JPH04217862A - 電流共振コンバータ - Google Patents
電流共振コンバータInfo
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- JPH04217862A JPH04217862A JP908591A JP908591A JPH04217862A JP H04217862 A JPH04217862 A JP H04217862A JP 908591 A JP908591 A JP 908591A JP 908591 A JP908591 A JP 908591A JP H04217862 A JPH04217862 A JP H04217862A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
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- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- Y02B70/1433—
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】[発明の目的]
【0002】
【産業上の利用分野】本発明は電流共振コンバ―タに係
り、特に電流共振コンバ―タの過電流保護回路に関する
。
り、特に電流共振コンバ―タの過電流保護回路に関する
。
【0003】
【従来の技術】直流を高い周波数でスイッチングしてト
ランスで変圧した後、整流して直流を得るスイッチング
レギュレ―タは、小型、高効率などの特徴を持ち、電気
機器の電源装置として広く用いられている。そして最近
では、スイッチング素子の負担を軽減し、さらに効率を
良くするために、スイッチングレギュレ―タに共振回路
を付加した電流共振コンバ―タが使用されつつある。
ランスで変圧した後、整流して直流を得るスイッチング
レギュレ―タは、小型、高効率などの特徴を持ち、電気
機器の電源装置として広く用いられている。そして最近
では、スイッチング素子の負担を軽減し、さらに効率を
良くするために、スイッチングレギュレ―タに共振回路
を付加した電流共振コンバ―タが使用されつつある。
【0004】ところで、このような電流共振コンバ―タ
では、スイッチング素子の保護および効率の観点から、
スイッチング素子によるオン・オフを電流が零の状態で
行うこと(ゼロカレントスイッチング)が重要である。 ゼロカレントスイッチングを実行するためには共振回路
に流れる電流を所定の値以下とする必要がある。さらに
共振回路を流れる電流が大きくなると回路部品が過熱し
て部品の寿命が短くなる。これらの事情により電流共振
コンバ―タには過電流の保護回路が必要となる。 こ
のような過電流保護を行うために、従来は、変圧器の一
次側に交流電流を測定するためにカレントトランスを用
いた。そして交流電流の検出を行い、この交流を整流・
平滑して直流とした後、この直流電流に基づいてスイッ
チング素子の駆動を制御していた。
では、スイッチング素子の保護および効率の観点から、
スイッチング素子によるオン・オフを電流が零の状態で
行うこと(ゼロカレントスイッチング)が重要である。 ゼロカレントスイッチングを実行するためには共振回路
に流れる電流を所定の値以下とする必要がある。さらに
共振回路を流れる電流が大きくなると回路部品が過熱し
て部品の寿命が短くなる。これらの事情により電流共振
コンバ―タには過電流の保護回路が必要となる。 こ
のような過電流保護を行うために、従来は、変圧器の一
次側に交流電流を測定するためにカレントトランスを用
いた。そして交流電流の検出を行い、この交流を整流・
平滑して直流とした後、この直流電流に基づいてスイッ
チング素子の駆動を制御していた。
【0005】しかしながら、カレントトランスを用いた
電流検出では共振回路を構成するインダクタおよびコン
デンサのショ―ト等の異常状態に対する保護が困難であ
り、カレントトランス出力後の平滑回路のためにスイッ
チング素子Sの保護の応答性が悪かった。またカレント
トランスのために大型になった。
電流検出では共振回路を構成するインダクタおよびコン
デンサのショ―ト等の異常状態に対する保護が困難であ
り、カレントトランス出力後の平滑回路のためにスイッ
チング素子Sの保護の応答性が悪かった。またカレント
トランスのために大型になった。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の電流共振コンバ―タの保護回路では変圧器の一次巻線
の電流をカレントトランスによって検出していたため、
直列共振回路を構成するインダクタおよびコンデンサの
ショ―トに対しては異常状態を検出することが困難であ
り、スイッチング素子保護の応答性が悪く、カレントト
ランスのために大型で重くなった。
の電流共振コンバ―タの保護回路では変圧器の一次巻線
の電流をカレントトランスによって検出していたため、
直列共振回路を構成するインダクタおよびコンデンサの
ショ―トに対しては異常状態を検出することが困難であ
り、スイッチング素子保護の応答性が悪く、カレントト
ランスのために大型で重くなった。
【0007】本発明は上述した従来の問題点を解決すべ
く創案されたものであり、共振回路を構成するインダク
タおよびコンデンサのショ―ト等の異常状態に対する保
護が可能で、スイッチング素子保護の応答性が良好であ
るとともに、小型、軽量化できる電流共振コンバ―タを
提供することを目的とする。
く創案されたものであり、共振回路を構成するインダク
タおよびコンデンサのショ―ト等の異常状態に対する保
護が可能で、スイッチング素子保護の応答性が良好であ
るとともに、小型、軽量化できる電流共振コンバ―タを
提供することを目的とする。
【0008】[発明の構成]
【0009】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、 第1の発明は、インダクタとキャパシタとが直列に接続
された直列共振回路と、この直列共振回路に直列に接続
され、前記直列共振回路をオン・オフするスイッチング
素子と、このスイッチング素子を駆動するための発振回
路と、前記直列共振回路に流れる電流を検出する電流検
出手段と、前記スイッチング素子をオンしてから所定の
時間経過した後にストロ―ブパルスを発生させるストロ
―ブパルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生時に
前記直列共振回路に順方向の電流が流れている場合は過
負荷であるとして前記発振回路を制御する制御回路とを
具備した電流共振コンバ―タであり、 第2の発明は、第1の発明において、前記制御回路は過
負荷であると判断した場合に前記発振回路の発振周波数
を低くするよう制御する電流共振コンバ―タであり、第
3の発明は、第1の発明において、前記制御回路は過負
荷であると判断した場合に前記発振回路を停止する電流
共振コンバ―タであり、 第4の発明は、トランスと、このトランスの1次側巻線
に直列に接続されたインダクタと、前記1次側巻線に流
れる電流をオン・オフするスイッチング素子と、前記ト
ランスの2次側巻線に並列に接続され、前記インダクタ
との間で共振回路を構成するキャパシタと、前記トラン
スの1次側巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と
、前記スイッチング素子をオンしてから所定の時間経過
した後にストロ―ブパルスを発生させるストロ―ブパル
ス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生時に前記1次
側巻線に順方向の電流が流れている場合は過負荷である
として前記1次側巻線に流れる電流を制御する制御回路
とを具備する電流共振コンバ―タであり、第5の発明は
、第4の発明において、前記制御回路は過負荷であると
判断した場合に前記発振回路の発振周波数を低くするよ
う制御する電流共振コンバ―タであり、第6の発明は、
第4の発明において、前記制御回路は過負荷であると判
断した場合に前記発振回路を停止する電流共振コンバ―
タであり、 第7の発明は、トランスと、前記1次側巻線に流れる電
流をオン・オフするスイッチング素子と、前記トランス
の2次側巻線に並列に接続され、前記トランスの漏れイ
ンダクタンスとの間で共振回路を構成するキャパシタと
、前記トランスの1次側巻線に流れる電流を検出する電
流検出手段と、前記スイッチング素子をオンしてから所
定の時間経過した後にストロ―ブパルスを発生させるス
トロ―ブパルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生
時に前記1次側巻線に順方向の電流が流れている場合は
過負荷であるとして前記1次側巻線に流れる電流を制御
する制御回路とを具備する電流共振コンバ―タであり、 第8の発明は、第4の発明において、前記制御回路は過
負荷であると判断した場合に前記発振回路の発振周波数
を低くするよう制御する電流共振コンバ―タであり、第
9の発明は、第4の発明において、前記制御回路は過負
荷であると判断した場合に前記発振回路を停止する電流
共振コンバ―タであり、 第10の発明は、第1乃至第9の発明において、出力電
圧をマグアンプを用いて制御する電流共振コンバータで
ある。
に、 第1の発明は、インダクタとキャパシタとが直列に接続
された直列共振回路と、この直列共振回路に直列に接続
され、前記直列共振回路をオン・オフするスイッチング
素子と、このスイッチング素子を駆動するための発振回
路と、前記直列共振回路に流れる電流を検出する電流検
出手段と、前記スイッチング素子をオンしてから所定の
時間経過した後にストロ―ブパルスを発生させるストロ
―ブパルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生時に
前記直列共振回路に順方向の電流が流れている場合は過
負荷であるとして前記発振回路を制御する制御回路とを
具備した電流共振コンバ―タであり、 第2の発明は、第1の発明において、前記制御回路は過
負荷であると判断した場合に前記発振回路の発振周波数
を低くするよう制御する電流共振コンバ―タであり、第
3の発明は、第1の発明において、前記制御回路は過負
荷であると判断した場合に前記発振回路を停止する電流
共振コンバ―タであり、 第4の発明は、トランスと、このトランスの1次側巻線
に直列に接続されたインダクタと、前記1次側巻線に流
れる電流をオン・オフするスイッチング素子と、前記ト
ランスの2次側巻線に並列に接続され、前記インダクタ
との間で共振回路を構成するキャパシタと、前記トラン
スの1次側巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と
、前記スイッチング素子をオンしてから所定の時間経過
した後にストロ―ブパルスを発生させるストロ―ブパル
ス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生時に前記1次
側巻線に順方向の電流が流れている場合は過負荷である
として前記1次側巻線に流れる電流を制御する制御回路
とを具備する電流共振コンバ―タであり、第5の発明は
、第4の発明において、前記制御回路は過負荷であると
判断した場合に前記発振回路の発振周波数を低くするよ
う制御する電流共振コンバ―タであり、第6の発明は、
第4の発明において、前記制御回路は過負荷であると判
断した場合に前記発振回路を停止する電流共振コンバ―
タであり、 第7の発明は、トランスと、前記1次側巻線に流れる電
流をオン・オフするスイッチング素子と、前記トランス
の2次側巻線に並列に接続され、前記トランスの漏れイ
ンダクタンスとの間で共振回路を構成するキャパシタと
、前記トランスの1次側巻線に流れる電流を検出する電
流検出手段と、前記スイッチング素子をオンしてから所
定の時間経過した後にストロ―ブパルスを発生させるス
トロ―ブパルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生
時に前記1次側巻線に順方向の電流が流れている場合は
過負荷であるとして前記1次側巻線に流れる電流を制御
する制御回路とを具備する電流共振コンバ―タであり、 第8の発明は、第4の発明において、前記制御回路は過
負荷であると判断した場合に前記発振回路の発振周波数
を低くするよう制御する電流共振コンバ―タであり、第
9の発明は、第4の発明において、前記制御回路は過負
荷であると判断した場合に前記発振回路を停止する電流
共振コンバ―タであり、 第10の発明は、第1乃至第9の発明において、出力電
圧をマグアンプを用いて制御する電流共振コンバータで
ある。
【0010】
【作用】本発明の電流共振コンバ―タでは、ストロ―ブ
パルスの発生時に共振回路に流れる電流が検出される。 そしてこの電流が順方向に流れている場合は過負荷であ
るとしてスイッチング素子を駆動するための発振回路が
制御される。
パルスの発生時に共振回路に流れる電流が検出される。 そしてこの電流が順方向に流れている場合は過負荷であ
るとしてスイッチング素子を駆動するための発振回路が
制御される。
【0011】したがって共振回路の共振インダクタ、共
振コンデンサのショ―ト等の異常状態に対する保護を実
行でき、またスイッチング素子保護の応答性が良好とな
る。
振コンデンサのショ―ト等の異常状態に対する保護を実
行でき、またスイッチング素子保護の応答性が良好とな
る。
【0012】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【0013】図1は本発明をフォワ―ド型電流共振スイ
ッチング電源装置に適用した場合の実施例の構成を示す
図である。
ッチング電源装置に適用した場合の実施例の構成を示す
図である。
【0014】同図においてPは電圧Vi の直流電源で
ある。Lr は共振インダクタ、Cr は共振コンデン
サであり、共振インダクタLr と共振コンデンサCr
とにより直列共振回路が構成される。SWは直列共振
回路に流れる電流を検出する機能を持つスイッチング素
子であり、詳細は後述する。共振コンデンサCr の両
端には直列共振回路のエネルギ―を取出すように変圧器
Tが接続されており、一次巻線に入力された交流を変圧
して二次巻線に出力する。Re は整流回路、Fi は
平滑回路であり、それぞれ変圧器Tの二次巻線に出力さ
れた交流を整流、平滑する。RL は負荷抵抗、平滑回
路Fi から出力された直流電圧Vo が印加される。 E/Aは誤差増幅器であり、入力1には出力電圧Vo
が、入力2には基準電圧Vref がそれぞれ入力され
、これら入力1、2の差に応じた電圧が出力される。V
COは電圧制御発振器であり、誤差増幅器E/Aより出
力された信号に応じた周波数のパルスを発生する。T1
、T2はタイマであり、電圧制御発振器VCOのパルス
の「H」レベルを所定の時間だけ保持する。INVはイ
ンバ―タであり、タイマT2の「H」レベル、「L」レ
ベルを反転する。A1はアンドゲ―トであり、インバ―
タINVの出力とタイマT1の出力の論理積を出力する
。これらタイマT1、タイマT2、インバータINV、
アンドゲートA1によってストローブパルス発生回路S
PGが構成される。
ある。Lr は共振インダクタ、Cr は共振コンデン
サであり、共振インダクタLr と共振コンデンサCr
とにより直列共振回路が構成される。SWは直列共振
回路に流れる電流を検出する機能を持つスイッチング素
子であり、詳細は後述する。共振コンデンサCr の両
端には直列共振回路のエネルギ―を取出すように変圧器
Tが接続されており、一次巻線に入力された交流を変圧
して二次巻線に出力する。Re は整流回路、Fi は
平滑回路であり、それぞれ変圧器Tの二次巻線に出力さ
れた交流を整流、平滑する。RL は負荷抵抗、平滑回
路Fi から出力された直流電圧Vo が印加される。 E/Aは誤差増幅器であり、入力1には出力電圧Vo
が、入力2には基準電圧Vref がそれぞれ入力され
、これら入力1、2の差に応じた電圧が出力される。V
COは電圧制御発振器であり、誤差増幅器E/Aより出
力された信号に応じた周波数のパルスを発生する。T1
、T2はタイマであり、電圧制御発振器VCOのパルス
の「H」レベルを所定の時間だけ保持する。INVはイ
ンバ―タであり、タイマT2の「H」レベル、「L」レ
ベルを反転する。A1はアンドゲ―トであり、インバ―
タINVの出力とタイマT1の出力の論理積を出力する
。これらタイマT1、タイマT2、インバータINV、
アンドゲートA1によってストローブパルス発生回路S
PGが構成される。
【0015】DRVはドライバでありタイマT1の出力
を増幅してスイッチング素子SWを駆動するパルスを出
力する。CPはコンパレ―タであり、スイッチング素子
SWの電流検出端子Id より入力された電圧が正か負
かを比較し、正のときに「H」レベルを出力する。A2
はアンドゲ―トであり、コンパレ―タCPの出力とアン
ドゲ―トA1の出力を入力して、それらの論理積を出力
する。FFはフリップフロップであり、アンドゲ―トA
2が「H」レベルを出力したときにセットされ、電圧制
御発振器VCOを停止させる。そしてコンパレ―タCP
、アンドゲ―トA2、フリップフロップFFにより電圧
制御発振器VCOを制御するための制御回路CTLを構
成する。
を増幅してスイッチング素子SWを駆動するパルスを出
力する。CPはコンパレ―タであり、スイッチング素子
SWの電流検出端子Id より入力された電圧が正か負
かを比較し、正のときに「H」レベルを出力する。A2
はアンドゲ―トであり、コンパレ―タCPの出力とアン
ドゲ―トA1の出力を入力して、それらの論理積を出力
する。FFはフリップフロップであり、アンドゲ―トA
2が「H」レベルを出力したときにセットされ、電圧制
御発振器VCOを停止させる。そしてコンパレ―タCP
、アンドゲ―トA2、フリップフロップFFにより電圧
制御発振器VCOを制御するための制御回路CTLを構
成する。
【0016】次に図1で示したスイッチング素子SWの
回路図を図2に示す。
回路図を図2に示す。
【0017】図2(a)はスイッチングトランジスタQ
に直列に接続された抵抗Rd の電圧降下の検出によっ
て電流検出を代用する電流検出機能が付加されたスイッ
チング素子を示す回路図である。
に直列に接続された抵抗Rd の電圧降下の検出によっ
て電流検出を代用する電流検出機能が付加されたスイッ
チング素子を示す回路図である。
【0018】Df 、Dr はダイオ―ドであり、これ
らDf 、Dr によってスイッチングトランジスタQ
には順方向の電流のみが流れる。R1は抵抗であり、抵
抗Rd での電圧降下を分割して取り出す。ZDは定電
圧ダイオ―ドであり、分割電圧のレベルを一定値に制限
する。
らDf 、Dr によってスイッチングトランジスタQ
には順方向の電流のみが流れる。R1は抵抗であり、抵
抗Rd での電圧降下を分割して取り出す。ZDは定電
圧ダイオ―ドであり、分割電圧のレベルを一定値に制限
する。
【0019】図2(b)はスイッチングトランジスタQ
の端子間の電圧を検出することによって電流検出を代用
する電流検出機能が付加されたスイッチング素子を示す
。R2、R3は抵抗であり、端子間の電圧を分割して取
り出す。ZDは定電圧ダイオ―ドであり、分割電圧のレ
ベルを一定値に制限する。
の端子間の電圧を検出することによって電流検出を代用
する電流検出機能が付加されたスイッチング素子を示す
。R2、R3は抵抗であり、端子間の電圧を分割して取
り出す。ZDは定電圧ダイオ―ドであり、分割電圧のレ
ベルを一定値に制限する。
【0020】図2(c)はスイッチング素子の他の実施
例を示すものである。 このスイッチング素子(モト
ローラ社製、形番MTP10N10M)は電流検出機能
付きのMOS FETであり、定格100V、10A
である。
例を示すものである。 このスイッチング素子(モト
ローラ社製、形番MTP10N10M)は電流検出機能
付きのMOS FETであり、定格100V、10A
である。
【0021】次に上述した構成のフォワ―ド型電流共振
コンバ―タの動作について説明する。 まず、直列共
振回路をスイッチング素子SWでオン、オフすると正弦
波状の電流による共振が発生する。この共振のエネルギ
―が共振コンデンサCr の両端から変圧器Tの一次巻
線によって取出される。そして変圧器Tの一次と二次の
巻線比によって電圧が変換された交流が二次巻線に発生
する。この二次巻線に発生した交流は整流回路Re に
よって整流されて脈流となり、その後、平滑回路Fi
により平滑されて直流電圧Vo を発生する。この直流
電圧Vo が負荷抵抗RL に印加され、電流Io が
流れる。
コンバ―タの動作について説明する。 まず、直列共
振回路をスイッチング素子SWでオン、オフすると正弦
波状の電流による共振が発生する。この共振のエネルギ
―が共振コンデンサCr の両端から変圧器Tの一次巻
線によって取出される。そして変圧器Tの一次と二次の
巻線比によって電圧が変換された交流が二次巻線に発生
する。この二次巻線に発生した交流は整流回路Re に
よって整流されて脈流となり、その後、平滑回路Fi
により平滑されて直流電圧Vo を発生する。この直流
電圧Vo が負荷抵抗RL に印加され、電流Io が
流れる。
【0022】さらに直流電圧Vo は誤差増幅器E/A
に導かれ、電圧Vo と、目標となる基準電圧Vref
との差に応じた信号を電圧制御発振器VCOに入力す
る。電圧制御発振器VCOではこの信号のレベルに応じ
た周波数のパルスを出力させる。すなわち、目標出力レ
ベルである電圧Vref と出力電圧Vo との差が大
きいときは、高い周波数で、電圧Vrefと電圧Vo
の差が小さいときは低い周波数で直列共振回路のスイッ
チングが実行されるように電圧制御発振器VCOの周波
数が制御される。
に導かれ、電圧Vo と、目標となる基準電圧Vref
との差に応じた信号を電圧制御発振器VCOに入力す
る。電圧制御発振器VCOではこの信号のレベルに応じ
た周波数のパルスを出力させる。すなわち、目標出力レ
ベルである電圧Vref と出力電圧Vo との差が大
きいときは、高い周波数で、電圧Vrefと電圧Vo
の差が小さいときは低い周波数で直列共振回路のスイッ
チングが実行されるように電圧制御発振器VCOの周波
数が制御される。
【0023】図3(a)、(b)、(c)は直列共振回
路を流れる電流I1 を示す図であり、縦軸の正の方向
は直流電源Pの電圧の正の方向を示しており、図3(d
)、(e)、(f)、(h)は制御回路CTLおよびス
トローブパルス発生回路SPGの各部のの出力パルスを
示す図である。
路を流れる電流I1 を示す図であり、縦軸の正の方向
は直流電源Pの電圧の正の方向を示しており、図3(d
)、(e)、(f)、(h)は制御回路CTLおよびス
トローブパルス発生回路SPGの各部のの出力パルスを
示す図である。
【0024】上述したように、電圧制御発振器VCOの
周波数が出力電圧Voと基準電圧Vref との差に基
づいて制御されるがこれは図3の周期Tが制御されるこ
とに他ならない。すなわち、基準電圧Vref よりも
出力電圧Vo が低いときは電圧制御発振器VCOの出
力信号の周期Tは短くなり、基準電圧Vref よりも
出力電圧Vo が高いときは出力信号の周期Tが長くな
るように制御される。
周波数が出力電圧Voと基準電圧Vref との差に基
づいて制御されるがこれは図3の周期Tが制御されるこ
とに他ならない。すなわち、基準電圧Vref よりも
出力電圧Vo が低いときは電圧制御発振器VCOの出
力信号の周期Tは短くなり、基準電圧Vref よりも
出力電圧Vo が高いときは出力信号の周期Tが長くな
るように制御される。
【0025】電圧制御発振器VCOから出力される発振
パルスの立上がりがタイマT1に図3で示すtaの時刻
に入力されると後述する所定の時間tw1だけ、「H」
レベルが保持される。そしてタイマT1の出力はドライ
バDRVによって増幅されてスイッチング素子SWを駆
動する。
パルスの立上がりがタイマT1に図3で示すtaの時刻
に入力されると後述する所定の時間tw1だけ、「H」
レベルが保持される。そしてタイマT1の出力はドライ
バDRVによって増幅されてスイッチング素子SWを駆
動する。
【0026】タイマT2は、図3(e)に示すように、
タイマT1が保持する時間tw1よりもわずかに短い時
間tw2だけ電圧制御発振器VCOのパルスの「H」レ
ベルを保持する。そしてタイマT2の出力はインバ―タ
INVを介して反転され、図3(f)に示す信号となっ
てアンドゲ―トA1に入力される。アンドゲ―トA1で
はインバ―タINVの出力信号とタイマT1の出力信号
との論理積が取られ、ストロ―ブパルスとして出力され
る。したがってストローブパルスは図3(g)で示すよ
うになる。
タイマT1が保持する時間tw1よりもわずかに短い時
間tw2だけ電圧制御発振器VCOのパルスの「H」レ
ベルを保持する。そしてタイマT2の出力はインバ―タ
INVを介して反転され、図3(f)に示す信号となっ
てアンドゲ―トA1に入力される。アンドゲ―トA1で
はインバ―タINVの出力信号とタイマT1の出力信号
との論理積が取られ、ストロ―ブパルスとして出力され
る。したがってストローブパルスは図3(g)で示すよ
うになる。
【0027】一方、コンパレ―タCPでは、スイッチン
グ素子SWのId 端子から出力された電圧を比較して
順方向に電流が流れている場合に「H」レベルの信号を
出力し、逆方向の電流が流れている場合には「L」レベ
ルの信号を出力する。そしてアンドゲ―トA2ではコン
パレ―タCPの出力とアンドゲ―トA1の出力の論理積
がとられる。
グ素子SWのId 端子から出力された電圧を比較して
順方向に電流が流れている場合に「H」レベルの信号を
出力し、逆方向の電流が流れている場合には「L」レベ
ルの信号を出力する。そしてアンドゲ―トA2ではコン
パレ―タCPの出力とアンドゲ―トA1の出力の論理積
がとられる。
【0028】つまり、アンドゲ―トA1から出力された
ストロ―ブ信号が「H」レベルのときにスイッチング素
子SWを流れる電流が順方向ならばアンドゲ―トA2の
出力は「H」レベルとなり、それ以外のときは「L」レ
ベルとなる。アンドゲ―トA2の出力が「L」レベルの
ときは、フリップフロップFFはリセットされ、電圧制
御発振器VCOは発振状態を維持する。
ストロ―ブ信号が「H」レベルのときにスイッチング素
子SWを流れる電流が順方向ならばアンドゲ―トA2の
出力は「H」レベルとなり、それ以外のときは「L」レ
ベルとなる。アンドゲ―トA2の出力が「L」レベルの
ときは、フリップフロップFFはリセットされ、電圧制
御発振器VCOは発振状態を維持する。
【0029】しかし、ストローブパルス発生時にスイッ
チング素子SWを流れる電流が正の時はアンドゲ―トA
2が「H」レベルとなり、フリップフロップFFがセッ
トされ、電圧制御発振器VCOの発振を停止して過電流
の保護が行われる。
チング素子SWを流れる電流が正の時はアンドゲ―トA
2が「H」レベルとなり、フリップフロップFFがセッ
トされ、電圧制御発振器VCOの発振を停止して過電流
の保護が行われる。
【0030】ところで直列共振回路には、図3に示すよ
うに、軽負荷時にはグラフ(a)のように電流が流れ、
定格負荷時にはグラフ(b)のように電流が流れる。そ
してこれらグラフのTz1、Tz2の期間中にスイッチ
ング素子SWをオフすればゼロカレントスイッチングが
可能となる。
うに、軽負荷時にはグラフ(a)のように電流が流れ、
定格負荷時にはグラフ(b)のように電流が流れる。そ
してこれらグラフのTz1、Tz2の期間中にスイッチ
ング素子SWをオフすればゼロカレントスイッチングが
可能となる。
【0031】しかしながら過負荷時にはグラフ(c)の
ように電流が流れ、電流I1 は常に正となるためゼロ
カレントスイッチングが不可能となる。
ように電流が流れ、電流I1 は常に正となるためゼロ
カレントスイッチングが不可能となる。
【0032】そこで、正常の負荷で使用した場合におい
て直列共振回路を流れる電流が最低となる時刻付近にタ
イマT1の出力が「H」レベルから「L」レベルとなる
点tbがくるようにtw1を設定する。このようにタイ
マT1を設定すれば、スイッチング素子がオフとなる点
tbの直前でストロ―ブ信号が「H」レベルとなり、こ
の時刻におけるスイッチング素子SWを流れる電流が順
方向であった場合には過負荷であるとして電圧制御発振
器VCOの発振が停止することになり、過電流保護が実
現される。
て直列共振回路を流れる電流が最低となる時刻付近にタ
イマT1の出力が「H」レベルから「L」レベルとなる
点tbがくるようにtw1を設定する。このようにタイ
マT1を設定すれば、スイッチング素子がオフとなる点
tbの直前でストロ―ブ信号が「H」レベルとなり、こ
の時刻におけるスイッチング素子SWを流れる電流が順
方向であった場合には過負荷であるとして電圧制御発振
器VCOの発振が停止することになり、過電流保護が実
現される。
【0033】なお本実施例では、フリップフロップFF
の出力によって電圧制御発振器VCOを直接停止させた
が、フリップフロップFFの出力によって電圧制御発振
器VCOの周波数が低くなるように誤差増幅器E/Aの
出力レベルを設定するように制御してもよい。
の出力によって電圧制御発振器VCOを直接停止させた
が、フリップフロップFFの出力によって電圧制御発振
器VCOの周波数が低くなるように誤差増幅器E/Aの
出力レベルを設定するように制御してもよい。
【0034】また本実施例ではストロ―ブ信号はタイマ
T1の出力が「H」レベルから「L」レベルになる点t
bの直前で「H」レベルとなるように設定したが、図3
(h)のように点tbの直後に「H」レベルとなるよう
に設定してもよい。
T1の出力が「H」レベルから「L」レベルになる点t
bの直前で「H」レベルとなるように設定したが、図3
(h)のように点tbの直後に「H」レベルとなるよう
に設定してもよい。
【0035】さらに、図4に示すように、共振インダク
タLr を変圧器Tの一次側に直列に、共振コンデンサ
Cr を2次側に並列に設けて共振インダクタLr と
共振コンデンサCr との共振によってゼロカレントス
イッチングを行うようにしても良い。
タLr を変圧器Tの一次側に直列に、共振コンデンサ
Cr を2次側に並列に設けて共振インダクタLr と
共振コンデンサCr との共振によってゼロカレントス
イッチングを行うようにしても良い。
【0036】また、図5に示すように、共振コンデンサ
Cr を変圧器Tの2次側に並列に接続して変圧器Tの
漏れインダクタンスとの間で共振を行うようにすること
も可能である。図6は図5に示す電流共振コンバータの
変圧器Tおよび共振回路の等価回路を示す図である。同
図に示すように、変圧器Tの漏れインダクタンスL1、
L2と共振コンデンサCr との間で共振が起こりゼロ
カレントスイッチングが行われる。
Cr を変圧器Tの2次側に並列に接続して変圧器Tの
漏れインダクタンスとの間で共振を行うようにすること
も可能である。図6は図5に示す電流共振コンバータの
変圧器Tおよび共振回路の等価回路を示す図である。同
図に示すように、変圧器Tの漏れインダクタンスL1、
L2と共振コンデンサCr との間で共振が起こりゼロ
カレントスイッチングが行われる。
【0037】図7はマグアンプを用いた電流共振コンバ
ータに本発明を適用した場合の実施例を示す図である。
ータに本発明を適用した場合の実施例を示す図である。
【0038】同図に示すように、制御回路CTL、スト
ローブパルス発生回路SPG、直列共振回路は図1に示
す実施例と同様である。この実施例では、図1に示した
電圧制御発振器VCOのかわりに固定周波数信号を発振
する発振器OSCが用いられている。そして変圧器Tと
整流回路Re の間に可飽和リアクトルSRが挿入され
ており、可飽和リアクトルSRのバイアス電流がバイア
ス電流制御回路SRCによって制御されている。
ローブパルス発生回路SPG、直列共振回路は図1に示
す実施例と同様である。この実施例では、図1に示した
電圧制御発振器VCOのかわりに固定周波数信号を発振
する発振器OSCが用いられている。そして変圧器Tと
整流回路Re の間に可飽和リアクトルSRが挿入され
ており、可飽和リアクトルSRのバイアス電流がバイア
ス電流制御回路SRCによって制御されている。
【0039】バイアス電流制御回路SRCは逆流防止用
のダイオードD1と、誤差増幅器E/Aと、電流制御用
のトランジスタQ1と、トランジスタQ1のベースをプ
ルアップする抵抗R4とから構成されている。
のダイオードD1と、誤差増幅器E/Aと、電流制御用
のトランジスタQ1と、トランジスタQ1のベースをプ
ルアップする抵抗R4とから構成されている。
【0040】そして出力電圧Vo と基準電圧Vref
との差に応じて誤差増幅器E/Aから信号が出力され
る。この誤差増幅器E/Aからの出力信号によってトラ
ンジスタQ1のベースから電流を引き込む度合いが変化
することによってエミッタ−コレクタ間に流れる電流が
変化する。したがって可飽和リアクトルSRのバイアス
電流が変化して可飽和リアクトルSRの磁化される度合
いが変化する。この様にして可飽和リアクトルSRの磁
化の度合いにより可飽和リアクトルSRのインダクタン
スが変化して交流成分に対する抵抗値が変化して出力の
直流電圧を制御する。上述したマグアンプを用いた電流
共振コンバータの場合であっても図4、図5で示した場
合と同様に共振コンデンサCr は変圧器Tの2次側に
並列に設けることも可能であるし、共振のためのインダ
クタンスは変圧器Tの漏れインダクタンスを利用するこ
とも可能である。
との差に応じて誤差増幅器E/Aから信号が出力され
る。この誤差増幅器E/Aからの出力信号によってトラ
ンジスタQ1のベースから電流を引き込む度合いが変化
することによってエミッタ−コレクタ間に流れる電流が
変化する。したがって可飽和リアクトルSRのバイアス
電流が変化して可飽和リアクトルSRの磁化される度合
いが変化する。この様にして可飽和リアクトルSRの磁
化の度合いにより可飽和リアクトルSRのインダクタン
スが変化して交流成分に対する抵抗値が変化して出力の
直流電圧を制御する。上述したマグアンプを用いた電流
共振コンバータの場合であっても図4、図5で示した場
合と同様に共振コンデンサCr は変圧器Tの2次側に
並列に設けることも可能であるし、共振のためのインダ
クタンスは変圧器Tの漏れインダクタンスを利用するこ
とも可能である。
【0041】したがって本実施例のフォワ―ド型電流共
振コンバ―タでは、共振回路に流れる電流を検出して共
振インダクタLr および共振コンデンサCr のショ
―ト等の異常状態に対する保護を行うことができ、また
スイッチング素子保護の応答性が良好となる。
振コンバ―タでは、共振回路に流れる電流を検出して共
振インダクタLr および共振コンデンサCr のショ
―ト等の異常状態に対する保護を行うことができ、また
スイッチング素子保護の応答性が良好となる。
【0042】さらに本実施例では、電流検出を抵抗の電
圧降下で実行しているため、重く大きなカレントトラン
スが不必要となり、軽量、小型化を実現することが可能
となる。
圧降下で実行しているため、重く大きなカレントトラン
スが不必要となり、軽量、小型化を実現することが可能
となる。
【0043】
【発明の効果】本発明の電流共振コンバ―タによれば、
ストロ―ブパルスの発生時に共振回路に流れる電流が検
出される。そしてこの電流が順方向に流れている場合は
過負荷であるとしてスイッチング素子を駆動するため、
共振インダクタおよび共振コンデンサのショ―ト等の異
常状態に対する保護を実現することが可能となり、また
スイッチング素子保護の応答性が良好となる。
ストロ―ブパルスの発生時に共振回路に流れる電流が検
出される。そしてこの電流が順方向に流れている場合は
過負荷であるとしてスイッチング素子を駆動するため、
共振インダクタおよび共振コンデンサのショ―ト等の異
常状態に対する保護を実現することが可能となり、また
スイッチング素子保護の応答性が良好となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例であるスイッチング電源の構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図2】スイッチング素子の回路を示す回路図である。
【図3】直列共振回路に流れる電流および過電流保護の
ための回路の各端子に出力される電圧を示す図である。
ための回路の各端子に出力される電圧を示す図である。
【図4】本発明の他の実施例のスイッチング電源の構成
を示す図である。
を示す図である。
【図5】本発明のさらに他の実施例のスイッチング電源
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図6】図5に示すスイッチング電源の変圧器Tの1次
側、2次側部分の等価回路を示す図である。
側、2次側部分の等価回路を示す図である。
【図7】本発明をマグアンプ制御のスイッチング電源に
適応した場合の構成を示す図である。
適応した場合の構成を示す図である。
P…直流電源
Lr …共振インダクタ
Cr …共振コンデンサ
SW…スイッチング素子
T…変圧器
Re …整流回路
Fi …平滑回路
RL …負荷抵抗
E/A…誤差増幅器
VCO…電圧制御発振器
T1、T2…タイマ
INV…インバ―タ
A1、A2…アンドゲ―ト
SPG…ストローブパルス発生回路
DRV…ドライバ
CP…コンパレ―タ
FF…フリップフロップ
CTL…制御回路
Q…スイッチングトランジスタ
Df 、Dr …ダイオ―ド
R1、R2、R3、R4、Rd …抵抗ZD…定電圧ダ
イオ―ド OSC…発振器 SR…可飽和リアクトル SRC…電流制御回路
イオ―ド OSC…発振器 SR…可飽和リアクトル SRC…電流制御回路
Claims (10)
- 【請求項1】 インダクタとキャパシタとが直列に接
続された直列共振回路と、この直列共振回路に直列に接
続され、前記直列共振回路をオン・オフするスイッチン
グ素子と、このスイッチング素子を駆動するための発振
回路と、前記直列共振回路に流れる電流を検出する電流
検出手段と、前記スイッチング素子をオンしてから所定
の時間経過した後にストロ―ブパルスを発生させるスト
ロ―ブパルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生時
に前記直列共振回路に順方向の電流が流れている場合は
過負荷であるとして前記発振回路を制御する制御回路と
を具備した電流共振コンバータ。 - 【請求項2】 前記制御回路は過負荷であると判断し
た場合に前記発振回路の発振周波数を低くするよう制御
する請求項1記載の電流共振コンバータ。 - 【請求項3】 前記制御回路は過負荷であると判断し
た場合に前記発振回路を停止する請求項1記載の電流共
振コンバータ。 - 【請求項4】 トランスと、このトランスの1次側巻
線に直列に接続されたインダクタと、前記1次側巻線に
流れる電流をオン・オフするスイッチング素子と、前記
トランスの2次側巻線に並列に接続され、前記インダク
タとの間で共振回路を構成するキャパシタと、前記トラ
ンスの1次側巻線に流れる電流を検出する電流検出手段
と、前記スイッチング素子をオンしてから所定の時間経
過した後にストロ―ブパルスを発生させるストロ―ブパ
ルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発生時に前記1
次側巻線に順方向の電流が流れている場合は過負荷であ
るとして前記1次側巻線に流れる電流を制御する制御回
路とを具備する電流共振コンバータ。 - 【請求項5】 前記制御回路は過負荷であると判断し
た場合に前記発振回路の発振周波数を低くするよう制御
する請求項4記載の電流共振コンバータ。 - 【請求項6】 前記制御回路は過負荷であると判断し
た場合に前記発振回路を停止する請求項4記載の電流共
振コンバータ。 - 【請求項7】 トランスと、前記1次側巻線に流れる
電流をオン・オフするスイッチング素子と、前記トラン
スの2次側巻線に並列に接続され、前記トランスの漏れ
インダクタンスとの間で共振回路を構成するキャパシタ
と、前記トランスの1次側巻線に流れる電流を検出する
電流検出手段と、前記スイッチング素子をオンしてから
所定の時間経過した後にストロ―ブパルスを発生させる
ストロ―ブパルス発生回路と、前記ストロ―ブパルス発
生時に前記1次側巻線に順方向の電流が流れている場合
は過負荷であるとして前記1次側巻線に流れる電流を制
御する制御回路とを具備する電流共振コンバータ。 - 【請求項8】 前記制御回路は過負荷であると判断し
た場合に前記発振回路の発振周波数を低くするよう制御
する請求項4記載の電流共振コンバータ。 - 【請求項9】 前記制御回路は過負荷であると判断し
た場合に前記発振回路を停止する請求項4記載の電流共
振コンバータ。 - 【請求項10】 出力電圧をマグアンプを用いて制御
する請求項1乃至9の電流共振コンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP908591A JPH04217862A (ja) | 1990-01-29 | 1991-01-29 | 電流共振コンバータ |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1854490 | 1990-01-29 | ||
JP2-18544 | 1990-01-29 | ||
JP908591A JPH04217862A (ja) | 1990-01-29 | 1991-01-29 | 電流共振コンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04217862A true JPH04217862A (ja) | 1992-08-07 |
Family
ID=26343736
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP908591A Withdrawn JPH04217862A (ja) | 1990-01-29 | 1991-01-29 | 電流共振コンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04217862A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0757428A1 (en) * | 1995-07-31 | 1997-02-05 | Hewlett-Packard Company | Flyback converter |
JP2006204048A (ja) * | 2005-01-24 | 2006-08-03 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 直列共振形コンバータ |
CN114006352A (zh) * | 2021-12-29 | 2022-02-01 | 浙江大学杭州国际科创中心 | 一种谐振变换器电路短路保护方法 |
-
1991
- 1991-01-29 JP JP908591A patent/JPH04217862A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0757428A1 (en) * | 1995-07-31 | 1997-02-05 | Hewlett-Packard Company | Flyback converter |
US5608613A (en) * | 1995-07-31 | 1997-03-04 | Hewlett-Packard Company | Flyback converter |
JP2006204048A (ja) * | 2005-01-24 | 2006-08-03 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 直列共振形コンバータ |
CN114006352A (zh) * | 2021-12-29 | 2022-02-01 | 浙江大学杭州国际科创中心 | 一种谐振变换器电路短路保护方法 |
CN114006352B (zh) * | 2021-12-29 | 2022-03-15 | 浙江大学杭州国际科创中心 | 一种谐振变换器电路短路保护方法 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980514 |