JP2006204048A

JP2006204048A - 直列共振形コンバータ

Info

Publication number: JP2006204048A
Application number: JP2005014936A
Authority: JP
Inventors: Yoshihiko Kikuchi; 芳彦菊地
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2005-01-24
Filing date: 2005-01-24
Publication date: 2006-08-03

Abstract

【課題】本発明は、定常時においては出力電圧の負荷特性は良好であり、過電流保護時はほぼ一定の電流に制限する能力により良好な保護特性が得られる直列共振コンバータを提供する。
【解決手段】一次・二次間をトランスTにより絶縁し、一次側にスイッチ素子Q1〜Q4を備えたブリッジ形のスイッチング回路４１と、前記トランスの一次巻線と直列に共振用インダクタLr共振用コンデンサCrとを接続し、二次側に整流回路DB1を設けてある直列共振形コンバータにおいて、前記スイッチ素子のオン、オフを制御する制御部５を備え、この制御部は、定常時はスイッチング周波数を前記共振回路の共振周波数とほぼ同じとし、起動時及び過電流保護時はスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２分の１とする制御を行うように構成してあることを特徴とする直列共振形コンバータ。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に使用される直列共振形コンバータ及びその制御方式に関するものである。

直列共振形コンバータは広く使用され、解析事例も数十年前から報告されている（例えば、非特許文献１参照）。この報告書もあるように、直列共振形コンバータの入出力変換比は共振用インダクターの定数Lr、コンデンサの定数Cr、負荷抵抗値R、及び動作周波数fsにより決定される。出力電圧の制御はスイッチング周波数を変化させて行う場合が一般的である。

ところで、“R÷（共振回路の共振インピーダンスZo）“がある値以上で、かつ回路構成要素が理想的な場合はスイッチング周波数fsに関係なく出力電圧Voは入力電圧Viと等しくなる。特にスイッチング周波数が共振周波数にほぼ等しい場合は負荷抵抗値Rに無関係でVo＝Viとなる。この場合、回路の構成要素が理想的でない場合であっても、負荷抵抗値Rが変化した時の出力電圧Vo変動は前記構成要素の電圧降下によるだけである。したがって、スイッチング周波数一定であっても出力電圧の負荷特性は良好である。

またこの場合、共振電流波形、及びスイッチ素子に流れる電流波形は図３の様に完結された正弦波および正弦半波波形となり、スイッチ素子および出力整流ダイオードはゼロ電流スイッチング（以下「ZCS」という。）となる。これにより、スイッチ素子のZVSもトランスの励磁電流などにより、容易に実現できる。

この利点からfs＝frの直列共振形コンバータが使用されている。特に入力電圧変動が少ない用途、例えばPFCの後段に使用したり、入力変動範囲の比較的狭いバスコンバータなどに使用されている。

ところで、前に述べた様にfs=frで動作した場合は回路構成要素が理想的であると仮定した場合は負荷抵抗値Rに関係なくVo＝Viとなる。すなわち負荷抵抗値Rが極小さい値となった場合、出力電流Ioは多大な値となる。回路構成要素が理想的でない場合でも、例えばスイッチ素子やトランスの内部抵抗により制限される大きな電流値となり、出力短絡が発生した場合にはスイッチ素子などの破壊にいたる可能性がある。また起動時は出力平滑回路に大きな電流が流れる問題がある。

この対策例として、直列共振形コンバータと出力間に非絶縁形D/Dコンバータを挿入して、過電流保護を行ったり、非対称スイッチングにより過電流保護を行う（例えば、特許文献１参照）などがある。
V.VORPERIAN AND SLOBODAN CUK "A COMPLETE DC ANAKYSIS OF THE SERIES RESONANT CONVERTER" IEEE POWER ELECTRONICS SPECIALISTS CONFERENCE 1982 RECORD p.85-100 特開平７−３３７０３４号公報

しかし、前者の例では次のような欠点がある。第一に挿入されるD/Dコンバータの電力損失により電力変換効率が低下する。また、容積、コストが増加する。後者の例においては複雑な制御が必要となり、コストの増加が問題となり易い。

他の対策例として周波数をリニアに可変させて出力電圧を制御して、起動時のソフトスタートや過電流保護を行うものがある。前述の解析事例の報告書にも記述されている様に周波数をリニアに可変した場合、例えばfs＝0.75frとなった場合、共振電流およびスイッチ素子に流れる電流は図４に示すような波形となり、スイッチ素子のオン−オフ切替え時に大きな電流ストレスがスイッチ素子に加わることになり、最悪の場合スイッチ素子の破壊に至る可能性がある。

図４のBの部分は図５のダイオードD1（ＦＥＴQ1のボディーダイオードでも等価）に流れるが、この電流が流れている間にＦＥＴQ1がオフ、ＦＥＴQ2がオンに切り替わるため、ダイオードD1のリカバリ電流がＦＥＴQ2に流れ、ＦＥＴQ2の電流ストレスが大きい。またダイオードD1がＦＥＴQ1のボディダイオードである場合、ＦＥＴQ1内部にもスパイク状の大きな電流が流れ、ＦＥＴQ1にも大きなストレスを与える。ＦＥＴQ2がターンオフ、ＦＥＴQ1がターンオン時にも同様であり、ＦＥＴQ3及びＦＥＴQ4の切替え時も同様である。

この対策として、トランスの励磁電流を大きくする場合もあるが、トランスおよびスイッチ素子に流れる電流が大きくなり、各部の損失が増加する。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、定常時においては出力電圧の負荷特性は良好であり、過電流保護時はほぼ一定の電流に制限する能力により良好な保護特性が得られる直列共振コンバータを提供する。

上記課題を解決するため、本発明直列共振コンバータは、一次・二次間をトランスにより絶縁し、一次側にスイッチ素子を備えたブリッジ形のスイッチング回路と、前記トランスの一次巻線と直列に共振用インダクタと共振用コンデンサとを備えた共振回路と接続し、二次側に整流回路を設けてある直列共振形コンバータにおいて、前記スイッチ素子のオン、オフを制御する制御部を備え、この制御部は、定常時はスイッチング周波数を前記共振回路の共振周波数とほぼ同じとし、起動時及び過電流保護時はスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１（ｎは自然数）とする制御を行うように構成してあることを特徴とする。

前記スイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１にする制御において、最大出力電力が定格電力以上であることを特徴とする。

前記トランスによって一次・二次間を絶縁することにより発生する入出力電圧の変換比を選択する機能を有する電圧変換用変圧器を備えてあることを特徴とする。

前記制御部は出力電圧監視部を備え、出力電圧が所定値以下の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１とし、出力電圧が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数にほぼ等しい値とする制御を行うように構成してあることを特徴とする。

前記制御部は出力電流監視部を備え、出力電流が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１とする制御を行うように構成してあることを特徴とする。

前記制御部は、前記トランスに流れる電流の監視部を備え、前記電流の平均値またはピーク値が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１とする制御を行うように構成してあることを特徴とする。

本発明によれば、定常時はスイッチング周波数を共振回路の共振周波数とほぼ同じとし、起動時および過電流保護時はスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１とする制御を行うようにしたことにより、定常時は出力電流に無関係に出力電圧はほぼ入力電圧に等しく、出力電圧の負荷特性は良好となる。また、過電流保護時はほぼ一定の電流に制限する能力により良好な保護特性が得られる。また、起動時、出力平滑用コンデンサは一定の電流で充電されるため、ソフトスタート特性は良好となる。また、特にスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２分の１にすると、共振電流のピーク値を定格時の２倍以下で前記ソフトスタート、及び過電流保護機能が得られる。

スイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１にする制御において、最大出力電力が定格電力以上であることにより、出力電力が定格の状態で起動したり、過電流状態から定格の状態に復帰した場合でも、出力電圧は確実に定格まで上昇することが出来る。

トランスによって一次・二次間を絶縁することにより発生する入出力電圧の変換比を選択する機能を有する電圧変換用変圧器を備えてあることにより、入出力の絶縁と入出力電圧の変換比の選択ができるので、幅広く電源装置に応用可能となる。

制御部に出力電圧監視部を備え、出力電圧が所定値以下の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１とし、出力電圧が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数にほぼ等しい値とする制御を行うようにしてあることにより、出力電圧の状態によりスイッチング周波数fsが共振周波数frとfr/2nの切替えが可能となり、起動時に定常状態への切替えをスムーズに行うことが出来る。また過電流保護状態から定常状態への切替えも同様である。

制御部に出力電流監視部を備え、出力電流が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１とする制御を行うようにしてあることにより、定常時から過電流状態になった場合、保護動作を確実にかつ、スムーズに行うことが出来る。

制御部に前記トランスに流れる電流の監視部を備え、前記電流の平均値またはピーク値が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１とする制御を行うように構成してあることにより、より前段の電流情報を監視知ることにより、過電流保護動作にいたる時間を短くすることが出来、信頼性を増すことが出来る。

以上のことにより、本発明は、簡単な構成にて、ZCS、ZVSが可能な電流サージの少ないかつ、起動時および過電流時の出力電流増加が防止できる直列共振形コンバータが実現できる。特にPFC出力を直列共振形コンバータの入力とする場合など、入力電圧の変動が少ない用途に使用すれば、定コストで高効率、小型で信頼性の高い電源装置が可能である。

図１は本発明を実施するための最良の形態を示すものである。図２は図１に示した実施形態の制御シーケンスの説明図、図７は図1に示した実施形態における起動時の出力電圧立ちあがり波形、図８は図１の実施形態における出力電圧−出力電流特性を示すものである。

図１では交流電源１が入力部２に接続されている。入力部２はEMIフィルタ、整流部、力率改善回路PFCで構成されており、一定電圧の直流を直列共振形コンバータ３に入力する。直列共振形コンバータ３は本発明を実現する主回路部４と制御部５で構成されている。Rは負荷抵抗である。

主回路部４はスイッチ素子Q1〜Q4、ダイオードD1〜D4、及びコンデンサC1〜C4を備えたフルブリッジ形のスイッチング回路４１、共振用コンデンサCr、共振用インダクタLr、電圧変換用トランスT、トランス出力を整流するダイオードブリッジDB1、及び出力平滑用コンデンサCoで構成されている。インダクタLmはトランスTの励磁インダクタンスである。共振用コンデンサCrと共振用インダクタLrは、スイッチング周波数fsと共振周波数frした場合、fs＝0.5frで動作する時、出力電流が定格出力電流の約1.2倍でほぼ一定となるように選択されている。スイッチ素子Q1〜Q4がＦＥＴの場合、ダイオードD1〜D4及びコンデンサC1〜C4はそれぞれスイッチ素子Q1〜Q4の寄生要素であっても良い。また、共振用インダクタLrはトランスTの漏れインダクタンスでも可能である。トランスTの出力はセンタータップでも同様である。

トランスTの一次コイルの電流を電流検出素子CTで検出し、ダイオードブリッジDB2で整流し、コンデンサCcで平滑している。コンデンサCcの電圧はほぼ出力電流に比例する。

制御部５では出力電圧をコンパレータM1で、コンデンサCcの電圧をコンパレータM2で基準値と比較している。出力電圧が基準値以上かつコンデンサCcの電圧が基準値以下の時（状態１）、fs＝fr、それ以外の場合（状態２）ではfs＝0.5frとなるように動作する。図１と図２によりその動作を説明する。

OSCは発信機で、出力パルスの繰り返し周波数は2frである。M3とM8はCK入力の立ちあがり毎に出力が反転するフリップフロップであり、M4はD入力の値をCK立ちあがり時出力するDタイプのフリップフロップであり、M5〜M7はナンドゲートであり、M9は入力パルスの立ちあがり後一定期間（後述のTd）出力がLowレベルとなるワンショットであり、M10とM11はアンドゲートである。

図２では、前記の状態１でfs＝frで動作している場合で始まっている。M4−DはLow（以下“L”とする。）でM4−Qが“L”、M4−Qbar はHigh（以下“H”とする。）である。発振機OSCの出力がフリップフロップM8及びワンショットM9に出力され、フリップフロップM8で分周されfs＝frで、ワンショットの期間Tdをデッドタイムとする駆動信号がアンドゲートM10，M11から出力され、駆動回路５１を介してＦＥＴQ1〜Q4がスイッチングする。

時間taでM4−Dが“H”（例えば出力電流が増加し、コンデンサCcの電圧が基準値以上となった。）となると、M3−Qの次の立ちあがりで、フリップフロップM4が反転し、M3−Q（OSC出力の分周）がフリップフロップM8及びワンショットM9に出力される。フリップフロップM8でさらに分周されるので、fs＝0.5fr、でデッドタイムがTdの信号がアンドゲートM10，M11から出力されることになる。

フリップフロップM4でフリップフロップM3出力と同期して周波数の切替えを行うため、周期の途中で切りかえることは無い。（周期の途中で切り替わると、単発では有るが、周波数が様々な値をとることになり、スイッチ素子の電流ストレスが大きくなる可能性が大きい。）時間tbでM4−Dの信号が再び“L”になると、M3−Qの次の立ちあがりで、フリップフロップM4出力が反転し、スイッチ素子の動作周波数はfs＝frに戻る。

以上の動作により実施例の直列共振形コンバータはfs＝frとfs＝0.5frの二つの周波数だけで動作することになり、図３、及び図６のように電流ストレスが大きくなることは無い。

定格範囲内ではfs＝frで動作するため、出力電圧は負荷に無関係に、直列共振形コンバータの入力電圧つまり、PFC出力にトランスの変換比を加味した電圧でほぼ一定となる。また、fs＝frでは出力電流が定格の約1.2倍になるように共振回路の定数を選択してあるため、起動時、過電流時に過大な電流が流れることは無い。図７の起動時の出力電圧波形では、オーバーシュートの無い良い特性を示している。図８の出力電流−電圧特性でも良い垂下特性を示すことが分る。

本実施形態では、定常時はスイッチング周波数fsを共振用コンデンサCrと共振用インダクタLrとによる共振周波数frとほぼ同じとし、起動時及び過電流保護時はスイッチング周波数fsを共振周波数frの２分の１とする制御を行っているが、起動時及び過電流保護時はスイッチング周波数fsを共振周波数frの２ｎ分の１（ｎは自然数）とする制御を行うこともできる。

図９は本発明に係る実施例１を示すものである。本実施例は主回路部４にスイッチ素子Q1，Q2、ダイオードD1，D2、及びコンデンサC1，C2，C5，C6を備えたハーフブリッジ形のスイッチング回路４２を備えてある。その他の構成については図１図示実施形態とほぼ同様である。本発明はハーフブリッジ形のスイッチング回路においても、フルブリッジ形のスイッチング回路と同様の実施することが可能であり、出力の大きさは異なるが、作用としては、この実施例においても前記実施形態とほぼ同様である。

本発明によれば、定常時はスイッチング周波数を共振回路の共振周波数とほぼ同じとし、起動時および過電流保護時はスイッチング周波数を共振周波数の約２分の１とする制御を行うようにしたことにより、定常時は出力電流に無関係に出力電圧はほぼ入力電圧に等しく、出力電圧の負荷特性は良好となる。また、過電流保護時はほぼ一定の電流に制限する能力により良好な保護特性が得られる。また起動時、出力平滑用コンデンサは一定の電流で充電されるため、ソフトスタート特性は良好となる。また、特にスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２分の１にすると、スイッチ素子に流れる電流はスイッチ素子のオン−オフの切替え時はほぼゼロとなり、スイッチ素子に過大なストレスが大幅に軽減できる。

スイッチング周波数を共振周波数のほぼ２分の１にする制御において、最大出力電力が定格電力以上であることにより、出力電力が定格の状態で起動したり、過電流状態から定格の状態に復帰した場合でも、出力電圧は確実に定格まで上昇することが出来る。

制御部に出力電圧監視部を備え、出力電圧が所定値以下の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２分の１とし、出力電圧が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数にほぼ等しい値とする制御を行うようにしてあることにより、出力電圧の状態によりfsがfrとfr／2の切替えが可能となり、起動時に定常状態への切替えをスムーズに行うことが出来る。また過電流保護状態から定常状態への切替えも同様である。

制御部に出力電流監視部を備え、出力電流が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２分の１とする制御を行うようにしてあることにより、定常時から過電流状態になった場合、保護動作を確実にかつ、スムーズに行うことが出来る。

制御部に前記トランスに流れる電流の監視部を備え、前記電流の平均値またはピーク値が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２分の１とする制御を行うように構成してあることにより、より前段の電流情報を監視知ることにより、過電流保護動作にいたる時間を短くすることが出来、信頼性を増すことが出来る。

本発明の最良の実施形態の回路構成図である。図１図示実施形態の制御シーケンス説明図である。図１図示実施形態におけるスイッチング周波数fsが共振周波数frにほぼ等しい場合の波形図である。図１図示実施形態におけるfs＝0.75frで、過電流状態の場合の波形図である。本発明に係る直列共振形コンバータの主回路部の回路構成図である。図１図示実施形態におけるfs＝0.5frで過電流状態の波形図である。図１図示実施形態における起動時の出力電圧の立ちあがり波形図である。図１図示実施形態における出力電圧電流特性波形図である。本発明に係る実施例１の回路構成図である。

符号の説明

１交流電源
２入力部
３直列共振形コンバータ
４主回路部
４１フルブリッジ形のスイッチング回路
４２ハーフブリッジ形のスイッチング回路
５制御部
５１駆動回路
Q1〜Q4 スイッチ素子（ＦＥＴ）
D1〜D4 （寄生）ダイオード
C1〜C4 （寄生）コンデンサ
C5，C6 コンデンサ
Cr 共振用コンデンサ
Lr 共振用インダクタ
T 電圧変換用トランス
DB1,DB2 ダイオードブリッジ
Co 出力平滑用コンデンサ
Lm トランスTの励磁インダクタンス
CT 電流検出素子
Cc コンデンサ
OSC 発信機
M1，M2 コンパレータ
M3，M8 フリップフロップ
M4 Dタイプのフリップフロップ
M5〜M7 ナンドゲート
M9 ワンショット
M10，M11 アンドゲート

Claims

一次・二次間をトランスにより絶縁し、一次側にスイッチ素子を備えたブリッジ形のスイッチング回路と、前記トランスの一次巻線と直列に共振用インダクタと共振用コンデンサとを備えた共振回路と接続し、二次側に整流回路を設けてある直列共振形コンバータにおいて、前記スイッチ素子のオン、オフを制御する制御部を備え、この制御部は、定常時はスイッチング周波数を前記共振回路の共振周波数とほぼ同じとし、起動時及び過電流保護時はスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１（ｎは自然数）とする制御を行うように構成してあることを特徴とする直列共振形コンバータ。
前記スイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１にする制御において、最大出力電力が定格電力以上であることを特徴とする請求項１記載の直列共振形コンバータ。
前記トランスによって一次・二次間を絶縁することにより発生する入出力電圧の変換比を選択する機能を有する電圧変換用変圧器を備えてあることを特徴とする請求項１〜２のいずれか記載の直列共振形コンバータ。
前記制御部に出力電圧監視部を備え、出力電圧が所定値以下の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１とし、出力電圧が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数にほぼ等しい値とする制御を行うように構成してあることを特徴とする請求項１〜３のいずれか記載の直列共振形コンバータ。
前記制御部に出力電流監視部を備え、出力電流が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１とする制御を行うように構成してあることを特徴とする請求項１〜４のいずれか記載の直列共振形コンバータ。
前記制御部に前記トランスに流れる電流の監視部を備え、前記電流の平均値またはピーク値が所定値以上の場合においてスイッチング周波数を共振周波数のほぼ２ｎ分の１とする制御を行うように構成してあることを特徴とする請求項１〜４のいずれか記載の直列共振形コンバータ。