ｓに対して、受信信号ｙの条件確率密度関数をｐ（ｙ／ｓ）としたとき、ｓを変数とする関数ｐ（ｙ／ｓ）を尤度関数と呼ぶ。ＭＬＤは、ｙに対して最も大きな尤度に対応するｓを送信信号とみなして硬判定出力するものである。   As a second conventional technique, there is a maximum likelihood detection method (Maximum Likelihood Detection, hereinafter referred to as MLD) (see Non-Patent Document 2). When the conditional probability density function of the received signal y is p (y / s) for the transmission signal candidate s, the function p (y / s) with s as a variable is called a likelihood function. MLD regards s corresponding to the largest likelihood with respect to y as a transmission signal and outputs a hard decision.

宇都宮、高橋、岩波、岡本、”LDPC符号化MIMO SC FDE方式に関する一比較検討”、電子情報通信学会ソサイエティ大会B-5-56、2007年9月Utsunomiya, Takahashi, Iwanami, Okamoto, “A Comparative Study on LDPC Coded MIMO SC FDE”, IEICE Society Conference B-5-56, September 2007 A.van Zelst, “Space Division Multiplexing Algorithms”, IEEE MELECON2000, vol.3, pp.1218-1221, May 2000A.van Zelst, “Space Division Multiplexing Algorithms”, IEEE MELECON2000, vol.3, pp.1218-1221, May 2000

しかし、周波数選択性通信路におけるＦＳＫ信号の等化は、受信側の検波処理が非線形な処理であるため、検波器出力後の信号について線形処理による等化を行うことが難しい。最尤系列推定（Maximum Likelihood Sequence Estimation、以下ＭＬＳＥ）を用いればＳＩＳＯ通信路において検波器出力からの送信信号推定が可能であるが、ＭＩＭＯ通信路でこれを実現した例は無い。そこで、ＭＩＭＯ通信路におけるＦＳＫ信号の等化については、検波器の前に線形等化器を置くことにより信号分離と等化を行うＦＤＥ方式が考えられる。しかし、一般にＦＤＥによる方式は処理が高速に行えるという利点はあるものの信号分離が不完全なためビット誤り率（Bit Error Rate、以下ＢＥＲ）特性においてＭＬＤやＭＬＳＥなどに比べて劣る。そこで、ＭＩＭＯ通信路においても、よりＢＥＲ特性の優れた方式の実現が求められる。   However, the equalization of the FSK signal in the frequency-selective communication channel is difficult to perform equalization by linear processing on the signal after the detector output because the detection processing on the receiving side is non-linear processing. If maximum like sequence estimation (MLSE) is used, transmission signal estimation from the detector output can be performed in the SISO communication channel, but there is no example in which this is realized in the MIMO communication channel. Therefore, for the equalization of the FSK signal in the MIMO communication path, an FDE scheme that performs signal separation and equalization by placing a linear equalizer in front of the detector can be considered. In general, however, the FDE method has an advantage that the processing can be performed at a high speed. However, since the signal separation is incomplete, the bit error rate (BER) characteristic is inferior to that of MLD or MLSE. Therefore, it is required to realize a method with better BER characteristics even in the MIMO communication path.

本発明は、斯かる実情に鑑み、ＦＳＫ信号のＭＩＭＯ通信などにおいて、計算量の増加量をある程度抑制して受信特性を向上させることを可能にする受信装置、通信システム、受信方法及び通信方法を提供することを目的とするものである。   In view of such circumstances, the present invention provides a receiving apparatus, a communication system, a receiving method, and a communication method capable of improving the reception characteristics by suppressing an increase in calculation amount to some extent in MIMO communication of FSK signals. It is intended to provide.

本発明は、周波数偏移変調を用いて通信を行う受信装置であって、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部と、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部と、前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定部と、を備えること
を特徴とする。 The present invention is a receiving apparatus that performs communication using frequency shift keying,
An IQ detection unit that performs IQ detection of a signal received by a receiving antenna, a sampling unit that generates a discrete time signal from an analog signal after IQ detection, and the discrete time signal and a transmission signal candidate And a maximum likelihood determination unit that performs maximum likelihood determination using the received replica signal.

前記最尤判定部は、前記送信信号候補の数を絞り込むことを特徴とする。   The maximum likelihood determination unit narrows down the number of transmission signal candidates.

また、前記最尤判定部は、受信信号のブロックをシンボル時間で分割し、累積メトリックを用いて前記シンボル時間毎に送信信号候補を削減することを特徴とする。   The maximum likelihood determination unit may divide a received signal block by symbol time and reduce transmission signal candidates for each symbol time by using a cumulative metric.

また、本発明の受信装置は、ＭＩＭＯ伝送において通信を行うことを特徴とする。   In addition, the receiving apparatus of the present invention is characterized by performing communication in MIMO transmission.

また、本発明は、送信装置と受信装置とからなる通信システムであって、
前記送信装置は、データビットに対して周波数偏移変調を行うＭＦＳＫ変調部と、
周波数偏移変調後の信号に対してガードインターバルとしてゼロ挿入を行うゼロ挿入部と、を備え、
前記受信装置は、受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部と、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部と、前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定部と、を備えることを特徴とする。 The present invention is a communication system comprising a transmission device and a reception device,
The transmission apparatus includes: an MFSK modulation unit that performs frequency shift key modulation on data bits;
A zero insertion unit that performs zero insertion as a guard interval for a signal after frequency shift keying,
The receiving apparatus includes: an IQ detecting unit that performs IQ detection of a signal received by a receiving antenna; a sampling unit that generates a discrete time signal from an analog signal after IQ detection; and the discrete time signal and the transmission And a maximum likelihood determination unit that performs maximum likelihood determination using a received replica signal generated from a signal candidate.

また、本発明は、周波数偏移変調を用いて通信を行う受信方法であって、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波過程と、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング過程と、前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定過程と、を有することを特徴とする。 Further, the present invention is a receiving method for performing communication using frequency shift keying,
An IQ detection process for performing IQ detection of a signal received by a receiving antenna, a sampling process for generating a discrete time signal from an analog signal after IQ detection, and the discrete time signal and a transmission signal candidate are generated. And a maximum likelihood determination process for performing maximum likelihood determination using a received replica signal.

また、本発明は、送信方法と受信方法とを有する通信方法であって、
前記送信方法は、データビットに対して周波数偏移変調を行うＭＦＳＫ変調過程と、周波数偏移変調後の信号に対してゼロ挿入を行うゼロ挿入過程と、を備え、
前記受信方法は、受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波過程と、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング過程と、前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定過程と、を有することを特徴とする。 Further, the present invention is a communication method having a transmission method and a reception method,
The transmission method includes an MFSK modulation process for performing frequency shift modulation on data bits, and a zero insertion process for performing zero insertion on a signal after frequency shift modulation,
The reception method includes: an IQ detection process for performing IQ detection on a signal received by a reception antenna; a sampling process for generating a discrete time signal from an analog signal after IQ detection; and the discrete time signal and transmission And a maximum likelihood determination process for performing maximum likelihood determination using a received replica signal generated from a signal candidate.

このように本発明は、受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行い、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成して、前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行うので、計算量の増加量をある程度抑制した上でＦＳＫ信号のＭＩＭＯ通信におけるＢＥＲ特性などの受信特性の改善を実現することが可能となり、高品質なデータの送受信を実現する。   As described above, the present invention performs IQ detection on the signal received by the receiving antenna, generates a discrete time signal from the analog signal after IQ detection, and generates the discrete time signal and the transmission signal candidate. Since the maximum likelihood determination is performed using the reception replica signal, it is possible to improve the reception characteristics such as the BER characteristic in the MIMO communication of the FSK signal while suppressing the increase of the calculation amount to some extent, and high quality data Realize transmission and reception.

送受信機のシステムモデルを示す図である。It is a figure which shows the system model of a transmitter / receiver. Cyclic Prefix（ＣＰ）とZero Padding（ＺＰ）のブロック構成を示す図である。It is a figure which shows the block structure of Cyclic Prefix (CP) and Zero Padding (ZP). 遅延プロフィールを示す図である。It is a figure which shows a delay profile. シミュレーションでの遅延プロフィールを示す図である。It is a figure which shows the delay profile in simulation. 送受信の様子を示す図である。It is a figure which shows the mode of transmission / reception. 本システムにおけるＭアルゴリズムＳｔｅｐ１を解説した図である。It is a figure explaining M algorithm Step1 in this system. 本システムにおけるＭアルゴリズムＳｔｅｐ２を解説した図である。It is a figure explaining M algorithm Step2 in this system. 本システムにおけるＭアルゴリズムＳｔｅｐ３を解説した図である。It is a figure explaining M algorithm Step3 in this system. 本システムにおけるＭアルゴリズムＳｔｅｐ４を解説した図である。It is a figure explaining M algorithm Step4 in this system. ４×４ ＭＩＭＯ周波数選択性通信路モデルに於いて、変調に２ＦＳＫを用いた場合のＦｕｌｌ ＭＬＤとＭ−ＭＬＤの計算量を示す図である。It is a figure which shows the computational complexity of Full MLD and M-MLD at the time of using 2FSK for a modulation | alteration in a 4 * 4 MIMO frequency selective channel model. １×１ＳＩＳＯ・２×２ＭＩＭＯ周波数選択性通信路モデルに於いて、変調に２ＦＳＫ・４ＦＳＫ（変調指数ｈ＝０。７）を用いた場合のＣＰ−ＦＤＥ方式とＺＰ−ＭＬＤ方式について計算機シミュレーションにより求めたＢＥＲ特性を示す図である。In the 1 × 1 SISO · 2 × 2 MIMO frequency selective channel model, CP-FDE method and ZP-MLD method are calculated by computer simulation when 2FSK · 4FSK (modulation index h = 0.7) is used for modulation. It is a figure which shows the BER characteristic. ４×４ ＭＩＭＯ周波数選択性通信路モデルに於いて、変調に２ＦＳＫ（変調指数ｈ＝０。７）を用いた場合のＭ−ＭＬＤ方式とＦｕｌｌ ＭＬＤ方式について計算機シミュレーションにより求めたＢＥＲ特性を示す図である。The figure which shows the BER characteristic calculated | required by computer simulation about the M-MLD system and Full MLD system at the time of using 2FSK (modulation index h = 0.7) for a modulation | alteration in a 4 * 4 MIMO frequency selective channel model. It is.

以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.

＜第１の実施形態＞
まず本発明の概略を、図１を用いて説明する。図１は本発明の送受信機のシステムモデルを示す図である。図１に示すように、送信機１０は、データビット１１−１〜１１−ｎ_Ｔに対して周波数偏移変調（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）を行うＭＦＳＫ変調部１２−１〜１２−ｎ_Ｔ、周波数偏移変調後の信号に対してガードインターバルとしてゼロ挿入を行うゼロ挿入部（ＺＰ）１３−１〜１３−ｎ_Ｔ、送信アンテナ数がｎ_Ｔである送信アンテナＴｘ．１〜Ｔｘ．ｎ_Ｔを備える。受信機２０は、受信アンテナ数をｎ_Ｒである受信アンテナＲｘ．１〜Ｒｘ．ｎ_Ｒ、受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部２２−１〜２２−ｎ_Ｒ、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部２３−１〜２３−ｎ_Ｒ、離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行い受信ビット２５−１〜２５−ｎ_Ｒを出力する最尤判定部（ＭＬＤ）２４と、を備える。 <First Embodiment>
First, the outline of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a diagram showing a system model of a transceiver according to the present invention. As shown in FIG. 1, the transmitter 10 includes MFSK modulators 12-1 to 12-n _T that perform frequency shift keying (FSK) on data bits 11-1 to 11-n _T. transmission antenna Tx zero insertion unit that performs zero insertion as a guard interval to the signal after the frequency shift keying (ZP) _{13-1~13-n T,} the number of transmit antennas is _{n T.} 1-Tx. provided with the n _T. Receiver 20, the receiving antenna Rx a number of receive antennas is _{n R.} 1-Rx. n _R , IQ detection units 22-1 to 22-n _R that perform IQ detection of received signals, sampling units 23-1 to 23- that generate discrete time signals from analog signals after IQ detection n _R , a maximum likelihood determination unit (MLD) 24 that performs maximum likelihood determination using a reception replica signal generated from a discrete time signal and a transmission signal candidate and outputs reception bits 25-1 to 25-n _R. .

本発明では、ＭＩＭＯ周波数選択性通信路に対し、ゼロ挿入（Zero Padding、以下ＺＰ）を用いてブロック間干渉（Inter Block Interference、ＩＢＩ）の除去を行い、信号間距離に基づくメトリックを用いたＭＬＤにより、送信ＭＩＭＯ ＭＦＳＫ信号ストリームの等化・分離処理を実現する。   In the present invention, inter block interference (IBI) is removed using zero padding (ZP) for MIMO frequency selective channels, and MLD using a metric based on the distance between signals is used. Thus, equalization / separation processing of the transmission MIMO MFSK signal stream is realized.

図１のシステムモデル図に示すように、送信機１０側で、ゼロ挿入部１３−１〜１３−ｎ_Ｔが送信信号の各ブロックの末尾にＺＰによるガードインターバルを挿入し、マルチパス遅延波によるブロック間干渉を防ぐ。 As shown in the system model diagram of FIG. 1, on the transmitter 10 side, the zero insertion units 13-1 to 13-n _T insert a guard interval by ZP at the end of each block of the transmission signal, and the multipath delay wave Prevent interference between blocks.

ここで、ＺＰとサイクリックプレフィクス（Cyclic Prefix、以下ＣＰ）の違いを示すと図２の様になる。ブロック構成は、データシンボル長をＮ_ＳＴ_ｓ、ＧＩ長をＮ_ＧＴ_ｓとする。ただしＴ_ｓはＭＦＳＫ信号の１シンボル時間である。受信機２０側では、Ｉ−Ｑ検波部２２−１〜２２−ｎ_ＲのＩ−Ｑ検波により複素ベースバンド信号を得た後に、サンプリング部２３−１〜２３−ｎ_ＲがΔｔ＝Ｔ_ｓ／２ｃ間隔（ｃ：整数）で離散時間サンプリングを行う。ＺＰによるガードインターバルを含めた１ ｂｌｏｃｋ長をＫＴ_ｓとすると、Ｎ＝Ｋ・２ｃ個のサンプリング点に分割される。このサンプリングは複素ベースバンド信号に対し標本化定理を満足する程度に細かく行う。 Here, the difference between ZP and cyclic prefix (hereinafter referred to as CP) is shown in FIG. In the block configuration, the data symbol length is N _S T _s and the GI length is N _G T _s . Where T _s is one symbol time of the MFSK signal. On the receiver 20 side, after obtaining a complex baseband signal by IQ detection of the IQ detection units 22-1 to 22-n _R , the sampling units 23-1 to 23-n _R perform Δt = T _s / Discrete time sampling is performed at intervals of 2c (c: integer). When 1 block length including a guard interval by ZP is KT _s , the block is divided into N = K · 2c sampling points. This sampling is performed finely so that the sampling theorem is satisfied for the complex baseband signal.

ここで、送信アンテナ数をｎ_Ｔ、受信アンテナ数をｎ_Ｒとし、送信アンテナｉ（ｉ＝１，…，ｎ_Ｔ）番目におけるＺＰ後の送信信号について１ ｂｌｏｃｋ長の連続信号表現をｓ_ｉ（ｔ）、その離散時間表現をｓ_ｉ［ｋ］とする。同様に受信信号をｒ_ｊ（ｔ），ｒ_ｊ［ｋ］ｊ（ｊ＝１，…，ｎ_Ｒ）、受信雑音をｎ_ｊ（ｔ），ｎ_ｊ［ｋ］と表す。 Here, the number of transmission antennas is n _T , the number of reception antennas is n _R, and a continuous signal expression of 1 block length is expressed as s _i (1 block length) for the transmission signal after ZP at the transmission antenna i (i = 1,..., N _T ). t), let the discrete time representation be s _i [k]. Similarly, the received signal is represented as r _j (t), r _j [k] j (j = 1,..., N _R ), and the received noise is represented as n _j (t), n _j [k].

ここで、送信アンテナｉから受信アンテナｊ間の通信路の遅延プロフィールが図３の様に表されるとすると、送受信信号の関係は、次式（１）のようになる。   Here, assuming that the delay profile of the communication path between the transmission antenna i and the reception antenna j is expressed as shown in FIG. 3, the relationship between the transmission and reception signals is expressed by the following equation (1).

ＭＬＤ２４では、このチャネル情報（ＣＳＩ）が受信側で既知であるとし、ＣＳＩを元に受信側で受信レプリカ信号を作成する。これをｒ＾_ｊ（ｔ），ｒ＾_ｊ［ｋ］と表すと、ＭＬＤ２４に於けるメトリックは１ブロック長の受信信号と受信レプリカ信号の間の２乗信号間距離を用いて次式（２）のように表される。 The MLD 24 assumes that this channel information (CSI) is known on the receiving side, and creates a reception replica signal on the receiving side based on the CSI. When this is expressed as r ^ _j (t), r ^ _j [k], the metric in the MLD 24 uses the distance between the square signals between the received signal of 1 block length and the received replica signal, and the following equation (2 ).

また、送信信号は次式（３）により判定される。   The transmission signal is determined by the following equation (3).

すなわち送信信号のＭのＮ_Ｓｎ_Ｔ乗通りのシンボルパターンに対するメトリックの内から、式（３）を最小にするシンボルパターンを選択し送信信号ストリームの判定を行う。このシステムによる受信方式を以下ＺＰ−ＭＬＤ方式と呼ぶ。 In other words, the symbol pattern that minimizes Equation (3) is selected from the metrics for the symbol pattern of M to the N _S n _T power of the transmission signal, and the transmission signal stream is determined. The reception method by this system is hereinafter referred to as ZP-MLD method.

ＺＰ−ＭＬＤ方式において、さらにＭアルゴリズムを適用するシステムについて述べる。前述のＺＰ−ＭＬＤ方式ではＦｕｌｌ ＭＬＤ（完全ＭＬＤ）により、式（２）で表されるメトリックをすべての送信信号候補について算出し、このメトリック値を最小とする送信信号候補を推定送信信号とした。しかしＦｕｌｌ ＭＬＤではアンテナ数・多値数・ブロック長に対して、計算量はＭのＮ_Ｓｎ_Ｔ乗となり指数関数的に増加してしまう。一方、伝送速度の面では、同じＧＩ長を用いた場合で比較すると、データブロック長は大きい程良い。なぜなら、ブロック長が大きい方が各ブロックにおいてＧＩが占める割合を減少させることができ、ＧＩによる伝送速度の損失を減らすことができるからである。 A system that further applies the M algorithm in the ZP-MLD scheme will be described. In the above-described ZP-MLD method, the metric represented by Equation (2) is calculated for all transmission signal candidates by Full MLD (complete MLD), and the transmission signal candidate that minimizes this metric value is used as the estimated transmission signal. . However, in the Full MLD, the amount of calculation increases exponentially as M N _S n _T to the number of antennas, multi-values, and block length. On the other hand, in terms of transmission speed, the data block length is better as compared with the case where the same GI length is used. This is because the proportion of GI in each block can be reduced when the block length is larger, and the transmission rate loss due to GI can be reduced.

そこで、ブロック長による計算量の指数関数的増加を抑制する一手法として、Ｍアルゴリズムの適用を検討し、計算量の削減を行う。Ｍアルゴリズムの適用法を以下に述べる。   Therefore, as one method for suppressing the exponential increase of the calculation amount due to the block length, the application of the M algorithm is examined, and the calculation amount is reduced. The application method of the M algorithm will be described below.

まず、０≦ｔ≦ｉＴ_ｓにおける２乗信号間距離であるｉシンボル目までの累積メトリックと定義する。これは次式（４）で表される。 First, it is defined as a cumulative metric up to the i-th symbol which is the distance between square signals in 0 ≦ t ≦ iT _s . This is expressed by the following equation (4).

この累積メトリックは、各アンテナのｉシンボル目までの送信信号候補の尤度基準として用いることができる。この累積メトリックを用いて、ｉを順次増やしながらの各ステップにおけるｉシンボル目までの送信信号候補をＭ_ｃ個に絞り込む。これにより、最終的な候補探索回数は、Ｆｕｌｌ ＭＬＤの場合、ＭのＮ_Ｓｎ_Ｔ乗回（Ｍ：変調多値数、ｎ_Ｔ：送信アンテナ数、Ｎ_ｓ：１ブロックのデータシンボル数）となる。一方、Ｍアルゴリズムを適用した場合（１＋Ｎ_ｓＭ_ｃ）×（Ｍのｎ_Ｔ乗）回となり、指数部にＮ_ｓが含まれなくなるため、計算量を大幅に削減することができる。 This cumulative metric can be used as a likelihood criterion for transmission signal candidates up to the i-th symbol of each antenna. Using this cumulative metric, refine the transmission signal candidates to i th symbol in the M _c number in each step while sequentially increasing i. Thereby, in the case of Full MLD, the final number of candidate searches is M N _S n _T multiplications (M: the number of modulation multi-levels, n _T : the number of transmission antennas, N _s : the number of data symbols in one block) Become. On the other hand, when the M algorithm is applied, (1 + N _s M _c ) × (M to the power of n _T ) times and N _s is not included in the exponent part, so that the calculation amount can be greatly reduced.

ここで、具体例として図５のように送信アンテナ数ｎ_Ｔ＝２，１ブロックの送信シンボル長Ｎ_ＳＴ_ｓ＝４Ｔ_ｓ、ＧＩ長Ｎ_ＧＴ_ｓ＝１Ｔ_ｓ、全体の送信ブロック長ＫＴ_ｓ＝５Ｔ_ｓとした場合で図を交えて詳細を手順を示す。
＜Ｓｔｅｐ１＞ ｉ＝１での累積メトリックを算出（図６）
＜Ｓｔｅｐ２＞ ｉ＝１での累積メトリックを元に送信信号トレリスからＭ_ｃ個の生き残りパスを選択（図７）
＜Ｓｔｅｐ３＞ ｉを（Ｎ_Ｓ−１）になるまで１ずつ増やしｓｔｅｐ１、２を繰り返す（図８）
＜Ｓｔｅｐ４＞ （Ｎ_Ｓ−１）シンボル目までの送信信号トレリスの生き残りパスを用い、ｉ＝Ｋすなわち末尾のＺＰ部を含めた通常のメトリックを算出し最終結果とする。（図９） Here, the transmission symbol length _N S _T s = _4T s transmit antennas number _n T = 2,1 block as shown in Figure 5 as a specific example, GI length _N G _{T s} = 1T s, total transmission block length KT _s = sprinkled with Figure in case of the 5T _s showing the procedure detailed.
<Step 1> Calculate cumulative metric at i = 1 (FIG. 6)
<Step 2> Select M _c survivors from the transmission signal trellis based on the accumulated metric at i = 1 (FIG. 7).
<Step 3> i is incremented by 1 until it reaches (N _S −1) and steps 1 and 2 are repeated (FIG. 8).
<Step 4> Using the surviving path of the transmission signal trellis up to the (N _S -1) -th symbol, i = K, that is, a normal metric including the ZP part at the end is calculated as the final result. (Fig. 9)

Ｍアルゴリズムを用いたＭ−ＭＬＤ方式と、前述のＦｕｌｌ ＭＬＤ方式の計算量の違いを図１０に示す。   FIG. 10 shows a difference in calculation amount between the M-MLD method using the M algorithm and the above-described Full MLD method.

以下、実施例に基づいて本発明の効果を具体的に説明するが、もとより本発明はこれらの実施例に限定されるものではない。   Hereinafter, although the effect of the present invention is explained concretely based on an example, the present invention is not limited to these examples from the first.

各送信・受信アンテナ間の通信路は、互いに独立な１ｄＢ減衰の１６パス周波数選択性準静的レイリーフェージング通信路（Quasi-static Rayleigh fading channel）とする。この通信路の遅延プロフィールを図４に示す。   The communication path between each transmitting / receiving antenna is a 16-path frequency selective quasi-static Rayleigh fading channel with 1 dB attenuation that is independent of each other. The delay profile of this channel is shown in FIG.

ＭＦＳＫ（Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ）信号はＭ＝２、４の場合について実施した。それぞれサンプリングの分割数２ｃは２ＦＳＫに於いて１６、４ＦＳＫに於いて３２とした。変調指数はｈ＝０．７とし、受信方式はＺＰ−ＭＬＤのほかに比較対象としてＣＰを用いたＦＤＥ（以下ＣＰ−ＦＤＥ）のＢＥＲ特性も合わせて算出した。アンテナ数は１×１ＳＩＳＯ、２×２ＭＩＭＯ、通信路情報は受信側で既知とする。１ブロックあたりの送信データシンボル長Ｎ_ＳＴ_ｓは２Ｔ_ｓとし、ＣＰ−ＦＤＥのＦＦＴサイズ２ｃ×Ｎ_Ｓは２ＦＳＫに於いて３２、４ＦＳＫに於いて６４となる。Guard Interval（以下ＧＩ）長Ｎ_ＧＴ_ｓは１Ｔ_ｓとする。この条件におけるＢＥＲ特性を計算機シミュレーションにより算出した結果を図１１に示す。この結果から、２ＦＳＫに於いてＺＰ−ＭＬＤはＣＰ−ＦＤＥに比べＢＥＲ＝１０^−５で２０ｄＢ以上の改善が見られ、４ＦＳＫに於いても同様に２０ｄＢ程度の改善が見られる。ＺＰ−ＭＬＤは受信側での計算量が多く受信機の複雑度は高くなるが、大幅なＢＥＲ特性改善を可能とするため、そのメリットは大きい。 The MFSK (M-ary FSK) signal was implemented for M = 2 and 4. Each of the sampling division numbers 2c was 16 in 2FSK and 32 in 4FSK. The modulation index was set to h = 0.7, and the reception method was calculated by combining the BER characteristics of FDE (hereinafter referred to as CP-FDE) using CP as a comparison object in addition to ZP-MLD. The number of antennas is 1 × 1 SISO, 2 × 2 MIMO, and the communication path information is known on the receiving side. The transmission data symbol length N _S T _s per block is 2T _s , and the CP-FDE FFT size 2c × N _S is 32 in 2FSK and 64 in 4FSK. Guard Interval (hereinafter GI) length _N G _{T s} is set to 1T _s. FIG. 11 shows the result of calculating the BER characteristics under this condition by computer simulation. From this result, ZP-MLD is improved by 20 dB or more at BER = 10 ⁻⁵ compared to CP-FDE in 2FSK, and is also improved by approximately 20 dB in 4FSK. ZP-MLD requires a large amount of calculation on the receiving side and increases the complexity of the receiver. However, since ZP-MLD can greatly improve the BER characteristics, its merit is great.

Ｍアルゴリズムを適用したＭＬＤ（以下Ｍ−ＭＬＤ）を、ＭＦＳＫ信号Ｍ＝２の場合について実施した。サンプリングの分割数２ｃは１６、変調指数はｈ＝０．７とし、受信方式はＭ−ＭＬＤのほかに比較対象としてＦｕｌｌ ＭＬＤによるＺＰ−ＭＬＤのＢＥＲ特性も合わせて算出した。アンテナ数は４×４ＭＩＭＯ、通信路情報は受信側で既知とする。１ブロックあたりの送信データシンボル長Ｎ_ＳＴ_ｓは２Ｔ_ｓとし。Guard Interval（以下ＧＩ）長Ｎ_ＧＴ_ｓは１Ｔ_ｓとする。この条件におけるＢＥＲ特性を計算機シミュレーションにより算出した結果を図１２に示す。 MLD to which the M algorithm was applied (hereinafter referred to as M-MLD) was performed for the case where the MFSK signal M = 2. The sampling division number 2c is 16, the modulation index is h = 0.7, and the reception method is calculated in addition to the M-MLD, and the BER characteristics of ZP-MLD by Full MLD as a comparison target. The number of antennas is 4 × 4 MIMO, and the communication path information is known on the receiving side. The transmission data symbol length N _S T _s per block is 2T _s . Guard Interval (hereinafter GI) length _N G _{T s} is set to 1T _s. The result of calculating the BER characteristic under this condition by computer simulation is shown in FIG.

この条件ではＭアルゴリズムのＭの値であるＭ_ｃが４以上の場合にＦｕｌｌ ＭＬＤと同等のＢＥＲ特性に収束している。本シミュレーションに於いてはＮ_ＳＴ_ｓ＝２Ｔ_ｓとしているが図１０からわかるように１ブロックあたりの送信データシンボル数Ｎ_Ｓの値をさらに大きくしてもＮ_ＳＴ_ｓ＝２Ｔ_ｓのＦｕｌｌ ＭＬＤと同程度の探索回数で送信信号の判定が可能である。計算量のブロック長に依存した指数関数的増大の抑制を実現しているため、ブロックサイズの大きな条件に於いて大幅な計算量削減の効果が発揮できる。 It converges to an equivalent BER performance and Full MLD in case of _{M c} is 4 or more and the value of M in M algorithm in this condition. In this simulation, N _S T _s = 2T _s , but as can be seen from FIG. 10, even if the number of transmission data symbols N _S per block is further increased, the full MLD of N _S T _s = 2T _s The transmission signal can be determined with the same number of searches. Since the suppression of the exponential increase depending on the block length of the calculation amount is realized, the effect of drastically reducing the calculation amount can be exhibited under the condition where the block size is large.

＜第２の実施形態＞
本実施形態では、空間分離のみＭＬＤを用いる場合を説明する。ｉ番目のアンテナにおけるｋ番目のシンボルを次式（５）（６）（７）のように表わす。 <Second Embodiment>
In this embodiment, a case where MLD is used only for spatial separation will be described. The k-th symbol in the i-th antenna is expressed by the following equations (5), (6), and (7).

なお、式（５）は送信シンボル、式（６）は受信シンボル、式（７）は雑音を表している。本実施形態のＭＬＤは、空間分離のみＭＬＤを行うため、ＩＳＩを除去した後でＭＬＤを行う。ＩＳＩの除去は、式（８）に示すＩＳＩレプリカを用いて行う。   Expression (5) represents a transmission symbol, Expression (6) represents a reception symbol, and Expression (7) represents noise. Since the MLD of this embodiment performs MLD only for spatial separation, the MLD is performed after removing the ISI. The removal of ISI is performed using an ISI replica shown in Equation (8).

なお、ｊ＝ｋ，…，ｋ＋Ｌ−１である。このＩＳＩレプリカは、過去の送信シンボルとチャネル情報（ＣＳＩ：Channel State Information）Ｈを用いて次式（９）のように求められる。   J = k,..., K + L−1. This ISI replica is obtained by the following equation (9) using past transmission symbols and channel information (CSI: Channel State Information) H.

なお、Ｘ〜ｐ（ｐ＝ｋ−Ｌ＋１，…，ｋ−１）には過去のシンボルの判定結果を用いる。Ｈは次式（１０）のように表わされる。   Note that past symbol determination results are used for X to p (p = k−L + 1,..., K−1). H is represented by the following equation (10).

式（９）を用いてＩＳＩ除去を行う（式（１１））。   ISI removal is performed using equation (9) (equation (11)).

ここで、Ｙ＾_ｊは干渉除去後の受信シンボルである。Ｙ＾_ｊは次式（１２）のように表わせる。 Here, Y ^ _j is a received symbol after interference cancellation. Y ^ _j can be expressed as the following equation (12).

ただし、ｊ（ｊ＝ｋ，…，ｋ＋Ｌ−１）は干渉残留成分であり、過去の判定結果に誤りがなければ０となる。式（８）に対してＭＬＤを行う。ＭＬＤは、次式のようにＹ＾_ｊと送信信号レプリカＸ＾_ｊとの差の各要素の２乗和をメトリックとし、それが最も小さくなる送信信号候補｛Ｘ＾_ｊ｝，（ｊ＝ｋ，…，ｋ＋Ｌ−１）をＭＬＤにより探索することで送信信号Ｘｋを推定する（式（１３））。 However, j (j = k,..., K + L−1) is an interference residual component, and becomes 0 if there is no error in the past determination result. MLD is performed on equation (8). The MLD uses the sum of squares of the elements of the difference between Y ^ _j and the transmission signal replica X ^ _j as a metric as shown in the following equation, and the transmission signal candidate {X ^ _j }, (j = k) that minimizes the metric. ,..., K + L−1) are searched by MLD to estimate the transmission signal Xk (formula (13)).

」
このように本実施形態ではＩＳＩを除去した後にＭＬＤを行うようにしたため、探索候補数を大幅に減らすことが可能となる。 "
Thus, in this embodiment, since MLD is performed after removing ISI, the number of search candidates can be greatly reduced.

ディジタル無線通信方式におけるデータ伝送方式に関するものである。特に、非線形変調であるＦＳＫ信号に対してＳＩＳＯ通信路とＭＩＭＯ通信路のどちらにも適用可能なＭＬＤ受信方式を実現し、伝送速度の向上と優れたビット誤り率特性を実現させるディジタル無線通信方式として利用可能性がある。   The present invention relates to a data transmission system in a digital wireless communication system. In particular, a digital wireless communication system that realizes an MLD reception method applicable to both SISO communication channels and MIMO communication channels for FSK signals that are nonlinear modulation, and realizes improved transmission speed and excellent bit error rate characteristics. As possible.

１０ 送信機
１１−１〜１１−ｎ_Ｔ データビット
１２−１〜１２−ｎ_Ｔ ＭＦＳＫ変調部
１３−１〜１３−ｎ_Ｔ ゼロ挿入部（ＺＰ）
Ｔｘ．１〜Ｔｘ．ｎ_Ｔ 送信アンテナ
２０ 受信機
Ｒｘ．１〜Ｒｘ．ｎ_Ｒ 受信アンテナ
２２−１〜２２−ｎ_Ｒ Ｉ−Ｑ検波部
２３−１〜２３−ｎ_Ｒ サンプリング部
２４ 最尤判定部（ＭＬＤ）
２５−１〜２５−ｎ_Ｒ 受信ビット 10 Transmitters 11-1 to 11-n _T data bits 12-1 to 12-n _T MFSK modulation units 13-1 to 13-n _T zero insertion units (ZP)
Tx. 1-Tx. n _T transmit antenna 20 receiver Rx. 1-Rx. n _R receiving antennas 22-1 to 22-n _R IQ detectors 23-1 to 23-n _R sampling unit 24 Maximum likelihood determination unit (MLD)
25-1 to 25-n _R received bits

Claims (7)

周波数偏移変調を用いて通信を行う受信装置であって、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部と、
Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部と、
前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定部と、
を備えること
を特徴とする受信装置。 A receiver that performs communication using frequency shift keying,
An IQ detection unit that performs IQ detection of a signal received by the receiving antenna;
A sampling unit for generating a discrete time signal from an analog signal after IQ detection;
A maximum likelihood determination unit that performs maximum likelihood determination using a reception replica signal generated from the discrete time signal and a transmission signal candidate;
A receiving apparatus comprising: 前記最尤判定部は、前記送信信号候補の数を絞り込むこと
を特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The receiving apparatus according to claim 1, wherein the maximum likelihood determination unit narrows down the number of transmission signal candidates. 前記最尤判定部は、
受信信号のブロックをシンボル時間で分割し、
累積メトリックを用いて前記シンボル時間毎に送信信号候補を削減すること
を特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。 The maximum likelihood determination unit includes:
Divide the received signal block by symbol time,
The receiving apparatus according to claim 1, wherein transmission signal candidates are reduced for each symbol time using a cumulative metric. ＭＩＭＯ伝送において通信を行うこと
を特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の受信装置。 The receiving apparatus according to claim 1, wherein communication is performed in MIMO transmission. 送信装置と受信装置とからなる通信システムであって、
前記送信装置は、
データビットに対して周波数偏移変調を行うＭＦＳＫ変調部と、
周波数偏移変調後の信号に対してガードインターバルとしてゼロ挿入を行うゼロ挿入部と、
を備え、
前記受信装置は、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部と、
Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部と、
前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定部と、
を備えること
を特徴とする通信システム。 A communication system comprising a transmitting device and a receiving device,
The transmitter is
An MFSK modulator that performs frequency shift keying on the data bits;
A zero insertion unit for performing zero insertion as a guard interval for a signal after frequency shift keying;
With
The receiving device is:
An IQ detection unit that performs IQ detection of a signal received by the receiving antenna;
A sampling unit for generating a discrete time signal from an analog signal after IQ detection;
A maximum likelihood determination unit that performs maximum likelihood determination using a reception replica signal generated from the discrete time signal and a transmission signal candidate;
A communication system comprising: 周波数偏移変調を用いて通信を行う受信方法であって、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波過程と、
Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング過程と、
前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定過程と、
を有すること
を特徴とする受信方法。 A reception method for performing communication using frequency shift keying,
An IQ detection process for IQ detection of a signal received by a receiving antenna;
A sampling process for generating a discrete time signal from an analog signal after IQ detection;
A maximum likelihood determination step of performing maximum likelihood determination using a reception replica signal generated from the discrete time signal and a transmission signal candidate;
A receiving method comprising: 送信方法と受信方法とを有する通信方法であって、
前記送信方法は、
データビットに対して周波数偏移変調を行うＭＦＳＫ変調過程と、
周波数偏移変調後の信号に対してゼロ挿入を行うゼロ挿入過程と、
を備え、
前記受信方法は、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波過程と、
Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング過程と、
前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を 行う最尤判定過程と、
を有すること
を特徴とする通信方法。 A communication method having a transmission method and a reception method,
The transmission method is:
MFSK modulation process for performing frequency shift modulation on data bits;
A zero insertion process for performing zero insertion on the signal after frequency shift keying;
With
The receiving method is:
An IQ detection process for IQ detection of a signal received by a receiving antenna;
A sampling process for generating a discrete time signal from an analog signal after IQ detection;
A maximum likelihood determination step of performing maximum likelihood determination using a reception replica signal generated from the discrete time signal and a transmission signal candidate;
A communication method characterized by comprising:

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