JPH04217862A - 電流共振コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】［発明の目的］

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は電流共振コンバ―タに係
り、特に電流共振コンバ―タの過電流保護回路に関する
。

【０００３】

【従来の技術】直流を高い周波数でスイッチングしてト
ランスで変圧した後、整流して直流を得るスイッチング
レギュレ―タは、小型、高効率などの特徴を持ち、電気
機器の電源装置として広く用いられている。そして最近
では、スイッチング素子の負担を軽減し、さらに効率を
良くするために、スイッチングレギュレ―タに共振回路
を付加した電流共振コンバ―タが使用されつつある。

【０００４】ところで、このような電流共振コンバ―タ
では、スイッチング素子の保護および効率の観点から、
スイッチング素子によるオン・オフを電流が零の状態で
行うこと（ゼロカレントスイッチング）が重要である。 ゼロカレントスイッチングを実行するためには共振回路
に流れる電流を所定の値以下とする必要がある。さらに
共振回路を流れる電流が大きくなると回路部品が過熱し
て部品の寿命が短くなる。これらの事情により電流共振
コンバ―タには過電流の保護回路が必要となる。　　こ
のような過電流保護を行うために、従来は、変圧器の一
次側に交流電流を測定するためにカレントトランスを用
いた。そして交流電流の検出を行い、この交流を整流・
平滑して直流とした後、この直流電流に基づいてスイッ
チング素子の駆動を制御していた。

【０００５】しかしながら、カレントトランスを用いた
電流検出では共振回路を構成するインダクタおよびコン
デンサのショ―ト等の異常状態に対する保護が困難であ
り、カレントトランス出力後の平滑回路のためにスイッ
チング素子Ｓの保護の応答性が悪かった。またカレント
トランスのために大型になった。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の電流共振コンバ―タの保護回路では変圧器の一次巻線
の電流をカレントトランスによって検出していたため、
直列共振回路を構成するインダクタおよびコンデンサの
ショ―トに対しては異常状態を検出することが困難であ
り、スイッチング素子保護の応答性が悪く、カレントト
ランスのために大型で重くなった。

【０００７】本発明は上述した従来の問題点を解決すべ
く創案されたものであり、共振回路を構成するインダク
タおよびコンデンサのショ―ト等の異常状態に対する保
護が可能で、スイッチング素子保護の応答性が良好であ
るとともに、小型、軽量化できる電流共振コンバ―タを
提供することを目的とする。

【０００８】［発明の構成］

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、 第１の発明は、インダクタとキャパシタとが直列に接続
された直列共振回路と、この直列共振回路に直列に接続
され、前記直列共振回路をオン・オフするスイッチング
素子と、このスイッチング素子を駆動するための発振回
路と、前記直列共振回路に流れる電流を検出する電流検
出手段と、前記スイッチング素子をオンしてから所定の
時間経過した後にストロ―ブパルスを発生させるストロ
―ブパルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生時に
前記直列共振回路に順方向の電流が流れている場合は過
負荷であるとして前記発振回路を制御する制御回路とを
具備した電流共振コンバ―タであり、 第２の発明は、第１の発明において、前記制御回路は過
負荷であると判断した場合に前記発振回路の発振周波数
を低くするよう制御する電流共振コンバ―タであり、第
３の発明は、第１の発明において、前記制御回路は過負
荷であると判断した場合に前記発振回路を停止する電流
共振コンバ―タであり、 第４の発明は、トランスと、このトランスの１次側巻線
に直列に接続されたインダクタと、前記１次側巻線に流
れる電流をオン・オフするスイッチング素子と、前記ト
ランスの２次側巻線に並列に接続され、前記インダクタ
との間で共振回路を構成するキャパシタと、前記トラン
スの１次側巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と
、前記スイッチング素子をオンしてから所定の時間経過
した後にストロ―ブパルスを発生させるストロ―ブパル
ス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生時に前記１次
側巻線に順方向の電流が流れている場合は過負荷である
として前記１次側巻線に流れる電流を制御する制御回路
とを具備する電流共振コンバ―タであり、第５の発明は
、第４の発明において、前記制御回路は過負荷であると
判断した場合に前記発振回路の発振周波数を低くするよ
う制御する電流共振コンバ―タであり、第６の発明は、
第４の発明において、前記制御回路は過負荷であると判
断した場合に前記発振回路を停止する電流共振コンバ―
タであり、 第７の発明は、トランスと、前記１次側巻線に流れる電
流をオン・オフするスイッチング素子と、前記トランス
の２次側巻線に並列に接続され、前記トランスの漏れイ
ンダクタンスとの間で共振回路を構成するキャパシタと
、前記トランスの１次側巻線に流れる電流を検出する電
流検出手段と、前記スイッチング素子をオンしてから所
定の時間経過した後にストロ―ブパルスを発生させるス
トロ―ブパルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生
時に前記１次側巻線に順方向の電流が流れている場合は
過負荷であるとして前記１次側巻線に流れる電流を制御
する制御回路とを具備する電流共振コンバ―タであり、 第８の発明は、第４の発明において、前記制御回路は過
負荷であると判断した場合に前記発振回路の発振周波数
を低くするよう制御する電流共振コンバ―タであり、第
９の発明は、第４の発明において、前記制御回路は過負
荷であると判断した場合に前記発振回路を停止する電流
共振コンバ―タであり、 第１０の発明は、第１乃至第９の発明において、出力電
圧をマグアンプを用いて制御する電流共振コンバータで
ある。

【００１０】

【作用】本発明の電流共振コンバ―タでは、ストロ―ブ
パルスの発生時に共振回路に流れる電流が検出される。 そしてこの電流が順方向に流れている場合は過負荷であ
るとしてスイッチング素子を駆動するための発振回路が
制御される。

【００１１】したがって共振回路の共振インダクタ、共
振コンデンサのショ―ト等の異常状態に対する保護を実
行でき、またスイッチング素子保護の応答性が良好とな
る。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。

【００１３】図１は本発明をフォワ―ド型電流共振スイ
ッチング電源装置に適用した場合の実施例の構成を示す
図である。

【００１４】同図においてＰは電圧Ｖｉ　の直流電源で
ある。Ｌｒ　は共振インダクタ、Ｃｒ　は共振コンデン
サであり、共振インダクタＬｒ　と共振コンデンサＣｒ
　とにより直列共振回路が構成される。ＳＷは直列共振
回路に流れる電流を検出する機能を持つスイッチング素
子であり、詳細は後述する。共振コンデンサＣｒ　の両
端には直列共振回路のエネルギ―を取出すように変圧器
Ｔが接続されており、一次巻線に入力された交流を変圧
して二次巻線に出力する。Ｒｅ　は整流回路、Ｆｉ　は
平滑回路であり、それぞれ変圧器Ｔの二次巻線に出力さ
れた交流を整流、平滑する。ＲＬ　は負荷抵抗、平滑回
路Ｆｉ　から出力された直流電圧Ｖｏ　が印加される。 Ｅ／Ａは誤差増幅器であり、入力１には出力電圧Ｖｏ　
が、入力２には基準電圧Ｖｒｅｆ　がそれぞれ入力され
、これら入力１、２の差に応じた電圧が出力される。Ｖ
ＣＯは電圧制御発振器であり、誤差増幅器Ｅ／Ａより出
力された信号に応じた周波数のパルスを発生する。Ｔ１
、Ｔ２はタイマであり、電圧制御発振器ＶＣＯのパルス
の「Ｈ」レベルを所定の時間だけ保持する。ＩＮＶはイ
ンバ―タであり、タイマＴ２の「Ｈ」レベル、「Ｌ」レ
ベルを反転する。Ａ１はアンドゲ―トであり、インバ―
タＩＮＶの出力とタイマＴ１の出力の論理積を出力する
。これらタイマＴ１、タイマＴ２、インバータＩＮＶ、
アンドゲートＡ１によってストローブパルス発生回路Ｓ
ＰＧが構成される。

【００１５】ＤＲＶはドライバでありタイマＴ１の出力
を増幅してスイッチング素子ＳＷを駆動するパルスを出
力する。ＣＰはコンパレ―タであり、スイッチング素子
ＳＷの電流検出端子Ｉｄ　より入力された電圧が正か負
かを比較し、正のときに「Ｈ」レベルを出力する。Ａ２
はアンドゲ―トであり、コンパレ―タＣＰの出力とアン
ドゲ―トＡ１の出力を入力して、それらの論理積を出力
する。ＦＦはフリップフロップであり、アンドゲ―トＡ
２が「Ｈ」レベルを出力したときにセットされ、電圧制
御発振器ＶＣＯを停止させる。そしてコンパレ―タＣＰ
、アンドゲ―トＡ２、フリップフロップＦＦにより電圧
制御発振器ＶＣＯを制御するための制御回路ＣＴＬを構
成する。

【００１６】次に図１で示したスイッチング素子ＳＷの
回路図を図２に示す。

【００１７】図２（ａ）はスイッチングトランジスタＱ
に直列に接続された抵抗Ｒｄ　の電圧降下の検出によっ
て電流検出を代用する電流検出機能が付加されたスイッ
チング素子を示す回路図である。

【００１８】Ｄｆ　、Ｄｒ　はダイオ―ドであり、これ
らＤｆ　、Ｄｒ　によってスイッチングトランジスタＱ
には順方向の電流のみが流れる。Ｒ１は抵抗であり、抵
抗Ｒｄ　での電圧降下を分割して取り出す。ＺＤは定電
圧ダイオ―ドであり、分割電圧のレベルを一定値に制限
する。

【００１９】図２（ｂ）はスイッチングトランジスタＱ
の端子間の電圧を検出することによって電流検出を代用
する電流検出機能が付加されたスイッチング素子を示す
。Ｒ２、Ｒ３は抵抗であり、端子間の電圧を分割して取
り出す。ＺＤは定電圧ダイオ―ドであり、分割電圧のレ
ベルを一定値に制限する。

【００２０】図２（ｃ）はスイッチング素子の他の実施
例を示すものである。　　このスイッチング素子（モト
ローラ社製、形番ＭＴＰ１０Ｎ１０Ｍ）は電流検出機能
付きのＭＯＳ　　ＦＥＴであり、定格１００Ｖ、１０Ａ
である。

【００２１】次に上述した構成のフォワ―ド型電流共振
コンバ―タの動作について説明する。　　まず、直列共
振回路をスイッチング素子ＳＷでオン、オフすると正弦
波状の電流による共振が発生する。この共振のエネルギ
―が共振コンデンサＣｒ　の両端から変圧器Ｔの一次巻
線によって取出される。そして変圧器Ｔの一次と二次の
巻線比によって電圧が変換された交流が二次巻線に発生
する。この二次巻線に発生した交流は整流回路Ｒｅ　に
よって整流されて脈流となり、その後、平滑回路Ｆｉ　
により平滑されて直流電圧Ｖｏ　を発生する。この直流
電圧Ｖｏ　が負荷抵抗ＲＬ　に印加され、電流Ｉｏ　が
流れる。

【００２２】さらに直流電圧Ｖｏ　は誤差増幅器Ｅ／Ａ
に導かれ、電圧Ｖｏ　と、目標となる基準電圧Ｖｒｅｆ
　との差に応じた信号を電圧制御発振器ＶＣＯに入力す
る。電圧制御発振器ＶＣＯではこの信号のレベルに応じ
た周波数のパルスを出力させる。すなわち、目標出力レ
ベルである電圧Ｖｒｅｆ　と出力電圧Ｖｏ　との差が大
きいときは、高い周波数で、電圧Ｖｒｅｆと電圧Ｖｏ　
の差が小さいときは低い周波数で直列共振回路のスイッ
チングが実行されるように電圧制御発振器ＶＣＯの周波
数が制御される。

【００２３】図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は直列共振回
路を流れる電流Ｉ１　を示す図であり、縦軸の正の方向
は直流電源Ｐの電圧の正の方向を示しており、図３（ｄ
）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）は制御回路ＣＴＬおよびス
トローブパルス発生回路ＳＰＧの各部のの出力パルスを
示す図である。

【００２４】上述したように、電圧制御発振器ＶＣＯの
周波数が出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆ　との差に基
づいて制御されるがこれは図３の周期Ｔが制御されるこ
とに他ならない。すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆ　よりも
出力電圧Ｖｏ　が低いときは電圧制御発振器ＶＣＯの出
力信号の周期Ｔは短くなり、基準電圧Ｖｒｅｆ　よりも
出力電圧Ｖｏ　が高いときは出力信号の周期Ｔが長くな
るように制御される。

【００２５】電圧制御発振器ＶＣＯから出力される発振
パルスの立上がりがタイマＴ１に図３で示すｔａの時刻
に入力されると後述する所定の時間ｔｗ１だけ、「Ｈ」
レベルが保持される。そしてタイマＴ１の出力はドライ
バＤＲＶによって増幅されてスイッチング素子ＳＷを駆
動する。

【００２６】タイマＴ２は、図３（ｅ）に示すように、
タイマＴ１が保持する時間ｔｗ１よりもわずかに短い時
間ｔｗ２だけ電圧制御発振器ＶＣＯのパルスの「Ｈ」レ
ベルを保持する。そしてタイマＴ２の出力はインバ―タ
ＩＮＶを介して反転され、図３（ｆ）に示す信号となっ
てアンドゲ―トＡ１に入力される。アンドゲ―トＡ１で
はインバ―タＩＮＶの出力信号とタイマＴ１の出力信号
との論理積が取られ、ストロ―ブパルスとして出力され
る。したがってストローブパルスは図３（ｇ）で示すよ
うになる。

【００２７】一方、コンパレ―タＣＰでは、スイッチン
グ素子ＳＷのＩｄ　端子から出力された電圧を比較して
順方向に電流が流れている場合に「Ｈ」レベルの信号を
出力し、逆方向の電流が流れている場合には「Ｌ」レベ
ルの信号を出力する。そしてアンドゲ―トＡ２ではコン
パレ―タＣＰの出力とアンドゲ―トＡ１の出力の論理積
がとられる。

【００２８】つまり、アンドゲ―トＡ１から出力された
ストロ―ブ信号が「Ｈ」レベルのときにスイッチング素
子ＳＷを流れる電流が順方向ならばアンドゲ―トＡ２の
出力は「Ｈ」レベルとなり、それ以外のときは「Ｌ」レ
ベルとなる。アンドゲ―トＡ２の出力が「Ｌ」レベルの
ときは、フリップフロップＦＦはリセットされ、電圧制
御発振器ＶＣＯは発振状態を維持する。

【００２９】しかし、ストローブパルス発生時にスイッ
チング素子ＳＷを流れる電流が正の時はアンドゲ―トＡ
２が「Ｈ」レベルとなり、フリップフロップＦＦがセッ
トされ、電圧制御発振器ＶＣＯの発振を停止して過電流
の保護が行われる。

【００３０】ところで直列共振回路には、図３に示すよ
うに、軽負荷時にはグラフ（ａ）のように電流が流れ、
定格負荷時にはグラフ（ｂ）のように電流が流れる。そ
してこれらグラフのＴｚ１、Ｔｚ２の期間中にスイッチ
ング素子ＳＷをオフすればゼロカレントスイッチングが
可能となる。

【００３１】しかしながら過負荷時にはグラフ（ｃ）の
ように電流が流れ、電流Ｉ１　は常に正となるためゼロ
カレントスイッチングが不可能となる。

【００３２】そこで、正常の負荷で使用した場合におい
て直列共振回路を流れる電流が最低となる時刻付近にタ
イマＴ１の出力が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルとなる
点ｔｂがくるようにｔｗ１を設定する。このようにタイ
マＴ１を設定すれば、スイッチング素子がオフとなる点
ｔｂの直前でストロ―ブ信号が「Ｈ」レベルとなり、こ
の時刻におけるスイッチング素子ＳＷを流れる電流が順
方向であった場合には過負荷であるとして電圧制御発振
器ＶＣＯの発振が停止することになり、過電流保護が実
現される。

【００３３】なお本実施例では、フリップフロップＦＦ
の出力によって電圧制御発振器ＶＣＯを直接停止させた
が、フリップフロップＦＦの出力によって電圧制御発振
器ＶＣＯの周波数が低くなるように誤差増幅器Ｅ／Ａの
出力レベルを設定するように制御してもよい。

【００３４】また本実施例ではストロ―ブ信号はタイマ
Ｔ１の出力が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルになる点ｔ
ｂの直前で「Ｈ」レベルとなるように設定したが、図３
（ｈ）のように点ｔｂの直後に「Ｈ」レベルとなるよう
に設定してもよい。

【００３５】さらに、図４に示すように、共振インダク
タＬｒ　を変圧器Ｔの一次側に直列に、共振コンデンサ
Ｃｒ　を２次側に並列に設けて共振インダクタＬｒ　と
共振コンデンサＣｒ　との共振によってゼロカレントス
イッチングを行うようにしても良い。

【００３６】また、図５に示すように、共振コンデンサ
Ｃｒ　を変圧器Ｔの２次側に並列に接続して変圧器Ｔの
漏れインダクタンスとの間で共振を行うようにすること
も可能である。図６は図５に示す電流共振コンバータの
変圧器Ｔおよび共振回路の等価回路を示す図である。同
図に示すように、変圧器Ｔの漏れインダクタンスＬ１、
Ｌ２と共振コンデンサＣｒ　との間で共振が起こりゼロ
カレントスイッチングが行われる。

【００３７】図７はマグアンプを用いた電流共振コンバ
ータに本発明を適用した場合の実施例を示す図である。

【００３８】同図に示すように、制御回路ＣＴＬ、スト
ローブパルス発生回路ＳＰＧ、直列共振回路は図１に示
す実施例と同様である。この実施例では、図１に示した
電圧制御発振器ＶＣＯのかわりに固定周波数信号を発振
する発振器ＯＳＣが用いられている。そして変圧器Ｔと
整流回路Ｒｅ　の間に可飽和リアクトルＳＲが挿入され
ており、可飽和リアクトルＳＲのバイアス電流がバイア
ス電流制御回路ＳＲＣによって制御されている。

【００３９】バイアス電流制御回路ＳＲＣは逆流防止用
のダイオードＤ１と、誤差増幅器Ｅ／Ａと、電流制御用
のトランジスタＱ１と、トランジスタＱ１のベースをプ
ルアップする抵抗Ｒ４とから構成されている。

【００４０】そして出力電圧Ｖｏ　と基準電圧Ｖｒｅｆ
　との差に応じて誤差増幅器Ｅ／Ａから信号が出力され
る。この誤差増幅器Ｅ／Ａからの出力信号によってトラ
ンジスタＱ１のベースから電流を引き込む度合いが変化
することによってエミッタ−コレクタ間に流れる電流が
変化する。したがって可飽和リアクトルＳＲのバイアス
電流が変化して可飽和リアクトルＳＲの磁化される度合
いが変化する。この様にして可飽和リアクトルＳＲの磁
化の度合いにより可飽和リアクトルＳＲのインダクタン
スが変化して交流成分に対する抵抗値が変化して出力の
直流電圧を制御する。上述したマグアンプを用いた電流
共振コンバータの場合であっても図４、図５で示した場
合と同様に共振コンデンサＣｒ　は変圧器Ｔの２次側に
並列に設けることも可能であるし、共振のためのインダ
クタンスは変圧器Ｔの漏れインダクタンスを利用するこ
とも可能である。

【００４１】したがって本実施例のフォワ―ド型電流共
振コンバ―タでは、共振回路に流れる電流を検出して共
振インダクタＬｒ　および共振コンデンサＣｒ　のショ
―ト等の異常状態に対する保護を行うことができ、また
スイッチング素子保護の応答性が良好となる。

【００４２】さらに本実施例では、電流検出を抵抗の電
圧降下で実行しているため、重く大きなカレントトラン
スが不必要となり、軽量、小型化を実現することが可能
となる。

【００４３】

【発明の効果】本発明の電流共振コンバ―タによれば、
ストロ―ブパルスの発生時に共振回路に流れる電流が検
出される。そしてこの電流が順方向に流れている場合は
過負荷であるとしてスイッチング素子を駆動するため、
共振インダクタおよび共振コンデンサのショ―ト等の異
常状態に対する保護を実現することが可能となり、また
スイッチング素子保護の応答性が良好となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例であるスイッチング電源の構
成を示す図である。

【図２】スイッチング素子の回路を示す回路図である。

【図３】直列共振回路に流れる電流および過電流保護の
ための回路の各端子に出力される電圧を示す図である。

【図４】本発明の他の実施例のスイッチング電源の構成
を示す図である。

【図５】本発明のさらに他の実施例のスイッチング電源
の構成を示す図である。

【図６】図５に示すスイッチング電源の変圧器Ｔの１次
側、２次側部分の等価回路を示す図である。

【図７】本発明をマグアンプ制御のスイッチング電源に
適応した場合の構成を示す図である。

【符号の説明】

Ｐ…直流電源 Ｌｒ　…共振インダクタ Ｃｒ　…共振コンデンサ ＳＷ…スイッチング素子 Ｔ…変圧器 Ｒｅ　…整流回路 Ｆｉ　…平滑回路 ＲＬ　…負荷抵抗 Ｅ／Ａ…誤差増幅器 ＶＣＯ…電圧制御発振器 Ｔ１、Ｔ２…タイマ ＩＮＶ…インバ―タ Ａ１、Ａ２…アンドゲ―ト ＳＰＧ…ストローブパルス発生回路 ＤＲＶ…ドライバ ＣＰ…コンパレ―タ ＦＦ…フリップフロップ ＣＴＬ…制御回路 Ｑ…スイッチングトランジスタ Ｄｆ　、Ｄｒ　…ダイオ―ド Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒｄ　…抵抗ＺＤ…定電圧ダ
イオ―ド ＯＳＣ…発振器 ＳＲ…可飽和リアクトル ＳＲＣ…電流制御回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　インダクタとキャパシタとが直列に接
   続された直列共振回路と、この直列共振回路に直列に接
   続され、前記直列共振回路をオン・オフするスイッチン
   グ素子と、このスイッチング素子を駆動するための発振
   回路と、前記直列共振回路に流れる電流を検出する電流
   検出手段と、前記スイッチング素子をオンしてから所定
   の時間経過した後にストロ―ブパルスを発生させるスト
   ロ―ブパルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生時
   に前記直列共振回路に順方向の電流が流れている場合は
   過負荷であるとして前記発振回路を制御する制御回路と
   を具備した電流共振コンバータ。
2. 【請求項２】　　前記制御回路は過負荷であると判断し
   た場合に前記発振回路の発振周波数を低くするよう制御
   する請求項１記載の電流共振コンバータ。
3. 【請求項３】　　前記制御回路は過負荷であると判断し
   た場合に前記発振回路を停止する請求項１記載の電流共
   振コンバータ。
4. 【請求項４】　　トランスと、このトランスの１次側巻
   線に直列に接続されたインダクタと、前記１次側巻線に
   流れる電流をオン・オフするスイッチング素子と、前記
   トランスの２次側巻線に並列に接続され、前記インダク
   タとの間で共振回路を構成するキャパシタと、前記トラ
   ンスの１次側巻線に流れる電流を検出する電流検出手段
   と、前記スイッチング素子をオンしてから所定の時間経
   過した後にストロ―ブパルスを発生させるストロ―ブパ
   ルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生時に前記１
   次側巻線に順方向の電流が流れている場合は過負荷であ
   るとして前記１次側巻線に流れる電流を制御する制御回
   路とを具備する電流共振コンバータ。
5. 【請求項５】　　前記制御回路は過負荷であると判断し
   た場合に前記発振回路の発振周波数を低くするよう制御
   する請求項４記載の電流共振コンバータ。
6. 【請求項６】　　前記制御回路は過負荷であると判断し
   た場合に前記発振回路を停止する請求項４記載の電流共
   振コンバータ。
7. 【請求項７】　　トランスと、前記１次側巻線に流れる
   電流をオン・オフするスイッチング素子と、前記トラン
   スの２次側巻線に並列に接続され、前記トランスの漏れ
   インダクタンスとの間で共振回路を構成するキャパシタ
   と、前記トランスの１次側巻線に流れる電流を検出する
   電流検出手段と、前記スイッチング素子をオンしてから
   所定の時間経過した後にストロ―ブパルスを発生させる
   ストロ―ブパルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発
   生時に前記１次側巻線に順方向の電流が流れている場合
   は過負荷であるとして前記１次側巻線に流れる電流を制
   御する制御回路とを具備する電流共振コンバータ。
8. 【請求項８】　　前記制御回路は過負荷であると判断し
   た場合に前記発振回路の発振周波数を低くするよう制御
   する請求項４記載の電流共振コンバータ。
9. 【請求項９】　　前記制御回路は過負荷であると判断し
   た場合に前記発振回路を停止する請求項４記載の電流共
   振コンバータ。
10. 【請求項１０】　　出力電圧をマグアンプを用いて制御
    する請求項１乃至９の電流共振コンバータ。